JP6398681B2 - Current estimation device - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換回路、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムに適用される電流推定装置に関する。 The present invention relates to a power conversion circuit and a current estimation device applied to a system including a rotating electrical machine that performs power transmission with a DC power supply by energization operation to the power conversion circuit.
従来、下記特許文献1に見られるように、回転電機の電圧方程式に基づいてdq座標系におけるd,q軸電流を算出する制御装置が知られている。詳しくは、この制御装置では、d軸インダクタンスに基づいてd,q軸電流を算出している。
Conventionally, as can be seen in
ところで、電力変換回路、及び電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムにおいて、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流を推定する技術がある。この技術では、予め定められたd軸インダクタンスに基づいて、d,q軸電流を算出し、算出されたd,q軸電流に基づいて、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流を推定する。 Incidentally, there is a technique for estimating a current flowing between a DC power supply and a power conversion circuit in a system including a power conversion circuit and a rotating electrical machine that transmits electric power to the DC power supply by energizing the power conversion circuit. In this technique, the d and q axis currents are calculated based on a predetermined d axis inductance, and the current flowing between the DC power supply and the power conversion circuit is estimated based on the calculated d and q axis currents. To do.
ここで、d軸インダクタンスは、d軸電流が0よりも大きくなる場合に生じる急激な磁気飽和の影響によって変化する。この場合、実際のd軸インダクタンスが予め定められたd軸インダクタンスから大きくずれ、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流の推定誤差が大きくなる懸念がある。なお、上述した急激な磁気飽和が発生する場合におけるd軸インダクタンスの特性を正確に把握することも考えられる。ただし、この特性を正確に把握することは困難である。 Here, the d-axis inductance changes due to the influence of abrupt magnetic saturation that occurs when the d-axis current is greater than zero. In this case, there is a concern that an actual d-axis inductance greatly deviates from a predetermined d-axis inductance, and an estimation error of a current flowing between the DC power supply and the power conversion circuit becomes large. It is also conceivable to accurately grasp the characteristics of the d-axis inductance when the above-described sudden magnetic saturation occurs. However, it is difficult to accurately grasp this characteristic.
本発明は、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流の推定誤差を好適に抑制できる電流推定装置を提供することを主たる目的とする。 An object of the present invention is to provide a current estimation device that can suitably suppress an estimation error of a current flowing between a DC power source and a power conversion circuit.
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.
本発明は、電力変換回路(13)、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源(14)と電力伝達を行う回転電機(12)を備えるシステムに適用され、前記回転電機の予め定められたd軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、前記回転電機のdq座標系におけるd軸電流が0よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのq軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧ベクトルの位相である電圧位相を操作する位相操作手段とを備えることを特徴とする。 The present invention is applied to a system including a power conversion circuit (13) and a rotating electrical machine (12) that performs power transmission with a DC power source (14) by energizing the power conversion circuit, and the rotating electrical machine is predetermined. Current estimation means for estimating a current flowing between the DC power supply and the power conversion circuit based on the d-axis inductance, and a d-axis current in the dq coordinate system of the rotating electrical machine has a predetermined value greater than zero. And a phase operation means for manipulating a voltage phase, which is a phase of the voltage vector, to cause the q-axis component of the voltage vector of the power conversion circuit to follow the induced voltage component of the rotating electrical machine. To do.
電圧ベクトルのq軸成分が誘起電圧成分と一致する状態においては、d軸電流が0となる。この点に鑑み、上記発明では、d軸電流が0よりも大きい所定の値となることを条件として、電圧位相の操作により、電圧ベクトルのq軸成分を回転電機の誘起電圧成分に追従させる。このため、実際のd軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたd軸インダクタンスから大きくずれることを回避できる。これにより、電流推定手段による電流の推定誤差を好適に抑制することができる。 In a state where the q-axis component of the voltage vector matches the induced voltage component, the d-axis current is zero. In view of this point, in the above invention, the q-axis component of the voltage vector is made to follow the induced voltage component of the rotating electrical machine by operating the voltage phase on condition that the d-axis current becomes a predetermined value larger than 0. For this reason, it can be avoided that the actual d-axis inductance greatly deviates from a predetermined d-axis inductance used for current estimation. Thereby, the estimation error of the current by the current estimation means can be suitably suppressed.
