JP6418443B2 - 点灯装置、照明装置および車両 - Google Patents

Description

本願は、照明装置を点灯させる点灯装置に関する。

点灯装置の分野では、半導体光源および有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）などの様々な負荷を駆動して点灯させる点灯装置が普及している。車載の分野において、例えば前照灯として、主にＨＩＤ（Ｈｉｇｈ Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ Ｄｉｓｃｈａｒｇｅｄ）ランプが広く用いられている。近年、発光効率の向上により、ＨＩＤランプのみならず発光効率の高いＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）光源を備えた前照灯装置が量産化されている。中には、Ｌｏｗ（Ｌｏ）ビーム用光源の点灯と、Ｌｏビーム用光源およびＨｉｇｈ（Ｈｉ）ビーム用光源の両方の点灯（以下、単に「Ｈｉビーム用光源の点灯」と呼ぶ場合がある。）との切り替えを制御できる高機能な前照灯装置も検討されている。例えば、特許文献１がそのような前照灯装置を開示している。

特開２０１１−２３３２６４号公報

従来の前照灯装置では、Ｌｏビーム用光源の点灯と、Ｈｉビーム用光源の点灯とを切り替えるときに発生する駆動（出力）電流の変動（リップル）を抑制することが求められている。本開示は、光源の点灯を切り替えるときに発生する駆動電流の変動を効果的に抑制することができる点灯装置を提供する。以下、Ｌｏビーム用光源の点灯と、Ｈｉビーム用光源の点灯とを切り替えることを「Ｌｏ／Ｈｉ切り替え」と称する場合がある。

上記の課題を解決するため、本開示の一態様による点灯装置は、第１および第２の光源を備える照明装置を点灯する点灯装置であって、前記第１の光源を介して前記第２の光源に接続され、スイッチングレギュレータを有するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の光源を点灯させる第１の状態と、前記第１の光源および前記第２の光源の両方を点灯させる第２の状態とを切り替えるスイッチ素子と、前記スイッチ素子の切り替えを制御する切替回路と、前記第１の光源を流れる電流を所定レベルに保持する電流制御回路と、前記スイッチングレギュレータに接続され、外部からの光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に変更する制御回路と、を備える。

上記の態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体によって実現されてもよい。あるいは、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせによって実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、Ｌｏビーム用光源の点灯と、Ｈｉビーム用光源の点灯とを切り替えるときに発生する駆動電流の変動を効果的に抑制することが可能な点灯装置を提供できる。

実施の形態１による点灯装置１の回路構成の模式図である。 マイコン１０による定電流制御のフロー図である。 スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して短絡状態から開放状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示すグラフである。 スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示すグラフである。 スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して短絡状態から開放状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号の波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示すグラフである。 スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号の波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示すフラフである。 ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧Ｖｇｓとドレイン−ソース間のオン抵抗Ｒｏｎとの関係を示すグラフである。 実施の形態１の変形例による点灯装置１Ａの回路構成の模式図である。 前照灯として車両に搭載される照明装置１００を示す模式図である。 前照灯として照明装置１００を搭載した車両２００を示す模式図である。

特許文献１に開示された前照灯装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを有する駆動回路を備えている。その駆動回路は、駆動対象である負荷の状態に応じて、定電流制御と定電圧制御とを切り替える。定電流制御とは、負荷を流れる電流を所定のレベルに保持する制御である。定電圧制御とは、負荷にかかる電圧を所定のレベルに保持する制御である。定電流制御および定電圧制御はフィードバック制御により実現される。この構成によれば、負荷の状態が変化するとき、出力電圧の異常上昇を抑制することできる。

しかしながら、そのフィードバック制御の遅延に起因して、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えのときに出力電流の大きな変動が依然として発生し得る。その結果、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えのときに光源にちらつきが発生する。また、出力電流の大きな変動は、点灯装置内の回路部品のみならず負荷である光源に余剰なストレスを与えるという課題がある。

このような課題に鑑み、本願発明者は、新規な構造を備える点灯装置に想到した。本開示の一態様の概要は以下のとおりである。

本開示の一態様である点灯装置は、第１および第２の光源を備える照明装置を点灯する点灯装置であって、前記第１の光源を介して前記第２の光源に接続され、スイッチングレギュレータを有するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の光源を点灯させる第１の状態と、前記第１の光源および前記第２の光源の両方を点灯させる第２の状態とを切り替えるスイッチ素子と、前記スイッチ素子の切り替えを制御する切替回路と、前記第１の光源を流れる電流を所定レベルに保持する電流制御回路と、前記スイッチングレギュレータに接続され、外部からの光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に変更する制御回路と、を備える。

ある態様において、前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第１の状態から前記第２の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げてもよい。

ある態様において、前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第２の状態から前記第１の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げてもよい。

ある態様において、前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第１の状態から前記第２の状態に切り替えてもよい。

ある態様において、前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第２の状態から前記第１の状態に切り替えてもよい。

ある態様において、前記スイッチ素子が前記第２の状態であるときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をＶＦとし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格電圧をＶＲとすると、前記スイッチングレギュレータ内のトランスの１次側に対する２次側の巻数比は、ＶＦ／ＶＲに設定されていてもよい。

