特許文献1に開示された前照灯装置は、DC/DCコンバータを有する駆動回路を備えている。その駆動回路は、駆動対象である負荷の状態に応じて、定電流制御と定電圧制御とを切り替える。定電流制御とは、負荷を流れる電流を所定のレベルに保持する制御である。定電圧制御とは、負荷にかかる電圧を所定のレベルに保持する制御である。定電流制御および定電圧制御はフィードバック制御により実現される。この構成によれば、負荷の状態が変化するとき、出力電圧の異常上昇を抑制することできる。
しかしながら、そのフィードバック制御の遅延に起因して、Lo/Hi切り替えのときに出力電流の大きな変動が依然として発生し得る。その結果、Lo/Hi切り替えのときに光源にちらつきが発生する。また、出力電流の大きな変動は、点灯装置内の回路部品のみならず負荷である光源に余剰なストレスを与えるという課題がある。
このような課題に鑑み、本願発明者は、新規な構造を備える点灯装置に想到した。本開示の一態様の概要は以下のとおりである。
本開示の一態様である点灯装置は、第1および第2の光源を備える照明装置を点灯する点灯装置であって、前記第1の光源を介して前記第2の光源に接続され、スイッチングレギュレータを有するDC/DCコンバータと、前記第1の光源を点灯させる第1の状態と、前記第1の光源および前記第2の光源の両方を点灯させる第2の状態とを切り替えるスイッチ素子と、前記スイッチ素子の切り替えを制御する切替回路と、前記第1の光源を流れる電流を所定レベルに保持する電流制御回路と、前記スイッチングレギュレータに接続され、外部からの光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に変更する制御回路と、を備える。
ある態様において、前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第1の状態から前記第2の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げてもよい。
ある態様において、前記制御回路は、前記スイッチ素子が前記第2の状態から前記第1の状態に切り替わるとき、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げてもよい。
ある態様において、前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に上げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第1の状態から前記第2の状態に切り替えてもよい。
ある態様において、前記制御回路は、前記光源切替信号に同期して前記スイッチングレギュレータにおける前記スイッチングのオンデユーティまたは周波数を一時的に下げて、所定時間の経過後に、前記切替回路は前記スイッチ素子を前記第2の状態から前記第1の状態に切り替えてもよい。
ある態様において、前記スイッチ素子が前記第2の状態であるときの前記DC/DCコンバータの出力電圧をVFとし、前記DC/DCコンバータの定格電圧をVRとすると、前記スイッチングレギュレータ内のトランスの1次側に対する2次側の巻数比は、VF/VRに設定されていてもよい。
ある態様において、前記スイッチ素子は、ゲート電極を有するMOSFETであり、前記MOSFETは前記第2の光源に並列に接続され、前記ゲート電極は前記切替回路に接続されていてもよい。
ある態様において、前記第1および第2の光源のそれぞれは、直列に接続された複数のLEDを有していてもよい。
ある態様において、照明装置は、前記点灯装置と、前記点灯装置に接続された前記第1および第2の光源と、を備えていてもよい。
ある態様において、車両は前記照明装置を備えていてもよい。
本開示によれば、Lo/Hi切り替えのときに、DC/DCコンバータのスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティまたは周波数が一時的に変更される。また、切替回路によるスイッチ素子の切り替えタイミングが制御される。その結果、Lo/Hi切り替えのときに発生する出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。
以下、図面を参照しながら、本開示による実施形態を説明する。なお、本開示は、以下の実施の形態に限定されない。以下の説明において、同一または類似する構成要素については同一の参照符号を付している。また、重複する説明は省略する場合がある。
(実施の形態1)
図1から図7を参照して、本実施の形態による点灯装置1の回路構成および機能を説明する。以下、車載の前照灯に用いられる点灯装置を例に本実施の形態を説明する。
