JP6435665B2 - Electric motor drive - Google Patents
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Description
この発明は、複数のインバータにより電動機を駆動する駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device that drives an electric motor by a plurality of inverters.
誘導電動機や同期電動機等の交流電動機を駆動するインバータでは、直流電源電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングすることにより交流電動機を駆動する交流電力を発生する。この半導体スイッチング素子は、流すことができる電流の容量に限界がある。そのため、使用する半導体スイッチング素子によってインバータの駆動対象となる交流電動機の容量が決まる。そこで、複数の固定子スロットにｎ（正の整数）系統の多相電機子巻線を各相が同相になるようにそれぞれ収納した多重巻き電動機を作り、ｎ（正の整数）系統の多相電機子巻線を別個のインバータで制御する技術が提案されている。なお、この種の技術は例えば特許文献１に開示されている。
In an inverter that drives an AC motor such as an induction motor or a synchronous motor, AC power for driving the AC motor is generated by switching a DC power supply voltage using a semiconductor switching element. This semiconductor switching element has a limit in the capacity of a current that can flow. Therefore, the capacity of the AC motor to be driven by the inverter is determined by the semiconductor switching element to be used. Therefore, a multi-winding motor in which n (positive integer) multi-phase armature windings are housed in a plurality of stator slots so that each phase is in phase is formed, and n (positive integer) multi-phase motors are formed. A technique for controlling the armature winding with a separate inverter has been proposed. This type of technology is disclosed in, for example,
上述した従来の技術によれば、インバータを複数台使用することにより交流電動機に大電流を流すことが可能となり、交流電動機の大容量化の要請に応えることができる。しかしながら、上述した従来の技術は、駆動対象である交流電動機の大容量化の要請に応え、かつ、高速化の要請に応えることができないという問題がある。 According to the above-described conventional technology, it is possible to flow a large current to the AC motor by using a plurality of inverters, and it is possible to meet the demand for a large capacity of the AC motor. However, the above-described conventional technology has a problem that it can respond to a request for an increase in capacity of an AC motor to be driven and cannot meet a request for high speed.
さらに詳述すると、次の通りである。まず、大容量の交流電動機を駆動する駆動装置として一般に大容量のインバータが使用される。この大容量のインバータでは、大電流を流すことが可能な大容量の半導体スイッチング素子が用いられる。ところが、半導体スイッチング素子は、大容量になるほど、スイッチング可能な上限周波数が低くなる。従って、このような半導体スイッチング素子を用いた大容量のインバータは、主に大容量かつ低中速の交流電動機の駆動装置として用いられる。このため、大容量のインバータでは、半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのためのゲート信号を発生するのに用いられるキャリア信号の周波数が一般的に低くなっている。 Further details are as follows. First, a large-capacity inverter is generally used as a drive device for driving a large-capacity AC motor. In this large-capacity inverter, a large-capacity semiconductor switching element capable of flowing a large current is used. However, the higher the capacity of the semiconductor switching element, the lower the upper limit frequency that can be switched. Therefore, a large-capacity inverter using such a semiconductor switching element is mainly used as a drive device for a large-capacity, low-medium-speed AC motor. For this reason, in a large-capacity inverter, the frequency of a carrier signal used to generate a gate signal for switching ON / OFF of a semiconductor switching element is generally low.
このような大容量のインバータを複数使用して駆動装置を構成した場合、負荷である交流電動機のさらなる大容量化を図ることはできる。しかし、例えば負荷となる交流電動機の定出力範囲を広くしたい場合（例えば、ベース速度：最高回転速度＝１：５を実現しようとする場合）、キャリア信号の上限周波数が低い大容量インバータを複数台並列接続したとしても、キャリア信号の上限周波数が低いために、負荷に与える交流電力の基本波周波数を高めることができず、定出力範囲を広げることができない。このように従来の技術は、交流電動機の大容量化の要請には応えることができるが、高速化の要請には応えることができないという問題がある。 When a drive device is configured using a plurality of such large-capacity inverters, the capacity of the AC motor that is a load can be further increased. However, for example, when it is desired to widen the constant output range of the AC motor as a load (for example, when trying to realize base speed: maximum rotation speed = 1: 5), a plurality of large capacity inverters having a low upper limit frequency of the carrier signal. Even when connected in parallel, since the upper limit frequency of the carrier signal is low, the fundamental frequency of the AC power applied to the load cannot be increased, and the constant output range cannot be expanded. As described above, the conventional technology can meet the demand for a large capacity AC motor, but cannot meet the demand for high speed.
この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、負荷である電動機の大容量化の要請および高速化の要請の両方に応えることができる電動機の駆動装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the circumstances as described above, and an object of the invention is to provide an electric motor drive device that can satisfy both a request for a large capacity and an increase in speed of an electric motor as a load. Yes.
