JP6433305B2 - 非接地電源の絶縁検出装置及び絶縁検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、非接地電源の絶縁検出装置及び絶縁検出方法に関し、特に、電気による推進力を利用する車両に搭載された非接地の直流電源と昇圧回路との絶縁状態を検出する絶縁検出装置及び絶縁検出方法に関する。

近年の電気自動車やハイブリッドカーには、高電力、高出力で、且つ、コンパクトな直流電源としてバッテリー集合体（以下、直流電源と略記する。）が搭載され、その出力電圧は２００Ｖ（ボルト）以上となっている。また、負荷の駆動効率を高めるために、直流電源の正電位を昇圧し負荷に供給するために、昇圧回路を備える車両がある。この昇圧回路を備える車両においては、直流電源の出力すなわち昇圧回路の一次側と共に、昇圧回路の出力すなわち二次側も車両から電気的に絶縁された非接地の構成となっており、車両は直流電源及び昇圧回路のアースとして使用されない構成となっている。このため、昇圧回路を有する車両では、直流電源の絶縁状態を監視するために直流電源とアースとの間の地絡抵抗と共に、昇圧回路の二次側とアースとの間の地絡抵抗も検出する必要があった。

直流電源とアースとの間の地絡抵抗、及び昇圧回路の二次側とアースとの間の地絡抵抗とを検出する絶縁検出装置として、例えば、特許文献１に記載の絶縁状態検出装置がある。この特許文献１に記載の絶縁状態検出装置では、直流電源と接地電位との間の地絡抵抗と昇圧回路の二次側とアースとの間の地絡抵抗とによって形成される合成された地絡抵抗を計測する構成となっている。

特開２０１１−１７５８６号公報

特許文献１に記載の絶縁状態検出装置では、昇圧回路の二次側の正極とアースとの間に形成される地絡抵抗（二次側＋地絡抵抗）と、直流電源の負極（昇圧回路の二次側の負極に相当する）とアースとの間に形成される地絡抵抗（二次側−地絡抵抗）とがアースを介して、昇圧回路の二次側の正極と負極との間に直列に接続される構成となっている。また、二次側＋地絡抵抗と二次側−地絡抵抗との分圧に応じた電位が、直流電源の正極電位よりも高い場合には、昇圧回路の二次側＋地絡抵抗からフライングキャパシタを介して直流電源の正極に至る回り込み電流が生じる構成としている。さらには、回り込み電流によるフライングキャパシタに対する逆極性での充電電圧を計測するために、フライングキャパシタを計測手段とアースとに逆極性で接続するための逆極性計測回路を備える構成となっている。

このため、フライングキャパシタに直流電源の正極による充電がなされた場合の充電電圧を計測する正極性時の計測手段と、フライングキャパシタに昇圧回路の二次側の正極による逆極性の充電がなされた場合の充電電圧を計測する逆極性時の計測手段とを有している。すなわち、回り込み電流が発生することなく充電された充電電圧を計測する計測手段と、回り込み電流によって充電された逆極性の充電電圧を計測する計測手段との２系統の計測手段が必要である。さらには、少なくともダイオード、抵抗、及びスイッチからなる逆極性計測回路の追加が必要であると共に、追加のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御及び該ＯＮ／ＯＦＦ制御に対応した計測手段の切り替えも必要であり、回路規模が増大してしまうと共に、制御ソフトの負担も増大してしまうという問題があった。

本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、追加の回路を必要としない簡易な構成で、直流電源及び昇圧回路とアースとの間の地絡抵抗を計測することが可能な絶縁検出装置及び絶縁検出方法を提供することである。

前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、充電電圧を保持するフライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測回路とを備え、アースから電気的に絶縁される直流電源に接続され、前記計測回路で計測された前記フライングキャパシタの充電電圧に基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出装置であって、
前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第１の経路と、前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記アースに至る第２の経路と、前記アースから前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第３の経路と、前記フライングキャパシタと前記直流電源との接続を解除し、当該フライングキャパシタと前記計測回路とを接続する第４の経路とを切り替える複数のスイッチを備え、
前記第２の経路で充電された前記フライングキャパシタの計測電圧を監視し、該計測電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、
前記スイッチの切り替えを制御し、前記第３の経路での前記フライングキャパシタの充電と、前記第３の経路で充電された前記フライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、前記第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する制御手段と、
前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する演算手段を備えることを特徴とする絶縁検出装置である。

前記課題を解決するための請求項２に記載の発明は、充電電圧を保持するフライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測回路とを備え、アースから電気的にそれぞれ絶縁される直流電源と該直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路との前記直流電源側に接続され、前記計測回路で計測された前記フライングキャパシタの充電電圧に基づいて、前記直流電源及び前記昇圧回路の二次側と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出装置であって、
前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第１の経路と、前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記アースに至る第２の経路と、前記アースから前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第３の経路と、前記フライングキャパシタと前記直流電源との接続を解除し、当該フライングキャパシタと前記計測回路とを接続する第４の経路とを切り替える複数のスイッチを備え、
前記昇圧回路の昇圧動作による二次側の出力電圧の上昇により、前記アース電位が前記直流電源の正極側の電位よりも高くなった場合に、
前記スイッチの切り替えを制御し、前記第３の経路での前記フライングキャパシタの充電と、前記第３の経路で充電された前記フライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、前記第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する制御手段と、
前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源及び前記昇圧回路の二次側と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する演算手段を備えることを特徴とする絶縁検出装置である。

前記課題を解決するための請求項３に記載の発明は、アースから電気的に絶縁される直流電源と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出方法であって、
前記直流電源の正極と前記アースとの間にフライングキャパシタを接続し、前記フライングキャパシタを充電する工程と、
前記フライングキャパシタから前記直流電源の正極を切り離した後に、前記フライングキャパシタに計測回路を接続し、前記フライングキャパシタに充電された電圧を計測する工程と、
前記計測された電圧を監視し、該計測された電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、
前記アースと前記直流電源の負極との間に前記フライングキャパシタを接続して前記フライングキャパシタを充電し、前記フライングキャパシタの接続後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する工程と、
前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する工程とを備えることを特徴とする絶縁検出方法である。

前記課題を解決するための請求項４に記載の発明は、前記複数のスイッチは、前記フライングキャパシタの一端と前記直流電源の正極との間に配置される第１のスイッチと、前記フライングキャパシタの他端と前記直流電源の負極との間に配置される第２のスイッチと、前記フライングキャパシタの一端とアースとの間に配置される第３のスイッチと、前記フライングキャパシタの他端と前記アースとの間に配置される第４のスイッチとからなり、
前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチはそれぞれに並列接続され、当該第２のスイッチ及び前記第４のスイッチに掛かる電圧を所定電圧以下に保つ保護素子を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁検出装置である。

前記課題を解決するための請求項５に記載の発明は、前記制御手段は、前記第１及び第２の計測電圧と、少なくとも前記第４のスイッチに並列接続される前記保護素子の特性とに基づいて、前記第１の経路時における、前記第２のスイッチの前記直流電源の負極側と、前記第４のスイッチの前記アース側との間に掛かる電圧を推定する手段と、
前記第２のスイッチの前記直流電源の負極側と前記第４のスイッチの前記アース側との間に掛かる電圧と、前記第４のスイッチに並列接続される前記保護素子の特性とに基づいて、前記第１の経路で充電された前記フライングキャパシタの計測電圧から演算される前記直流電源の出力電圧を補正する手段と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の絶縁検出装置である。

請求項１に記載の本発明によれば、第２の経路で充電されたフライングキャパシタの計測電圧を監視し、該計測電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、制御手段がスイッチの切り替えを制御し、第３の経路でのフライングキャパシタの充電と、この第３の経路で充電されたフライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する。次に、演算手段が第１の計測電圧と第２の計測電圧とに基づいて、直流電源とアースとの間に形成される地絡抵抗を演算する構成となっており、制御手段及び演算手段はマイコンで動作するプログラムによって構成できるので、追加の回路を必要としない簡易な構成で、直流電源及び昇圧回路とアースとの間の地絡抵抗を計測することができる絶縁検出装置を提供することができる。

また、請求項２に記載の本発明によれば、昇圧回路の昇圧動作による二次側の出力電圧の上昇により、アース電位が直流電源の正極側の電位よりも高くなった場合に、制御手段がスイッチの切り替えを制御し、第３の経路でのフライングキャパシタの充電と、この第３の経路で充電されたフライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する。次に、演算手段が第１の計測電圧と第２の計測電圧とに基づいて、直流電源とアースとの間に形成される地絡抵抗を演算する構成となっており、制御手段及び演算手段はマイコンで動作するプログラムによって構成できるので、追加の回路を必要としない簡易な構成で、直流電源及び昇圧回路とアースとの間の地絡抵抗を計測することができる絶縁検出装置を提供することができる。

また、請求項３に記載の本発明によれば、前記直流電源の正極と前記アースとの間にフライングキャパシタを接続してフライングキャパシタを充電し、この充電後にフライングキャパシタから直流電源の正極を切り離し、この後にフライングキャパシタに計測回路を接続し、フライングキャパシタに充電された電圧を計測し、計測された電圧を監視し、該計測された電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、アースと前記直流電源の負極との間にフライングキャパシタを接続してフライングキャパシタを充電し、フライングキャパシタの接続後の第１の時間における第１の計測電圧と、第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測し、第１の計測電圧と第２の計測電圧とに基づいて、直流電源とアースとの間に形成される地絡抵抗を演算するので、マイコンで動作するプログラムによって実現することができ、追加の回路を必要としない簡易な構成で、直流電源及び昇圧回路とアースとの間の地絡抵抗を計測することができる。

さらには、第２の経路で充電されたフライングキャパシタの計測電圧を監視し、該計測電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）となった場合の検出、及び昇圧回路の昇圧動作による二次側の出力電圧の上昇により、アース電位が直流電源の正極側の電位よりも高くなった場合の検出も、マイコンで動作するプログラムによって構成できる。従って、追加の回路を必要としない簡易な構成で、監視及び検出することができる。

請求項４に記載の本発明によれば、フライングキャパシタの他端と直流電源の負極との間に配置される第２のスイッチと、フライングキャパシタの他端とアースとの間に配置される第４のスイッチは、それぞれに並列接続される保護素子を備え、該保護素子が第２のスイッチ及び第４のスイッチに掛かる電圧を所定電圧以下に保つ構成となっているので、正極側の前記地絡抵抗が低下した場合であって、第２及び第４のスイッチに耐圧以上の電圧が印加されしまうことを防止し、当該第２及び第４のスイッチを破損から保護することができる。

請求項５に記載の本発明によれば、第１及び第２の計測電圧と、第４のスイッチに並列接続される保護素子の特性とに基づいて、第１の経路時における、第２のスイッチの直流電源の負極側と、第４のスイッチのアース側との間に掛かる電圧を推定し、該推定された電圧と、第４のスイッチに並列接続される保護素子の特性とに基づいて、第１の経路で充電されたフライングキャパシタの計測電圧から演算される直流電源の出力電圧を補正するとなっているので、地絡抵抗が低下して保護素子の制限電圧以上の電圧が第２のスイッチの直流電源の負極側と第４のスイッチのアース側との間に掛かった場合であっても、第１の経路で計測したコンデンサの計測電圧から正確な直流電源の出力電圧を検出することができる。

本発明の実施形態１の絶縁検出装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の実施形態１の絶縁検出装置のマイコンで動作するプログラムによって実現される地絡抵抗計測部の概略構成を説明するための図である。 本発明の実施形態１の絶縁検出装置における計測動作のフローを示す図である。 発明の実施形態１の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図である。 本発明の実施形態１の絶縁検出装置のＶｃ１ｐ計測時における充電電圧の変化を説明するための図である。 昇圧回路による二次側電圧を変化させた場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時での各計測電圧−時間特性のシミュレーション結果を示す図である。 アースの電位が直流電源の正極の電位よりも高い場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時の計測電圧を説明するための拡大図である。 アースの電位が直流電源の正極の電位よりも高い場合におけるＶｃ１ｐ計測での計測電圧から地絡抵抗を演算するための原理を説明する図である。 本発明の実施形態２の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図である。 本発明の実施形態２の絶縁検出装置におけるＶｃ１ｐｔａ計測時、及びＶｃ１ｐｔｂ計測時の計測電圧を説明するための図である。 本発明の実施形態３の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図である。 本発明の実施形態４の絶縁検出装置の概略構成を説明するための図である。 昇圧回路の二次側電圧が高い場合に二次側の正極の地絡抵抗ＲＬｐ２が低下した場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時での各計測電圧−時間特性のシミュレーション結果を示す図である。 昇圧回路の二次側電圧が高い場合に二次側の正極の地絡抵抗ＲＬｐ２が低下した場合におけるＶｃ１ｐ計測での計測電圧の変化を説明するための図である。 本発明の実施形態４の絶縁検出装置におけるＶ０計測の計測値を補正するためのテーブルデータの一例を示す図である。

