JP6434898B2 - 光送受信システム - Google Patents

Description

本発明は、光信号を送受信および信号処理する光送受信システムに関する。より詳細には、送信側デバイスから受信側デバイスへの電気信号クロストークを補償するクロストーク補償回路を備えた光送受信システムに関する。

通信需要の急速な増大を背景として、通信網の大容量化に向けた検討が精力的に行われている。従来の光変調フォーマットは光信号の１チャネルに対して１チャネルの高周波電気信号を割り当てる振幅変調（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）方式が主流であった。ＡＳＫは最も単純な構成で変調・復調回路を実現できるものの、１つのキャリア周波数帯域に対して１ビットの信号しか付与できない。このため、より効率的な変調技術、例えば四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）や、直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）などの方式が研究開発され、実用化されている。

ＱＰＳＫ信号やＱＡＭ信号を生成するためには、通常、光信号を複素表記したときの実軸の信号成分および虚軸の信号成分を個別に振幅変調するＩＱ変調器の形態が採られる。ＩＱ変調器は、光信号の１チャネルに対して実軸および虚軸の２チャネル分の高周波電気信号を割り当てることができる。上述のＱＰＳＫ信号やＱＡＭ信号では信号点の数を増やして変調効率を上げる一方で、光のＸ偏光及びＹ偏光に別個の信号を付与して伝送する偏波多重方式も広く用いられている。通信容量の大容量化と周波数利用効率の向上のために、ＩＱ変調および偏波多重を併せて用いる場合には、光信号の１チャネルに対して少なくとも４チャネルの高周波電気信号割り当てることができる。

上述のように変調効率の良い変調方式を採用することによって周波数利用効率を高めて通信容量増大を図る一方で、デバイスサイズの観点から送信・受信デバイスの小型化により単位体積あたりの伝送容量を増やす研究開発も行われている。１デバイスあたりの伝送容量を変えずにデバイスのサイズを小型化することにより、伝送装置に搭載されるデバイスの数を増加させ、伝送装置としての伝送容量を増大できる。

特開２０１４−１５４６８６号公報明細書

しかしながら、光信号の１チャネルに対して高周波電気信号を多チャネル化したり、光送受信デバイスを小型化したりすると、いずれの場合でも光伝送装置内で送信デバイスと受信デバイスとの間の距離が短くなってくる。送信デバイスおよび受信デバイスがあまりに近接すると、相互のデバイス間で電気信号のクロストークが大きくなる問題があった（特許文献１）。

図９は、従来技術による光送受信システムの概略の構成を示す図である。光送受信システムは、これに限定はしないが、基幹ネットワークを取り扱う通信業者のネットワークセンタにおいて使用される光伝送装置が一例である。図９に示した光送受信システム９００は、この光伝送装置の一部に対応しており、光信号の送信および受信を行う機能部分を主に示している。光送受信システム９００は、イーサネット(登録商標)との送信側インタフェース９１４および受信側インタフェース９１５で、例えば図には示されていないルータ装置などと接続される。２つのインタフェース９１４、９１５の配線は、イーサネットとの接続を概念的に示したものである。また、光送受信システム９００は、図に示されていないＣＰＵを含む制御部やメモリなどを持っていても良い。さらに、図９の中で１つのブロックで表示した各要素は、各要素の機能を明示するために別個のブロックとして表記したものであって、実際のデバイスの物理的構成とは関係がないことに留意されたい。

光信号と電気信号のインタフェースの観点からは、光送受信システム９００は、大別して、光信号および電気信号を変復調のためにアナログ的に処理するアナログ信号処理デバイス部９０１と、電気信号をデジタル領域で信号処理するデジタル信号処理デバイス部９０２とからなる。信号送信インタフェース９１４からの送信情報データに基づいて信号生成部９０３で生成されたデジタル電気信号は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Digital- to -Analog Converter）９０４にて、変調方式に対応したアナログ信号に変換される。ＤＡＣ９０４からの出力電気信号は、変調器ドライバ９０５において変調器を駆動するのに十分な電圧（電流）レベルまで増幅され、光変調器９０６によって光信号に変換される。送信情報によって、変調された光信号は、出力用光ポート９０７から光ファイバなどへ出力される。

一方、光ファイバから入力用光ポート９０８に入力された光信号は、光受信器９０９によって受信されて電気信号に変換される。光受信器９０９からの出力電気信号は、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：Transimpedance Amplifier）９１０によってデジタル信号へ変換するのに適切なレベルまで増幅され、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）９１１に入力される。光信号の変調方式に対応したアナログ受信信号は、ＡＤＣ９１１でデジタル信号に変換され、さらに信号受信部９１２により受信される。信号受信部９１２では、受信されたデジタル信号から復号処理などが実施され、受信情報データが信号受信インタフェース９１５へ送られる。