この発明は、キャリア信号の上限周波数が所定値より低いｍ台（ｍは整数）の高キャリア非対応インバータと、前記高キャリア非対応インバータよりもキャリア信号の上限周波数が高いｎ台（ｎは整数）の高キャリア対応インバータとを有し、前記ｍ台の高キャリア非対応インバータと前記ｎ台の高キャリア対応インバータとが共通の電動機を駆動することを特徴とする電動機の駆動装置を提供する。 The present invention includes m inverters (m is an integer) whose carrier signal upper limit frequency is lower than a predetermined value, and n carrier carriers whose upper limit frequency is higher than the non-high carrier inverter (n is an integer) And the m non-carrier-compatible inverters and the n high-carrier-compatible inverters drive a common motor.
この発明によれば、大電流の必要な低速域では、ｍ台の高キャリア非対応インバータあるいはこれとｎ台の高キャリア対応インバータにより電動機を駆動することが可能であるので、大容量の電動機に必要な電力を供給することが可能である。また、高速域では、一般に定出力運転を行うので、電動機の回転速度が高まる程、電動機の駆動に必要な電流は減っていく。そして、この高速域では、ｎ台の高キャリア対応インバータから電動機に周波数の高い交流電力を供給可能である。よって、この発明によれば、負荷である電動機の大容量化の要請および高速化の要請の両方に応えることができる。 According to the present invention, in a low speed range where a large current is required, the motor can be driven by m high carrier non-compatible inverters or n high carrier compatible inverters. Necessary power can be supplied. In addition, since a constant output operation is generally performed in a high speed region, the current necessary for driving the motor decreases as the rotational speed of the motor increases. In this high speed range, high frequency AC power can be supplied to the motor from n high carrier compatible inverters. Therefore, according to the present invention, it is possible to meet both a request for an increase in capacity of an electric motor as a load and a request for an increase in speed.
以下、図面を参照しつつこの発明の実施形態について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
＜第１実施形態＞
図１は、この発明の第１実施形態である電動機の駆動装置１００Ａの構成例を示すブロック図である。図１において、駆動装置１００Ａは、高キャリア非対応インバータ１と、高キャリア対応インバータ２とを有する。駆動装置１００Ａの駆動対象である交流電動機Ｍは、各々１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線を有する。高キャリア非対応インバータ１のＵ相出力端子ＯＵ１、Ｖ相出力端子ＯＶ１およびＷ相出力端子ＯＷ１は、交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の各電機子巻線に各々接続されている。同様に、高キャリア対応インバータ２のＵ相出力端子ＯＵ２、Ｖ相出力端子ＯＶ２およびＷ相出力端子ＯＷ２も、交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の各電機子巻線に各々接続されている。
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an electric
なお、図示の例では、１台の高キャリア非対応インバータ１と、１台の高キャリア対応インバータ２とにより駆動装置１００Ａが構成されているが、１台以外のｍ台（ｍは整数）の高キャリア非対応インバータ１と、１台以外のｎ台（ｎは整数）の高キャリア対応インバータ２とにより駆動装置１００Ａを構成してもよい。
In the example shown in the figure, the
図２は高キャリア非対応インバータ１の構成例を示す回路図である。図２に示すように、キャリア信号の上限周波数が所定値（例えば、６ｋＨｚ）より低い高キャリア非対応インバータ１は、主回路部１０と制御部２０とにより構成されている。ここで、主回路部１０は、高電位電源線１３Ｐおよび低電位電源線１３Ｎ間に介在する３相の上アームスイッチング素子１１Ｕ、１１Ｖおよび１１Ｗと、３相の下アームスイッチング素子１２Ｕ、１２Ｖおよび１２Ｗとを有する。ここで、高電位電源線１３Ｐおよび低電位電源線１３Ｎ間には直流電源１４から直流電源電圧が出力される。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子の各々は、互いに逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）とフライホイールダイオードとにより構成されている。 Each of the upper arm switching element and the lower arm switching element is configured by an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a flywheel diode which are connected in antiparallel with each other.