以下、本発明が適用された実施形態について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明は省略する。

〈実施形態１〉
（絶縁検出装置の全体構成）
図１は本発明の実施形態１の絶縁検出装置の概略構成を説明するための図であり、特に、直流電源ＢＡＴの正極側の電位を昇圧する昇圧回路４の一次側に絶縁検出装置１が配置される回路である。ただし、実施形態１の絶縁検出装置１は、マイコン３で動作するプログラムによって実現される図示しない地絡抵抗計測部を除く他の構成は従来の絶縁検出装置と同様の構成となる。また、スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば、周知の光ＭＯＳＦＥＴで構成されており、直流電源ＢＡＴから絶縁されたマイコン３によりＯＮ／ＯＦＦ制御される構成となっている。メインリレーＲ＋，Ｒ−よりも直流電源ＢＡＴ側に絶縁検出装置１が接続される構成である。

図１に示すように、例えば、２００Ｖ（ボルト）以上の高圧の直流電源ＢＡＴの正極に接続される電源線５は分岐され、この分岐後の電源線５の一方が絶縁検出装置１を構成するスイッチＳ１の一端に接続され、分岐後の他方がメインリレーＲ＋に接続されている。一方、直流電源ＢＡＴの負極に接続される電源線６も分岐され、分岐後の電源線６の一方が絶縁検出装置１を構成するスイッチＳ２の一端に接続され、他方がメインリレーＲ−に接続されている。

また、スイッチＳ１の他端はダイオードＤ１及び該ダイオードＤ１に直列接続される抵抗Ｒ１並びに該抵抗Ｒ１に電気的に接続される分岐された配線（分岐配線）９を介して、コンデンサ（フライングキャパシタ）Ｃ１の一端（図中上側の端子）に電気的に接続されている。さらには、スイッチＳ２の他端は抵抗Ｒ２及び分岐配線１０を介してコンデンサＣ１の他端（図中下側の端子）に電気的に接続されている。この構成により、２つのスイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦ制御（開閉制御）によって、直流電源ＢＡＴの正極とコンデンサＣ１の一端との電気的な接続、及び直流電源ＢＡＴの負極とコンデンサＣ１の他端との電気的な接続をそれぞれ独立して制御可能な構成としている。ただし、ダイオードＤ１は、直流電源ＢＡＴの正極からコンデンサＣ１に至る方向が順方向となるように配置されている。

このコンデンサＣ１の一端は、分岐配線９に電気的に接続されるダイオードＤ２及び該ダイオードＤ２の他端に接続される分岐配線１１を介して、スイッチＳ３の一端に接続されている。さらには、コンデンサＣ１の一端は、分岐配線９に電気的に接続されるダイオードＤ３及び該ダイオードＤ３に直列接続される抵抗Ｒ３並びに抵抗Ｒ３の他端に接続される分岐配線１１を介して、スイッチＳ３の一端に接続されている。ただし、ダイオードＤ２はスイッチＳ３からコンデンサＣ１に至る方向が順方向となり、ダイオードＤ３はコンデンサＣ１からスイッチＳ３（抵抗Ｒ３）に至る方向が順方向となるように、それぞれ配置されている。

一方、コンデンサＣ１の他端は、分岐配線１０を介してスイッチＳ４の一端に接続されている。このスイッチＳ４の他端は抵抗Ｒ４を介してアース（接地電位）に接続される分岐配線１３に接続されている、すなわち、スイッチＳ４の他端は抵抗Ｒ４を介してアースに接続されている。さらには、前述するように、コンデンサＣ１の他端は、分岐配線１０に接続される抵抗Ｒ２を介してスイッチＳ２の他端に接続されている。なお、コンデンサＣ１としては、極性を有しない周知のセラミックコンデンサが好適であるが、極性を有する電解コンデンサ等を用いる構成であってもよい。

スイッチＳ３の他端は、分岐配線１２を介して周知のサンプルアンドホールド回路２の入力端子に電気的に接続されると共に、該分岐配線１２に接続される抵抗Ｒ５及び該抵抗Ｒ５の他端に接続する分岐配線１３を介して、アースに接続されている。このとき、サンプルアンドホールド回路２の出力端子は、マイコン３が有するＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換部）の入力端子に接続されている。この構成により、コンデンサＣ１に充電された電圧は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５とで分圧され、該分圧された電圧がコンデンサＣ１の計測電圧として、Ａ／Ｄ変換部により計測される構成となっている。なお、Ａ／Ｄ変換部及びマイコン３で動作する地絡抵抗計測部の構成については、後に詳述する。

また、直流電源ＢＡＴの正極側の電源線５とアースとの間には、数百（ＭΩ）程度の仮想的な地絡抵抗（正極側の地絡抵抗）ＲＬｐ１が形成されている。さらには、直流電源ＢＡＴの負極側の電源線６とアースとの間にも、数百（ＭΩ）程度の仮想的な地絡抵抗（負極側の地絡抵抗）ＲＬｎ１が形成されている。

さらには、メインリレーＲ＋の他端には電源線７を介して昇圧回路４が接続され、メインリレーＲ＋を介して直流電源ＢＡＴから供給される正極側の電位を昇圧し、昇圧回路４の二次側の電源線１４に供給する構成となっている。一方、メインリレーＲ−の他端には電源線８が接続され、該電源線８が昇圧回路４の二次側に延在される構成となっており、電源線１４と電源線８を介して図示しない負荷に昇圧した電力を供給する構成となっている。

（地絡抵抗計測部の詳細構成）
図２は本発明の実施形態１の絶縁検出装置のマイコンで動作するプログラムによって実現される地絡抵抗計測部の概略構成を説明するための図、図３は本発明の実施形態１の絶縁検出装置における計測動作のフローを示す図、図４は発明の実施形態１の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図、図５は本発明の実施形態１の絶縁検出装置のＶｃ１ｐ計測時における充電電圧の変化を説明するための図である。ただし、図４（ａ）は実施形態１の第１計測による地絡抵抗ＲＬの計測動作を示す図であり、図４（ｂ）は実施形態１の第２計測による地絡抵抗ＲＬの計測動作を示す図である。

まず、図１，図２に基づいて、本発明の実施形態１の絶縁検出装置が備えるマイコン３で動作するプログラムによって実現される地絡抵抗の計測を行う地絡抵抗計測部の構成及び動作について説明する。

図２に示すように、実施形態１の地絡抵抗計測部はマイコン３が備える周知のＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換部）１５と、マイコン３で動作するプログラムによって実現される計測判定部１６、スイッチ制御部１７、演算部１８、及び地絡判定部１９とにより構成されている

計測判定部１６は計測制御部（計測回路）１６ａと判定部（判定手段）１６ｂとからなり、計測制御部１６ａはサンプルアンドホールド回路２及びＡ／Ｄ変換部１５を制御して、抵抗Ｒ３，Ｒ５で分配されたコンデンサＣ１の充電電圧を計測電圧として計測する構成となっている。判定部１６ｂはＡ／Ｄ変換部１５で計測されたＶｃ１ｎ計測時におけるコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｃ１ｎに基づいて、Ｖｃ１ｎ計測時における直流電源ＢＡＴの正極の電位が絶縁検出装置１のアースの電位よりも高いか否か、すなわちＶｃ１ｎ計測時においてコンデンサＣ１に印加される電圧が逆極性であるか否かを判定する構成となっている。また、判定部１６ｂは、判定結果をスイッチ制御部１７及び演算部１８に出力する構成となっている。このとき、後述する地絡抵抗の計測原理の説明の項に詳述するように、判定部１６ｂは、Ｖｃ１ｎ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｃ１ｎのみに基づいて判定を行う構成となっており、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧Ｖｃ１ｎが略０Ｖ（ゼロボルト）（具体的には、ノイズ等を考慮して数１０ｍＶ程度が好適である）であるかを判定している。なお、Ｖ０計測，Ｖｃ１ｎ計測，Ｖｃ１ｐ計測における全ての計測電圧に対して判定を行う構成であってもよいが、後述する地絡抵抗の計測原理の説明の項に詳述するように、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧Ｖｃ１ｎを除くＶ０計測，Ｖｃ１ｐ計測での計測電圧は略０Ｖとならない。従って、Ｖｃ１ｎ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｃ１ｎのみに基づいて、判定する構成が好適である。また、判定部１６ｂによる判定方法については、後に詳述する。

スイッチ制御部１７はスイッチＳ１〜Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦを制御し、コンデンサＣ１への充電と該充電された電圧の計測とを切り替える制御部であり、第１スイッチ制御部１７ａと第２スイッチ制御部（制御手段）１７ｂとから構成され、スイッチＳ１〜Ｓ４をそれぞれ独立に制御可能な構成となっている。また、実施形態１のスイッチ制御部１７は、判定部１６ｂからの判定出力がＶｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖであった場合、Ｖｃ１ｐ計測及びＶｃ１ｐ計測に続く計測放電のスイッチＳ１〜Ｓ４の制御を、第１スイッチ制御部１７ａに代わって第２スイッチ制御部１７ｂに行わせる構成となっている。

よって、実施形態１の第１スイッチ制御部１７ａは、従来と同様に、Ｖ０計測，Ｖｃ１ｎ計測，Ｖｃ１ｐ計測の各期間を数１００ｍｓ程度に制御すると共に、各計測に続く計測放電の期間を上記数１００ｍｓの１／２〜１／４程度に制御する構成となっている。一方、実施形態１の第２スイッチ制御部１７ｂは、Ｖｃ１ｐ計測及びＶｃ１ｐ計測に続く計測放電のスイッチＳ１〜Ｓ４の制御のみを行う構成となっている。なお、第１及び第２スイッチ制御部１７ａ，１７ｂによるスイッチＳ１〜Ｓ４の制御については、後に詳述する。

演算部１８は第１演算部１８ａと第２演算部（演算手段）１８ｂを備えると共に、該第１演算部１８ａと第２演算部１８ｂの演算結果とにそれぞれ対応する図示しないテーブルデータを備える構成となっている。実施形態１の第１演算部１８ａは、Ｖ０計測で計測された電圧Ｖ０、Ｖｃ１ｎ計測で計測された電圧Ｖｃ１ｎ、及びＶｃ１ｐ計測で計測された電圧Ｖｃ１ｐに基づいて、（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０を演算し、得られた演算値に基づいてテーブルデータを参照して地絡抵抗ＲＬを算出する構成となっている。一方、第２演算部１８ｂは、後述する地絡抵抗の計測原理の説明の項に説明するように、第２スイッチ制御部１７ｂで計測制御されたＶｃ１ｐ計測で計測された電圧Ｖｔａ，Ｖｔｂに基づいて計測電圧の比率（例えば、Ｖｔｂ／Ｖｔａ）を演算し、得られた比率に基づいてテーブルデータを参照して地絡抵抗ＲＬを算出する構成となっている。

地絡判定部１９は演算部１８で算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、地絡の判定（絶縁状態の監視）を行う手段であり、例えば、予め設定された地絡判定用の基準となる抵抗値と地絡抵抗ＲＬとを比較することによって、地絡の有無の判定及び絶縁状態の監視を行う構成となっている。地絡判定部１９が地絡を検出した場合は、例えば、上位の制御装置に地絡の発生を通知する構成となっている。

次に、図３〜図５に基づいて実施形態１の絶縁検出装置１における地絡抵抗ＲＬの算出動作すなわち絶縁状態の検出動作を説明する。なお、以下の説明においては、判定部１６ｂによる計測電圧の判定は、Ｖｃ１ｎ計測後の計測放電期間に行う構成とすることが好ましいが、Ｖｃ１ｎ計測後の計測放電期間に限定されることはない。

図３に示すように、実施形態１の絶縁検出装置１におけるコンデンサＣ１の充電と該コンデンサＣ１に充電された充電電圧の計測とは、ステップＳ１での判定部１６ｂによるＶｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖか（例えば、数１０ｍＶよりも小さいかすなわち数１０ｍＶ以上か）の判定によって、異なることとなる。すなわち、ステップＳ１において、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖでない（例えば、数１０ｍＶよりも小さくない）と判定された場合には、ステップＳ２の第１計測として、従来と同様のＶ０計測，Ｖｃ１ｎ計測，Ｖｃ１ｐ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖ０，Ｖｃ１ｎ，Ｖｃ１ｐに基づいて、地絡抵抗ＲＬが算出されることとなる。