上述のようにアナログ信号処理デバイス部９０１およびデジタル信号処理デバイス部９０２は、半導体チップや光回路、光部品などが搭載された別個のモジュールとして構成もできるし、一体のモジュールまたはチップとして構成もできる。光変調器９０６へのアナログ変調信号および光受信器９０９からのアナログ復調信号は、光伝送装置の帯域幅にもよるが数１０ＧＨｚ以上の周波数成分を持つ高周波信号である。したがって、ＤＡＣ９０４から光変調器９０６までの経路、および、光受信器９０９からＡＤＣ９１１までの経路は、それぞれ高周波信号伝送路９１３で結ばれている。高周波信号伝送路９１３は様々な形態で実現されるが、ＤＡＣ９０４およびＡＤＣ９１１の動作の安定性や実装の容易さを考慮して、ＰＣＢ基板上のストリップラインとして構成される場合が多い。

数ＧＨｚ程度のより低い周波数を取り扱う無線通信端末などでは、多層基板を使用してビアを用いて内層にストリップラインを形成することができる。しかしながら、光伝送装置のようにベースバンド信号が数１０ＧＨｚを超える周波数の電気信号を基板上で扱う場合には、状況は大きく変わってくる。誘電体による損失や反射波の発生を避けるために、ビアなどを使用せずに基板の表層においてストリップラインを形成するのが一般的である。表層に形成されたストリップラインによる高周波信号伝送路９１３は、高周波信号を周囲の空間や媒質へ放射し易く、同時に周囲の高周波信号を吸収しやすい。このため、送信側のストリップラインと受信側のストリップラインが近接していれば、相互にクロストークが生じる。特に、送信側デバイスにおける高レベルの変調信号から受信側デバイスへの低レベルの復調信号への電気信号クロストークにより、信号受信部９１２で受信する信号の特性が劣化してしまう問題があった。従って、図９のＤＡＣ９０４および変調器ドライバ９０５の間の送信側ストリップラインから、ＴＩＡ９１０およびＡＤＣ９１１の間の受信側ストリップラインへの高周波信号伝送路９１３におけるクロストークのほか、変調器ドライバ９０５の出力側からＴＩＡ９１０の入力側へのクロストークもより大きな問題となる。このようなクロストークが大きいと、受信信号自体の品質が劣化してエラーベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）が増えたり、受信系のビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が高くなったりする問題が生じていた。

また、上述の電気信号クロストークの問題を考慮した送信側デバイスおよび受信側デバイスの構成や配置を行う必要があり、光伝送装置の小型化に対しても制限を与えていた。例えば、上述の送信側のストリップラインと受信側のストリップラインを、相互で電気信号クロストークの影響が無い様に、十分に離したレイアウトとする必要があった。従って、好ましくは別個の基板にストリップラインを構成する必要があった。場合によっては、基板上の異なる面に送信側のストリップラインと受信側のストリップラインを別々に構成する、クロストーク防止のためのシールド機構・部材の追加などの必要もあった。このような回路配置の実装上の制限は、光伝送装置の小型化の障害になっていた。

本発明は、上述のような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、光送受信システムの光伝送装置における送信側から受信側への電気信号のクロストークを補償する光送受信システムを提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、送信情報に基づいて、前記送信情報に対応するデジタル送信データを生成する信号生成部と、前記デジタル送信データが入力され、対応する１つ以上のアナログ送信信号を生成するデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）と、第１の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ送信信号が入力され、変調された光信号を送信する送信用光デバイスと、光信号を受信して、前記受信した光信号から１つ以上のアナログ受信信号を出力する受信用光デバイスと、第２の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ受信信号が入力され、対応するデジタル受信データを生成するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、前記デジタル受信データに基づいて、対応する受信情報を生成する信号受信部と、前記デジタル送信データに基づいて、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々の位相および振幅を変化させた信号を合算した補償信号を生成し、前記デジタル受信データに加算するよう構成されたクロストーク補償回路とを備えたことを特徴とする光送受信システムである。

請求項２に記載の発明は、請求項１の光送受信システムであって、前記受信用光デバイスから前記ＡＤＣへ前記１つ以上のアナログ受信信号が入力されていないとき、前記信号受信部における前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号の振幅が最小となるように、前記補償信号が設定されていることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１の光送受信システムであって、前記１つ以上のアナログ受信信号がトレーニング信号を含むとき、前記信号受信部において、前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号から前記トレーニング信号の周波数成分を除いた信号が最小となるように、前記補償信号が設定されていることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３いずれかの光送受信システムであって、前記クロストーク補償回路は、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々に遅延を与える遅延機能と、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々を定数倍する乗算機能と
を含むことを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４いずれかの光送受信システムであって、前記クロストーク補償回路は、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々に作用する有限インパルス応答フィルタを含むことを特徴とする。有限インパルス応答フィルタは、実施例３、４における固定等化器、実施例５における適応等化器に対応する。