以下、本発明にかかる電流推定装置を車載主機としてエンジンを搭載した自動2輪車(オートバイ)に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment in which a current estimation device according to the present invention is applied to a motorcycle (motorcycle) equipped with an engine as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図1に示すように、自動2輪車10は、エンジン11、回転電機としての始動発電機12、電力変換回路としてのインバータ13、直流電源としてのバッテリ14、変速装置15、クラッチ16、駆動輪17、及び制御装置20を備えている。エンジン11は、自動2輪車10の車載主機であり、本実施形態では、単気筒4ストロークエンジンである。なお、エンジン11の燃焼制御は、制御装置20とは異なる他の制御装置(図示せず)によって行われてもよいし、制御装置20によって行われてもよい。
As shown in FIG. 1, a
エンジン11の出力軸(以下、クランク軸11a)の第1端には、変速装置15の入力側(具体的には例えば、エンジン側プーリ)が連結されている。本実施形態では、変速装置15として、自動変速装置(具体的には、無段変速装置)を用いている。変速装置15の出力側(具体的には例えば、駆動輪側プーリ)には、クラッチ16と、図示しない2次減速機構とを介して、駆動輪17が連結されている。
An input side (specifically, for example, an engine-side pulley) of the
クラッチ16は、変速装置15の出力側と駆動輪17との間の動力を伝達可能な状態(以下、クラッチミート状態)、及び変速装置15の出力側と駆動輪17との間の動力が遮断される状態(以下、クラッチ遮断状態)のいずれかに切り替え可能に構成されている。本実施形態では、クラッチ16として、自動遠心クラッチを用いている。本実施形態にかかる自動遠心クラッチは、変速装置15の出力側に接続されたクラッチシュー、クラッチスプリング、及び駆動輪17側に接続されたクラッチアウターを備えている。この構成において、エンジン11の低回転時においては、クラッチスプリングの弾性力によってクラッチシューが縮径し、クラッチシューとクラッチアウターとが非接触状態とされる。これにより、クラッチ遮断状態とされる。一方、エンジン11の回転速度が上昇してクラッチシューに作用する遠心力が増大すると、クラッチスプリングの弾性力に打ち勝ってクラッチシューが拡径し、クラッチシューがクラッチアウターに接触した状態となる。これにより、クラッチミート状態とされる。特に本実施形態では、クランク軸11aの回転速度が所定回転速度(>0)以上となった場合にクラッチミート状態とされるようにクラッチ16が構成されている。本実施形態において、上記所定回転速度は、エンジン11のアイドル回転速度よりも高い回転速度に設定されている。
The
クランク軸11aの第2端には、始動発電機12を構成するロータの回転軸が直結されている。このため、始動発電機12のロータは、クランク軸11aと一体に回転する。始動発電機12は、電動機(エンジン始動用のスタータ)及び発電機として動作可能であり、エンジンブロックに取り付けられている。本実施形態において、始動発電機12は、3相交流の永久磁石型同期機であり、永久磁石が設けられた上記ロータと、各相巻線が巻回されたステータとを備えている。
A rotating shaft of a rotor constituting the starter /
続いて、図2を用いて、始動発電機12の制御システムについて説明する。始動発電機12は、インバータ13を介して、バッテリ14に電気的に接続されている。インバータ13は、上アームスイッチSup,Svp,Swpと下アームスイッチSun,Svn,Swnとの直列接続体を備えている。U相上,下アームスイッチSup,Sunの接続点には、始動発電機12の図示しないU相巻線の第1端が接続され、V相上,下アームスイッチSvp,Svnの接続点には、図示しないV相巻線の第1端が接続され、W相上,下アームスイッチSwp,Swnの接続点には、図示しないW相巻線の第1端が接続されている。U,V,W相巻線の第2端同士は、短絡されている。すなわち、本実施形態では、始動発電機12として、Y結線されたものを用いている。各上アームスイッチSup,Svp,Swpの高電位側の端子には、バッテリ14の正極端子が接続され、各下アームスイッチSun,Svn,Swnの低電位側の端子には、バッテリ14の負極端子が接続されている。
Then, the control system of the
ちなみに、各スイッチSup〜Swnとしては、例えば、MOS−FETやIGBT等の電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いることができる。また、各スイッチSup〜Swnには、各フリーホイールダイオードDup〜Dwnが逆並列に接続されている。なお、各フリーホイールダイオードDup〜Dwnは、各スイッチが例えばMOS−FETの場合、ボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。 Incidentally, as each of the switches Sup to Swn, for example, a voltage-controlled semiconductor switching element such as a MOS-FET or IGBT can be used. Each freewheel diode Dup-Dwn is connected in antiparallel to each switch Sup-Swn. Each freewheel diode Dup to Dwn may be a body diode or an external diode when each switch is a MOS-FET, for example.