ここで、上アームスイッチング素子１１Ｕ、１１Ｖおよび１１Ｗの各ＩＧＢＴのコレクタは、高電位電源線１３Ｐに各々接続され、下アームスイッチング素子１２Ｕ、１２Ｖおよび１２Ｗの各ＩＧＢＴのエミッタは、低電位電源線１３Ｎに各々接続されている。そして、上アームスイッチング素子１１ＵのＩＧＢＴのエミッタは、下アームスイッチング素子１２ＵのＩＧＢＴのコレクタと接続されており、このエミッタおよびコレクタの接続点がＵ相出力端子ＯＵ１となっている。同様に、上アームスイッチング素子１１ＶのＩＧＢＴのエミッタは、下アームスイッチング素子１２ＶのＩＧＢＴのコレクタと接続されており、このエミッタおよびコレクタの接続点がＶ相出力端子ＯＶ１となっている。また、上アームスイッチング素子１１ＷのＩＧＢＴのエミッタは、下アームスイッチング素子１２ＷのＩＧＢＴのコレクタと接続されており、このエミッタおよびコレクタの接続点がＷ相出力端子ＯＷ１となっている。
Here, the collectors of the IGBTs of the upper
制御部２０は、図示しないコントローラから与えられるトルク指令値に基づいて、各上アームスイッチング素子および各下アームスイッチング素子の各ＩＧＢＴのゲートに与えるゲート信号を制御し、高キャリア非対応インバータ１から交流電動機Ｍの３相の電機子巻線に与える３相交流電圧を制御する回路である。
The
図２に示すように、制御部２０は、キャリア信号発生部２１と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）部２２を有する。キャリア信号発生部２１は、周期的な三角波等のキャリア信号を発生する回路である。このキャリア信号発生部２１は、図示しないコントローラからの指令により、キャリア信号の周波数を切り換えることが可能な構成となっている。ＰＷＭ部２２は、図示しないコントローラからの指令に従い、キャリア信号からＰＷＭパルスであるゲート信号を発生し、主回路部１０の各上アームスイッチング素子および各下アームスイッチング素子に供給する回路である。
As shown in FIG. 2, the
高キャリア対応インバータ２も、この高キャリア非対応インバータ１と基本的に同様な構成を有している。ただし、高キャリア対応インバータ２と高キャリア非対応インバータ１は、次の点において異なっている。まず、高キャリア対応インバータ２におけるキャリア信号の上限周波数は、高キャリア非対応インバータ１のキャリア信号の上限周波数よりも高い。
The high carrier
ここで、インバータのキャリア周波数と出力周波数との間には相関関係があることから、高キャリア対応インバータ２におけるキャリア信号の上限周波数ｆｃ２は、高キャリア非対応インバータ１のキャリア信号の上限周波数をｆｃ１、高キャリア非対応インバータ１の最高出力周波数をｆ１、交流電動機Ｍの最高回転速度で決まる最高周波数をｆ０とすると、例えば次式に基づいて決めることができる。
ｆｃ２≧（ｆｃ１×ｆ０）／ｆ１
Here, since there is a correlation between the carrier frequency of the inverter and the output frequency, the upper limit frequency fc2 of the carrier signal in the high
fc2 ≧ (fc1 × f0) / f1
その一方、高キャリア非対応インバータ１の上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子の電流容量は、高キャリア対応インバータ２の上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子の電流容量よりも大きい。
On the other hand, the current capacities of the upper arm switching element and the lower arm switching element of the
また、本実施形態において高キャリア非対応インバータ１および高キャリア対応インバータ２は、同期運転が可能な構成となっている。さらに詳述すると、本実施形態では、高キャリア非対応インバータ１および高キャリア対応インバータ２の各キャリア信号発生部２１を同期させ、同一周波数で同相のキャリア信号を発生させ、高キャリア非対応インバータ１および高キャリア対応インバータ２から同一周波数で同相の３相交流電圧を交流電動機Ｍに供給することが可能である。
In the present embodiment, the high carrier
なお、高キャリア非対応インバータ１および高キャリア対応インバータ２の同期運転が困難な場合には、図２に破線で示すように高キャリア非対応インバータ１の出力端子ＯＵ１、ＯＶ１およびＯＷ１を各々リアクトルを介して交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線に各々接続するとともに、高キャリア対応インバータ２の出力端子ＯＵ２、ＯＶ２およびＯＷ２を各々リアクトルを介して交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線に各々接続（図示略）すればよい。このようにすることで、高キャリア非対応インバータ１および高キャリア対応インバータ２の各出力端子間に短絡電流が流れるのを防止することができる。
If synchronous operation of the high carrier
図３は本実施形態において実現しようとする交流電動機Ｍのトルクおよび出力の特性を例示する図である。図３に示すように、交流電動機Ｍの回転速度が所定の閾値より低い低速域では、交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の各電機子巻線に一定電流を供給し、トルクを一定にして、回転速度に応じて交流電動機Ｍの出力を増加させる。そして、交流電動機Ｍの回転速度が所定の閾値以上である高速域では、交流電動機Ｍの出力を一定に保ち、回転速度に応じてトルクを減少させる。 FIG. 3 is a diagram illustrating the torque and output characteristics of the AC motor M to be realized in the present embodiment. As shown in FIG. 3, in a low speed range where the rotational speed of the AC motor M is lower than a predetermined threshold, a constant current is supplied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase armature windings of the AC motor M to generate torque. The output of the AC motor M is increased according to the rotation speed. In a high speed range where the rotational speed of the AC motor M is equal to or higher than a predetermined threshold, the output of the AC motor M is kept constant and the torque is reduced according to the rotational speed.