請求項６に記載の発明は、請求項１乃至５いずれかの光送受信システムであって、前記クロストーク補償回路は、遅延時間が固定長の遅延回路を含むことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１乃至４いずれかの光送受信システムであって、前記クロストーク補償回路は、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々をフーリエ変換する高速フーリエ変換回路と、周波数領域で遅延および振幅を変化させる位相振幅演算回路と、遅延および振幅を変化させた前記対応する１つ以上のアナログ送信信号を逆フーリエ変換する逆高速フーリエ変換回路とを含むことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１乃至４いずれかの光送受信システムであって、前記光送受信システムは、ルータに接続される光伝送装置であり、前記第１の高周波信号伝送路および前記第２の高周波信号伝送路は、同一基板の同一の表層に構成されたストリップラインであることを特徴とする。

以上説明したように、本発明の光送受信システムによれば、送信側から受信側への電気信号のクロストークを低減ことができる。クロストークの低減によって、送信用光回路および受信用光回路の配置構成条件も緩和され、光伝送装置の小型化を助ける。

図１は、本発明の実施例１に係る光送受信システムの構成を示す図である。 図２は、本発明の光送受信システムにおけるクロストーク補償効果を説明する図である。 図３は、本発明の実施例２に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図４は、本発明の実施例３に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図５は、本発明の実施例４に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図６は、本発明の実施例５に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図７は、本発明の実施例６に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図８は、本発明の実施例６に係る光送受信システムの変形したクロストーク補償回路の構成を示す図である。 図９は、従来技術による光送受信システムの概略の構成を示す図である。

本発明の光送受信システムでは、デジタル領域で送信側から受信側への電気信号のクロストークを補償する補償回路を備える。光送受信システムにおいては、通常の無線周波数の通信システムとは異なり、ベースバンド信号自体が数１０ＧＨｚ以上の帯域を持つ高周波信号であって、ベースバンド信号におけるクロストークを無視できない。本発明の光送受信システムでは、従来の光送受信システムで容認していたベースバンド信号のクロストークを積極的に抑える。受信信号が存在しない時間を使って、補償回路のパラメータの構成を決定する。一例を挙げれば、本発明の光送受信システムは、クロストーク補償回路を含む光伝送装置として実現できる。クロストーク補償回路は、典型的には、デジタル信号処理プロセッサを用いて実現することができる。受信信号のエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）を改善し、ＢＥＲを改善する。合わせて、ストリップラインの配置構成などで、送信用光回路および受信用光回路の配置構成条件を緩和する効果もある。

以下、図面および数式を参照しながら、本発明の光送受信システムの様々な実施例について説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る光送受信システムの構成を示す図である。光送受信システムは、具体的には、これに限定はしないが、基幹ネットワークを取り扱う通信業者のネットワークセンタにおいて使用される光伝送装置として実施できる。光送受信システム１００は、一例を挙げれば、イーサネットとの送信側インタフェース１１３および受信側インタフェース１１４で、例えば図には示されていないルータ装置などと接続される。２つのインタフェース１１３、１１４の配線はイーサネットとの接続を概念的に示したものである。また、本発明の光送受信システム１００は、図に示されていないＣＰＵ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を含む制御部やメモリなどを持っていても良い。さらに、図１の中で１つのブロックで表示した各要素は、各要素の機能を明示するために別個のブロックで表記したものであって、実際のデバイスの物理的構成とは関係がないことに留意されたい。

本発明の光送受信システム１００は、大別して、光信号および電気信号をアナログ的に処理するアナログ信号処理デバイス部１０１、並びに、電気信号をデジタル的に処理するデジタル信号処理デバイス部１０２から成る。送信側インタフェースからの送信データ情報に基づいて信号生成部１０３で生成されたデジタル電気信号は、ＤＡＣ１０４にてアナログ信号に変換される。ＤＡＣ１０４からの出力電気信号は、高周波伝送路１１２を経由して、変調信号として送信用光デバイス１０５に与えられ、所定の変調方式に従った光信号に変換される。送信用光デバイス１０５からの光信号は、出力用光ポート１０７から出力され、光ファイバなどに与えられる。送信用光デバイス１０５は、ＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit）または基板上に構成された光部品などを含むモジュールとして構成することができる。また、次に述べる受信側のデバイスを含む構成も可能である。

一方、光ファイバなどから入力された入力用光ポート１０８から入力された光信号は受信用光デバイス１０６にて電気信号に変換される。受信用光デバイス１０６からの電気信号は、高周波伝送路１１２を経由してＡＤＣ１０９に与えられ、デジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は、信号受信部１１０により受信および信号処理され、受信情報データとして、受信側インタフェース１１４へ出力される。

ＤＡＣ１０４から送信用光デバイス１０５までの経路、および、受信用光デバイス１０６からＡＤＣ１０９までの経路は高周波信号伝送路１１２で結ばれている。上述の構成は、概ね従来技術の光伝送装置の構成と同様である。本発明では、信号生成部１０３の出力が入力され信号受信部１１０の入力に出力されるクロストーク（ＸＴ）補償回路１１１をさらに備えている。

以下では、まず本発明の光送受信システムにおけるクロストーク補償回路１１１の機能について数式を使って説明する。受信用光デバイス１０６からの４チャネルの出力信号をｓｒａ_i（ｉ＝１，２，３，４）とし、信号生成部１０３からの４チャネルの出力信号をｓｔ_j（ｊ＝１，２，３，４）とする。高周波伝送路１１２において、送信側アナログ信号ラインから受信側アナログ信号ラインへのクロストークを受けた場合、デジタル領域で信号受信部１１０の４チャネルの入力信号ｓｒｄ_i（ｉ＝１，２，３，４）は、次式によって表される。