図1は、点灯装置1の回路構成の一例を模式的に示す。点灯装置1は、ドライバ20と、LED温度検出部26とを備えている。負荷4は、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bから構成されている。負荷4は、点灯装置1に接続されている。
まず、点灯装置1の概要を説明する。点灯装置1には、外部のLoビームスイッチ電源(不図示)に連動して直流電圧が供給される。ドライバ20内のDC/DCコンバータ2が、ドライバ20に供給された直流電圧を負荷4の駆動に必要な電圧に変換する。DC/DCコンバータ2には、フライバック方式を採用することができる。DC/DCコンバータ2のスイッチ素子SW1のスイッチングを制御することにより、負荷4に流れる電流が所定レベルに保持される。なお、スイッチ素子SW1は、MOSFETである。
ドライバ20では、定電流制御が行われる。これにより、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bには定電流が流れる。また、ドライバ20内のHi/Lo切替回路17が外部からのHiビームスイッチ電源(光源切替信号)の変化に応じて、Loビーム用光源4Aを点灯させるオン状態と、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bの両方を点灯させるオフ状態とを切り替える。上述した様々な制御はマイコン(マイクロコンピュータ)10により実行され得る。以下、オン状態を「第1の状態」と称し、オフ状態を「第2の状態」と称する場合がある。
Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bは、ドライバ20に直列に接続されている。ドライバ20は、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bを駆動する。Loビーム用光源4Aは、例えば複数のLED光源から構成され得る。同様に、Hiビーム用光源4Bは、例えば複数のLEDから構成され得る。なお、駆動対象の負荷4はLED光源に限定されず、例えば有機EL光源またはHIDランプであってもよい。
以下、ドライバ20の詳細を説明する。
ドライバ20は、DC/DCコンバータ2と、Hi電源検出回路16と、制御電源生成部11と、電源検出回路12と、マイコン(マイクロコンピュータ)10と、ドライバ温度検出部14と、Hi/Lo切替回路17と、スイッチ素子SW2と、電圧検出回路8と、電流検出回路9と、比較器7と、微分回路13と、抵抗R1からR3と、論理回路とを含む。ドライバ20は、各構成要素を1つのパッケジ内に封止したSiP(System In a Package)として実現し得る。
DC/DCコンバータ2は、スイッチングレギュレータを有している。スイッチングレギュレータは、典型的にはスイッチ素子SW1、トランスT、コンデンサCおよびダイオードDを有している。DC/DCコンバータ2は、入力される直流電圧を、負荷を駆動する直流電圧に昇圧または降圧することができる。
スイッチ素子SW1は、トランスTの一次側コイルに直列に接続されている。トランスTの二次側コイルは、ダイオードDを介してコンデンサCに接続されている。また、直流入力電圧は一次側コイルとスイッチ素子SW1との直列回路に印加される。スイッチ素子SW1がオンされるとトランスTにエネルギーが蓄積され、スイッチ素子SW1がオフされると、蓄えられたエネルギーが二次側コイルから放出されるように電力変換が行われる。スイッチ素子SW1をオン/オフすることにより、二次側コイルからダイオードDを介してコンデンサCに電流が流れる。その結果、コンデンサCの両端には直流電圧が発生する。負荷4は、抵抗R3を介してコンデンサCの両端に接続されている。このような構成によりDC/DCコンバータ2の出力電圧が負荷4に与えられる。
本実施の形態では、DC/DCコンバータ2を電流臨界モード(BCM)で動作させる。電流臨界モードとは、スイッチ素子SW1がオフのときに二次側へのエネルギーの放出が完了すると、それと同時にスイッチ素子SW1をオンして再度エネルギーの蓄積を開始する制御モードである。なお、BCMに限らず、電流連続モード(CCM)または電流不連続モード(DCM)を利用することができる。
電流検出回路9は、抵抗R3の両端電圧に基づいて出力電流を測定している。抵抗R1およびR2がDC/DCコンバータ2の出力端の間に直列に接続されている。電圧測定回路8は、抵抗R1およびR2で分圧された電圧に基づいて出力電圧を測定している。
制御電源生成部11は、Loビームスイッチ電源からマイコン10の動作電源を生成する。