このステップＳ２の第１計測では、第１スイッチ制御部１７ａによって、コンデンサＣ１の充放電が制御される。さらには、第１演算部１８ａによって、計測電圧Ｖ０，Ｖｃ１ｎ，Ｖｃ１ｐに基づいた（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０の演算と、該演算結果に基づいたテーブルデータの参照とが実行され、地絡抵抗ＲＬが算出される。

一方、ステップＳ１において、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖ（例えば、数１０ｍＶよりも小さい）と判定された場合には、ステップＳ３の第２計測として、地絡抵抗の計測原理の説明の項に示すＶｃ１ｐ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔａ，Ｖｔｂに基づいて、地絡抵抗ＲＬが算出されることとなる。

このステップＳ３の第２計測では、第２スイッチ制御部１７ｂによって、Ｖｃ１ｐ計測におけるコンデンサＣ１の充放電が制御される。さらには、第２演算部１８ｂによって、計測電圧Ｖｔａ，Ｖｔｂに基づいたＶｔｂ／Ｖｔａの演算と、該演算結果に基づいたテーブルデータの参照とが実行され、地絡抵抗ＲＬが算出される。

以下、図４（ａ）に基づいて、第１計測による地絡抵抗ＲＬの算出動作すなわち絶縁状態の検出動作について説明する。
まず、第１スイッチ制御部１７ａがスイッチＳ１〜Ｓ４の切り替えを制御し、Ｖ０計測５のために、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮさせる。これにより、直流電源ＢＡＴの正極からダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ２を介して当該直流電源ＢＡＴの負極に至る経路（第１の経路）を形成し、コンデンサＣ１を直流電源ＢＡＴの電圧と略同じ電圧に充電する。このとき、スイッチＳ３，Ｓ４はＯＦＦである。また、Ｖ０計測の期間は、従来と同様に、コンデンサＣ１を直流電源ＢＡＴと同じ電圧に充電させるために必要な時間である。このＶ０計測の期間は、コンデンサＣ１の容量及び抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値に応じて、適宜選択され、実施形態１においては、例えば、０．４ｓとして説明する。

Ｖ０計測２０の期間経過後に、該Ｖ０計測２０で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧の計測と該充電電圧の放電のために、第１スイッチ制御部１７ａはスイッチＳ１，Ｓ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＮさせる。これにより、コンデンサＣ１の一端からダイオードＤ３、抵抗Ｒ３、及び抵抗Ｒ５を介してアースに至ると共に、コンデンサＣ１の他端から抵抗Ｒ４を介してアースに至る経路（第４の経路）を形成する。ここで、計測制御部１６ａがサンプルアンドホールド回路２及びＡ／Ｄ変換部１５を制御して、コンデンサＣ１の充電電圧を計測電圧（抵抗Ｒ３，Ｒ５で分圧された電圧）として計測する。なお、計測放電期間２１に形成される第４の経路はコンデンサＣ１に充電された電圧を放電する経路となるので、第４の経路の形成後に速やかにコンデンサＣ１の電圧計測を行うことが好ましい。

次に、第１スイッチ制御部１７ａは計測放電２１の期間経過後に、Ｖｃ１ｎ計測２２のために、スイッチＳ３をＯＦＦした後に、スイッチＳ１をＯＮさせる。これにより、直流電源ＢＡＴの正極に接続される電源線５からダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ４を介してアースに至る経路（第２の経路）を形成し、コンデンサＣ１を充電する。このとき、スイッチＳ２，Ｓ３はＯＦＦである。この第２の経路では、仮想的に形成される地絡抵抗ＲＬｎ１，ＲＬｎ２がアースで共通に接続されるので、このアースを介して直流電源ＢＡＴの負極側の電位もコンデンサＣ１の充電に影響することとなる。さらには、昇圧回路４の昇圧出力に接続される二次側の電源線１４とアースとの間に仮想的に形成される地絡抵抗ＲＬｐ２もアースに接続されるので、昇圧回路４が昇圧動作している場合には、昇圧回路４の昇圧電圧もコンデンサＣ１の充電に影響することとなる。

Ｖｃ１ｎ計測２２の期間経過後に、該Ｖｃ１ｎ計測２２で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧の計測と該充電電圧の放電のために、第１スイッチ制御部１７ａはスイッチＳ１をＯＦＦした後に、スイッチＳ３をＯＮさせて計測放電２３の期間、第４の経路を形成する。第４の経路の形成後に、計測制御部１６ａがコンデンサＣ１の充電電圧を計測電圧として計測する。ここで、判定部１６ｂは、計測制御部１６ａによるコンデンサＣ１の計測電圧が略０Ｖ（例えば、数１０ｍＶよりも小さい）かの判定を行う。

次に、第１スイッチ制御部１７ａは計測放電２３の期間経過後に、Ｖ０計測２４のために、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮさせて、再度、第１の経路を形成することにより、コンデンサＣ１を直流電源ＢＡＴの電圧と略同じ電圧に充電する。

Ｖ０計測２４の期間経過後に、第１スイッチ制御部１７ａはスイッチＳ１，Ｓ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＮさせて計測放電２５の期間、第４の経路を形成する。該第４の経路の形成後に、計測制御部１６ａがコンデンサＣ１の充電電圧を計測電圧として計測する。

次に、第１スイッチ制御部１７ａは計測放電２５の期間経過後に、Ｖｃ１ｐ計測２６のために、スイッチＳ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ２をＯＮさせる。これにより、アースから抵抗Ｒ５、ダイオードＤ２、コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ２を介して直流電源ＢＡＴの負極に至る経路（第３の経路）を形成し、コンデンサＣ１を充電する。このとき、スイッチＳ１，Ｓ４はＯＦＦである。この第３の経路では、仮想的に形成される地絡抵抗ＲＬｐ１がアースに接続されるので、このアースを介して直流電源ＢＡＴの正極側の電位もコンデンサＣ１の充電に影響することとなる。さらには、昇圧回路４の昇圧出力の接続される二次側の電源線１４電圧とアースとの間に仮想的に形成される地絡抵抗ＲＬｐ２もアースに接続されるので、昇圧回路４が昇圧動作している場合には、昇圧回路４の昇圧電圧もコンデンサＣ１の充電に影響することとなる。

Ｖｃ１ｐ計測２６の期間経過後に、該Ｖｃ１ｐ計測２６で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧を計測するために、第１スイッチ制御部１７ａはスイッチＳ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ４をＯＮさせて計測放電２７の期間、第４の経路を形成する。該第４の経路の形成後に、計測制御部１６ａがコンデンサＣ１の充電電圧を計測電圧として計測し、第１演算部１８ａが計測放電期間２５での計測電圧Ｖ０と計測放電期間２７での計測電圧Ｖｃ１ｐとに基づいて、地絡抵抗ＲＬを算出する。この算出では、まず、前述する各計測で得られた２つの計測電圧Ｖ０、計測電圧Ｖｃ１ｎ、及び計測電圧Ｖｃ１ｐに基づいて、第１演算部１８ａは（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０を演算する。次に、第１演算部１８ａは得られた演算値に基づいてテーブルデータを参照し、地絡抵抗ＲＬを算出する。
この算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、地絡判定部１９が地絡の発生及び絶縁の状態を上位の制御装置に出力する。

以上に説明したＶ０計測２０からＶｃ１ｐ計測２６に対応する計測放電２７までのコンデンサＣ１の充電と、該コンデンサＣ１に充電された電圧の計測及び放電とを繰り返すことによって、順次、リアルタイムに地絡抵抗ＲＬの算出及び地絡の発生並びに絶縁の状態を上位の制御装置に出力する。

次に、図４（ｂ）に基づいて、昇圧回路４の出力電圧が大きくなり、昇圧回路４の二次側の出力電圧と２つの地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２との抵抗比で分圧される電位（点Ａの電位）によって、絶縁検出装置１のアース電位が直流電源ＢＡＴの正極の電位よりも高くなり、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖの場合（例えば、数１０ｍＶよりも小さかった場合）における地絡抵抗ＲＬの算出動作（絶縁状態の検出動作を含む）について説明する。

図４（ｂ）から明らかなように、絶縁検出装置１のアース電位が直流電源ＢＡＴの正極の電位よりも高い場合にも、計測判定部１６及び第１スイッチ制御部１７ａ並びに第１演算部１８ａは、図４（ａ）に示す直流電源ＢＡＴの正極の電位が絶縁検出装置１のアース電位よりも高い場合と同様に、Ｖ０計測２０及び計測放電２１の期間での充電電圧の計測と放電とが行われる。さらには、計測放電２１の期間の経過後のＶｃ１ｎ計測２２によるコンデンサＣ１の充電、及びＶ０計測２４の後の計測放電２５の期間におけるコンデンサＣ１の充電電圧の計測及び放電までは、図４（ａ）に示す動作と同じ動作となる。

一方、判定部１６ｂは計測放電２３の期間において、計測制御部１６ａによるコンデンサＣ１の計測電圧に基づいて、直流電源ＢＡＴの正極の電位が絶縁検出装置１のアースの電位よりも高いか否を、Ｖｃ１ｎ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧が略０Ｖ（例えば、数１０ｍＶよりも小さい）か否かで判定する。ここで、図４（ｂ）ではコンデンサＣ１の計測電圧が略０Ｖ（例えば、数１０ｍＶよりも小さい）の判定結果となり、この判定結果が演算部１８に出力される。

この判定結果は判定部１６ｂからスイッチ制御部１７にも出力され、この判定結果に基づいて、Ｖｃ１ｐ計測におけるスイッチ制御が第１スイッチ制御部１７ａから第２スイッチ制御部１７ｂとなり、該第２スイッチ制御部１７ｂがＶｃ１ｐｔａ計測２８を行う。

すなわち、第２スイッチ制御部１７ｂは、まず、計測放電２５の期間経過後に、計測放電２５のためにＯＮされているスイッチＳ３，Ｓ４の内でスイッチＳ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ２をＯＮさせ、Ｖｃ１ｐｔａ計測として、第３の経路でコンデンサＣ１を充電する。次に、Ｖｃ１ｐｔａ計測２８での充電期間すなわち地絡抵抗の計測原理の説明の項に示す時間ｔａに対応する期間の経過後に、Ｖｃ１ｐｔａ計測２８の第３の経路で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧を計測するために、第２スイッチ制御部１７ｂはスイッチＳ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ４をＯＮさせ、第４の経路を形成する。このスイッチ切り替えにより、実施形態１の第２スイッチ制御部１７ｂは、図５に示す時刻ｔ０〜ｔ１期間すなわち地絡抵抗の計測原理の説明の項に示す時間ｔａでコンデンサＣ１を充電する。この時刻ｔ１でのスイッチＳ２のＯＦＦと、その後のスイッチＳ４のＯＮによって、第４の経路を形成し、時刻ｔ２に計測制御部１６ａが計測電圧Ｖｔａを計測し、第２演算部１８ｂが計測電圧Ｖｔａとして保持する。この時刻ｔ２での計測後、直ちに第２スイッチ制御部１７ｂはスイッチＳ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ２をＯＮさせ（時刻ｔ３）、Ｖｃ１ｐｔｂ計測２９として第３の経路によってコンデンサＣ１のさらなる充電を行う。このとき、図５のコンデンサＣ１の電圧波形３１に示すように、コンデンサＣ１の充電電圧は時刻ｔ１〜ｔ３において僅かに減少することとなるが、この充電電圧の低下は非常に小さいので、後述する充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａ及び地絡抵抗ＲＬの算出に対する影響は非常に小さいものである。さらには、時刻ｔ１〜ｔ３に要する時間は予め分かっているので、この充電電圧の低下分を考慮したテーブルデータを作成することにより、地絡抵抗ＲＬに対する影響を低減させることができる。

次に、所定の期間（時刻ｔ３〜ｔ４の期間）経過後に、Ｖｃ１ｐｔｂ計測２９で追加充電されたコンデンサＣ１の充電電圧を計測するために、第２スイッチ制御部１７ｂはスイッチＳ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ４をＯＮさせ、第４の経路を形成する。このとき、時刻ｔ０〜ｔ１の期間と時刻ｔ３〜ｔ４の期間との合計期間は、地絡抵抗の計測原理の説明の項に示す期間ｔｂに対応する期間である。