式（１）において、右辺の第２項の係数α_ijは周波数依存性を持つ複素数である。

デジタル領域で、クロストーク補償回路１１１の出力を加算してクロストークを補償した後の信号受信部１１０の４チャネルの入力信号ｓｒｄ’_i（ｉ＝１，２，３，４）は、次式で表される。

式（２）において、右辺の第３項の係数β_ijは周波数依存性を持つ複素数である。式（２）では、右辺の第２項が高周波伝送路１１２における送信側アナログ信号ラインから受信側アナログ信号ラインへのクロストーク成分であり、第３項がクロストーク補償回路１１１からの出力である。したがって、クロストーク補償回路１１１においては、次式の関係が成り立つように演算を施すことで送信側から受信側へのクロストークが補償される。

受信用光デバイス１０６が無出力のときには、ｓｒａ_i＝０となるので、信号受信部１１０の４チャネルの入力信号ｓｒｄ’’_i（ｉ＝１，２，３，４）は、次式で与えられる。

上述の式（１）〜式（４）からもわかるように、本発明の光送受信システムにおいて、クロストーク補償回路は、受信信号の信号経路に現われた送信信号の相殺回路として機能していることがわかる。

したがって、本発明は、送信情報に基づいて、前記送信情報に対応するデジタル送信データを生成する信号生成部１０３と、前記デジタル送信データが入力され、対応する１つ以上のアナログ送信信号を生成するデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１０４と、第１の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ送信信号が入力され、変調された光信号を送信する送信用光デバイス１０５と、光信号を受信して、前記受信した光信号から１つ以上のアナログ受信信号を出力する受信用光デバイス１０６と、第２の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ受信信号が入力され、対応するデジタル受信データを生成するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、前記デジタル受信データに基づいて、対応する受信情報を生成する信号受信部１１０と、前記デジタル送信データに基づいて、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々の位相および振幅を変化させた信号を合算した補償信号を生成し、前記デジタル受信データに加算するよう構成されたクロストーク補償回路１１１とを備えたことを特徴とする光送受信システムとして実施できる。

ここで、信号受信部１１０への入力信号ｓｒｄ’’_iの振幅値をモニタして、この振幅値が最小となるような係数β_ijを求めれば良い。クロストーク補償回路１１１においてモニタする値は振幅値ではなくて振幅値と相関のある二乗平均平方根値であっても構わないし、振幅値のピーク値であっても構わない。受信用光デバイス１０６が無出力となるのは、光ファイバなどから入力用光ポート１０８に光信号が入力されない場合、受信用光デバイス１０６に設けられたシャットダウン機能によって出力を遮断する場合などがある。本発明において、クロストーク補償回路１１１の係数β_ijを求めるための調整工程をどのようなタイミングで行うかは、クロストーク補償回路の具体的な構成に応じて、決定すれば良い。

したがって本発明では、受信用光デバイス１０６からＡＤＣ１０９へ１つ以上のアナログ受信信号が入力されていないとき、信号受信部１１０における前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号の振幅が最小となるように、クロストーク補償回路１１１の補償信号が設定されていることになる。

クロストーク補償回路１１１の係数β_ijを求めるためには、既知のトレーニング信号を利用することもできる。トレーニング信号を受信している時の信号受信部１１０の４チャネルの入力信号ｓｒｄ’’’_i（ｉ＝１，２，３，４）は、次式で表される。

式（５）において、ｓｔｒはある単一の周波数をもつ正弦波である。送信側アナログ信号ラインから受信側アナログ信号ラインへのクロストーク信号は、広く分布した周波数成分を持つ信号である。信号受信部１１０の入力信号ｓｒｄ’’’_iからトレーニング信号の周波数成分を除いた信号をモニタして、この信号の振幅値が最小となるような係数β_ijを求めれば良い。トレーニング信号は、使用する光送受信システムの仕様に合わせて選択することができる。一例を挙げれば、対象とするシステムの信号のシンボルレートの１／２の周波数などを利用できる。具体的には、最近商用化されているシンボルレートが３２ＧＢａｕｄのシステムでは１６ＧＨｚのトレーニング信号となる。トレーニング信号を利用してクロストーク補償回路１１１の係数β_ijを求めるための調整工程をどのようなタイミングで行うかは、クロストーク補償回路の具体的な構成に応じて、決定すれば良い。

したがって本発明では、１つ以上のアナログ受信信号がトレーニング信号を含むとき、信号受信部１１０において、前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号から前記トレーニング信号の周波数成分を除いた信号が最小となるように、クロストーク補償回路１１１の補償信号が設定されていることになる。