マイコン10は、電圧測定回路8により得られた出力電圧を平均して平均電圧値を算出する。また、マイコン10は、電流検出回路9により得られた出力電流を平均して平均電流値を算出する。
LED温度検出部26は、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4B内のLEDの温度を検出する。LED温度検出部26は、例えばサーミスタまたは温度計測用のICなどから構成され得る。
ドライバ温度検出部14は、ドライバ20および他の回路部品の温度を測定する。特に、DC/DCコンバータ2は回路部品の中でも発熱するので、ドライバ温度検出部14は、DC/DCコンバータ2の近傍に配置することが好ましい。ドライバ温度検出部14が異常温度を検出した場合、点灯装置1の動作を停止させればよい。これにより、発熱による点灯装置1の破壊を効果的に防止できる。ドライバ温度検出部14は、例えばサーミスタまたは温度計測用のICなどから構成され得る。
電源検出回路12は、点灯装置1に入力されるLoビームスイッチ電源の電力を測定し、電力の平均値を算出する。
マイコン10内のROM(不図示)には、ランプ電流指令値が予め記録されている。マイコン10内のランプ電流指令値演算部25は、電源検出回路12と、ドライバ温度検出部14と、LED温度検出部26とのそれぞれの検出結果に基づいてランプ電流指令値を制限する。
マイコン10は、制限されたランプ電流指令値と、平均電流値とを比較して、両者が同じ値になるように、一次側電流指令値を演算し、出力する。一次側電流指令値は、スイッチングレギュレータ内のトランスTの一次側コイルに流れる電流の目標値を意味する。なお、マイコン10の動作の詳細は後述する。
一次側電流検出回路6は一次側コイルに流れている電流を検出する。具体的には、一次側電流検出回路6はスイッチ素子SW1のドレイン−ソース間に流れるドレイン電流を検出する。そのドレイン電流から、三角波である一次側電流検出値が得られる。一次側電流検出回路6は、一次側電流検出値を比較器7に出力する。
比較器7は、一次側電流指令値と、一次側電流検出値とを比較する。その比較結果に応じて、スイッチングレギュレータ内のスイッチ素子SW1がオフされる。スイッチ素子SW1がオフすると、蓄えられたエネルギーが二次側コイルから放出されて、二次側では電流の吐き出しが完了し、電流がゼロになる。微分回路13は、スイッチ素子SW1のドレイン−ソース間電圧Vdsの立下りを検出する。微分回路13は、吐き出しが完了したときにVdsの立下りを検出すると、スイッチ素子SWが再びオンされる。換言すると、微分回路13は、二次側の電流の吐き出しを検出する。そして、スイッチ素子SW1は再びオンされる。
RSフリップフロップ3を含む論理回路およびマイコン10の機能を用いて、スイッチングレギュレータをPWM(Pulse Width Modulation)制御する。なお、本実施の形態では、RSフリップフロップ3を含む論理回路をマイコン10とは独立して設ける構成を例示した。しかしながら、本開示はこれに限定されず、例えば論理回路の機能をマイコンに実装し、後述するように、RSフリップフロップ3に代えて駆動回路を設けることもできる。その場合、マイコン10はスイッチ素子SW1のON/OFF信号のみを出力して駆動回路を制御すればよい。
図2を参照して、マイコン10による定電流制御フローの一例を説明する。
図2は、マイコン10による定電流制御フローの一例を示す。
電源が制御電源生成部11からマイコン10に投入されて、マイコン10の電源がオンになる。その後、RESETが解除される(F01)。
マイコン10は、使用する変数・フラグ等の初期化を行う(F02)。
マイコン10は、外部のLoビームスイッチがONされたか否かを監視している。マイコン10は、LoビームスイッチのONを検出すると、負荷4を点灯させる次のフロー(F04)に移行する(F03)。
マイコン10は負荷4を点灯させる場合、電源検出回路12から出力されたアナログ信号をAD変換して電源電圧(Loビームスイッチ電源)を読み込む(F04)。
マイコン10は、過去の電圧値と最新の電圧値との平均値を算出する。一例として、過去の電源電圧として、現在から遡って過去に取得された3つの電圧値が内部のROMに記録されている。マイコン10は、最新の電圧値と、ROM内の過去の3つの電圧値とを加算して4で除算することにより平均電源電圧値を取得する。ROMに記録された電圧値は、最新の電圧値が取得される毎に更新される(F05)。
マイコン10は、電圧検出回路8から出力されたアナログ信号をAD変換してランプ電圧を読込む(F06)。マイコン10は、電源電圧値と同様に、過去に取得したランプ電圧値と最新のランプ電圧値とを平均して平均電圧値を算出する。