本実施形態では、このような特性を実現するため、次のように高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の運転を行う。まず、大電流の必要な低速域では、高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の同期運転を行い、高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の両方から交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線に駆動電流を供給する。そして、大電流は必要でないが、周波数の高い３相交流電圧が必要となる高速域では、高キャリア非対応インバータ１の各上アームスッチング素子および各下アームスイッチング素子をＯＦＦさせて、高キャリア対応インバータ２のみを動作させ、高キャリア対応インバータ２から交流電動機ＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線に駆動電流を供給する。このようにすることで、低速域での大電流供給の要請と、高速域での３相交流電圧の周波数上昇に関する要請の両方に応えることができ、交流電動機Ｍの高出力化および高速化を実現することができる。
In this embodiment, in order to realize such characteristics, the high carrier
なお、高キャリア非対応インバータ１の電流容量が十分に大きい場合には、低速域において高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の同期運転を行う代わりに、高キャリア非対応インバータ１のみ動作させるようにしてもよい。
When the current capacity of the high carrier
図４は本実施形態における高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の運転パターンの例を示すものである。図４には、高キャリア非対応インバータ１が交流電動機Ｍに発生させるトルクＴ１と、高キャリア対応インバータ２が交流電動機Ｍに発生させるトルクＴ２と、両トルクを合計したトルクが示されている。なお、交流電動機Ｍのトルクは、電機子巻線に流れる電流に依存するので、図４に示す各トルクは電機子巻線に流れる電流をも示しているといえる。低速域において、高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２は、同期して動作し、交流電動機Ｍに必要なトルクを発生させるための電流を３：２の比率で負担している。回転速度が１５０００ｒｐｍ以上の領域では、高キャリア非対応インバータ１は停止し、高キャリア対応インバータ２のみが動作している。図４にも示されているように、高キャリア対応インバータ２は、高キャリア非対応インバータ１よりも高速域においてトルクを発生可能であり、高速域に広い定出力範囲を有する。このようにして、交流電動機Ｍの高出力化および高速化が実現される。
FIG. 4 shows an example of operation patterns of the high carrier
＜第２実施形態＞
図５はこの発明の第２実施形態である交流電動機の駆動装置１００Ｂの構成を示す回路図である。上記第１実施形態と同様、本実施形態による駆動装置１００Ｂは、高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２とにより構成されている。そして、本実施形態による駆動装置１００Ｂは、各々第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線と、各々第２系統のＵ２相、Ｖ２相およびＷ２相の電機子巻線を備えた多巻線交流電動機Ｍａを駆動対象とする。
Second Embodiment
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of an AC
ここで、高キャリア非対応インバータ１のＵ相出力端子ＯＵ１、Ｖ相出力端子ＯＶ１およびＷ相出力端子ＯＷ１は、交流電動機Ｍａの第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線に各々接続されている。また、高キャリア対応インバータ２のＵ相出力端子ＯＵ２、Ｖ相出力端子ＯＶ２およびＷ相出力端子ＯＷ２は、交流電動機Ｍａの第２系統のＵ２相、Ｖ２相およびＷ２相の電機子巻線に各々接続されている。
Here, the U-phase output terminal OU1, the V-phase output terminal OV1, and the W-phase output terminal OW1 of the
なお、図示の例では、１台の高キャリア非対応インバータ１と、１台の高キャリア対応インバータ２とにより駆動装置１００Ｂが構成されているが、交流電動機Ｍａの電機子巻線の系統数を増加させ、１台以外のｍ台（ｍは整数）の高キャリア非対応インバータ１と、１台以外のｎ台（ｎは整数）の高キャリア対応インバータ２とにより駆動装置１００Ｂを構成してもよい。
In the illustrated example, the
本実施形態においても、上記第１実施形態と同様、大電流の必要な低速域では、高キャリア非対応インバータ１と高キャリア対応インバータ２の両方が動作する。そして、高キャリア非対応インバータ１が交流電動機Ｍａの第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線に駆動電流を供給し、高キャリア対応インバータ２が交流電動機Ｍａの第２系統のＵ２相、Ｖ２相およびＷ２相の電機子巻線に駆動電流を供給する。この結果、交流電動機Ｍａでは、第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線に流れる電流によって生じる回転磁界と、第２系統のＵ２相、Ｖ２相およびＷ２相の電機子巻線に流れる電流によって生じる回転磁界とを合成した回転磁界が発生し、この回転磁界により交流電動機Ｍａのロータが駆動される。なお、低速域において、高キャリア非対応インバータ１のみにより交流電動機Ｍａを駆動してもよい。