ある態様において、前記スイッチ素子は、ゲート電極を有するＭＯＳＦＥＴであり、前記ＭＯＳＦＥＴは前記第２の光源に並列に接続され、前記ゲート電極は前記切替回路に接続されていてもよい。

ある態様において、前記第１および第２の光源のそれぞれは、直列に接続された複数のＬＥＤを有していてもよい。

ある態様において、照明装置は、前記点灯装置と、前記点灯装置に接続された前記第１および第２の光源と、を備えていてもよい。

ある態様において、車両は前記照明装置を備えていてもよい。

本開示によれば、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えのときに、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数が一時的に変更される。また、切替回路によるスイッチ素子の切り替えタイミングが制御される。その結果、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えのときに発生する出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。

以下、図面を参照しながら、本開示による実施形態を説明する。なお、本開示は、以下の実施の形態に限定されない。以下の説明において、同一または類似する構成要素については同一の参照符号を付している。また、重複する説明は省略する場合がある。

（実施の形態１）
図１から図７を参照して、本実施の形態による点灯装置１の回路構成および機能を説明する。以下、車載の前照灯に用いられる点灯装置を例に本実施の形態を説明する。

図１は、点灯装置１の回路構成の一例を模式的に示す。点灯装置１は、ドライバ２０と、ＬＥＤ温度検出部２６とを備えている。負荷４は、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂから構成されている。負荷４は、点灯装置１に接続されている。

まず、点灯装置１の概要を説明する。点灯装置１には、外部のＬｏビームスイッチ電源（不図示）に連動して直流電圧が供給される。ドライバ２０内のＤＣ／ＤＣコンバータ２が、ドライバ２０に供給された直流電圧を負荷４の駆動に必要な電圧に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２には、フライバック方式を採用することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチ素子ＳＷ１のスイッチングを制御することにより、負荷４に流れる電流が所定レベルに保持される。なお、スイッチ素子ＳＷ１は、ＭＯＳＦＥＴである。

ドライバ２０では、定電流制御が行われる。これにより、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂには定電流が流れる。また、ドライバ２０内のＨｉ／Ｌｏ切替回路１７が外部からのＨｉビームスイッチ電源（光源切替信号）の変化に応じて、Ｌｏビーム用光源４Ａを点灯させるオン状態と、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂの両方を点灯させるオフ状態とを切り替える。上述した様々な制御はマイコン（マイクロコンピュータ）１０により実行され得る。以下、オン状態を「第１の状態」と称し、オフ状態を「第２の状態」と称する場合がある。

Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂは、ドライバ２０に直列に接続されている。ドライバ２０は、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂを駆動する。Ｌｏビーム用光源４Ａは、例えば複数のＬＥＤ光源から構成され得る。同様に、Ｈｉビーム用光源４Ｂは、例えば複数のＬＥＤから構成され得る。なお、駆動対象の負荷４はＬＥＤ光源に限定されず、例えば有機ＥＬ光源またはＨＩＤランプであってもよい。

以下、ドライバ２０の詳細を説明する。

ドライバ２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２と、Ｈｉ電源検出回路１６と、制御電源生成部１１と、電源検出回路１２と、マイコン（マイクロコンピュータ）１０と、ドライバ温度検出部１４と、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７と、スイッチ素子ＳＷ２と、電圧検出回路８と、電流検出回路９と、比較器７と、微分回路１３と、抵抗Ｒ１からＲ３と、論理回路とを含む。ドライバ２０は、各構成要素を１つのパッケジ内に封止したＳｉＰ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎ ａ Ｐａｃｋａｇｅ）として実現し得る。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、スイッチングレギュレータを有している。スイッチングレギュレータは、典型的にはスイッチ素子ＳＷ１、トランスＴ、コンデンサＣおよびダイオードＤを有している。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、入力される直流電圧を、負荷を駆動する直流電圧に昇圧または降圧することができる。

スイッチ素子ＳＷ１は、トランスＴの一次側コイルに直列に接続されている。トランスＴの二次側コイルは、ダイオードＤを介してコンデンサＣに接続されている。また、直流入力電圧は一次側コイルとスイッチ素子ＳＷ１との直列回路に印加される。スイッチ素子ＳＷ１がオンされるとトランスＴにエネルギーが蓄積され、スイッチ素子ＳＷ１がオフされると、蓄えられたエネルギーが二次側コイルから放出されるように電力変換が行われる。スイッチ素子ＳＷ１をオン／オフすることにより、二次側コイルからダイオードＤを介してコンデンサＣに電流が流れる。その結果、コンデンサＣの両端には直流電圧が発生する。負荷４は、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣの両端に接続されている。このような構成によりＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧が負荷４に与えられる。

本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を電流臨界モード（ＢＣＭ）で動作させる。電流臨界モードとは、スイッチ素子ＳＷ１がオフのときに二次側へのエネルギーの放出が完了すると、それと同時にスイッチ素子ＳＷ１をオンして再度エネルギーの蓄積を開始する制御モードである。なお、ＢＣＭに限らず、電流連続モード（ＣＣＭ）または電流不連続モード（ＤＣＭ）を利用することができる。