制御システムは、電圧センサ18と、磁極位置検出センサ19とを備えている。本実施形態において、電圧センサ18は、バッテリ14の端子間電圧を検出する。また、磁極位置検出センサ19(例えば、ホールセンサであり、より具体的にはホールIC)は、各相に対応して設けられ、ロータの回転に応じて図3に示すような出力信号を出力する。これにより、始動発電機12の回転角度(電気角θ)を電気角60°間隔で把握することができる。なお、図3には、U,V,W相に対応する出力信号をSigU,SigV,SigWで示した。
The control system includes a
先の図2の説明に戻り、電圧センサ18及び磁極位置検出センサ19の出力信号は、制御装置20に入力される。制御装置20は、マイコンを主体として構成されている。本実施形態において、制御装置20は、始動発電機12を発電機として動作させる場合において、電圧センサ18によって検出されたバッテリ14の端子間電圧(以下、バッテリ電圧VDC)を目標電圧Vtgtに制御すべく、インバータ13を操作する。詳しくは、制御装置20は、上記各種センサの検出値に基づき、始動発電機12を周知の3相180°通電方式で駆動させるためのU,V,W相印加電圧Vu,Vv,Vwを算出する。制御装置20は、算出された印加電圧に基づいて、各スイッチSup〜Swnをオンオフ操作する。これにより、各相のそれぞれについて上アームスイッチと下アームスイッチとが電気角180°毎に交互にオン状態とされてかつ、上アームスイッチのオフ状態への切り替えが相毎に電気角で互いに120°ずつずれるようにスイッチングが行われる。
Returning to the description of FIG. 2, the output signals of the
ここで、本実施形態にかかる制御システムは、バッテリ14とインバータ13とを接続する電気経路に流れる直流電流IDCを検出する電流センサを備えていない。このため、本実施形態において、制御装置20は、直流電流IDCを推定する電流推定処理を行う。以下、始動発電機12の制御について説明した後、電流推定処理について説明する。
Here, the control system according to the present embodiment does not include a current sensor that detects the DC current IDC flowing in the electrical path connecting the
制御装置20は、速度算出部21、印加電圧算出部22、電流推定部23(「電流推定手段」に相当)、及びSOC算出部24(「充電率算出手段」に相当)を備えている。速度算出部21は、磁極位置検出センサ19の出力信号(具体的には例えば、出力信号の論理反転タイミングの間隔)に基づいて、始動発電機12の回転速度ω(電気角速度)を算出する。
The
印加電圧算出部22は、各相巻線に対する印加電圧の指令値である各相印加電圧Vu,Vv,Vwを算出する。以下、図4を用いて、印加電圧算出部22について説明する。印加電圧算出部22において、電圧偏差算出部22a(「電圧偏差算出手段」に相当)は、バッテリ14の目標電圧Vtgtからバッテリ電圧VDCを減算することで、電圧偏差ΔVを算出する。位相算出部22b(「位相算出手段」に相当)は、電圧偏差ΔVに基づいて、インバータ13の出力電圧ベクトルVnの位相である電圧位相δを算出する。本実施形態では、電圧偏差ΔVを0にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。具体的には例えば、電圧偏差ΔVを入力とする比例制御又は比例積分制御によって電圧位相δを算出すればよい。ここで、本実施形態では、dq座標系における正のq軸を基準として、時計まわりに電圧ベクトルVnが回転する場合の電圧位相δを正の値で定義する。特に本実施形態では、電圧ベクトルVnを時計まわりに回転させることを、電圧位相δを遅角させると称し、電圧ベクトルVnを反時計まわりに回転させることを、電圧位相δを進角させると称すこととする。なお、電圧ベクトルVnの振幅である電圧振幅を「Vamp」とする。
The applied
位相算出部22bは、始動発電機12を発電機として動作させる場合、電圧位相δを0°から規定位相までの範囲内で算出する。規定位相は、0°よりも大きくてかつ90°よりも小さい値に設定されている。なお、本実施形態では、ステータティースへの磁極位置検出センサ19の取付位置の制約等から、規定位相を30°に設定した。ただし、規定位相としては、30°に限らず、0°よりも大きくてかつ90°未満の値であれば、他の値に設定してもよい。
The
位相算出部22bによって算出された電圧位相δは、追従制御部22cに入力される。追従制御部22cは、入力された電圧位相δに所定の処理を施して出力する。追従制御部22cについては、後に詳述する。
The voltage phase δ calculated by the
追従制御部22cから出力された電圧位相δは、矩形波信号生成部22dに入力される。矩形波信号生成部22dは、入力された電圧位相δと、バッテリ電圧VDCと、図示しない磁極位置検出センサ19の出力信号とに基づいて、矩形波信号としての各相印加電圧Vu,Vv,Vwを算出する。詳しくは、まず、バッテリ電圧VDCに電圧利用率を乗算することにより、電圧振幅Vampを算出する。ここで、電圧利用率とは、バッテリ電圧VDCに対する電圧振幅Vampの指令値の比率のことである。本実施形態において、電圧利用率は、その上限値「0.78」に設定されている。そして、算出された電圧振幅Vampと、電圧位相δとに基づいて、180°通電のための各相印加電圧Vu,Vv,Vwを算出する。矩形波信号生成部22dは、算出された各相印加電圧Vu,Vv,Vwをインバータ13に対して出力する。