この第２の充電期間となるＶｃ１ｐｔｂ計測２９に続く計測放電３０のための第４の経路の形成後に、計測制御部１６ａがコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔｂを計測する。この後に、第２演算部１８ｂが充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａを演算する。次に、第２演算部１８ｂはテーブルデータを参照し、地絡抵抗ＲＬを算出する。
この算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、地絡判定部１９が地絡の発生及び絶縁の状態を上位の制御装置に出力する。

以上に説明したＶ０計測２０からＶｃ１ｐｔｂ計測２９に対応する計測放電３０までのコンデンサＣ１の充電と、該コンデンサＣ１に充電された電圧の計測及び放電とを繰り返すことによって、順次、リアルタイムに地絡抵抗ＲＬの算出及び地絡の発生並びに絶縁の状態が算出され、その結果が上位の制御装置に出力される。

ただし、図４（ｂ）に示すＶｃ１ｐｔａ計測２８，Ｖｃ１ｐｔｂ計測２９は、コンデンサＣ１に充電された電圧Ｖｃ１ｎの判定結果に基づいて行う構成となっているので、電圧Ｖｃ１ｎが略０Ｖであるかの判定は、電圧Ｖｃ１ｎの計測後に直ちに行うことが好適である。また、前述する図４（ｂ）に示す動作においては、コンデンサＣ１に充電された電圧Ｖｃ１ｎの判定結果に関わらずＶ０計測２４及び計測放電２５を行う構成としたが、これに限定されることはない。例えば、電圧Ｖｃ１ｎが略０Ｖであると判定された場合に、Ｖ０計測２４及び計測放電２５を行うことなく、Ｖｃ１ｎ計測２２及び計測放電２３の後に、直ちに、Ｖｃ１ｐｔａ計測２８（Ｖｃ１ｐｔｂ計測２９及び計測放電３０を含む）を行う構成であってもよい。なお、後述する実施形態２においても同様である。

以上説明したように、実施形態１の絶縁検出装置では、まず、Ｖｃ１ｎ計測時において、直流電源ＢＡＴの正極の電位よりも絶縁検出装置１のアースの電位が高くなってしまう、すなわちアースに接続されるコンデンサＣ１の他端の電位が、直流電源ＢＡＴに接続されるコンデンサＣ１の一端の電位よりも高くなってしまう場合を、判定部１６ｂがＶｃ１ｎ計測時によって得られる電圧Ｖｃ１ｎが略０Ｖであるかによって判定する。次に、スイッチ制御部１７がスイッチＳ１〜Ｓ４の切り替えを制御し、第３の経路でのコンデンサＣ１の充電と、該充電されたコンデンサＣ１の充電電圧の第３の経路での計測とを制御する。ここで、計測判定部１６が第１の経路への切り替え初期の時間ｔａにおける計測電圧Ｖｔａと、時間ｔａよりも大きい所定時間の経過後の時間ｔｂにおける計測電圧Ｖｔｂとをそれぞれ計測する。さらには、時間ｔａでのコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔａと、時間ｔｂ経過後のコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔｂとに基づいて、演算部１８が直流電源ＢＡＴの正極とアースとの間、及び昇圧回路４の二次側とアースとの間に形成される地絡抵抗ＲＬｎ１，ＲＬｐ１，ＲＬｎ２，ＲＬｐ２で形成される合成された地絡抵抗ＲＬを演算する構成となっている。従って、実施形態１の絶縁検出装置では、追加の回路を必要としない簡易な構成であっても、直流電源ＢＡＴ及び昇圧回路の二次側出力とアースとの間に形成される地絡抵抗ＲＬを計測することができる。

特に、実施形態１の絶縁検出装置では、直流電源ＢＡＴの正極とアースとの間にフライングキャパシタＣ１を接続する第２の経路で該フライングキャパシタＣ１を充電し、この充電後にフライングキャパシタＣ１から直流電源ＢＡＴの正極を切り離す。この後に、フライングキャパシタＣ１に計測回路となる計測制御部１６ａを第４の経路で接続し、フライングキャパシタＣ１に充電された電圧を計測制御部１６ａが計測し、計測された電圧を判定部１６ｂが監視する。該計測された電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）であると判定部１６ｂが判定した場合に、アースと直流電源ＢＡＴの負極との間にフライングキャパシタＣ１を接続する第３の経路でフライングキャパシタＣ１を充電する。ここで、フライングキャパシタＣ１の接続後の第１の時間ｔａにおける第１の計測電圧Ｖｔａと、第１の時間と異なる第２の時間ｔｂにおける第２の計測電圧Ｖｔｂとをそれぞれ計測する。次に、第１の計測電圧Ｖｔａと第２の計測電圧Ｖｔｂとに基づいて、直流電源ＢＡＴとアースとの間に形成される地絡抵抗ＲＬを演算するので、マイコンで動作するプログラムによって実現することができる。その結果、追加の回路を必要としない簡易な構成で、直流電源及び昇圧回路とアースとの間の地絡抵抗を計測することができる。

なお、実施形態１の絶縁検出装置１においては、点Ａにおける電位が直流電源ＢＡＴの正極電位よりも高い場合であってもマイコン３によるスイッチＳ１〜Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う構成である。従って、マイコン３の電源（アースを含む）は、図示しないマイコン３専用の電源線を介して供給する構成が好ましい。

（地絡抵抗の計測原理の説明）
図６は昇圧回路による二次側電圧を変化させた場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時での各計測電圧−時間特性のシミュレーション結果を示す図、図７はアースの電位が直流電源の正極の電位よりも高い場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時の計測電圧を説明するための拡大図、図８はアースの電位が直流電源の正極の電位よりも高い場合におけるＶｃ１ｐ計測での計測電圧から地絡抵抗を演算するための原理を説明する図である。以下、図６〜８に基づいて地絡抵抗ＲＬの演算原理について説明する。なお、説明を簡単にするために、図６，７に示すＶ０計測、Ｖｃ１ｐ計測、及びＶｃ１ｎ計測の各計測期間は、コンデンサＣ１の充電期間と、該コンデンサＣ１に充電された電圧の計測及び充電された電圧を放電する放電期間とを分けない記載としている。

特に、図６に示すシミュレーション結果は、Ｖ０計測、Ｖｃ１ｐ計測、及びＶｃ１ｎ計測における充電経路でのコンデンサＣ１への充電時と、スイッチＳ３，Ｓ４のＯＮによる放電時とにおけるコンデンサＣ１の充電電圧を示すものである。このとき、２つのメインリレーＲ＋，Ｒ−は、ＯＮ状態である。また、図６に示すシミュレーション結果は、地絡抵抗ＲＬｐ１＝ＲＬｎ１＝１００ＭΩ、地絡抵抗ＲＬｐ２＝ＲＬｎ２＝２ＭΩ、直流電源ＢＡＴの正極側のＹコン容量Ｙｐ＝負極側のＹコン容量Ｙｎ＝０．１μＦ、直流電源ＢＡＴの出力電圧Ｖｂ＝２００Ｖとした場合の電圧変化を示す。

また、図６の期間ＳＴ１に示す電圧波形３２は、昇圧回路４の昇圧動作が行われない場合における電圧変化である。期間ＳＴ２に示す電圧波形３３は、昇圧回路４の昇圧動作が行われ、かつ、図１に示す点Ａにおける電位が直流電源ＢＡＴの正極電位よりも低い場合における電圧変化である。また、期間ＳＴ３に示す電圧波形３４は、昇圧回路４の昇圧動作が行われ、かつ、図１に示す点Ａにおける電位が直流電源ＢＡＴの正極電位よりも高い場合における計測電圧である。

以下、期間ＳＴ１〜ＳＴ３におけるＶ０計測、Ｖｃ１ｐ計測、及びＶｃ１ｎ計測で得られる計測電圧について説明する。
（ａ）期間ＳＴ１
期間ＳＴ１における電圧波形３２のＶｃ１ｐ計測時及びＶｃ１ｎ計測時の値から明らかなように、昇圧回路４による二次側の出力の昇圧が行われない場合には、地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１及び地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２に対応した計測電圧が得られることが分かる。すなわち、地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１がそれぞれ同じであり、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２もそれぞれ同じであり、さらには正極側のＹコン容量Ｙｐ＝負極側のＹコン容量Ｙｎもそれぞれ同じであるので、Ｖｃ１ｐ計測時の充電電圧Ｖｃ１ｐとＶｃ１ｎ計測時の充電電圧Ｖｃ１ｎとが同じ電圧Ｖ１まで充電されることとなる。

（ｂ）期間ＳＴ２
期間ＳＴ２における電圧波形３３のＶ０計測時の値から明らかであるように、Ｖ０計測時においては、スイッチＳ１，Ｓ２はＯＮされ、スイッチＳ３，Ｓ４はＯＦＦとなる。従って、昇圧回路４による二次側の出力電圧がコンデンサＣ１への充電に影響を与えることはないので、期間ＳＴ２における電圧波形３３のＶ０計測時の値は期間ＳＴ１における電圧波形３２のＶ０計測時の値と同様となり、その電圧範囲も放電時の０Ｖと電圧計測の開始時の電圧Ｖ５との間の電圧変化となる。

一方、期間ＳＴ２のＶｃ１ｐ計測時及びＶｃ１ｎ計測時においては、電圧波形３３から明らかであるように、Ｖｃ１ｐ計測時の計測電圧とＶｃ１ｎ計測時の計測電圧とが異なることとなる。以下、詳細に説明する。

Ｖｃ１ｐ計測時においては、スイッチＳ２とスイッチＳ３をＯＮさせてコンデンサＣ１を充電することとなるので、コンデンサＣ１の一端側には抵抗Ｒ５及びダイオードＤ２を介してアースの電位が供給されることとなる。このとき、昇圧回路４の二次側の電源線１４，８とアースとの間にそれぞれ形成される地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２と、直流電源ＢＡＴの負極側の電源線８とアースとの間に形成される地絡抵抗ＲＬｎ１とが、アースを介して接続されることとなる。この場合、一般的に直流電源ＢＡＴの正極電位と負極電位との中間の電位に設定されているアースの電位が、点Ａの電位（地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２の抵抗比に応じた分圧比と二次側の出力電圧とに応じた電位）によって高い電位となる。その結果、コンデンサＣ１に印加される電圧すなわちコンデンサＣ１の一端と他端との間に印加される電圧が期間ＳＴ１の電圧よりも大きくなる。

さらには、このコンデンサＣ１に充電された電圧の計測時においては、スイッチＳ２はＯＦＦされ、スイッチＳ３，Ｓ４がＯＮとなっているので、アースの電位の上昇の影響を受けない計測となる。その結果、期間ＳＴ２における電圧波形３３のＶｃ１ｐ計測時の値は、期間ＳＴ１における電圧波形３２のＶｃ１ｐ計測時の値よりも高い電圧Ｖ３に到達することとなる。従って、期間ＳＴ１でのアース電位に対する期間ＳＴ２におけるアース電位の上昇分をＶｕｐとした場合、期間ＳＴ１におけるＶｃ１ｐ計測での計測電圧Ｖｃ１ｐは電圧Ｖ１となるので、期間ＳＴ２におけるＶｃ１ｐ計測時の計測電圧Ｖｃ１ｐである電圧Ｖ３は、Ｖ３＝Ｖ１＋Ｖｕｐとなる。

一方、Ｖｃ１ｎ計測時においては、スイッチＳ１とスイッチＳ４をＯＮさせてコンデンサＣ１を充電することとなるので、コンデンサＣ１の一端側にはダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を介して直流電源ＢＡＴの正極電位が供給される。また、コンデンサＣ１の他端には抵抗Ｒ４を介してアースが供給される。このとき、前述する期間ＳＴ２のＶｃ１ｐ計測時と同様に、アースの電位は、点Ａの電位によって本来のアースの電位よりも高い電位となり、コンデンサＣ１の他端に印加される電位も本来のアースの電位よりも高い電位となる。その結果、コンデンサＣ１に印加される電圧が期間ＳＴ１よりも小さい電圧となる。