電流検出回路９は、抵抗Ｒ３の両端電圧に基づいて出力電流を測定している。抵抗Ｒ１およびＲ２がＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端の間に直列に接続されている。電圧測定回路８は、抵抗Ｒ１およびＲ２で分圧された電圧に基づいて出力電圧を測定している。

制御電源生成部１１は、Ｌｏビームスイッチ電源からマイコン１０の動作電源を生成する。

マイコン１０は、電圧測定回路８により得られた出力電圧を平均して平均電圧値を算出する。また、マイコン１０は、電流検出回路９により得られた出力電流を平均して平均電流値を算出する。

ＬＥＤ温度検出部２６は、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂ内のＬＥＤの温度を検出する。ＬＥＤ温度検出部２６は、例えばサーミスタまたは温度計測用のＩＣなどから構成され得る。

ドライバ温度検出部１４は、ドライバ２０および他の回路部品の温度を測定する。特に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は回路部品の中でも発熱するので、ドライバ温度検出部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の近傍に配置することが好ましい。ドライバ温度検出部１４が異常温度を検出した場合、点灯装置１の動作を停止させればよい。これにより、発熱による点灯装置１の破壊を効果的に防止できる。ドライバ温度検出部１４は、例えばサーミスタまたは温度計測用のＩＣなどから構成され得る。

電源検出回路１２は、点灯装置１に入力されるＬｏビームスイッチ電源の電力を測定し、電力の平均値を算出する。

マイコン１０内のＲＯＭ（不図示）には、ランプ電流指令値が予め記録されている。マイコン１０内のランプ電流指令値演算部２５は、電源検出回路１２と、ドライバ温度検出部１４と、ＬＥＤ温度検出部２６とのそれぞれの検出結果に基づいてランプ電流指令値を制限する。

マイコン１０は、制限されたランプ電流指令値と、平均電流値とを比較して、両者が同じ値になるように、一次側電流指令値を演算し、出力する。一次側電流指令値は、スイッチングレギュレータ内のトランスＴの一次側コイルに流れる電流の目標値を意味する。なお、マイコン１０の動作の詳細は後述する。

一次側電流検出回路６は一次側コイルに流れている電流を検出する。具体的には、一次側電流検出回路６はスイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース間に流れるドレイン電流を検出する。そのドレイン電流から、三角波である一次側電流検出値が得られる。一次側電流検出回路６は、一次側電流検出値を比較器７に出力する。

比較器７は、一次側電流指令値と、一次側電流検出値とを比較する。その比較結果に応じて、スイッチングレギュレータ内のスイッチ素子ＳＷ１がオフされる。スイッチ素子ＳＷ１がオフすると、蓄えられたエネルギーが二次側コイルから放出されて、二次側では電流の吐き出しが完了し、電流がゼロになる。微分回路１３は、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの立下りを検出する。微分回路１３は、吐き出しが完了したときにＶｄｓの立下りを検出すると、スイッチ素子ＳＷが再びオンされる。換言すると、微分回路１３は、二次側の電流の吐き出しを検出する。そして、スイッチ素子ＳＷ１は再びオンされる。

ＲＳフリップフロップ３を含む論理回路およびマイコン１０の機能を用いて、スイッチングレギュレータをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。なお、本実施の形態では、ＲＳフリップフロップ３を含む論理回路をマイコン１０とは独立して設ける構成を例示した。しかしながら、本開示はこれに限定されず、例えば論理回路の機能をマイコンに実装し、後述するように、ＲＳフリップフロップ３に代えて駆動回路を設けることもできる。その場合、マイコン１０はスイッチ素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ信号のみを出力して駆動回路を制御すればよい。

図２を参照して、マイコン１０による定電流制御フローの一例を説明する。

図２は、マイコン１０による定電流制御フローの一例を示す。

電源が制御電源生成部１１からマイコン１０に投入されて、マイコン１０の電源がオンになる。その後、ＲＥＳＥＴが解除される（Ｆ０１）。

マイコン１０は、使用する変数・フラグ等の初期化を行う（Ｆ０２）。

マイコン１０は、外部のＬｏビームスイッチがＯＮされたか否かを監視している。マイコン１０は、ＬｏビームスイッチのＯＮを検出すると、負荷４を点灯させる次のフロー（Ｆ０４）に移行する（Ｆ０３）。

マイコン１０は負荷４を点灯させる場合、電源検出回路１２から出力されたアナログ信号をＡＤ変換して電源電圧（Ｌｏビームスイッチ電源）を読み込む（Ｆ０４）。

マイコン１０は、過去の電圧値と最新の電圧値との平均値を算出する。一例として、過去の電源電圧として、現在から遡って過去に取得された３つの電圧値が内部のＲＯＭに記録されている。マイコン１０は、最新の電圧値と、ＲＯＭ内の過去の３つの電圧値とを加算して４で除算することにより平均電源電圧値を取得する。ＲＯＭに記録された電圧値は、最新の電圧値が取得される毎に更新される（Ｆ０５）。