マイコン10は、ドライバ温度検出部14から出力されたアナログ信号をAD変換してドライバ温度を読込む(F07)。マイコン10は、電源電圧値と同様に、過去の検出温度と最新の検出温度とから平均ドライバ温度を算出する(F08)。
マイコン10は、LED温度検出26から出力されたアナログ信号をAD変換してLED温度を読込む(F09)。マイコン10は、電源電圧値と同様に、過去の検出温度と最新の検出温度とから平均LED温度を算出する(F10)。
マイコン10は、マイコン10内のROMに予め記録されたランプ電流指令値を読み出す。マイコン10は、平均電源電圧値、平均LED温度および平均ドライバ温度から決定され得る出力電流値設定カーブに基づいてランプ電流指令値を設定する。換言すると、マイコン10は、出力電流値設定カーブに基づいてランプ電流指令値を制限し、出力するランプ電流指令値を決定する(F11)。
マイコン10は、電流検出回路9から出力されたアナログ信号をAD変換してランプ電流を読込む(F12)。マイコン10は、電源電圧値と同様に、過去に取得したランプ電流値と最新のランプ電流値とを平均して平均電流値を算出する(F13)。
マイコン10は、ランプ電流指令値と、平均電流値とを比較する(F14)。マイコン10は、両者が同じ値になるように、一次側電流指令値を演算し、出力する。換言すると、マイコン10は、比較結果に基づいて一次側電流指令値を更新する(F15)。
マイコン10は、Hi電源検出回路16からの出力電圧を読み込む(F16)。
マイコン10は、Hiビームスイッチ電源のレベルに応じて、スイッチ素子SW2を制御する制御信号をHi/Lo切替回路17に出力する(F17)。
マイコン10は、上述した以外の制御を行ってもよい。例えば、マイコン10は、負荷異常または電源異常を検出した場合、点灯装置1を停止するようにしてもよい。
本実施の形態では、電源電圧、出力電圧および出力電流の平均値を用いて定電流制御を行う例を示した。しかし、本開示はこれに限定されず、マイコン10は平均値に代えて瞬時値を用いて定電流制御を行うこともできる。
以下、マイコン10によるPWM制御の具体例を説明する。
上述したとおり、一次側電流指令値と、一次側電流検出値とを比較することにより、マイコン10はスイッチ素子SW1をオフにする。また、微分回路13は二次側電流の吐き出しを検出し、マイコン10は、その検出結果に基づいてスイッチ素子SW1をオンにする。マイコン10は、この操作を繰り返すことによりPWM制御を行う。
(1)デユーティのON時間を長くする制御を説明する。マイコン10は、比較器7の比較結果を受け取る。マイコン10は、比較結果に基づいてOFF信号遅延処理を実行する。OFF信号遅延処理により、デユーティのON時間が延長される。RSフリップフロップ3の出力信号がアサートされた状態で、マイコン10は、その出力信号をネゲートするタイミングに遅延を与える。その後、マイコン10は、RSフリップフロップ3のリセット端子にHiレベルの信号を出力する。その結果、RSフリップフロップ3の出力信号はネゲートされる。スイッチ素子SW1はオフする。
(2)デユーティのOFF時間を短くする制御を説明する。上述したように、微分回路13は、スイッチ素子SW1のドレイン−ソース間電圧Vdsの立下りを検出する。マイコン10は、微分回路13の検出結果を受け取る。マイコン10は、その検出結果に基づいてON信号遅延処理を実行する。ON信号遅延処理により、デユーティのOFF時間が延長される。RSフリップフロップ3の出力信号がネゲートされた状態で、マイコン10は、出力信号をアサートするタイミングに遅延を与える。その後、マイコン10は、RSフリップフロップ3のセット端子にHiレベルの信号を出力する。その結果、RSフリップフロップ3の出力信号はアサートされる。スイッチ素子SW1はオンする。
(3)デユーティのON時間を短くする制御を説明する。RSフリップフロップ3のセット端子の入力信号がマイコン10に入力される。マイコン10は、その入力信号からデユーティのON時間を計測する。マイコン10は、所定時間が経過すると、OFF信号(Hiレベル信号)をRSフリップフロップ3のリセット端子に出力する。その結果、RSフリップフロップ3の出力信号はネゲートされて、スイッチ素子SW1はオフする。
(4)デユーティのOFF時間を短くする制御を説明する。RSフリップフロップ3のリセット端子の入力信号がマイコン10に入力される。マイコン10は、その入力信号からデユーティのOFF時間を計測する。マイコン10は、所定時間が経過すると、ON信号(Hiレベル信号)をRSフリップフロップ3のセット端子に出力する。その結果、RSフリップフロップの出力信号はアサートされて、スイッチ素子SW1はオンする。