ここで、コンデンサＣ１に充電された電圧の計測時においては、スイッチＳ１はＯＦＦされ、スイッチＳ３，Ｓ４がＯＮとなっているので、アースの電位の上昇の影響を受けない計測となる。その結果、期間ＳＴ２における電圧波形３３のＶｃ１ｎ計測時の値は、期間ＳＴ１における電圧波形３２のＶｃ１ｎ計測時の値よりも低い電圧Ｖ２が最高電圧となる電圧波形となる。従って、期間ＳＴ１に対する期間ＳＴ２におけるアース電位の上昇分をＶｕｐとした場合、期間ＳＴ１におけるＶｃ１ｎ計測での計測電圧Ｖｃ１ｎは電圧Ｖ１となるので、期間ＳＴ２におけるＶｃ１ｎ計測時の計測電圧Ｖｃ１ｎである電圧Ｖ２は、Ｖ２＝Ｖ１−Ｖｕｐとなる。

前述するように、地絡抵抗ＲＬは、計測電圧Ｖ０，Ｖｃ１ｎ，Ｖｃ１ｐに基づいた（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０の演算と、該演算結果に基づいたテーブルデータの参照によって算出されることとなる。従って、前述する期間ＳＴ１のおける（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０の演算は、下記の式１となる。
（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０＝（Ｖ１＋Ｖ１）／Ｖ０
＝２×Ｖ１／Ｖ０ ・・・（式１）

一方、前述する期間ＳＴ２のおける（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０の演算は、下記の式２となる。
（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０＝（Ｖ２＋Ｖ３）／Ｖ０
＝（（Ｖ１−Ｖｕｐ）＋（Ｖ１＋Ｖｕｐ））／Ｖ０
＝（Ｖ１＋Ｖ１）／Ｖ０
＝２×Ｖ１／Ｖ０ ・・・（式２）

この式２から明らかなように、期間ＳＴ２におけるアース電位の上昇分Ｖｕｐは測定及び演算に影響がなく、期間ＳＴ１と期間ＳＴ２における地絡抵抗ＲＬの演算結果は同じとなる。従って、期間ＳＴ１と期間ＳＴ２においては、計測電圧Ｖ０，Ｖｃ１ｎ，Ｖｃ１ｐに基づいた（Ｖｃ１ｎ＋Ｖｃ１ｐ）／Ｖ０の演算と、該演算結果に基づいたテーブルデータの参照とによって、地絡抵抗ＲＬが算出できる。

（ｃ）期間ＳＴ３
図６及び図７に示す期間ＳＴ３における電圧波形３４のＶ０計測時の値から明らかであるように、期間ＳＴ２におけるＶ０計測時と同様に、期間ＳＴ３における電圧波形３４のＶ０計測時の値は期間ＳＴ１における電圧波形３２のＶ０計測時の値と同様となり、その電圧範囲も放電時の０Ｖと電圧計測の開始時の電圧Ｖ５との間の電圧変化となる。

一方、期間ＳＴ３のＶｃ１ｐ計測時及びＶｃ１ｎ計測時においては、図６及び図７に示す期間ＳＴ３における電圧波形３４から明らかであるように、Ｖｃ１ｐ計測時の計測電圧とＶｃ１ｎ計測時の計測電圧とが異なることとなる。以下、詳細に説明する。

Ｖｃ１ｐ計測時においては、スイッチＳ２とスイッチＳ３をＯＮさせてコンデンサＣ１を充電することとなるので、点Ａの電位が期間ＳＴ２のＶｃ１ｐ計測時よりもさらに高い電位となり、その結果、コンデンサＣ１に印加される電圧すなわちコンデンサＣ１の一端と他端との間に印加される電圧が期間ＳＴ２よりも大きくなる。このとき、コンデンサＣ１に充電された電圧の計測時においては、期間ＳＴ２と同様に、アースの電位の上昇の影響を受けない計測となる。その結果、期間ＳＴ３における電圧波形３４のＶｃ１ｐ計測時の値は、期間ＳＴ２における電圧波形３３のＶｃ１ｐ計測時の値よりもさらに高い電圧Ｖ４に到達することとなる。

一方、Ｖｃ１ｎ計測時においては、点Ａの電位が直流電源ＢＡＴの正極電位よりも高くなるので、スイッチＳ１とスイッチＳ４をＯＮさせてコンデンサＣ１を充電する際に、コンデンサＣ１の他端に印加される電位がコンデンサＣ１の一端に印加される電位よりも高くなる。すなわち、コンデンサＣ１の他端にコンデンサＣ１の一端に印加される電位（直流電源ＢＡＴの正極電位）よりも高い電位が印加されることとなる。このとき、図１から明らかなように、直流電源ＢＡＴの正極からスイッチＳ１を介してコンデンサＣ１の一端に至る方向が順方向となるダイオードＤ１が配置されている。その結果、Ｖｃ１ｎ計測時においては、コンデンサＣ１は充電されないこととなる。

ここで、コンデンサＣ１に充電された電圧の計測時においては、スイッチＳ１はＯＦＦされ、スイッチＳ３，Ｓ４がＯＮとなっているので、期間ＳＴ２と同様に、アースの電位の上昇の影響を受けない計測となる。その結果、期間ＳＴ３におけるＶｃ１ｎ計測時にはマイコン３のＡ／Ｄ変換入力には、アースの電位と略同じ電圧すなわち略０Ｖが印加されることとなり、マイコン３のＡ／Ｄ変換器で計測される電圧は略０Ｖとなる。その結果、図６及び図７に示すように、期間ＳＴ３における電圧波形３４のＶｃ１ｎ計測時の値は、期間ＳＴ１，ＳＴ２と異なり、期間ＳＴ３の全期間において略０Ｖとなる。

なお、図１に示すダイオードＤ１を設けない構成とすることも考えられるが、この場合には、コンデンサＣ１の充電期間において、点Ａの電位が直流電源ＢＡＴの正極電位よりも高いので、コンデンサＣ１は逆極性で充電されることとなる。一方、マイコン３のＡ／Ｄ変換器はアースよりも低い電位の計測が想定されていないので、充電電圧の計測時においてアースよりも低い電圧が入力されてコンデンサＣ１が逆極性で充電された場合、マイコン３のＡ／Ｄ変換器で計測される電圧は略０Ｖとなる。すなわち、ダイオードＤ１を設けない構成とした場合であっても、期間ＳＴ３における計測電圧は、期間ＳＴ３の全期間において略０Ｖとなる。

以上の結果から、昇圧回路４の昇圧動作が行われている場合において、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２の抵抗比に応じた分圧比と昇圧回路４の二次側の出力電圧とに応じた電位に起因する点Ａからアースを介してのコンデンサＣ１への逆極性となる電圧印加は、Ｖｃ１ｎ計測時の計測電圧が略０Ｖであるか否かにより判定可能である。ただし、Ｖｃ１ｎ計測時の計測電圧の結果には外部からのノイズ等が混入しているので、ノイズ等を考慮して、例えば数１０ｍＶ程度を判定の際の基準電圧とし、Ｖｃ１ｎ計測時の計測電圧が数１０ｍＶよりも小さい場合にコンデンサＣ１への印加電圧が逆極性となり、前述する期間ＳＴ２と同様の演算では地絡抵抗が算出（計測）できないと判定することが好ましい。

図８はＶｃ１ｐ計測時におけるコンデンサの充電特性を説明するための図であり、以下、図８に基づいて、コンデンサＣ１への印加電圧が逆極性の場合における地絡抵抗の算出方法（演算方法）について説明する。ただし、図８に示す充電特性の電圧波形３５，３６は、図１に示す回路において、昇圧回路４の二次側の出力電圧と地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２を変化させた場合におけるＶｃ１ｐ計測時のコンデンサＣ１の充電特性を示すものである。特に、一点鎖線で示す電圧波形３５は、昇圧回路４の二次側の出力電圧が５５０Ｖであり、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２がそれぞれ５００ｋΩである場合の充電特性である。一方、実線で示す電圧波形３６は、昇圧回路４の二次側の出力電圧が７５０Ｖであり、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２がそれぞれ１ＭΩである場合の充電特性である。

従来の絶縁検出装置では、Ｖｃ１ｐ計測時での計測電圧として、図８に示す時刻ｔｂのみで計測した電圧Ｖｔｂを計測電圧Ｖｃ１ｐとしていた。この場合、図８に示す電圧波形３５，３６から明らかなように、昇圧回路４の二次側の出力電圧及び地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２がそれぞれ異なる場合であっても、時刻ｔｂでの電圧Ｖｔｂは略同じである。このために、Ｖｃ１ｐ計測時の時刻ｔｂの計測電圧Ｖｔｂのみで地絡抵抗を算出することは不可能であった。

一方、図８から明らかなように、コンデンサＣ１の充電開始初期（例えば、時刻ｔａ）における電圧は、電圧波形３５では電圧Ｖｔａ１（図中の点ａ１での電圧）となり、電圧波形３６では電圧Ｖｔａ２（図中の点ａ２での電圧）となる。すなわち、コンデンサＣ１の充電開始初期の時刻ｔａにおけるコンデンサＣ１の充電電圧は、コンデンサＣ１に印加される電圧に依存しない地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２の差に対応した電圧となる。

よって、コンデンサＣ１の充電開始初期の時刻ｔａにおける電圧Ｖｔａを計測すると共に、時刻ｔａと異なる時刻ｔｂにおける電圧Ｖｔｂを計測することにより、スイッチＳ１，Ｓ４をＯＮさせてコンデンサＣ１を充電した場合（Ｖｃ１ｐ計測時）の計測電圧のみで、一次側の地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１と二次側の地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２とに応じた合成された地絡抵抗ＲＬを算出できる。
このとき、コンデンサＣ１に充電された電圧をＶｃとした場合、
Ｖｃ＝Ｖｓ（１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｃ×（Ｒ＋ＲＬ））） ・・・（式３）
となる。

ただし、式３において、ＶｓはＶｃ１ｐ計測でコンデンサＣ１を充電する第３の経路にかかる電圧、ＣはコンデンサＣ１の容量、ＲはアースからコンデンサＣ１を介して直流電源ＢＡＴの負極に至る経路中の抵抗値（抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ５とを合計した抵抗値）、ＲＬは一次側の地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１と二次側の地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２とが合成されて形成される地絡抵抗ＲＬの抵抗値、ｔは充電時間である。
ここで、時刻ｔａにおけるコンデンサＣ１の充電電圧Ｖｔａと、時刻ｔｂにおけるコンデンサＣ１の充電電圧Ｖｔｂとの比率として、Ｖｔｂ／Ｖｔａを考える。
この場合、式３から充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａは、
Ｖｔｂ／Ｖｔａ＝（Ｖｓ（１−ｅｘｐ（−ｔｂ／Ｃ×（Ｒ＋ＲＬ））））／（Ｖｓ（１−ｅｘｐ（−ｔａ／Ｃ×（Ｒ＋ＲＬ））））
＝（ｅｘｐ（−ｔｂ／Ｃ×（Ｒ＋ＲＬ）））／（ｅｘｐ（−ｔａ／Ｃ×（Ｒ＋ＲＬ））） ・・・（式４）
となる。

ここで、式４中のＣ（コンデンサＣ１の容量）及びＲ（（抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ５との合計抵抗値）は回路構成で決まる一定値となるので、充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａは二次側の出力電圧Ｖｓに依存することなく、充電時間ｔ（例えば、ｔａ，ｔｂ）と地絡抵抗ＲＬとに決まる値であることが明らかである。

一例として、直流電源ＢＡＴの出力電圧ＶＢＡＴが２００Ｖ、地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１が１００ＭΩ、地絡抵抗ＲＬｎ２が２ＭΩ、計測時間ｔａが０．１ｓ、計測時間ｔｂが０．３ｓの場合において、地絡抵抗ＲＬｐ２を１００ＭΩ，２００ＭΩ，３００ＭΩ，４００ＭΩ，５００ＭΩ，１０００ＭΩと変化させた時のコンデンサＣ１の充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａをシミュレーションした結果を下記の表１に示す。なお、表１は、直流電源ＢＡＴの出力電圧ＶＢＡＴ、地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１，ＲＬｎ２、計測時間ｔａ，ｔｂをそれぞれ一定とし、二次側の出力電圧Ｖｓと地絡抵抗ＲＬｐ２とを変化させた場合における充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａを示している。

この表１から明らかなように、二次側電圧Ｖｓを変化させた場合においても、充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａは地絡抵抗ＲＬｐ２毎に略一定となり、充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに基づいて、地絡抵抗ＲＬｐ２が算出できることが分かる。

一方、図１の回路図から明らかなように、Ｖｃ１ｐ計測時にコンデンサＣ１に充電される電圧は、地絡抵抗ＲＬｐ２と該地絡抵抗ＲＬｐ２にアースを介して接続される他の地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１，ＲＬｎ２とによって変化することとなる。従って、一次側に接続される絶縁検出装置であっても、充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに基づいて、地絡抵抗ＲＬｐ１，ＲＬｎ１，ＲＬｐ２，ＲＬｎ２が合成された地絡抵抗ＲＬを算出できる。