図２は、本発明の光送受信システムにおけるクロストークの補償効果を説明する図である。図２の（ａ）は、クロストーク補償回路を持たない従来技術の光送受信システムで受信したＱＰＳＫ信号を、信号受信部で解析した信号点図（コンスタレーションマップ）である。エラーが無い理想信号点のからのずれ量の平均値を示し、その値が低いほど信号品質が高いことを示す指標であるエラーベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）は、１８．２％であった。図２の（ｂ）は、クロストーク補償回路を備えた本発明の実施例１に係る光送受信システムで受信した信号のコンスタレーションマップである。そのＥＶＭは９．７％と、従来技術の場合と比べて半減しており、受信信号の信号点のバラつきが抑えられている。クロストーク補償回路の効果により従来技術の光送受信システムと比較して品質の高い信号が受信できていることがわかる。なお、ＥＶＭはＢＥＲへ換算可能なパラメータであり、ＥＶＭが小さいとＢＥＲが低く、ＥＶＭが大きいとＢＥＲが高いという関係性がある。したがって、図２の（ｂ）のように受信信号のＥＶＭが改善されれば、同時にＢＥＲも改善されることになる。

上述の実施例１の説明では、送信側および受信側いずれも４つのチャネルの電気信号からなる光送受信システムを例としたが、この構成が多くの商用システムの光伝送装置で広く用いられているためである。本発明の実施例１に係る光送受信システムは、このチャネル数の例に限定されるものではなく、ＮとＭは任意の自然数として、送信側がＮチャネル、受信側がＭチャネルの光送受信システムに対して、同様の効果を発揮する。以下の実施例では、クロストーク補償回路のより具体的な構成例を示す。

図３は、本発明の実施例２に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。以後のすべての実施例では、光送受信システムの全体構成は、図１と同じである。図１におけるＤＡＣの出力側の高周波伝送路およびＡＤＣへの入力側の高周波伝送路間で生じるクロストークを補償するためのクロストーク補償回路の構成に絞って説明する。図３の本発明の実施例２に係る光送受信システムのクロストーク補償回路３００は、送信信号が入力される４つの入力用ポート３０１と、入力用ポート３０１から入力された信号が入力される１６の遅延回路３０２と、遅延回路３０２の出力と係数ａを乗算する乗算器３０３と、乗算器３０３の出力を加算する加算器３０４と、加算器３０４の出力が接続された出力用ポート３０５とを備える。

遅延回路３０２の各々が、デジタル領域で４チャネルの送信信号からの１６（４チャネル×４）の入力に対してそれぞれ位相変化を与え、乗算器３０３が上記１６の入力に対してそれぞれ振幅変化を与える。遅延回路３０２の出力および乗算器３０３の出力は、その後加算器３０４により加算される。上述の遅延回路３０２の遅延時間および乗算器３０３のゲインにより、式（３）における係数β_ijを実現する演算がなされる。図３の遅延回路、乗算器、加算器の構成は、ＤＳＰを使用したデジタル領域の演算によってソフトウェアによって実現することができる。すなわち、図１（図３）のクロストーク補償回路１１１（３００）は、デジタルデータである送信信号および実際に観測される受信用光デバイスからのデジタルデータである受信信号に基づいて、デジタル領域で係数β_ijを満たす遅延回路３０２、乗算器３０３および加算器３０４の具体構成（遅延時間、ゲインのパラメータ設定）を決定する。

図１を再び参照すると、信号生成部１０３および信号受信部１１０の各信号処理も、ＤＳＰによって実施されるのが一般的なので、信号生成部１０３、信号受信部１１０およびクロストーク補償回路１１１のすべての信号処理を共通のＤＳＰで実施することができる。もちろん、各機能を別個のＤＳＰによって実施しても良く、デジタル信号処理のためにどのようなハードウェアの構成、組み合わせを用いても良い。また、遅延時間を設定可能（プログラマブル）な遅延回路３０２、ゲインを設定可能（プログラマブル）な乗算器３０３および加算器を、ハードウェアの論理回路で構成することも可能である。また、ハードウェアおよびＤＳＰによる演算処理を組み合わせて構成しても良い。

実施例１で説明した、受信用光デバイス１０６からの信号が無い場合、または、受信用光デバイス１０６からトレーニング信号を受信する状態のいずれかで、式（３）における係数β_ijを求め、この係数β_ijを実現するための遅延回路３０２、乗算器３０３および加算器３０４の遅延時間、ゲインのパラメータを決定する。

本発明の光送受信システムでは、クロストーク補償回路を備えることで、送信用光回路と受信光回路との間にクロストークを大幅に抑えることが可能となる。従って、送信用光回路の高周波伝送路（ストリップライン）と、受信用光回路の高周波伝送路（ストリップライン）を同一基板上に作成することも可能となる。また、同一基板に作成されているが、反対側の面に作成されていた２つの伝送線路を、同一面上に作成することもできる。したがって、これまでクロストークのために制限を受けていた、光回路の構成配置がはるかに緩やかな制限条件で行える効果が生じることに留意されたい。