マイコン１０は、電圧検出回路８から出力されたアナログ信号をＡＤ変換してランプ電圧を読込む（Ｆ０６）。マイコン１０は、電源電圧値と同様に、過去に取得したランプ電圧値と最新のランプ電圧値とを平均して平均電圧値を算出する。

マイコン１０は、ドライバ温度検出部１４から出力されたアナログ信号をＡＤ変換してドライバ温度を読込む（Ｆ０７）。マイコン１０は、電源電圧値と同様に、過去の検出温度と最新の検出温度とから平均ドライバ温度を算出する（Ｆ０８）。

マイコン１０は、ＬＥＤ温度検出２６から出力されたアナログ信号をＡＤ変換してＬＥＤ温度を読込む（Ｆ０９）。マイコン１０は、電源電圧値と同様に、過去の検出温度と最新の検出温度とから平均ＬＥＤ温度を算出する（Ｆ１０）。

マイコン１０は、マイコン１０内のＲＯＭに予め記録されたランプ電流指令値を読み出す。マイコン１０は、平均電源電圧値、平均ＬＥＤ温度および平均ドライバ温度から決定され得る出力電流値設定カーブに基づいてランプ電流指令値を設定する。換言すると、マイコン１０は、出力電流値設定カーブに基づいてランプ電流指令値を制限し、出力するランプ電流指令値を決定する（Ｆ１１）。

マイコン１０は、電流検出回路９から出力されたアナログ信号をＡＤ変換してランプ電流を読込む（Ｆ１２）。マイコン１０は、電源電圧値と同様に、過去に取得したランプ電流値と最新のランプ電流値とを平均して平均電流値を算出する（Ｆ１３）。

マイコン１０は、ランプ電流指令値と、平均電流値とを比較する（Ｆ１４）。マイコン１０は、両者が同じ値になるように、一次側電流指令値を演算し、出力する。換言すると、マイコン１０は、比較結果に基づいて一次側電流指令値を更新する（Ｆ１５）。

マイコン１０は、Ｈｉ電源検出回路１６からの出力電圧を読み込む（Ｆ１６）。

マイコン１０は、Ｈｉビームスイッチ電源のレベルに応じて、スイッチ素子ＳＷ２を制御する制御信号をＨｉ／Ｌｏ切替回路１７に出力する（Ｆ１７）。

マイコン１０は、上述した以外の制御を行ってもよい。例えば、マイコン１０は、負荷異常または電源異常を検出した場合、点灯装置１を停止するようにしてもよい。

本実施の形態では、電源電圧、出力電圧および出力電流の平均値を用いて定電流制御を行う例を示した。しかし、本開示はこれに限定されず、マイコン１０は平均値に代えて瞬時値を用いて定電流制御を行うこともできる。

以下、マイコン１０によるＰＷＭ制御の具体例を説明する。

上述したとおり、一次側電流指令値と、一次側電流検出値とを比較することにより、マイコン１０はスイッチ素子ＳＷ１をオフにする。また、微分回路１３は二次側電流の吐き出しを検出し、マイコン１０は、その検出結果に基づいてスイッチ素子ＳＷ１をオンにする。マイコン１０は、この操作を繰り返すことによりＰＷＭ制御を行う。

（１）デユーティのＯＮ時間を長くする制御を説明する。マイコン１０は、比較器７の比較結果を受け取る。マイコン１０は、比較結果に基づいてＯＦＦ信号遅延処理を実行する。ＯＦＦ信号遅延処理により、デユーティのＯＮ時間が延長される。ＲＳフリップフロップ３の出力信号がアサートされた状態で、マイコン１０は、その出力信号をネゲートするタイミングに遅延を与える。その後、マイコン１０は、ＲＳフリップフロップ３のリセット端子にＨｉレベルの信号を出力する。その結果、ＲＳフリップフロップ３の出力信号はネゲートされる。スイッチ素子ＳＷ１はオフする。

（２）デユーティのＯＦＦ時間を短くする制御を説明する。上述したように、微分回路１３は、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの立下りを検出する。マイコン１０は、微分回路１３の検出結果を受け取る。マイコン１０は、その検出結果に基づいてＯＮ信号遅延処理を実行する。ＯＮ信号遅延処理により、デユーティのＯＦＦ時間が延長される。ＲＳフリップフロップ３の出力信号がネゲートされた状態で、マイコン１０は、出力信号をアサートするタイミングに遅延を与える。その後、マイコン１０は、ＲＳフリップフロップ３のセット端子にＨｉレベルの信号を出力する。その結果、ＲＳフリップフロップ３の出力信号はアサートされる。スイッチ素子ＳＷ１はオンする。

（３）デユーティのＯＮ時間を短くする制御を説明する。ＲＳフリップフロップ３のセット端子の入力信号がマイコン１０に入力される。マイコン１０は、その入力信号からデユーティのＯＮ時間を計測する。マイコン１０は、所定時間が経過すると、ＯＦＦ信号（Ｈｉレベル信号）をＲＳフリップフロップ３のリセット端子に出力する。その結果、ＲＳフリップフロップ３の出力信号はネゲートされて、スイッチ素子ＳＷ１はオフする。