ここで、スイッチ素子SW2およびそれを制御するHi/Lo切替回路17の機能を説明する。点灯外部のHiビームスイッチ(不図示)に連動してHiビームスイッチ電源が供給される。その電源が供給されると点灯装置1はLoビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bを点灯する。光源の点灯は、Loビーム用光源の点灯からHiビーム用光源の点灯に切り替わる。
Hi電源検出回路16は、Hiビームスイッチ電源がオンされているオン期間および電源がオフされているオフ期間を検出する。Hi電源検出回路16は、その検出結果をHi/Lo切替回路17に送信する。
スイッチ素子SW2は、第2の光源に並列に接続されている。図示されるように、本実施の形態では、スイッチ素子SW2として、MOSFETを用いている。MOSFETのゲート電極はHi/Lo切替回路17に接続されている。これにより、MOSFETのゲート電極の電位はHi/Lo切替回路17により制御される。なお、スイッチ素子SW2がMOSFETに限られないことは言うまでもない。
Hi/Lo切替回路17は、Hi電源検出回路16の検出結果に基づいてスイッチ素子SW2の切り替えを制御する。Hiビームスイッチ電源のオン期間の間、Hi/Lo切替回路17はスイッチ素子SW2を第2の状態、つまりオフ状態にする。スイッチ素子SW2は開放状態となり、DC/DCコンバータ2の出力電流はLoビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4Bの両方に流れる。その結果、両方が点灯する。一方、Hiビームスイッチ電源のオフ期間の間、Hi/Lo切替回路17はスイッチ素子SW2を第1の状態、つまりオン状態にする。スイッチ素子SW2は短絡状態となり、DC/DCコンバータ2の出力電流はLoビーム用光源4Aだけに流れる。その結果、Loビーム用光源4Aだけが点灯する。このように、スイッチ素子SW2は、出力電流をバイパスさせる機能を有する。
このような構成により、Lo/Hi切り替えを行うことが可能になる。なお、Loビームは、すれ違いビームとも呼ばれる。また、Hiビームは、走行ビームとも呼ばれる。点灯装置1が駆動する光源は、Loビーム用光源およびHiビーム用光源の組み合わせ以外に、例えば車幅灯用光源、ウィンカ用光源およびカーブ灯用光源のいずれか少なくとも2つの組み合わせであってもよい。
後述するように、Hi/Lo切替回路17はマイコン10とは独立した回路でなくてもよい。Hi/Lo切替回路17の機能はマイコンに実装され得る。その場合、マイコン10は、Hi電源検出回路16の検出結果に基づいてスイッチ素子SW2の切り替えを直接制御すればよい。
図3および図4を参照しながら、スイッチ素子SW2が第1の状態から第2の状態に切り替わるとき、またはスイッチ素子SW2がその逆に切り替わるときのスイッチ素子SW1のスイッチング動作の一例を説明する。
図3は、スイッチ素子SW2がHiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して第1の状態(短絡状態)から第2の状態(開放状態)に切り替わるときの、スイッチ素子SW1のスイッチング波形、DC/DCコンバータ2の出力電圧波形および出力電流波形を示している。なお、スイッチング波形は、スイッチ素子SW1(MOSFET)のゲート電極に印加される電圧波形を指す。横軸は時間を示し、縦軸は電圧(V)を示している。
本実施の形態では、Hiビームスイッチ電源電圧が、“Low”から“High”に切り替わると、スイッチ素子SW2のゲート電極に印加されるHi/Lo切替信号はそれに同期して、HiレベルからLoレベルに切り替わる(不図示)。スイッチ素子SW2は、短絡状態から開放状態に切り替わる。その結果、Loビーム用光源4Aに加えてHiビーム用光源4Bが点灯される。なお、Hiビームスイッチ電源電圧の極性は図示する例に限られない。また、スイッチ素子SW2はn型MOSFETに限らず、p型MOSFETであってもよい。その場合、Hi/Lo切替信号の極性はn型MOSFETを用いる場合と比べて反転することに留意されたい。
図3に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。時間T1は、Hiビームスイッチ電源電圧の”Low”の期間におけるON時間である。時間T2は、”Low”の期間におけるOFF時間である。時間T3は、”High”の期間におけるON時間である。時間T4は、Hiビームスイッチ電源電圧の”High”の期間におけるOFF時間である。一例として、時間T1、T2、T3およびT4はそれぞれ、1.0μs、3.5μs、1.3μsおよび2.3μsとすることができる。オンデューティとは、ON時間を意味し、またはON時間に対するOFF時間の比を意味する。
Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングのON時間は1.0μsから1.3μsに増加するものの、Hiビームスイッチ電源電圧の”High”の期間ではON時間は1.3μsに固定されている。この場合、スイッチ素子SW2が、第1の短絡状態から開放状態に切り替わると、駆動対象にHiビーム用光源4Bが加わる。そのため、DC/DCコンバータ2に接続されるLEDの数が増加し、出力電圧が瞬時に上昇する。一方、出力電流は一時的に減少する。これは、上述した定電流制御によるフィードバック遅延に起因している。リップルの発生はLEDのちらつきの原因になり得る。
図3に示される実線は、本実施の形態によるBCM制御により得られる波形を示している。従来例と同様に、スイッチングのON/OFF時間として時間T1からT4を示している。
マイコン10は、スイッチ素子SW2が短絡状態から開放状態に切り替わるとき、Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に上げる。図3にはオンデユーティを一時的に上げる期間のスイッチングのON時間T5およびOFF時間T6をそれぞれ示している。一例として、時間T5およびT6はそれぞれ、1.5μs、および2.0μsとすることができる。時間T1からT4は従来例の時間と同じである。なお、スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に上げても構わない。
オンデユーティを一時的に上げる期間でのON時間は、固定された所定のON時間あるいは通常のON時間の所定倍の時間、またはスイッチングレギュレータへの入力電圧、出力電圧および出力電流に応じたON時間に設定することができる。
この構成によれば、スイッチ素子SW2が、短絡状態から開放状態に切り替わるとき、出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑を防ぐことができる。
図4は、スイッチ素子SW2がHiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子SW1のスイッチング波形、DC/DCコンバータ2の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧(V)を示している。
本実施の形態では、Hiビームスイッチ電源電圧が、“High”から“Low”に切り替わると、スイッチ素子SW2のゲート電極に印加されるHi/Lo切替信号はそれに同期して、“Low”から“High”に切り替わる(不図示)。スイッチ素子SW2は、開放状態から短絡状態に切り替わる。その結果、Loビーム用光源4AおよびHiビーム用光源4BからLoビーム用光源4Aだけの点灯に切り替わる。
図4に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。時間T1は、Hiビームスイッチ電源電圧の”High”の期間におけるON時間である。時間T2は、”High”の期間におけるOFF時間である。時間T3は、”Low”の期間におけるON時間である。時間T4は、Hiビームスイッチ電源電圧の”Low”の期間におけるOFF時間である。一例として、時間T1、T2、T3およびT4はそれぞれ、1.3μs、2.3μs、1.0μsおよび3.5μsとすることができる。
Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングのON時間は1.3μsから1.0μsに増加するものの、Hiビームスイッチ電源電圧の”Low”の期間ではON時間は1.0μsに固定されている。この場合、スイッチ素子SW2が、開放状態から短絡状態に切り替わると、駆動対象からHiビーム用光源4Bは除かれる。そのため、DC/DCコンバータ2に接続されるLEDの数が減少し、出力電圧が瞬時に下降する。一方、出力電流は一時的に増加する。これは、上述した定電流制御によるフィードバック遅延に起因している。リップルの発生はLEDのちらつきおよびLEDの破損の原因になり得る。
図4に示される実線は、本実施の形態によるBCM制御により得られる波形を示している。従来例と同様に、スイッチングのON/OFF時間として時間T1からT4を示している。