以上説明したように、充電時間ｔａ，ｔｂを予め設定した固定時間とすると共に、充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに対応する地絡抵抗ＲＬの抵抗値を予め算出しテーブルデータとして格納しておくことにより、式４に示す比較的簡易な演算によって地絡抵抗ＲＬを算出することができる。この場合、式４によって比率Ｖｔｂ／Ｖｔａを演算し、得られた比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに基づいてテーブルデータを参照することによって、地絡抵抗ＲＬを算出することができるので、小さい演算負荷で地絡抵抗ＲＬが算出できる。その結果、充電電圧Ｖｔａ，Ｖｔｂの計測から地絡抵抗ＲＬの算出まで高速に行うことができるので、地絡の発生から地絡の検出及び地絡に対応した処理までの時間を短縮することができるという格別の効果を得ることができる。なお、充電電圧の比率Ｖｔａ／Ｖｔｂと、この比率Ｖｔａ／Ｖｔｂに対応するテーブルデータを用いる構成であってもよい。

また、式３から明らかなように、算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、式３を用いることにより、二次側の出力電圧Ｖｓを演算することもできるという効果を得ることもできる。

〈実施形態２〉
図９は本発明の実施形態２の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図であり、特に、第２計測による地絡抵抗ＲＬの計測動作を示す図である。また、図１０は本発明の実施形態２の絶縁検出装置におけるＶｃ１ｐｔａ計測時、及びＶｃ１ｐｔｂ計測時の計測電圧を説明するための図である。ただし、実施形態２の絶縁検出装置は第２計測での地絡抵抗ＲＬの計測動作を除く他の動作は、実施形態１の絶縁検出装置と同様である。より詳細には、第２スイッチ制御部１７ｂによって制御されるＶｃ１ｐｔａ計測３７及び該Ｖｃ１ｐｔａ計測３７に続く計測放電３８、並びにＶｃ１ｐｔｂ計測３９及び該Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９に続く計測放電４０が実施形態１の第２計測と異なる。従って、以下の説明では、実施形態２の第２スイッチ制御部１７ｂによって制御されるＶｃ１ｐｔａ計測３７、計測放電３８、Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９、及び計測放電４０について詳細に説明する。

実施形態２の絶縁検出装置においても、実施形態１の絶縁検出装置と同様に、図３に示す絶縁検出装置の計測動作のフローに従って動作する構成となっているので、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖでない場合（例えば、数１０ｍＶよりも小さくない場合）の絶縁抵抗ＲＬの計測動作は、実施形態１の第１計測と同じとなる。

一方、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖの場合（例えば、数１０ｍＶよりも小さい場合）の絶縁抵抗ＲＬの計測動作すなわち第２計測は、図９から明らかなように、Ｖｃ１ｐｔａ計測３７とＶｃ１ｐｔｂ計測３９との間に計測放電３８の期間が形成される構成となっている。

すなわち、実施形態２の絶縁検出装置における第２計測では、図９に示すように、実施形態１と同様に、まず、Ｖ０計測２０及び計測放電２１の期間での充電電圧の計測と放電とが行われる。さらには、計測放電２１の期間の経過後のＶｃ１ｎ計測２２によるコンデンサＣ１の充電、及びＶ０計測２４の後の計測放電２５の期間におけるコンデンサＣ１の充電電圧の計測及び放電までが、実施形態１に示す動作と同じ動作となる。

ここで、判定部１６ｂは計測放電２３の期間において、計測制御部１６ａによるコンデンサＣ１の計測電圧に基づいて、Ｖｃ１ｎ計測で充電されたコンデンサＣ１の計測電圧が基準電圧である数１０ｍＶよりも小さいか否かを判定する。第２計測ではこの判定により、コンデンサＣ１の計測電圧が数１０ｍＶよりも小さい判定となり、判定部１６ｂが検出した判定結果が演算部１８に出力される。

また、判定結果は判定部１６ｂからスイッチ制御部１７にも出力され、この判定結果に基づいて、Ｖｃ１ｐ計測におけるスイッチ制御が第１スイッチ制御部１７ａから第２スイッチ制御部１７ｂとなり、該第２スイッチ制御部１７ｂがＶｃ１ｐｔａ計測３７を行う。このＶｃ１ｐｔａ計測３７では、計測放電２５の期間経過後に、計測放電２５のためにＯＮされているスイッチＳ３，Ｓ４の内でスイッチＳ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ２をＯＮさせ、Ｖｃ１ｐｔａ計測３７として、第３の経路でコンデンサＣ１を充電する。

Ｖｃ１ｐｔａ計測３７の期間すなわち時間ｔａの経過後に、該Ｖｃ１ｐｔａ計測３７で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧の計測と該充電電圧の放電のために、実施形態２の第２スイッチ制御部１７ｂはスイッチＳ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ４をＯＮさせて計測放電３８の期間、第４の経路を形成する。この計測放電３８でのコンデンサＣ１の計測電圧の計測によって、図１０の時刻ｔａで計測制御部１６ａが電圧波形４１の計測電圧Ｖｔａ（図１０中の点ａ１における電圧）を計測し、第２演算部１８ｂが計測電圧Ｖｔａとして保持する。

次に、第２スイッチ制御部１７ｂは計測放電３８の期間経過後に、Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９のために、スイッチＳ４をＯＦＦした後に、スイッチＳ２をＯＮさせる。これにより、再度、アースから抵抗Ｒ５、ダイオードＤ２、コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ２を介して直流電源ＢＡＴの負極に至る第３の経路を形成し、コンデンサＣ１を充電する。このとき、スイッチＳ１，Ｓ４はＯＦＦとなっているので、このＶｃ１ｐｔｂ計測３９は第１計測のＶｃ１ｐｔａ計測と同様の計測となる。

次に、Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９の期間経過後に、該Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９で充電されたコンデンサＣ１の充電電圧を計測するために、第２スイッチ制御部１７ｂはスイッチＳ２をＯＦＦした後に、スイッチＳ４をＯＮさせて計測放電４０の期間、第４の経路を形成する。該第４の経路の形成後に、計測制御部１６ａがコンデンサＣ１の充電電圧を図１０の時刻ｔｂでの計測電圧Ｖｔｂ（図１０中の点ｂ１における電圧）として計測する。この後に、第２演算部１８ｂが充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａを演算し、得られた比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに対応するテーブルデータを参照し、地絡抵抗ＲＬを算出する。
この算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、地絡判定部１９が地絡の発生及び絶縁の状態を上位の制御装置に出力する。

以上に説明したＶ０計測２０からＶｃ１ｐｔｂ計測３９に対応する計測放電４０までのコンデンサＣ１の充電と、該コンデンサＣ１に充電された電圧の計測及び放電とを繰り返すことによって、順次、リアルタイムに地絡抵抗ＲＬの算出及び地絡の発生並びに絶縁の状態が算出され、その結果が上位の制御装置に出力されるので、前述する実施形態１の絶縁検出装置と同様の効果を得ることができる。

このとき、実施形態２の絶縁検出装置では、時間ｔａ（充電期間ｔａ）によるコンデンサＣ１の充電と充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔａの計測、及び時間ｔｂ（充電期間ｔｂ）によるコンデンサＣ１の充電と充電されたコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｔｂの計測とをそれぞれ別々に計測する構成となっている。従って、算出された地絡抵抗ＲＬの精度を実施形態１よりも、さらに向上できるという効果を得ることができる。

〈実施形態３〉
図１１は本発明の実施形態３の絶縁検出装置における計測動作を説明するための図であり、特に、第２計測による地絡抵抗ＲＬの計測動作を示す図である。ただし、実施形態３の絶縁検出装置においても第２計測での地絡抵抗ＲＬの計測動作を除く他の動作は、実施形態１の絶縁検出装置と同様である。より詳細には、第２スイッチ制御部１７ｂによって制御されるＶｃ１ｐｔａ計測３７及び該Ｖｃ１ｐｔａ計測３７に続く計測放電３８、並びにＶｃ１ｐｔｂ計測３９及び該Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９に続く計測放電４０は、実施形態１の第２計測と異なる。一方、実施形態２の第２計測とは、Ｖ０計測２４及び計測放電２５を行わない動作、すなわち計測放電２３の後に、直ちに、Ｖｃ１ｐｔａ計測３７〜計測放電４０が行われる動作が異なるのみで、他の動作は実施形態２の第２計測の動作と同様の動作である。従って、以下の説明では、計測放電２３の期間経過後に、直ちに動作するＶｃ１ｐｔａ計測３７、計測放電３８、Ｖｃ１ｐｔｂ計測３９、及び計測放電４０について、詳細に説明する。

実施形態３の絶縁検出装置においても、実施形態１，２の絶縁検出装置と同様に、図３に示す絶縁検出装置の計測動作のフローに従って動作する構成となっているので、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が略０Ｖでない場合（例えば、数１０ｍＶよりも小さくない場合）の絶縁抵抗ＲＬの計測動作は、実施形態１，２の第１計測と同じとなる。

一方、Ｖｃ１ｎ計測での計測電圧が数１０ｍＶよりも小さい場合の絶縁抵抗ＲＬの計測動作すなわち第２計測は、図１１から明らかなように、計測放電２３の期間の経過後に、Ｖｃ１ｐｔａ計測３７が開始される構成となっている。

すなわち、実施形態３の絶縁検出装置における第２計測では、図１１に示すように、Ｖｃ１ｎ計測２２の後の計測放電２３で計測されるコンデンサＣ１の計測電圧Ｖｃ１ｎの計測後における判定部１６ｂでの判定結果に基づいて、速やかに第２スイッチ制御部１７ｂはＶｃ１ｐｔａ計測３７〜計測放電４０を実行する。このとき、計測放電３８では時刻ｔａでの計測電圧Ｖｔａが計測され、計測放電４０では時刻ｔｂでの計測電圧Ｖｔｂが計測される。ここで、計測電圧Ｖｔｂの計測後に、第２演算部１８ｂが充電電圧の比率Ｖｔｂ／Ｖｔａを演算し、得られた比率Ｖｔｂ／Ｖｔａに対応するテーブルデータを参照し、地絡抵抗ＲＬを算出する。
この算出された地絡抵抗ＲＬに基づいて、地絡判定部１９が地絡の発生及び絶縁の状態を上位の制御装置に出力する。

以上に説明したＶ０計測２０からＶｃ１ｐｔｂ計測３９に対応する計測放電４０までのコンデンサＣ１の充電と、該コンデンサＣ１に充電された電圧の計測及び放電とを繰り返すことによって、順次、リアルタイムに地絡抵抗ＲＬの算出及び地絡の発生並びに絶縁の状態が算出され、その結果が上位の制御装置に出力されるので、前述する実施形態１，２の絶縁検出装置と同様の効果を得ることができる。

このとき、実施形態３の絶縁検出装置では、実施形態１，２のＶ０計測２４及び計測放電２５を行わない構成となっているので、第２計測での地絡抵抗ＲＬの算出まで要する時間をさらに短縮することができるという効果を得ることができる。

〈実施形態４〉
図１２は本発明の実施形態４の絶縁検出装置におけるスイッチＳ２，Ｓ４の概略構成を説明するための図である。ただし、本発明の実施形態４の絶縁検出装置は、スイッチＳ２，Ｓ４の構成、及びマイコン３で動作するプログラムによって実現される地絡抵抗計測部の演算部１８の構成が異なるのみで、他の構成は実施形態１の絶縁検出装置と同様の構成となる。従って、以下の説明では、実施形態４のスイッチＳ２，Ｓ４の構成及びその効果について詳細に説明する。

図１２に示すように、実施形態４の絶縁検出装置は、前述する図１に示す構成に加えて、スイッチＳ２，Ｓ４のそれぞれに保護素子Ｐ１，Ｐ２が並列接続される構成となっている。スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば、５５０Ｖの耐圧を有する光ＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチであり、保護素子Ｐ１，Ｐ２は、例えば、スイッチＳ２，Ｓ４の耐圧（例えば、５５０Ｖ）よりも小さい５００Ｖの制限電圧（クランプ電圧）を有する周知のＴＶＳ（Transient Voltage Suppressor、過電圧抑制、ＴＶＳダイオード）である。この構成により、後に詳述するように、スイッチＳ２，Ｓ４のＯＦＦ時に、耐圧を超える電圧が当該スイッチＳ２，Ｓ４の端子間に印加されることを防止する構成となっている。その結果、実施形態４の絶縁検出装置においては、昇圧回路４の出力電圧よりも低い耐圧（例えば、スイッチＳ１，Ｓ３と同じ耐圧）の光ＭＯＳＦＥＴを用いることができるという効果が得られる。