また、クロストークが発生するのは、送信・受信間で信号レベル差の大きい箇所においてである。例えば送信側の変調信号を増幅する送信アンプの後から、受信側の復調信号を増幅する受信アンプの手前へのクロストークが問題となる。本発明のように、クロストーク補償回路を備えることで、例えば上記の２つのアンプを送信用光デバイスまたは受信用光デバイスのどちらかに一体集積したり、さらには送信用光デバイスと受信用光デバイスを一体集積したりする場合にも、本発明のクロストーク補償回路による受信信号の劣化防止によって、実装上の小型化の大きな助けとなる。したがって、従来技術では送信側から受信側へのクロストークが障壁となって実現できなかった送受一体集積化に対して非常に効果的である。この効果は、次以降に述べる各実施例でも共通している。

図４は、本発明の実施例３に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。本発明の実施例３に係る光送受信システムのクロストーク補償回路４００は、送信信号が入力される４つの入力用ポート４０１と、入力用ポート４０１から入力された信号が入力される１６の固定等化器４０２と、固定等化器４０２の出力を加算する加算器４０４と、加算器４０４の出力が接続された出力用ポート４０５とを備える。４チャネルの送信信号からの１６（４チャネル×４）の入力に対して、１６の固定等化器４０２がそれぞれ位相変化および振幅変化を与える。その後、固定等化器４０２からの４つのチャネルの送信信号が加算器４０４で加算されることにより、式（３）における係数β_ijを実現する演算がなされる。

上述の説明で、固定等化器４０２の「固定」の意味するところは、後述の実施例５との関係で、係数β_ijを実現する等化器の位相値および振幅値（ゲイン）がそれぞれ一旦設定されれば、その値が固定維持される点にある。図４の固定等化器、加算器の構成は、ＤＳＰを使用したデジタル領域の演算によってソフトウェアによって実現することができる。実施例１および実施例２と同様に、受信用光デバイス１０６からの信号が無い場合、または、受信用光デバイス１０６からトレーニング信号を受信する状態のいずれかで、式（３）における係数β_ijを求め、この係数β_ijを実現するための固定等化器４０２の位相値および、振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する。

図５は、本発明の実施例４に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。実施例４の光送受信システムのクロストーク補償回路５００は、送信信号が入力される４つの入力用ポート５０１と、入力用ポート５０１から入力された信号が入力される１６の遅延回路５０２と、遅延回路５０２の出力が入力される固定等化器５０３と、固定等化器５０３の出力を加算する加算器５０４と、加算器５０４の出力が接続された出力用ポート５０５とを備える。一般に固定等化器は任意の位相変化と振幅変化を与えることが可能であるが、大きな位相差を与えるためには回路規模を大きくする必要がある。そこで、実施例４の光送受信システムのクロストーク補償回路のように固定等化器５０３の前に遅延回路５０２を設け、大きな位相変化は遅延回路５０２で与えて小さな位相変化を固定等化器５０３で与えることで、全体としての回路規模を小さくすることができる。

したがって、４チャネルの送信信号からの１６（４チャネル×４）の入力に対して、遅延回路５０２および固定等化器５０３によって位相値を設定し、固定等化器５０３によって振幅値（ゲイン）を設定する。実施例１〜３と同様に、受信用光デバイス１０６からの信号が無い場合、または、受信用光デバイス１０６からトレーニング信号を受信する状態のいずれかで、式（３）における係数β_ijを求め、この係数β_ijを実現するための遅延回路５０２および固定等化器５０３の位相値および、固定等化器５０３の振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する。このような構成とすることで、回路規模の増大を抑えて本発明の効果を奏することができる。

図６は、本発明の実施例５に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。実施例５の光送受信システムのクロストーク補償回路６００は、送信信号が入力される４つの入力用ポート６０１と、入力用ポート６０１から入力された信号が入力される１６の適応等化器６０２と、適応等化器６０２の出力を加算する加算器６０３と、加算器６０３の出力が接続された出力用ポート６０５とを備える。

４チャネルの送信信号からの１６（４チャネル×４）の入力に対して、適応等化器６０２がそれぞれ位相変化および振幅変化を与え、その後、４つのチャネルからの送信信号が加算器６０３により加算される。実施例１〜４と同様に、本実施例でも受信用光デバイス１０６からの信号が無い場合、または、受信用光デバイス１０６からトレーニング信号を受信する状態のいずれかで、式（３）における係数β_ijを求め、この係数β_ijを実現するための適応等化器６０２の位相値および振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する。本実施例の適応等化器６０２における「適応」の意味するところは、係数β_ijを実現する等化器の位相値および振幅値（ゲイン）が、光伝送装置の状態に応じて適応的に更新されるところにある。

本実施例では、クロストークを補償するための係数β_ijを求め、適応等化器６０２の位相値および振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する調整工程を、光伝送装置の状況に応じて、定期的に繰り返すところに特徴がある。高周波伝送路におけるクロストーク量は、外部温度の変化によって変化し得る。例えば、温度変化により高周波伝送線路の誘電体部の比誘電率が変化し、特性インピーダンスが変化する。このため、高周波伝送線路をクロストークの送／受信アンテナと見たときの送信／受信周波数特性が変化する。