マイコン10は、スイッチ素子SW2が開放状態から短絡状態に切り替わるとき、Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に下げる。図4にはオンデユーティを一時的に下げる期間のスイッチングのON時間T5およびOFF時間T6をそれぞれ示している。一例として、時間T5およびT6はそれぞれ、0.8μs、および4.0μsとすることができる。時間T1からT4は従来例の時間と同じである。なお、スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に下げても構わない。
オンデユーティを一時的に下げる期間でのON時間は、固定された所定のON時間あるいは通常のON時間の所定倍の時間、またはスイッチングレギュレータへの入力電圧、出力電圧および出力電流に応じたON時間に設定することができる。
この構成によれば、スイッチ素子SW2が、開放状態から短絡状態に切り替わるとき、出力電流の大きな変動を効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑およびLEDの破壊を防ぐことができる。
次に、図5および図6を参照しながら、スイッチ素子SW2が第1の状態から第2の状態に切り替わるとき、またはスイッチ素子SW2がその逆に切り替わるときのスイッチ素子SW1のスイッチング動作の別の例を説明する。
図5は、スイッチ素子SW2がHiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して短絡状態から開放状態に切り替わるときの、スイッチ素子SW1のスイッチング波形、Hi/Lo切替信号の波形、DC/DCコンバータ2の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧(V)を示している。
図5に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、図3と同様に従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。図5に示される実線は、本BCM制御により得られる波形を示している。
この制御の例では、マイコン10は、Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に上げて、所定時間の経過後に、Hi/Lo切替回路17はスイッチ素子SW2を短絡状態から開放状態に切り替える。そのとき、Hi/Lo切替信号のレベルは“High”から立ち下がり時間経過後の信号レベル“Low”に達する。なお、スイッチングのON時間およびOFF時間は図3で示した時間と同じ時間に設定することができる。スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に上げても構わない。
この構成によれば、スイッチ素子SW2を開放することにより、出力電流は低下する。しかし、ON時間を長くすることにより、出力電流の大きな変動をより効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑を防ぐことができる。
図6は、スイッチ素子SW2がHiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期して開放状態から短絡状態に切り替わるときの、スイッチ素子SW1のスイッチング波形、Hi/Lo切替信号の波形、DC/DCコンバータ2の出力電圧波形および出力電流波形を示している。横軸は時間を示し、縦軸は電圧(V)を示している。
図6に示される破線のスイッチング波形および出力電流波形は、図4と同様に従来手法によるスイッチング動作の様子をそれぞれ示している。図6に示される実線は、本BCM制御により得られる波形を示している。
この制御の例では、マイコン10は、Hiビームスイッチ電源電圧の切り替わりに同期してスイッチングレギュレータにおけるスイッチングのオンデユーティを一時的に下げて、所定時間の経過後に、Hi/Lo切替回路17はスイッチ素子SW2を開放状態から短絡状態に切り替える。そのとき、Hi/Lo切替信号のレベルは“Low”から立ち上がり時間経過後の信号レベル“High”に達するなお、スイッチングのON時間およびOFF時間は図4で示した時間と同じ時間に設定することができる。スイッチングのオンデユーティの代わりに周波数を一時的に下げても構わない。
この構成によれば、スイッチ素子SW2を短絡することにより、出力電流は上昇する。しかし、ON時間を短くすることにより、出力電流の大きな変動をより効果的に抑制できる。また、運転者への眩惑およびLEDの破壊を防ぐことができる。
Hiビーム光源4AおよびLoビーム光源4Bの両方を点灯させるときは、Loビーム光源4Aだけを点灯させるときに比べて、出力電力が大きくなる。その結果、回路損失が大きくなる傾向にある。従って、Hiビーム光源4AおよびLoビーム光源4Bの両方を点灯させるときの回路損失を極力低減することで、点灯装置1の熱暴走をより確実に防止することができる。