（４）デユーティのＯＦＦ時間を短くする制御を説明する。ＲＳフリップフロップ３のリセット端子の入力信号がマイコン１０に入力される。マイコン１０は、その入力信号からデユーティのＯＦＦ時間を計測する。マイコン１０は、所定時間が経過すると、ＯＮ信号（Ｈｉレベル信号）をＲＳフリップフロップ３のセット端子に出力する。その結果、ＲＳフリップフロップの出力信号はアサートされて、スイッチ素子ＳＷ１はオンする。

ここで、スイッチ素子ＳＷ２およびそれを制御するＨｉ／Ｌｏ切替回路１７の機能を説明する。点灯外部のＨｉビームスイッチ（不図示）に連動してＨｉビームスイッチ電源が供給される。その電源が供給されると点灯装置１はＬｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂを点灯する。光源の点灯は、Ｌｏビーム用光源の点灯からＨｉビーム用光源の点灯に切り替わる。

Ｈｉ電源検出回路１６は、Ｈｉビームスイッチ電源がオンされているオン期間および電源がオフされているオフ期間を検出する。Ｈｉ電源検出回路１６は、その検出結果をＨｉ／Ｌｏ切替回路１７に送信する。

スイッチ素子ＳＷ２は、第２の光源に並列に接続されている。図示されるように、本実施の形態では、スイッチ素子ＳＷ２として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴのゲート電極はＨｉ／Ｌｏ切替回路１７に接続されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴのゲート電極の電位はＨｉ／Ｌｏ切替回路１７により制御される。なお、スイッチ素子ＳＷ２がＭＯＳＦＥＴに限られないことは言うまでもない。

Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７は、Ｈｉ電源検出回路１６の検出結果に基づいてスイッチ素子ＳＷ２の切り替えを制御する。Ｈｉビームスイッチ電源のオン期間の間、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７はスイッチ素子ＳＷ２を第２の状態、つまりオフ状態にする。スイッチ素子ＳＷ２は開放状態となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電流はＬｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４Ｂの両方に流れる。その結果、両方が点灯する。一方、Ｈｉビームスイッチ電源のオフ期間の間、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７はスイッチ素子ＳＷ２を第１の状態、つまりオン状態にする。スイッチ素子ＳＷ２は短絡状態となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電流はＬｏビーム用光源４Ａだけに流れる。その結果、Ｌｏビーム用光源４Ａだけが点灯する。このように、スイッチ素子ＳＷ２は、出力電流をバイパスさせる機能を有する。

このような構成により、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えを行うことが可能になる。なお、Ｌｏビームは、すれ違いビームとも呼ばれる。また、Ｈｉビームは、走行ビームとも呼ばれる。点灯装置１が駆動する光源は、Ｌｏビーム用光源およびＨｉビーム用光源の組み合わせ以外に、例えば車幅灯用光源、ウィンカ用光源およびカーブ灯用光源のいずれか少なくとも２つの組み合わせであってもよい。

後述するように、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７はマイコン１０とは独立した回路でなくてもよい。Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７の機能はマイコンに実装され得る。その場合、マイコン１０は、Ｈｉ電源検出回路１６の検出結果に基づいてスイッチ素子ＳＷ２の切り替えを直接制御すればよい。

図３および図４を参照しながら、スイッチ素子ＳＷ２が第１の状態から第２の状態に切り替わるとき、またはスイッチ素子ＳＷ２がその逆に切り替わるときのスイッチ素子ＳＷ１のスイッチング動作の一例を説明する。

図３は、スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して第１の状態（短絡状態）から第２の状態（開放状態）に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示している。なお、スイッチング波形は、スイッチ素子ＳＷ１（ＭＯＳＦＥＴ）のゲート電極に印加される電圧波形を指す。横軸は時間を示し、縦軸は電圧（Ｖ）を示している。

本実施の形態では、Ｈｉビームスイッチ電源電圧が、“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”に切り替わると、スイッチ素子ＳＷ２のゲート電極に印加されるＨｉ／Ｌｏ切替信号はそれに同期して、ＨｉレベルからＬｏレベルに切り替わる（不図示）。スイッチ素子ＳＷ２は、短絡状態から開放状態に切り替わる。その結果、Ｌｏビーム用光源４Ａに加えてＨｉビーム用光源４Ｂが点灯される。なお、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の極性は図示する例に限られない。また、スイッチ素子ＳＷ２はｎ型ＭＯＳＦＥＴに限らず、ｐ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。その場合、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号の極性はｎ型ＭＯＳＦＥＴを用いる場合と比べて反転することに留意されたい。

図３に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。時間Ｔ１は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｌｏｗ”の期間におけるＯＮ時間である。時間Ｔ２は、”Ｌｏｗ”の期間におけるＯＦＦ時間である。時間Ｔ３は、”Ｈｉｇｈ”の期間におけるＯＮ時間である。時間Ｔ４は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｈｉｇｈ”の期間におけるＯＦＦ時間である。一例として、時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３およびＴ４はそれぞれ、１．０μｓ、３．５μｓ、１．３μｓおよび２．３μｓとすることができる。オンデューティとは、ＯＮ時間を意味し、またはＯＮ時間に対するＯＦＦ時間の比を意味する。

Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングのＯＮ時間は１．０μｓから１．３μｓに増加するものの、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｈｉｇｈ”の期間ではＯＮ時間は１．３μｓに固定されている。この場合、スイッチ素子ＳＷ２が、第１の短絡状態から開放状態に切り替わると、駆動対象にＨｉビーム用光源４Ｂが加わる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２に接続されるＬＥＤの数が増加し、出力電圧が瞬時に上昇する。一方、出力電流は一時的に減少する。これは、上述した定電流制御によるフィードバック遅延に起因している。リップルの発生はＬＥＤのちらつきの原因になり得る。

図３に示される実線は、本実施の形態によるＢＣＭ制御により得られる波形を示している。従来例と同様に、スイッチングのＯＮ／ＯＦＦ時間として時間Ｔ１からＴ４を示している。

マイコン１０は、スイッチ素子ＳＷ２が短絡状態から開放状態に切り替わるとき、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に上げる。図３にはオンデユーティを一時的に上げる期間のスイッチングのＯＮ時間Ｔ５およびＯＦＦ時間Ｔ６をそれぞれ示している。一例として、時間Ｔ５およびＴ６はそれぞれ、１．５μｓ、および２．０μｓとすることができる。時間Ｔ１からＴ４は従来例の時間と同じである。なお、スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に上げても構わない。

オンデユーティを一時的に上げる期間でのＯＮ時間は、固定された所定のＯＮ時間あるいは通常のＯＮ時間の所定倍の時間、またはスイッチングレギュレータへの入力電圧、出力電圧および出力電流に応じたＯＮ時間に設定することができる。

この構成によれば、スイッチ素子ＳＷ２が、短絡状態から開放状態に切り替わるとき、出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑を防ぐことができる。

図４は、スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧（Ｖ）を示している。

本実施の形態では、Ｈｉビームスイッチ電源電圧が、“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”に切り替わると、スイッチ素子ＳＷ２のゲート電極に印加されるＨｉ／Ｌｏ切替信号はそれに同期して、“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”に切り替わる（不図示）。スイッチ素子ＳＷ２は、開放状態から短絡状態に切り替わる。その結果、Ｌｏビーム用光源４ＡおよびＨｉビーム用光源４ＢからＬｏビーム用光源４Ａだけの点灯に切り替わる。

図４に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。時間Ｔ１は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｈｉｇｈ”の期間におけるＯＮ時間である。時間Ｔ２は、”Ｈｉｇｈ”の期間におけるＯＦＦ時間である。時間Ｔ３は、”Ｌｏｗ”の期間におけるＯＮ時間である。時間Ｔ４は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｌｏｗ”の期間におけるＯＦＦ時間である。一例として、時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３およびＴ４はそれぞれ、１．３μｓ、２．３μｓ、１．０μｓおよび３．５μｓとすることができる。

Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングのＯＮ時間は１．３μｓから１．０μｓに増加するものの、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の”Ｌｏｗ”の期間ではＯＮ時間は１．０μｓに固定されている。この場合、スイッチ素子ＳＷ２が、開放状態から短絡状態に切り替わると、駆動対象からＨｉビーム用光源４Ｂは除かれる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２に接続されるＬＥＤの数が減少し、出力電圧が瞬時に下降する。一方、出力電流は一時的に増加する。これは、上述した定電流制御によるフィードバック遅延に起因している。リップルの発生はＬＥＤのちらつきおよびＬＥＤの破損の原因になり得る。

図４に示される実線は、本実施の形態によるＢＣＭ制御により得られる波形を示している。従来例と同様に、スイッチングのＯＮ／ＯＦＦ時間として時間Ｔ１からＴ４を示している。

マイコン１０は、スイッチ素子ＳＷ２が開放状態から短絡状態に切り替わるとき、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に下げる。図４にはオンデユーティを一時的に下げる期間のスイッチングのＯＮ時間Ｔ５およびＯＦＦ時間Ｔ６をそれぞれ示している。一例として、時間Ｔ５およびＴ６はそれぞれ、０．８μｓ、および４．０μｓとすることができる。時間Ｔ１からＴ４は従来例の時間と同じである。なお、スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に下げても構わない。

オンデユーティを一時的に下げる期間でのＯＮ時間は、固定された所定のＯＮ時間あるいは通常のＯＮ時間の所定倍の時間、またはスイッチングレギュレータへの入力電圧、出力電圧および出力電流に応じたＯＮ時間に設定することができる。

この構成によれば、スイッチ素子ＳＷ２が、開放状態から短絡状態に切り替わるとき、出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑およびＬＥＤの破壊を防ぐことができる。

次に、図５および図６を参照しながら、スイッチ素子ＳＷ２が第１の状態から第２の状態に切り替わるとき、またはスイッチ素子ＳＷ２がその逆に切り替わるときのスイッチ素子ＳＷ１のスイッチング動作の別の例を説明する。

図５は、スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して短絡状態から開放状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号の波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧（Ｖ）を示している。

図５に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、図３と同様に従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。図５に示される実線は、本ＢＣＭ制御により得られる波形を示している。