The voltage phase δ output from the
また、矩形波信号生成部22dは、電圧位相δと、電圧振幅Vampとに基づいて、電圧ベクトルVnのd軸成分であるd軸電圧Vdと、電圧ベクトルVnのq軸成分であるq軸電圧Vqとを算出する。
Further, the rectangular wave
先の図2の説明に戻り、電流推定部23は、速度算出部21によって算出された回転速度ω、バッテリ電圧VDC、及び矩形波信号生成部22dによって算出されたd,q軸電圧Vd,Vqに基づいて、直流電流IDCを推定する。以下、図5を用いて、電流推定部23の行う電流推定処理について説明する。電流推定部23において、dq軸電流推定部23aは、回転速度ωを入力として、下式(eq1)に基づいてd,q軸電流id,iqを推定する。
Returning to the description of FIG. 2, the
直流電流推定部23cは、バッテリ電圧VDC、dq軸電流推定部23aによって推定されたd、q軸電流id,iq、及び矩形波信号生成部22dによって算出されたd,q軸電圧Vd,Vqを入力として、下式(eq3)に基づいて直流電流IDCを推定する。
The direct current estimation unit 23c uses the battery voltage VDC, the d and q axis currents id and iq estimated by the dq axis current estimation unit 23a, and the d and q axis voltages Vd and Vq calculated by the rectangular wave
ところで、d軸電流が正の値となる場合には、図6に示すように、直流電流IDCの推定誤差ΔIerrが大きくなる。ここで、図6は、直流電流IDCの推定値、直流電流の実測値、d軸電流id、及びエンジン回転速度Nの推移を示す。図6には、時刻t1以降においてエンジン11の運転状態がアイドル運転状態に移行し、d軸電流が負の値から正の値に移行して推定誤差ΔIerrが増大することを示した。d軸電流が正の値となる場合に推定誤差ΔIerrが増大するのは、急激な磁気飽和の影響によって実際のd軸インダクタンスが小さくなり、実際のd軸インダクタンスが、機器定数記憶部23bに記憶されているd軸インダクタンスLdから大きくずれるためである。特に、エンジン回転速度(クランク軸11aの回転速度)がアイドル回転速度付近である場合において電圧位相δが規定位相に達しているときには、始動発電機12の回転速度ωが低く始動発電機12の誘起電圧が小さいことから、d軸電流が正の値になって推定誤差ΔIerrが増大しやすい。
By the way, when the d-axis current has a positive value, the estimation error ΔIerr of the DC current IDC increases as shown in FIG. Here, FIG. 6 shows changes in the estimated value of the DC current IDC, the measured value of the DC current, the d-axis current id, and the engine speed N. FIG. 6 shows that after time t1, the operating state of the
そこで本実施形態では、電流推定処理が行われている状況下において、d軸電流が正の値となる場合、d軸電流を0とする処理を追従制御部22cにおいて行う。以下、図7を用いてd軸電流を0とできる理由を説明した後、追従制御部22cの行う処理について説明する。
Therefore, in the present embodiment, when the d-axis current becomes a positive value under the situation where the current estimation process is performed, the
図7に、電圧位相δが規定位相(30°)となる場合の電圧ベクトルを「Vn0」にて示し、q軸電圧Vqが誘起電圧「ω×Ψa」と一致する場合の電圧ベクトルを「Vn1」にて示し、電圧ベクトルVn1よりも電圧位相δが大きい場合の電圧ベクトルを「Vn2」にて示す。また、各電圧ベクトルVn0,Vn1,Vn2に対応する各電流ベクトルを「In0,In1,In2」にて示す。 In FIG. 7, the voltage vector when the voltage phase δ becomes the specified phase (30 °) is indicated by “Vn0”, and the voltage vector when the q-axis voltage Vq matches the induced voltage “ω × Ψa” is indicated by “Vn1”. The voltage vector when the voltage phase δ is larger than the voltage vector Vn1 is indicated by “Vn2”. Further, each current vector corresponding to each voltage vector Vn0, Vn1, Vn2 is indicated by “In0, In1, In2”.