本実施の形態では、スイッチ素子SW2が開放状態であるときのDC/DCコンバータ2の出力電圧をVFとし、スイッチングレギュレータ(DC/DCコンバータ2)の定格電圧をVRとする。そのとき、スイッチングレギュレータ内のトランスの1次側に対する2次側の巻数比をVF/VRに設定している。これにより、スイッチングのオンデユーティを50%に近づけることができる。Loビーム光源4Aだけを点灯させるときに比べて、Hiビーム光源4BおよびLoビーム光源4Aの両方を点灯させるときに高い回路効率で点灯装置1を動作させることができる。このように、回路効率を高くして回路損失を少なくすることにより、第1の状態(オン状態)から第2の状態(オフ状態)への切り替え時間を短くすることが可能となる。
上述したように、スイッチ素子SW2として、MOSFETを用いている。これにより、ゲート電圧によってDC/DCコンバータ2の出力端のインピーダンスを制御することができる。その結果、スイッチ素子SW2の短絡状態と開放状態とを切り替えるときに発生するサージ電流を防止することができる。以下、詳細に説明する。
図7は、MOSFETのゲートしきい値電圧Vgsとドレイン−ソース間のオン抵抗Ronとの関係を示す。横軸はゲート−ソース間電圧Vgsを示し、縦軸はオン抵抗Ronを示している。
ゲート−ソース間電圧VgsがVgs1のとき、オン抵抗RonはRon1である。同様に、ゲート−ソース間電圧VgsがVgs2およびVgs3のとき、オン抵抗RonはそれぞれRon2およびRon3である。ここでVgs1<Vgs2<Vgs3とする。
抵抗Ronの関係はRon1>Ron2>Ron3となる。ゲート−ソース間電圧Vgsが大きくなるにつれて、オン抵抗Ronは小さくなることが分かる。ゲート−ソース間電圧Vgsが小さい場合、ドレイン電流が小さくなる。ゲート−ソース間電圧Vgsが大きい場合、ドレイン電流が大きくなる。従って、Hi/Lo切替回路17によってゲートの電位を制御することにより、出力端のインピーダンスを制御できる。その結果、スイッチ素子SW2の短絡状態と開放状態とを切り替えるときに発生するサージ電流を防止することができる。また、LEDのちらつき、運転者への眩惑およびLEDの破壊を防ぐことができる。
最後に図8を参照して、図1に示す点灯装置1Aの変形例を説明する。
図8は、点灯装置1Aの回路構成を模式的に示す。以下、点灯装置1とは異なる点を説明する。
点灯装置1AのDC/DCコンバータ2は、非絶縁型のチョークコンバータである。点灯装置1AのDC/DCコンバータ2は、スイッチ素子SW1を備えるスイッチングレギュレータを有している。
マイコン10は、Hi電源検出回路16の検出結果に基づいてスイッチ素子SW2の切り替えを直接制御する。
スイッチ駆動回路5は、マイコン10の制御を受けてスイッチ素子SW1のスイッチングを制御する。マイコン10はスイッチ素子SW1のON/OFF信号のみを出力してスイッチ駆動回路5を制御することができる。この変形例による点灯装置1Aを用いて、BCMモードによる定電流制御を実現し得る。
(実施の形態2)
図9を参照して、本実施の形態による照明装置100の構成を説明する。
図9は、前照灯として車に搭載される照明装置100を模式的に示している。
照明装置100は、Loビーム用光源4A、Hiビーム用光源4Bおよび実施の形態1による点灯装置1を備えている。Loビーム用光源4Aは、互いに直列に接続されたLED光源4A−1、4A−2および4A−3を含んでいる。Hiビーム用光源4Bは、互いに直列に接続されたLED光源4B−1および4B−2を含んでいる。LED光源4A−1、4A−2、4A−3、4B−1および4B−2のそれぞれは、プロジェクションレンズ31を含んでいる。また、LED光源4A−1、4A−2および4A−3のそれぞれは、リフレクタ30を含んでいる。Loビーム用光源4Aは、Hiビーム用光源4Bを介して点灯装置1に接続されている。
本実施の形態による照明装置100によれば、視認性を確保しつつ、Lo/Hi切り替えを行うことが可能な小型で安価な前照灯を提供できる。
(実施の形態3)
図10を参照して、本実施の形態による車両200の構成を説明する。
図10は、前照灯として照明装置100を搭載した車両を模式的に示している。
車両200は、照明装置100を前照灯として備えている。なお、上述したように、Loビームスイッチ電源32により、Loビーム光源4Aの点灯が制御される。Hiビームスイッチ電源33により、Loビーム光源4Aに加えてHiビームの点灯が制御される。
本実施の形態による車両200によれば、運転時に高い視認性を確保できる。