Also in this embodiment, as in the first embodiment, both the high carrier
そして、大電流は必要でないが、周波数の高い３相交流電圧が必要となる高速域では、高キャリア非対応インバータ１の各上アームスッチング素子および各下アームスイッチング素子をＯＦＦさせて、高キャリア対応インバータ２のみを動作させ、高キャリア対応インバータ２から交流電動機ＭのＵ２相、Ｖ２相およびＷ２相の電機子巻線に駆動電流を供給する。
In a high speed range where a high current is not required but a high-frequency three-phase AC voltage is required, the upper arm switching elements and the lower arm switching elements of the high carrier
このように本実施形態によれば、上記第１実施形態と同様、低速域での大電流供給の要請と、高速域での３相交流電圧の周波数上昇に関する要請の両方に応えることができ、交流電動機Ｍの高出力化および高速化を実現することができる。また、本実施形態によれば、高キャリア非対応インバータ１の耐圧や容量等に合わせて第１系統の電機子巻線の巻回数を適切に定め、高キャリア対応インバータ２の耐圧や容量等に合わせて第２系統の電機子巻線の巻回数を適切に定めることが可能であるため、設計の自由度を高めることができる利点がある。
Thus, according to the present embodiment, as in the first embodiment, it is possible to meet both a request for supplying a large current in a low speed region and a request for increasing the frequency of a three-phase AC voltage in a high speed region. High output and high speed of the AC motor M can be realized. In addition, according to the present embodiment, the number of turns of the armature winding of the first system is appropriately determined according to the withstand voltage, capacity, etc. of the non-high carrier
＜第３実施形態＞
図６はこの発明の第３実施形態である交流電動機の駆動装置１００Ｃの構成を示す回路図である。本実施形態による駆動装置１００Ｃは、上記第２実施形態（図５）に対し、スイッチ手段３を追加したものである。なお、本実施形態においても、電機子巻線の系統数を増加させ、１台以外のｍ台（ｍは整数）の高キャリア非対応インバータ１と、１台以外のｎ台（ｎは整数）の高キャリア対応インバータ２とにより駆動装置１００Ｃを構成してもよい。
<Third Embodiment>
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of an AC
本実施形態において、スイッチ手段３は、高キャリア非対応インバータ１が動作する低速域においてＯＮとなり、高キャリア非対応インバータ１のＵ相出力端子ＯＵ１、Ｖ相出力端子ＯＶ１およびＷ相出力端子ＯＷ１を、交流電動機Ｍａの第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線に各々接続する。また、スイッチ手段３は、高キャリア非対応インバータ１が動作しない高速域においてＯＦＦとなり、高キャリア非対応インバータ１のＵ相出力端子ＯＵ１、Ｖ相出力端子ＯＶ１およびＷ相出力端子ＯＷ１を、交流電動機Ｍａの第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線から切り離す。
In the present embodiment, the switch means 3 is turned on in the low speed region where the high carrier
ここで、図７を参照して本実施形態の効果を説明する。図７は、本実施形態において第１系統の電機子巻線に発生する誘起電圧と第２系統の電機子巻線に発生する誘起電圧の回転速度に対する依存性を例示している。図７に示す例では、第１系統の電機子巻線の巻回数が第２系統の電機子巻線の巻回数よりも多く、そのため、第１系統の電機子巻線には第２系統の電機子巻線に発生するものよりも大きな誘起電圧が発生している。 Here, the effect of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 7 illustrates the dependency of the induced voltage generated in the first system armature winding and the induced voltage generated in the second system armature winding in the present embodiment on the rotation speed. In the example shown in FIG. 7, the number of turns of the first system armature winding is larger than the number of turns of the second system armature winding. An induced voltage greater than that generated in the armature winding is generated.