なお、保護素子Ｐ１，Ｐ２はＴＶＳに限定されることはなく、ツェナーダイオードやバリスタ等を用いる構成であってもよい。ただし、ＴＶＳ（又は、ツェナーダイオード）を用いて保護素子Ｐ１，Ｐ２を形成する場合は、２つのＴＶＳ（又は、ツェナーダイオード）を逆向きに直列接続することにより、過電圧吸収用の保護素子を形成する。この構成により、スイッチＳ２，Ｓ４にそれぞれ印加される電圧方向すなわち流れる電流の方向が一方のＴＶＳの順方向での電圧印加となった場合であっても他方のＴＶＳが逆方向となり、保護素子を介して電流が流れてしまうことを防止しつつ、スイッチＳ２，Ｓ４に印加される電圧がＴＶＳ（又は、ツェナーダイオード）の降伏電圧以下に保持できる。なお、２つのＴＶＳ（又は、ツェナーダイオード）を逆向きに直列接続して保護素子Ｐ１，Ｐ２を形成するのは、ＴＶＳ（又は、ツェナーダイオード）は順方向特性と逆方向特性が非対称となるからである。従って、バリスタ等に代表される正負対象のクランプ電圧特性（ＴＶＳの降伏電圧特性に相当する）を有する素子を保護素子Ｐ１，Ｐ２として用いる場合は、１つの素子で１つの保護素子Ｐ１，Ｐ２を形成することが可能である。

以下、図１２及び図１に基づいて、保護素子Ｐ１，Ｐ２によるスイッチＳ２，Ｓ４の保護効果について説明する。ただし、直流電源ＢＡＴの出力電圧（一次側高圧）は２００Ｖであり、保護素子Ｐ１，Ｐ２の制限電圧は５００Ｖ、スイッチＳ２，Ｓ４の耐圧は５５０Ｖの場合について説明するが、これに限定されることはない。
例えば、昇圧回路４の出力電圧が６００Ｖの場合において、地絡抵抗ＲＬｐ２が０（ゼロ）Ωとなるような地絡が生じた場合、図中の点Ａの電圧は昇圧回路４の出力電圧である６００Ｖとなる。この場合、点Ａの電圧は仮想的なアースを介して抵抗Ｒ４に印加され、該抵抗Ｒ４を介してスイッチＳ４のアース側に印加される。また、点Ａの電圧は仮想的なアースを介して抵抗Ｒ５に印加され、該抵抗Ｒ５を介してスイッチＳ３のアース側にも印加されることとなる。すなわち、スイッチＳ３，Ｓ４がそれぞれＯＦＦとなるＶ０計測時には、昇圧回路４の出力電圧である６００ＶがＯＦＦ状態のスイッチＳ３，Ｓ４のアース側に印加されることとなる。ただし、スイッチＳ４がＯＮとなり、スイッチＳ２がＯＦＦとなるＶｃ１ｐ計測でのコンデンサＣ１の充電時においては、点Ａの電圧は仮想的なアース、抵抗Ｒ４、スイッチＳ４、及び抵抗Ｒ２を介して、スイッチＳ２に印加されることとなる。

このとき、図１から明らかなように、スイッチＳ３はコンデンサＣ１の一端側（図１中の上側端子）すなわち直流電源ＢＡＴの正極側に配置される。このため、地絡抵抗ＲＬｐ２が０（ゼロ）Ωとなるような地絡が生じた場合であっても、ＯＦＦ時のスイッチＳ３に印加される電圧（ＯＦＦ時のスイッチＳ３の端子間に印加される電圧）は、昇圧回路４の出力電圧である６００Ｖから直流電源ＢＡＴの出力電圧である２００Ｖを減算した４００Ｖとなる。なお、スイッチＳ３がＯＮであり、スイッチＳ１がＯＦＦの場合に当該スイッチＳ１の端子間に印加される電圧も同様の電圧（４００Ｖ）となる。従って、スイッチＳ１，Ｓ３は、６００Ｖ−２００Ｖ＝４００Ｖ以上の耐圧の光ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、保護素子が不要となる。

一方、スイッチＳ４はコンデンサＣ１の他端側（図１中の下側端子）すなわち直流電源ＢＡＴの負極側に配置される。このために、地絡抵抗ＲＬｐ２が０（ゼロ）Ωとなるような地絡が生じた場合、Ｖ０計測時のように、スイッチＳ２がＯＮされ、スイッチＳ４がＯＦＦされる場合には、ＯＦＦ時のスイッチＳ４の端子間に印加される電圧は、昇圧回路４の出力電圧である６００Ｖとなる。このために、スイッチＳ４には、６００Ｖ以上の耐圧（実際には、マージンを見込んで耐圧７００Ｖ程度以上）を有する光ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がある。同様に、スイッチＳ２にも、６００Ｖ以上の耐圧（実際には、マージンを見込んで耐圧７００Ｖ程度以上）を有する光ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がある。すなわち、コンデンサＣ１の一端側（図１中の上側端子）すなわち直流電源ＢＡＴの正極側に配置されるスイッチＳ１，Ｓ３よりも高耐圧の光ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がある。

しかしながら、耐圧７００Ｖ以上等の高耐圧の光ＭＯＳＦＥＴは、種類も少なく、筐体の大きさも大きくなり、さらには単価も高くなってしまうので、スイッチＳ１，Ｓ３と同じ光ＭＯＳＦＥＴを使用することが好ましい。

従って、実施形態４の絶縁検出装置においては、スイッチＳ２，Ｓ４の耐圧よりも制限電圧が低い保護素子Ｐ１，Ｐ２を、スイッチＳ２，Ｓ４と並列接続させる構成とする。この構成により、ＯＦＦ時のスイッチＳ２，Ｓ４に印加される電圧を各スイッチＳ２，Ｓ４の耐圧よりも小さい（低い）制限電圧とする構成とし、Ｖ０計測時のように、スイッチＳ２がＯＮされ、スイッチＳ４がＯＦＦの場合であっても、スイッチＳ４の端子間に印加される電圧を耐圧以下に制限することを可能としている。その結果、実施形態４の絶縁検出装置の筐体の小型化や安価に製造することが可能となる。

次に、図１３に昇圧回路の二次側電圧が高い場合に二次側の正極の地絡抵抗ＲＬｐ２が低下した場合におけるＶ０計測時、Ｖｃ１ｐ計測時、及びＶｃ１ｎ計測時での各計測電圧−時間特性のシミュレーション結果を示す図、図１４に昇圧回路の二次側電圧が高い場合に二次側の正極の地絡抵抗ＲＬｐ２が低下した場合におけるＶｃ１ｐ計測での計測電圧の変化を説明するための図、図１５に本発明の実施形態４の絶縁検出装置におけるＶ０計測の計測値を補正するためのテーブルデータの一例を示す図を示し、以下、図１２〜１５に基づいて、実施形態４の絶縁検出装置において地絡抵抗ＲＬｐ２が低下した場合のＶ０計測の補正について説明する。なお、シミュレーションに用いた昇圧回路４の出力電圧や地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２は異なるが、図１３は図６に対応する図である。また、図１４は図８に対応する図である。

図１３の期間ＳＴ４に示すように、昇圧回路４の出力電圧が保護素子Ｐ１，Ｐ２の制限電圧である５００Ｖを超える電圧（図１３においては、７５０Ｖ）であっても、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２に低下が生じていない場合には、前述する実施形態１と同様に、Ｖ０計測においても、直流電源ＢＡＴの出力電圧である２００Ｖに対応した波形（計測電圧）が得られている。しかしながら、期間ＳＴ５，ＳＴ６に示すように、地絡抵抗ＲＬｐ２に大きな低下が生じた場合、昇圧回路４や直流電源ＢＡＴの出力電圧に変化がない場合であっても地絡抵抗ＲＬｐ２の低下に伴い、Ｖ０計測での波形すなわちＶ０計測で得られる計測電圧が低下してしまう。

このＶ０計測で得られる計測電圧の低下は、保護素子Ｐ１，Ｐ２がスイッチＳ２，Ｓ４に並列接続される構成においては、地絡抵抗ＲＬｐ２の低下による点Ａの電圧が保護素子Ｐ１，Ｐ２（特に、保護素子Ｐ２）の制限電圧を超えることに起因するものである。例えば、地絡抵抗ＲＬｐ２に０（ゼロ）Ωとなるような地絡が生じた場合、Ｖ０計測時のように、スイッチＳ４がＯＦＦであっても、６００Ｖ−５００Ｖ＝１００Ｖの電圧がスイッチＳ４に配置した保護素子Ｐ２及び分岐配線１０を介してコンデンサＣ１の他端に印加されることに起因するものである。すなわち、Ｖ０計測においては、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮさせ、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＦＦさせて、コンデンサＣ１を充電した後に、該スイッチＳ１，Ｓ２をＯＦＦさせると共に、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＮさせてコンデンサＣ１を直流電源ＢＡＴで充電させる構成となるからである。

この場合、Ｖ０計測での計測電圧すなわちコンデンサＣ１を充電する電圧が実際の直流電源ＢＡＴの出力電圧よりも小さい電圧となってしまうので、Ｖ０計測で演算される直流電源ＢＡＴの出力電圧も実際の直流電源ＢＡＴの出力電圧よりも小さくなってしまう。すなわち、Ｖ０計測で計測される直流電源ＢＡＴの出力電圧が実際の直流電源ＢＡＴの出力電圧とずれてしまう現象は、地絡抵抗ＲＬｐ２の低下に伴って、点Ａの電圧がスイッチＳ４に配置される保護素子Ｐ２の制限電圧を超える場合に、制限電圧を超えた電圧（超過電圧）がコンデンサＣ１の他端（負極側）に印加されることに起因するため、地絡抵抗ＲＬｐ２の低下時においてもＶ０計測で得られる直流電源ＢＡＴの出力電圧が必要な場合は、その補正が非常に重要となる。

例えば、直流電源ＢＡＴの出力電圧を計測し監視するためのセルコントローラのバックアップ用として、絶縁検出装置で計測される直流電源ＢＡＴの出力電圧を用いている場合がある。この場合、セルコントローラで計測される直流電源ＢＡＴの出力電圧と、絶縁検出装置で計測される直流電源ＢＡＴの出力電圧とが異なる結果となってしまうこととなり、問題が生じてしまうので、Ｖ０計測で得られる直流電源ＢＡＴの出力電圧の補正が必要となる。なお、Ｖ０計測で得られる直流電源ＢＡＴの出力電圧の補正が必要となるのは、地絡抵抗ＲＬｐ２が地絡抵抗ＲＬｎ２よりも大きく低下し、その結果、点Ａの電圧すなわちアース及び抵抗Ｒ４を介してスイッチＳ４に印加される電圧が保護素子Ｐ２の制限電圧以上となる場合に限定される。

以下、図１４に基づいて、地絡抵抗ＲＬｐ２の低下に伴うＶ０計測での直流電源ＢＡＴの出力電圧のずれ（検出誤差）を補正する方法について、詳細に説明する。ただし、図１４は地絡抵抗ＲＬｐ２が同じ場合（Ｖｔｂ３／Ｖｔａ３とＶｔｂ４／Ｖｔａ４が同じ場合）において、昇圧回路４からの出力電圧が変化した場合のＶｃ１ｐ計測での計測電圧の変化を示している。特に、電圧波形４２は図１２に示す構成において、昇圧回路４からの出力電圧が６００Ｖの場合におけるＶｃ１ｎ計測時のコンデンサＣ１の充電特性を示すものであり、電圧波形４３は昇圧回路４からの出力電圧が４００Ｖの場合におけるＶｃ１ｎ計測時のコンデンサＣ１の充電特性を示すものである。