先に述べたように、光伝送装置においては、プラガブルな複数のモジュール（例えば、ＣＦＰ２）を装置内に挿入して、必要な通信容量やチャネル数に適応させて、装置を構成する。したがって、光伝送装置に新たなモジュールが挿入されたり、除去されたりすれば、光伝送装置内の温度分布が変わり、クロストーク量が変化し得る。

トレーニング信号を受信する場合の式（５）において、ｓｒｄ’’’_iの振幅値からトレーニング信号の周波数成分を除いた信号をモニタして、必要なタイミングでクロストークを補償するための係数β_ijを求め、適応等化器６０２の位相値および振幅値（ゲイン）のパラメータを決定することができる。適応等化器６０２の位相値および振幅値（ゲイン）のパラメータを更新することにより、クロストーク補償回路６００は最適な補償状態が維持される。トレーニング信号は、システムの仕様に応じて、一定の時間間隔で定期的に受信することが可能であって、数秒の単位で繰り返しクロストーク補償回路の構成を更新することも可能である。また、先の述べた無信号状態を生じさせるシャットダウン機能に加えて、光伝送装置の受信用デバイスの内部でトレーニング信号を発生させるような構成も可能である。これによって、光信号からのトレーニング信号に頼らずに任意の時間に、クロストークを補償するための係数β_ijを求め、適応等化器６０２の位相値および振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する調整工程を実施できる。

上述の調整工程をいつどのようなタイミングで実施するかは、光伝送装置の環境に応じて様々な変更が可能である。また調整工程を何らかのイベント（例えば、電源ＯＮ、リセット、装置のメインテナンス、外部からのトリガ信号）によってトリガされる構成とすることもできる。本実施例のような構成とすることで、クロストーク量が数秒程度のオーダーで時間的に変化する状況においても、本発明の光送受信システムにおけるクロストークの低減効果を発揮できる。

図７は、本発明の実施例６に係る光送受信システムのクロストーク補償回路の構成を示す図である。実施例６の光送受信システムのクロストーク補償回路７００は、４つの送信信号の入力用ポート７０１と、入力用ポート７０１から入力された信号が入力される４つのフーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）回路７０２と、ＦＦＴ回路７０２の出力が入力される１６の位相・振幅演算回路７０３と、位相・振幅演算回路７０３の出力が入力される１６の逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inversed Fast Fourier Transform）回路７０４と、ＩＦＦＴ回路７０４の出力を加算する加算器７０６と、加算器７０６の出力が接続された出力用ポート７０５とを備える。

クロストーク補償回路７００に入力された、４チャネルの送信信号からの１６（４チャネル×４）の入力信号は、ＦＦＴ回路７０２により周波数情報に変換された後に周波数軸上で位相・振幅演算回路７０３により位相変化と振幅変化が与えられる。その後、周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ回路７０４により再び時間軸情報に戻される。補償すべきクロストーク成分が大きな遅延時間差を持つ場合には、周波数領域において補償回路の係数β_ijを求め、位相・振幅演算回路７０３の位相値および振幅値パラメータを演算するほうが、演算時間がより少なく済むという利点がある。本実施例の構成であっても、式（３）におけるβを満たす演算がなされ、上述の全ての実施例と同様本発明の効果を発揮する。

図８は、本発明の実施例６に係る光送受信システムの変形したクロストーク補償回路の構成を示す図である。実施例６の変形例の光送受信システムのクロストーク補償回路８００は、図７に示した実施例７の光送受信システムのクロストーク補償回路７００と比較してＩＦＦＴ回路８０６と加算回路８０４の順序が入れ替わっている。すなわち、クロストーク補償回路８００は、送信信号が入力される４つの入力用ポート８０１と、入力用ポート８０１から入力された信号が入力される４つのＦＦＴ回路８０２と、ＦＦＴ回路８０２の出力が入力される１６の位相・振幅演算回路８０３と、位相・振幅演算回路８０３の出力を加算する加算器８０４と、加算器８０４の出力を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ回路８０６と、ＦＦＴ回路８０６の出力が接続された出力用ポート８０５とを備える。

本変形例の構成であっても、式（３）における係数β_ijを求め、この係数β_ijを実現するための遅延回路５０２および固定等化器５０３の位相値および、固定等化器５０３の振幅値（ゲイン）のパラメータを決定する。このような構成とすることで、回路規模の増大を抑えて本発明の効果を奏することができる。

本発明の光送受信システムにおけるクロストーク補償回路は、独立した別個のアナログ信号が伝送される高周波伝送路間で、高周波信号のクロストークが生じる場合に、別個のアナログ信号のそれぞれの対応するデジタル領域の信号間にこのクロストーク補償回路を配置できる場合に適用できる。図１に示したような高レベルの送信信号と低レベルの受信信号が共存するような場合に好適であるが、図１に示した光伝送装置の例だけに限られない。例えば図１では光送受信システム１００は、外部のネットワーク要素（ルータ）とのインタフェース１１３、１１４を持つものとして説明したが、外部のネットワーク要素とのインタフェースを持たない単一の独立した装置にも適用できる。また、光信号を含まない、電気信号だけの装置におけるクロストークの補償にも適用できる。