このように第１系統の電機子巻線の巻回数を第２系統の電機子巻線の巻回数よりも多くしている理由は次の通りである。まず、第１系統および第２系統の各電機子巻線を同じ巻回数とし、この巻回数を増加させた場合、最大トルク発生時の電流は低減するものの、最高回転速度での誘起電圧が過度に高くなり、高速域においてインバータトリップが発生し、各系統の電機子巻線の誘起電圧がインバータのデバイスやコンデンサの耐圧を越え、駆動装置の破損を招く。一方、第１系統および第２系統の各電機子巻線を同じ巻回数とし、この巻回数を減少させた場合、高速域での問題は解決できるものの、最大トルク発生時の電流が増加する問題が発生する。このように第１系統および第２系統の各電機子巻線を同じ巻回数にすると、低速域にて大トルクを発生し、かつ、定出力範囲が広い運転パターンを実現するという要請に応えるのが困難になる。そこで、図７に示す例では、第１系統の電機子巻線の巻回数を第２系統の電機子巻線の巻回数よりも多くしている。 The reason why the number of turns of the armature winding of the first system is thus made larger than the number of turns of the armature winding of the second system is as follows. First, if the armature windings of the first system and the second system are set to the same number of turns, and the number of turns is increased, the current at the time of generating the maximum torque is reduced, but the induced voltage at the maximum rotational speed is excessive. As a result, an inverter trip occurs in a high-speed region, and the induced voltage of the armature windings of each system exceeds the withstand voltage of the inverter devices and capacitors, resulting in damage to the drive device. On the other hand, if each armature winding of the first system and the second system has the same number of turns and the number of turns is reduced, the problem in the high speed range can be solved, but the current at the time of generating the maximum torque increases. Occurs. Thus, if each armature winding of the first system and the second system is set to the same number of turns, a large torque is generated in the low speed range, and a request for realizing an operation pattern with a wide constant output range is met. Becomes difficult. Therefore, in the example shown in FIG. 7, the number of turns of the first armature winding is made larger than the number of turns of the second armature winding.
この場合、第１系統の電機子巻線の巻回数が多いので、低速域において必要な大トルクを得るために高キャリア非対応インバータ１から第１系統の電機子巻線に流す電流を低減することができる。また、第２系統の電機子巻線の巻回数が少ないので、高速域において第２系統の電機子巻線に発生する誘起電圧が過度に高くなるのを防止し、高キャリア対応インバータ２が破損するのを防止することができる。
In this case, since the number of turns of the first armature winding is large, the current flowing from the high
しかしながら、図７に示す例の場合、第１系統の電機子巻線の巻回数が多いので、高速域において第１系統の電機子巻線の誘起電圧が過度に高くなり、何ら策を講じないと、この誘起電圧により高キャリア非対応インバータ１の破損を招く。そこで、本実施形態では、高速域においてスイッチ手段３をＯＦＦとし、交流電動機Ｍａの第１系統のＵ１相、Ｖ１相およびＷ１相の電機子巻線を高キャリア非対応インバータ１から切り離している。このため、第１系統の電機子巻線に発生する高い誘起電圧が、高キャリア非対応インバータ１のＵ相出力端子ＯＵ１、Ｖ相出力端子ＯＶ１およびＷ相出力端子ＯＷ１に印加されるのを回避し、高キャリア非対応インバータ１の破損を防止することができる。
However, in the case of the example shown in FIG. 7, since the number of turns of the first armature winding is large, the induced voltage of the first armature winding becomes excessively high in the high speed range, and no measures are taken. This induced voltage causes damage to the
＜交流電動機の構成例＞
図８〜図１４は、２系統の電機子巻線を有し、上記第２および第３実施形態の駆動対象となり得る交流電動機の構成例を示す断面図である。
<Configuration example of AC motor>
FIG. 8 to FIG. 14 are cross-sectional views showing examples of the configuration of an AC motor that has two armature windings and can be driven in the second and third embodiments.
図８には永久磁石埋め込み式同期電動機のロータおよびステータの１極分の構成が示されている。この例では、ロータコア１０の１極分の領域内にロータコア１０の周方向に沿って１対のスロット１１が形成されており、この１対のスロット１１内に１対の永久磁石１２が埋め込まれている。この例では、１対のスロット１１は、ロータコア１０の中心を貫通するシャフト１０Ｓを下にして見た場合にＶ字状をなすように配列されているが、スロット１１は逆Ｖ字状に配列してもよく、一文字状に配列してもよい。
FIG. 8 shows a configuration of one pole of the rotor and stator of the permanent magnet embedded synchronous motor. In this example, a pair of