この制御の例では、マイコン１０は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に上げて、所定時間の経過後に、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７はスイッチ素子ＳＷ２を短絡状態から開放状態に切り替える。そのとき、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号のレベルは“Ｈｉｇｈ”から立ち下がり時間経過後の信号レベル“Ｌｏｗ”に達する。なお、スイッチングのＯＮ時間およびＯＦＦ時間は図３で示した時間と同じ時間に設定することができる。スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に上げても構わない。

この構成によれば、スイッチ素子ＳＷ２を開放することにより、出力電流は低下する。しかし、ＯＮ時間を長くすることにより、出力電流の大きな変動をより効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑を防ぐことができる。

図６は、スイッチ素子ＳＷ２がＨｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチング波形、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号の波形、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧（Ｖ）を示している。

図６に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、図４と同様に従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。図６に示される実線は、本ＢＣＭ制御により得られる波形を示している。

この制御の例では、マイコン１０は、Ｈｉビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に下げて、所定時間の経過後に、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７はスイッチ素子ＳＷ２を開放状態から短絡状態に切り替える。そのとき、Ｈｉ／Ｌｏ切替信号のレベルは“Ｌｏｗ”から立ち上がり時間経過後の信号レベル“Ｈｉｇｈ”に達するなお、スイッチングのＯＮ時間およびＯＦＦ時間は図４で示した時間と同じ時間に設定することができる。スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に下げても構わない。

この構成によれば、スイッチ素子ＳＷ２を短絡することにより、出力電流は上昇する。しかし、ＯＮ時間を短くすることにより、出力電流の大きな変動をより効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑およびＬＥＤの破壊を防ぐことができる。

Ｈｉビーム光源４ＡおよびＬｏビーム光源４Ｂの両方を点灯させるときは、Ｌｏビーム光源４Ａだけを点灯させるときに比べて、出力電力が大きくなる。その結果、回路損失が大きくなる傾向にある。従って、Ｈｉビーム光源４ＡおよびＬｏビーム光源４Ｂの両方を点灯させるときの回路損失を極力低減することで、点灯装置１の熱暴走をより確実に防止することができる。

本実施の形態では、スイッチ素子ＳＷ２が開放状態であるときのＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧をＶＦとし、スイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ２）の定格電圧をＶＲとする。そのとき、スイッチングレギュレータ内のトランスの１次側に対する２次側の巻数比をＶＦ／ＶＲに設定している。これにより、スイッチングのオンデユーティを５０％に近づけることができる。Ｌｏビーム光源４Ａだけを点灯させるときに比べて、Ｈｉビーム光源４ＢおよびＬｏビーム光源４Ａの両方を点灯させるときに高い回路効率で点灯装置１を動作させることができる。このように、回路効率を高くして回路損失を少なくすることにより、第１の状態（オン状態）から第２の状態（オフ状態）への切り替え時間を短くすることが可能となる。

上述したように、スイッチ素子ＳＷ２として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。これにより、ゲート電圧によってＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端のインピーダンスを制御することができる。その結果、スイッチ素子ＳＷ２の短絡状態と開放状態とを切り替えるときに発生するサージ電流を防止することができる。以下、詳細に説明する。

図７は、ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧Ｖｇｓとドレイン−ソース間のオン抵抗Ｒｏｎとの関係を示す。横軸はゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを示し、縦軸はオン抵抗Ｒｏｎを示している。

ゲート−ソース間電圧ＶｇｓがＶｇｓ１のとき、オン抵抗ＲｏｎはＲｏｎ１である。同様に、ゲート−ソース間電圧ＶｇｓがＶｇｓ２およびＶｇｓ３のとき、オン抵抗ＲｏｎはそれぞれＲｏｎ２およびＲｏｎ３である。ここでＶｇｓ１＜Ｖｇｓ２＜Ｖｇｓ３とする。

抵抗Ｒｏｎの関係はＲｏｎ１＞Ｒｏｎ２＞Ｒｏｎ３となる。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが大きくなるにつれて、オン抵抗Ｒｏｎは小さくなることが分かる。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが小さい場合、ドレイン電流が小さくなる。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが大きい場合、ドレイン電流が大きくなる。従って、Ｈｉ／Ｌｏ切替回路１７によってゲートの電位を制御することにより、出力端のインピーダンスを制御できる。その結果、スイッチ素子ＳＷ２の短絡状態と開放状態とを切り替えるときに発生するサージ電流を防止することができる。また、ＬＥＤのちらつき、運転者への眩惑およびＬＥＤの破壊を防ぐことができる。

最後に図８を参照して、図１に示す点灯装置１Ａの変形例を説明する。

図８は、点灯装置１Ａの回路構成を模式的に示す。以下、点灯装置１とは異なる点を説明する。

点灯装置１ＡのＤＣ／ＤＣコンバータ２は、非絶縁型のチョークコンバータである。点灯装置１ＡのＤＣ／ＤＣコンバータ２は、スイッチ素子ＳＷ１を備えるスイッチングレギュレータを有している。