本発明の光伝送装置におけるクロストーク補償回路は、図１における信号生成部１０３や信号受信部１１０のためにＤＳＰを使用していれば、既存のＤＳＰの中の信号処理の一部としてクロストーク補償回路の機能を追加することで簡単に実施できる。したがって、追加のハードウェアなしに、受信信号品質の改善と、送信回路および受信回路の一体化を含む回路配置や実装条件の緩和にも役立つことに注目されたい。すなわち、回路配置条件や実装条件の緩和を通じて、光伝送装置の小型化にも非常に効果的である。

以上詳細に説明してきたように、本発明の光送受信システムは、クロストーク補償回路を備えることで、光伝送装置における送信側から受信側へのクロストークを効果的に補償することができる。さらにクロストークの低減によって、送信用光回路および受信用光回路の配置構成条件も緩和され、光伝送装置の小型化をより容易にすることができる。

本発明は、一般的に通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの光伝送装置に利用できる。

１００、９００ 光送受信システム（光伝送装置）
１０１、９０１ アナログ信号処理デバイス部
１０２、９０２ デジタル信号処理デバイス部
１０３、９０３ 信号生成部
１０４、９０４ ＤＡＣ
１０５ 送信用デバイス
１０６ 受信用デバイス
１０７、９０７ 出力用光ポート
１０８、９０８ 入力用光ポート
１０９ 光受信器
１０９、９１１ ＡＤＣ
１１０、９１２ 信号受信部
１１１、３００、４００、５００、６００、７００、８００ クロストーク補償回路
１１２、９１３ 高周波信号伝送路
１１３、１１４ インタフェース
３０１、４０１、５０１、６０１、７０１、８０１ 入力用ポート
３０２、５０２ 遅延回路
３０３ 乗算器
３０４、４０４、５０４、６０３、７０６、８０４ 加算器
３０５、４０５、５０５、６０５、７０５、８０５ 出力用ポート
４０２、５０３ 固定等化器
６０２ 適応等化器
７０２、８０２ フーリエ変換回路
７０３、８０３ 位相・振幅演算回路
７０４、８０６ 逆フーリエ変換回路
９０５ 変調器ドライバ
９０６ 光変調器
９０９ 光受信器
９１０ ＴＩＡ

Claims (8)

1. 送信情報に基づいて、前記送信情報に対応するデジタル送信データを生成する信号生成部と、
   前記デジタル送信データが入力され、対応する１つ以上のアナログ送信信号を生成するデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）と、
   第１の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ送信信号が入力され、変調された光信号を送信する送信用光デバイスと、
   光信号を受信して、前記受信した光信号から１つ以上のアナログ受信信号を出力する受信用光デバイスと、
   第２の高周波信号伝送路を経由して前記１つ以上のアナログ受信信号が入力され、対応するデジタル受信データを生成するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、
   前記デジタル受信データに基づいて、対応する受信情報を生成する信号受信部と、
   前記デジタル送信データに基づいて、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々の位相および振幅を変化させた信号を合算した補償信号を生成し、前記デジタル受信データに加算するよう構成されたクロストーク補償回路と
   を備えたことを特徴とする光送受信システム。
2. 前記受信用光デバイスから前記ＡＤＣへ前記１つ以上のアナログ受信信号が入力されていないとき、前記信号受信部における前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号の振幅が最小となるように、前記補償信号が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の光送受信システム。
3. 前記１つ以上のアナログ受信信号がトレーニング信号を含むとき、前記信号受信部において、前記１つ以上のアナログ受信信号に対応する信号から前記トレーニング信号の周波数成分を除いた信号が最小となるように、前記補償信号が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の光送受信システム。
4. 前記クロストーク補償回路は、
   前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々に遅延を与える遅延機能と、
   前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々を定数倍する乗算機能と
   を含むことを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載の光送受信システム。
5. 前記クロストーク補償回路は、前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々に作用する有限インパルス応答フィルタを含むことを特徴とする請求項請求項１乃至４いずれかに光送受信システム。
6. 前記クロストーク補償回路は、遅延時間が固定長の遅延回路を含むことを特徴とする請求項１乃至５いずれかに記載の光送受信システム。
7. 前記クロストーク補償回路は、
   前記対応する１つ以上のアナログ送信信号の各々をフーリエ変換する高速フーリエ変換回路と、
   周波数領域で遅延および振幅を変化させる位相振幅演算回路と、
   遅延および振幅を変化させた前記対応する１つ以上のアナログ送信信号を逆フーリエ変換する逆高速フーリエ変換回路と
   を含むことを特徴とする請求項１乃至４いずれかに記載の光送受信システム。
8. 前記光送受信システムは、ルータに接続される光伝送装置であり、
   前記第１の高周波信号伝送路および前記第２の高周波信号伝送路は、同一基板の同一の表層に構成されたストリップラインであることを特徴とする請求項１乃至７いずれかに記載の光送受信システム。