前述するように、Ｖ０計測による直流電源ＢＡＴの出力電圧の検出誤差の発生は、スイッチＳ１，Ｓ２を介して直流電源ＢＡＴの正極及び負極とコンデンサＣ１と接続して当該コンデンサＣ１を充電する際に生じる直流電源ＢＡＴの負極側の電位すなわち分岐配線１０の電位が超過電圧分だけ押し上げられ、コンデンサＣ１の両端に印加される電圧差が減少することに起因する。従って、超過電圧が算出可能であれば、Ｖ０計測で検出される直流電源ＢＡＴの出力電圧の検出誤差を補正することが可能となる。すなわち、図１２中の点Ｂと点Ｃとの間の電圧（Ｂ−Ｃ間電圧，Ｂ−Ｃ間電圧差）と、保護素子Ｐ２の制限電圧特性とが把握可能であれば、Ｖ０計測で検出される直流電源ＢＡＴの検出電圧の誤差が補正可能となる。ここで、保護素子Ｐ２の制限電圧特性は予め把握することが可能となるので、地絡抵抗ＲＬｐ２の低下時におけるＢ−Ｃ間電圧を検出することによって、Ｖ０計測で検出される直流電源ＢＡＴの検出電圧の誤差が補正可能となる。

また、実施形態４の絶縁検出装置では、点Ａの電圧が直流電源ＢＡＴの正極の電位よりも高くなった場合は、Ｖ０計測で得られた値を用いることなく、Ｖｃ１ｐ計測での計測電圧から地絡抵抗を演算する構成となっている。すなわち、昇圧回路４の出力電圧が大きくなり、Ｂ−Ｃ間電圧が直流電源ＢＡＴの出力電圧（例えば、２００Ｖ）以上となった場合は、地絡抵抗ＲＬｐ２，ＲＬｎ２の低下に関わりなく、Ｖ０計測で得られた計測値を用いない構成となっている。

図１４から明らかなように、Ｖｃ１ｐ計測でのＶｔｂ３／Ｖｔａ３とＶｔｂ４／Ｖｔａ４とが同じとなり、地絡抵抗ＲＬｐ２が同じ場合であっても、昇圧回路４の出力電圧が大きくなる場合、時刻ｔａ，ｔｂのそれぞれにおけるコンデンサＣ１の充電電圧は大きくなることとなる。従って、実施形態４の絶縁検出装置では、図１５に示すように、Ｖｔｂ／Ｖｔａに対応する地絡抵抗のテーブルデータ（図１５（ａ））の各Ｖｔｂ／Ｖｔａ毎に、Ｖｔｂに対応したＢ−Ｃ間電圧のテーブルデータ（図１５（ｂ））を作成しておき、Ｖｃ１ｐ計測で得られたＶｔｂと、Ｖｔｂ／Ｖｔａとに基づいて、テーブルデータを参照して、Ｂ−Ｃ間電圧を算出（推定）する。

ここで、前述するように、仮想的なアース線を介して点Ｃに印加される電圧（点Ａの電圧）すなわちＢ−Ｃ間電圧が各保護素子Ｐ１，Ｐ２の制限電圧以下の場合には、点Ａの電位がＶ０計測に対して影響を与えることはない。従って、Ｖｃ１ｐ計測で得られたＶｔｂとＶｔｂ／Ｖｔａとに基づいて演算（推定）された電圧が各保護素子Ｐ１，Ｐ２の制限電圧以下の場合には、Ｖ０計測で得られた計測電圧に基づいて検出された直流電源ＢＡＴの出力電圧と直流電源ＢＡＴの出力電圧とには検出誤差がない（正常値）と判断し、該検出された直流電源ＢＡＴの出力電圧を上位の制御装置等に出力する。

一方、Ｖｃ１ｐ計測で得られたＶｔｂとＶｔｂ／Ｖｔａとに基づいて演算された電圧が保護素子Ｐ２の制限電圧以上の場合には、Ｖ０計測で得られた計測電圧に基づいて検出された直流電源ＢＡＴの出力電圧は、保護素子Ｐ２の制限電圧を超えた電圧（超過電圧）分の計測電圧の誤差を含む出力電圧である判断する。よって、演算（推定）されたＢ−Ｃ間電圧と保護素子Ｐ２の制限電圧特性とに基づいて算出した出力電圧を、直流電源ＢＡＴの出力電圧として上位の制御装置等に出力する。

なお、前述するＶｃ１ｐ計測で得られたＶｔｂとＶｔｂ／ＶｔａとによるＢ−Ｃ間電圧の演算、及び該Ｂ−Ｃ間電圧と保護素子Ｐ２の制限電圧との比較・判定、並びに判定結果に基づいてテーブルデータを参照して直流電源ＢＡＴの出力電圧を算出する演算は、演算部１８が備える。また、演算（推定）されたＢ−Ｃ間電圧と保護素子Ｐ２の制限電圧特性とに基づいた直流電源ＢＡＴの出力電圧の算出法としては、例えば、Ｂ−Ｃ間電圧から保護素子Ｐ２の制限電圧（超過電圧）分を引いた電圧に、抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧比を掛けた値を、Ｖ０計測で得られた計測値に加算する算出法がある。この算出方法により、Ｖ０計測用のテーブルデータをそのまま使用することができるので、テーブルデータの格納領域の容量を低減できるという効果が得られる。ただし、予め演算（推定）されたＢ−Ｃ間電圧と保護素子Ｐ２の保護電圧特性とを考量したＶ０計測で得られた計測値と直流電源ＢＡＴの出力電圧との関係をテーブルデータとして格納しておき、Ｖ０計測で得られた計測値に基づいて、該テーブルデータを参照して直流電源ＢＡＴの出力電圧を算出する構成であってもよい。

以上説明したように、実施形態４の絶縁検出装置では、スイッチＳ２，Ｓ４の耐圧に対応した保護素子Ｐ１，Ｐ２をスイッチＳ２，Ｓ４にそれぞれ配置する構成としているので、前述する実施形態１の絶縁検出装置の効果に加えて、昇圧回路４の出力電圧が高い場合に地絡抵抗ＲＬｐ２の低下が発生した場合であって、スイッチＳ２，Ｓ４に耐圧以上の電圧が印加されしまうことを防止し、当該スイッチＳ２，Ｓ４を破損から保護することができるという効果を得ることができる。

また、このとき、スイッチＳ４がＯＦＦされるＶ０計測において、当該スイッチＳ４に配置される保護素子Ｐ２を介してコンデンサＣ１の負極側に昇圧回路４の出力電圧の一部が印加されることとなるが、Ｖｃ１ｐ計測で得られた電圧Ｖｔｂ，Ｖｔａに基づいてＢ−Ｃ間電圧を算出し、該Ｂ−Ｃ間電圧によりＶ０計測で得られた出力電圧を補正する構成となっている。従って、スイッチＳ２，Ｓ４に保護素子Ｐ１，Ｐ２を配置した構成において、昇圧時に地絡抵抗ＲＬｐ２の低下が生じた場合であっても正確な直流電源ＢＡＴの出力電圧を検出することが可能である。

なお、実施形態４の絶縁検出装置では、スイッチＳ２，Ｓ４のみに保護素子Ｐ１，Ｐ２を並列に接続する構成としたが、これに限定されることない。例えば、昇圧回路４の出力電圧及び地絡の発生時に点Ｃに印加される電圧等に応じて、スイッチＳ１，Ｓ３にも保護素子を接続する構成であってもよい。

また、実施形態４の絶縁検出装置では、実施形態１の絶縁検出装置に本願発明を適用した場合について説明したが、実施形態２，３の絶縁検出装置に本願発明を適用する構成であってもよく、この場合においても、実施形態２，３の絶縁検出装置の効果に加えて、実施形態４の絶縁検出装置と同様の効果を得ることができる。

以上、本発明者によってなされた発明を、前記発明の実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記発明の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。

ＢＡＴ 直流電源
Ｒ＋，Ｒ− メインリレー
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｃ１ コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
ＲＬｐ１，ＲＬｎ１ 一次側の地絡抵抗
ＲＬｐ２，ＲＬｎ２ 二次側の地絡抵抗
Ｐ１，Ｐ２ 保護素子
１ 絶縁検出装置
２ サンプルアンドホールド回路
３ マイコン
４ 昇圧器
５〜８ 電源線
９〜１３ 分岐配線
１４ 二次側の電源線
１５ Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換器）
１６ 測定判定部
１６ａ 計測制御部
１６ｂ 判定部
１７ スイッチ制御部
１７ａ 第１スイッチ制御部
１７ｂ 第２スイッチ制御部
１８ 演算部
１８ａ 第１演算部
１８ｂ 第２演算部
１９ 地絡判断部

Claims (5)

1. 充電電圧を保持するフライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測回路とを備え、アースから電気的に絶縁される直流電源に接続され、前記計測回路で計測された前記フライングキャパシタの充電電圧に基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出装置であって、
   前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第１の経路と、前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記アースに至る第２の経路と、前記アースから前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第３の経路と、前記フライングキャパシタと前記直流電源との接続を解除し、当該フライングキャパシタと前記計測回路とを接続する第４の経路とを切り替える複数のスイッチを備え、
   前記第２の経路で充電された前記フライングキャパシタの計測電圧を監視し、該計測電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、
   前記スイッチの切り替えを制御し、前記第３の経路での前記フライングキャパシタの充電と、前記第３の経路で充電された前記フライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、前記第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する制御手段と、
   前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する演算手段を備えることを特徴とする絶縁検出装置。
2. 充電電圧を保持するフライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測回路とを備え、アースから電気的にそれぞれ絶縁される直流電源と該直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路との前記直流電源側に接続され、前記計測回路で計測された前記フライングキャパシタの充電電圧に基づいて、前記直流電源及び前記昇圧回路の二次側と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出装置であって、
   前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第１の経路と、前記直流電源の正極から前記フライングキャパシタを介して前記アースに至る第２の経路と、前記アースから前記フライングキャパシタを介して前記直流電源の負極に至る第３の経路と、前記フライングキャパシタと前記直流電源との接続を解除し、当該フライングキャパシタと前記計測回路とを接続する第４の経路とを切り替える複数のスイッチを備え、
   前記昇圧回路の昇圧動作による二次側の出力電圧の上昇により、前記アース電位が前記直流電源の正極側の電位よりも高くなった場合に、
   前記スイッチの切り替えを制御し、前記第３の経路での前記フライングキャパシタの充電と、前記第３の経路で充電された前記フライングキャパシタの充電電圧の計測とを制御し、前記第３の経路への切り替え後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する制御手段と、
   前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源及び前記昇圧回路の二次側と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する演算手段を備えることを特徴とする絶縁検出装置。
3. アースから電気的に絶縁される直流電源と前記アースとの間に形成される地絡抵抗を計測する絶縁検出方法であって、
   前記直流電源の正極と前記アースとの間にフライングキャパシタを接続し、前記フライングキャパシタを充電する工程と、
   前記フライングキャパシタから前記直流電源の正極を切り離した後に、前記フライングキャパシタに計測回路を接続し、前記フライングキャパシタに充電された電圧を計測する工程と、
   前記計測された電圧を監視し、該計測された電圧が略０Ｖ（ゼロボルト）の場合に、
   前記アースと前記直流電源の負極との間に前記フライングキャパシタを接続して前記フライングキャパシタを充電し、前記フライングキャパシタの接続後の第１の時間における第１の計測電圧と、前記第１の時間と異なる第２の時間における第２の計測電圧とをそれぞれ計測する工程と、
   前記第１の計測電圧と前記第２の計測電圧とに基づいて、前記直流電源と前記アースとの間に形成される前記地絡抵抗を演算する工程とを備えることを特徴とする絶縁検出方法。
4. 前記複数のスイッチは、前記フライングキャパシタの一端と前記直流電源の正極との間に配置される第１のスイッチと、前記フライングキャパシタの他端と前記直流電源の負極との間に配置される第２のスイッチと、前記フライングキャパシタの一端とアースとの間に配置される第３のスイッチと、前記フライングキャパシタの他端と前記アースとの間に配置される第４のスイッチとからなり、
   前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチはそれぞれに並列接続され、当該第２のスイッチ及び前記第４のスイッチに掛かる電圧をその耐圧以下に保つ保護素子を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁検出装置。
5. 前記制御手段は、
   前記第１及び第２の計測電圧と、少なくとも前記第４のスイッチに並列接続される前記保護素子の特性とに基づいて、前記第１の経路時における、前記第２のスイッチの前記直流電源の負極側と前記第４のスイッチの前記アース側との間に掛かる電圧を推定する手段と、
   前記第２のスイッチの前記直流電源の負極側と前記第４のスイッチの前記アース側との間に掛かる電圧と、前記第４のスイッチに並列接続される前記保護素子の特性とに基づいて、前記第１の経路で充電された前記フライングキャパシタの計測電圧から演算される前記直流電源の出力電圧を補正する手段と、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の絶縁検出装置。

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