マイコン１０は、Ｈｉ電源検出回路１６の検出結果に基づいてスイッチ素子ＳＷ２の切り替えを直接制御する。

スイッチ駆動回路５は、マイコン１０の制御を受けてスイッチ素子ＳＷ１のスイッチングを制御する。マイコン１０はスイッチ素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ信号のみを出力してスイッチ駆動回路５を制御することができる。この変形例による点灯装置１Ａを用いて、ＢＣＭモードによる定電流制御を実現し得る。

（実施の形態２）
図９を参照して、本実施の形態による照明装置１００の構成を説明する。

図９は、前照灯として車に搭載される照明装置１００を模式的に示している。

照明装置１００は、Ｌｏビーム用光源４Ａ、Ｈｉビーム用光源４Ｂおよび実施の形態１による点灯装置１を備えている。Ｌｏビーム用光源４Ａは、互いに直列に接続されたＬＥＤ光源４Ａ−１、４Ａ−２および４Ａ−３を含んでいる。Ｈｉビーム用光源４Ｂは、互いに直列に接続されたＬＥＤ光源４Ｂ−１および４Ｂ−２を含んでいる。ＬＥＤ光源４Ａ−１、４Ａ−２、４Ａ−３、４Ｂ−１および４Ｂ−２のそれぞれは、プロジェクションレンズ３１を含んでいる。また、ＬＥＤ光源４Ａ−１、４Ａ−２および４Ａ−３のそれぞれは、リフレクタ３０を含んでいる。Ｌｏビーム用光源４Ａは、Ｈｉビーム用光源４Ｂを介して点灯装置１に接続されている。

本実施の形態による照明装置１００によれば、視認性を確保しつつ、Ｌｏ／Ｈｉ切り替えを行うことが可能な小型で安価な前照灯を提供できる。

（実施の形態３）
図１０を参照して、本実施の形態による車両２００の構成を説明する。

図１０は、前照灯として照明装置１００を搭載した車両を模式的に示している。

車両２００は、照明装置１００を前照灯として備えている。なお、上述したように、Ｌｏビームスイッチ電源３２により、Ｌｏビーム光源４Ａの点灯が制御される。Ｈｉビームスイッチ電源３３により、Ｌｏビーム光源４Ａに加えてＨｉビームの点灯が制御される。

本実施の形態による車両２００によれば、運転時に高い視認性を確保できる。

本開示による点灯装置は、特にＬＥＤなどの半導体発光素子を含む光源を駆動する点灯装置に適し、また、車両の前照灯などの灯具に有用である。

１、１Ａ 点灯装置
２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ ＲＳフリップフロップ
４ 負荷
４Ａ Ｌｏビーム用光源
４Ｂ Ｈｉビーム用光源
４Ａ−１、４Ａ−２、４Ａ−３、４Ｂ−１、４Ｂ−２ ＬＥＤ光源
５ スイッチ駆動回路
６ 一次側電流検出回路
７ 比較器
８ 電流検出回路
９ 電圧検出回路
１０ マイコン
１１ 制御電源生成部
１２ 電源検出回路
１３ 微分回路
１４ ドライバ温度検出部
１６ Ｈｉ電源検出回路
２０ ドライバ
２５ 電流指令値演算部
２６ ＬＥＤ温度検出部
３０ リフレクタ
３１ プロジェクションレンズ
３２ Ｌｏｗビームスイッチ電源
３３ Ｈｉｇｈビームスイッチ電源
１００ 照明装置
２００ 車両
Ｔ トランス
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ素子

Claims (10)

1. 第１および第２の光源を備える照明装置を点灯する点灯装置であって、
   前記第１の光源を介して前記第２の光源に接続され、スイッチングレギュレータを有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記第１の光源を点灯させる第１の状態と、前記第１の光源および前記第２の光源の両方を点灯させる第２の状態とを切り替えるスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子の切り替えを制御する切替回路と、
   前記第１の光源を流れる電流を所定レベルに保持する電流制御回路と、
   前記スイッチングレギュレータに接続され、外部からの光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に変更する制御回路と、
   を備える点灯装置。
2. 前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第１の状態から前記第２の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げる、請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第２の状態から前記第１の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げる、請求項１に記載の点灯装置。
4. 前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける
   前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第１の状態から前記第２の状態に切り替える、請求項１に記載の点灯装置。
5. 前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える、請求項１に記載の点灯装置。
6. 前記スイッチ素子が前記第２の状態であるときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をＶＦとし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格電圧をＶＲとすると、前記スイッチングレギュレータ内のトランスの１次側に対する２次側の巻数比は、ＶＦ／ＶＲに設定されている、請求項１から５のいずれかに記載の点灯装置。
7. 前記スイッチ素子は、ゲート電極を有するＭＯＳＦＥＴであり、
   前記ＭＯＳＦＥＴは前記第２の光源に並列に接続され、前記ゲート電極は前記切替回路に接続されている、請求項１から６のいずれかに記載の点灯装置。
8. 前記第１および第２の光源のそれぞれは、直列に接続された複数のＬＥＤを有している、請求項１から７のいずれかに記載の点灯装置。
9. 請求項１から８のいずれかに記載の点灯装置と、
   前記点灯装置に接続された前記第１および第２の光源と、
   を備える照明装置。
10. 請求項９に記載の照明装置を備える車両。

Images