ステータコア２０は、中空円筒状の部材であり、その中空部内にロータコア１０を収容している。図示の例では、ステータコア２０の内周面に３個のスロット２１〜２３が形成されている。そして、スロット２１には、第１系統のＵ１相の電機子巻線と第２系統のＵ２相の電機子巻線が挿入され、スロット２２には、第１系統のＷ１相の電機子巻線と第２系統のＷ２相の電機子巻線が挿入され、スロット２３には、第１系統のＶ１相の電機子巻線と第２系統のＶ２相の電機子巻線が挿入されている。このようにスロット２１〜２３の各々の内部に異系統の同相の電機子巻線が挿入されている。また、各スロット内において、第１系統の電機子巻線はロータおよびステータの径方向外側に位置し、第２系統の電機子巻線はロータおよびステータの径方向内側に位置している。
The
図９には、図８と同様、永久磁石埋め込み式同期電動機のロータおよびステータの１極分の構成が示されている。この例において、ロータの構成は図８のものと同様である。この例では、ステータコア２０における各電機子巻線の位置が図８のものと異なっている。すなわち、図９において、スロット２１には、第１系統のＵ１相の電機子巻線と第２系統のＶ２相の電機子巻線が挿入され、スロット２２には、第１系統のＷ１相の電機子巻線と第２系統のＵ２相の電機子巻線が挿入され、スロット２３には、第１系統のＶ１相の電機子巻線と第２系統のＷ２相の電機子巻線が挿入されている。このように、図９に示す例では、スロット２１〜２３の各々の内部に異系統の異相の電機子巻線が挿入されている。
FIG. 9 shows the configuration of one pole of the rotor and stator of the permanent magnet embedded synchronous motor, as in FIG. In this example, the configuration of the rotor is the same as that of FIG. In this example, the position of each armature winding in the
図１０には、他の永久磁石埋め込み式同期電動機のロータおよびステータの構成が示されている。この例では、ロータコア１０の周方向に沿って２対のスロット１１が形成されており、この２対のスロット１１内に２対の永久磁石１２が埋め込まれている。この例では、スロット１１の各対は、ロータコア１０の中心を貫通するシャフト１０Ｓを下にして見た場合にＶ字状をなすように配列されているが、スロット１１は逆Ｖ字状に配列してもよく、一文字状に配列してもよい。
FIG. 10 shows the configuration of the rotor and stator of another permanent magnet embedded synchronous motor. In this example, two pairs of
ステータコア２０は、中空円筒状の部材であり、その中空部内にロータコア１０を収容している。図示の例では、ロータコア１０において２対のスロット１１が形成された領域と対向するステータコア２０の内周面の領域に６個のスロット２１〜２６が形成されている。そして、スロット２１には第１系統のＵ１相の電機子巻線が、スロット２２には第２系統のＵ２相の電機子巻線が、スロット２３には第１系統のＷ１相の電機子巻線が、スロット２４には第２系統のＷ２相の電機子巻線が、スロット２５には第１系統のＶ１相の電機子巻線が、スロット２６には第２系統のＶ２相の電機子巻線が各々挿入されている。
The
図１１はアウターロータ型の交流電動機の１極分の構成例を示す断面図である。図１１において、ロータコア４０およびその内側の永久磁石５０は、全体として中空円筒状の部材をなしており、その内側にステータコア３０を収容している。
FIG. 11 is a cross-sectional view illustrating a configuration example of one pole of an outer rotor type AC motor. In FIG. 11, the
ステータコア３０は、円筒形状の部材である。このステータコア３０の１極分の領域の外周面には周方向に沿ってスロット３１〜３３が各々形成されている。そして、スロット３１には、第１系統のＵ１相の電機子巻線と第２系統のＵ２相の電機子巻線が挿入され、スロット３２には、第１系統のＷ１相の電機子巻線と第２系統のＷ２相の電機子巻線が挿入され、スロット３３には、第１系統のＶ１相の電機子巻線と第２系統のＶ２相の電機子巻線が挿入されている。このようにスロット３１〜３３の各々の内部に異系統の同相の電機子巻線が挿入されている。また、各スロット内において、第１系統の電機子巻線はステータの径方向内側に位置し、第２系統の電機子巻線はステータの径方向外側に位置している。
The
図１２は、図１１と同様、アウターロータ型の交流電動機の１極分を構成例を示す断面図である。この例において、ロータの構成は図１１のものと同様である。この例では、ステータコア３０における各電機子巻線の位置が図１１のものと異なっている。すなわち、図１２において、スロット３１には、第１系統のＵ１相の電機子巻線と第２系統のＶ２相の電機子巻線が挿入され、スロット３２には、第１系統のＷ１相の電機子巻線と第２系統のＵ２相の電機子巻線が挿入され、スロット３３には、第１系統のＶ１相の電機子巻線と第２系統のＷ２相の電機子巻線が挿入されている。このように、図１２に示す例では、スロット３１〜３３の各々の内部に異系統の異相の電機子巻線が挿入されている。
FIG. 12 is a cross-sectional view showing an example of the configuration of one pole of the outer rotor type AC motor, as in FIG. 11. In this example, the configuration of the rotor is the same as that of FIG. In this example, the position of each armature winding in the
図１３は、他のアウターロータ型交流電動機の２極分の構成を示している。この例においても、ロータコア４０およびその内側の永久磁石５０は、全体として中空円筒状の部材をなしており、その内側に円筒状のステータコア３０を収容している。このステータコア３０の外周面において２個の永久磁石５０と対向する領域には、周方向に沿ってスロット３１〜３６が形成されている。そして、スロット３１には第１系統のＵ１相の電機子巻線が、スロット３２には第２系統のＵ２相の電機子巻線が、スロット３３には第１系統のＶ１相の電機子巻線が、スロット３４には第２系統のＶ２相の電機子巻線が、スロット３５には第１系統のＷ１相の電機子巻線が、スロット３６には第２系統のＷ２相の電機子巻線が各々挿入されている。
FIG. 13 shows a configuration of two poles of another outer rotor type AC electric motor. Also in this example, the
図１４は、２系統の電機子巻線を有する他の交流電動機の１極分の構成例を示す断面図である。この交流電動機は、円筒状の内側ステータコア６０と、この内側ステータコア６０を取り囲む中空円筒状のロータコア７０と、このロータコア７０を取り囲む中空円筒状の外側ステータコア８０とを有する。
FIG. 14 is a cross-sectional view showing a configuration example for one pole of another AC motor having two armature windings. The AC motor includes a cylindrical
ロータコア７０には永久磁石７１が埋め込まれている。外側ステータコア８０の内周面の１極分の領域には、周方向に沿ってスロット８１〜８３が形成されている。ここで、スロット８１には第１系統のＵ１相の電機子巻線が、スロット８２には第１系統のＷ１相の電機子巻線が、スロット８３には第１系統のＶ１相の電機子巻線が各々挿入されている。また、内側ステータコア６０の外周面の１極分の領域には、周方向に沿ってスロット６１〜６３が形成されている。ここで、スロット６１には第２系統のＵ２相の電機子巻線が、スロット６２には第２系統のＷ２相の電機子巻線が、スロット６３には第２系統のＶ２相の電機子巻線が各々挿入されている。
A
なお、図示の例では、外側ステータコア８０においてスロット８１〜８３の隣り合うスロット間の部分である各ティースと、内側ステータコア６０においてスロット６１〜６３の隣り合うスロット間の部分である各ティースとは互いに対向しているが、各ティースは必ずしも対向している必要はなく、周方向に互いにずれていてもよい。
In the illustrated example, each tooth that is a portion between adjacent slots of
以上、２系統の電機子巻線を有する交流電動機の構成例を挙げたが、駆動装置を構成するインバータの個数に合わせて、３系統以上の電機子巻線を交流電動機に設けてもよい。また、この場合に、各系統の電機子巻線を同一スロット内に設けもよく、別個のスロット内に設けてもよい。 The configuration example of the AC motor having the two armature windings has been described above, but three or more armature windings may be provided in the AC motor in accordance with the number of inverters constituting the driving device. In this case, the armature windings of the respective systems may be provided in the same slot or in separate slots.
＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば上記実施形態では、高キャリア非対応インバータ１として、高キャリア対応インバータ２よりも電流容量の大きいものを使用した。しかし、高キャリア非対応インバータ１を複数台使用すれば、大電流を電動機に供給することができるので、１台の高キャリア非対応インバータ１の電流容量は大きくなくてもよい（例えば高キャリア対応インバータ２と同じ電流容量であってもよい）。
<Other embodiments>
Although one embodiment of the present invention has been described above, other embodiments are conceivable for the present invention. For example, in the above-described embodiment, the
１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ……駆動装置、１……高キャリア非対応インバータ、２……高キャリア対応インバータ、Ｍ，Ｍａ……交流電動機、１０……主回路部、２０……制御部、１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ……上アームスイッチング素子、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ……下アームスイッチング素子、１３Ｐ……高電位電源線、１３Ｎ……低電位電源線、１４……直流電源、２１……キャリア信号発生部、２２……ＰＷＭ部、ＯＵ１，ＯＶ１、ＯＷ１，ＯＵ２，ＯＶ２，ＯＷ２……出力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｕ１，Ｖ１、Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２……各相の電機子巻線。 100A, 100B, 100C... Drive device, 1... High carrier non-compatible inverter, 2. High carrier compatible inverter, M, Ma... AC motor, 10. 11V, 11W: Upper arm switching element, 12U, 12V, 12W: Lower arm switching element, 13P: High potential power line, 13N: Low potential power line, 14: DC power supply, 21: Carrier signal generation , 22... PWM section, OU1, OV1, OW1, OU2, OV2, OW2... Output terminal, U, V, W, U1, V1, W1, U2, V2, W2. .
Claims (8)
Inverter of m number (m is an integer) whose carrier signal upper limit frequency is lower than a predetermined value, and n (n is an integer) number of high carriers whose carrier signal upper limit frequency is higher than that of the high carrier non-supporting inverter The m number of non-high carrier compatible inverters and the n number of high carrier compatible inverters drive a common motor, and the motor has m + n system armature windings, The output terminals of the n high carrier compatible inverters are connected to the n armature windings of the m + n system armature windings, and the output terminals of the m high carrier non-compatible inverters are turned ON / OFF. It is connected to m armature windings of the m + n system armature windings via switch means that can be switched off, and in the motor, the m armature windings and the n system windings are connected. Drive device that electrostatic motivation to characterized in that the induced voltage is generated in both the armature winding.
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