図示されるように、誘起電圧ベクトルと電圧ベクトルとの位置関係により、d,q軸電機子反作用が生じる。詳しくは、電圧ベクトルVn0のq軸成分が誘起電圧よりも大きい場合、電流ベクトルは、d軸電機子反作用によって正のd軸電流が流れるような電流ベクトルIn0となる。ここで、電圧ベクトルVn1のq軸成分を誘起電圧と一致させると、d軸電機子反作用がなくなることから、電流ベクトルは、d軸電流が0となるような電流ベクトルIn1となる。電圧位相が電圧ベクトルVn1よりも大きい電圧ベクトルVn2では、d軸電流の符号が反転し、電流ベクトルは、負のd軸電流が流れるような電流ベクトルIn2となる。このように、電圧ベクトルのq軸成分と誘起電圧との偏差に応じて電流ベクトルの位相が変化する。このことを利用して、電流推定処理が行われている状況下において、d軸電流を0とする。 As shown in the figure, the d and q-axis armature reactions occur depending on the positional relationship between the induced voltage vector and the voltage vector. Specifically, when the q-axis component of the voltage vector Vn0 is larger than the induced voltage, the current vector is a current vector In0 in which a positive d-axis current flows due to the d-axis armature reaction. Here, when the q-axis component of the voltage vector Vn1 matches the induced voltage, the d-axis armature reaction disappears, so the current vector becomes a current vector In1 such that the d-axis current becomes zero. In the voltage vector Vn2 whose voltage phase is larger than the voltage vector Vn1, the sign of the d-axis current is inverted, and the current vector becomes a current vector In2 in which a negative d-axis current flows. Thus, the phase of the current vector changes according to the deviation between the q-axis component of the voltage vector and the induced voltage. Using this fact, the d-axis current is set to 0 under the situation where the current estimation process is performed.
図8に、追従制御部22cによって行われる処理について説明する。この処理は、例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。
FIG. 8 illustrates processing performed by the
この一連の処理では、まずステップS10において、クラッチミート状態であるか否かを判断する。ステップS10においてクラッチミート状態でない(クラッチ遮断状態である)と判断した場合には、ステップS11に進み、計算用回転速度ωcを、図9に示すように、エンジン11の1燃焼サイクル(720℃A)における回転速度ωの最小値ωminとする。この処理は、クラッチ遮断状態においては、直流電流IDCの推定誤差が生じやすいことに鑑みて設けられた処理である。つまり、クラッチミート状態である場合、始動発電機12の回転軸が駆動輪17と連結されていることから、回転慣性が大きくなり、始動発電機12の回転変動が抑制される。これに対し、クラッチ遮断状態においては、始動発電機12の回転軸が駆動輪17と連結されていないことから、回転慣性が小さくなり、エンジン11の燃焼制御に伴う始動発電機12の回転変動が大きくなる。このため、都度の回転速度ωを用いて後述するステップS13において誘起電圧「ωc×Ψa」を算出すると、算出された誘起電圧が実際の誘起電圧よりも大きくなることがある。この場合、算出された誘起電圧にq軸電圧Vqを追従させても、d軸電流を0以下にすることができない。
In this series of processes, first, in step S10, it is determined whether or not a clutch meet state is present. If it is determined in step S10 that the clutch meet state is not established (the clutch is disengaged), the process proceeds to step S11 where the calculation rotational speed ωc is set to one combustion cycle (720 ° C. A) of the
そこで本実施形態では、クラッチ遮断状態である場合、エンジン11の1燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωminを誘起電圧の算出に用いる。
Therefore, in this embodiment, when the clutch is disengaged, the minimum value ωmin of the rotational speed in one combustion cycle of the
一方、ステップS10においてクラッチミート状態であると判断した場合には、ステップS12に進み、計算用回転速度ωcを、磁極位置検出センサ19の出力信号から把握される最新の回転速度ωiとする。
On the other hand, if it is determined in step S10 that the clutch meet state is reached, the process proceeds to step S12, and the calculation rotational speed ωc is set to the latest rotational speed ωi grasped from the output signal of the magnetic pole
ステップS11、S12の処理の完了後、ステップS13に進む。ステップS13では、電圧振幅Vamp、計算用回転速度ωc、位相算出部22bによって算出された電圧位相δ、及び機器定数記憶部23bに記憶されている誘起電圧定数Ψaを入力として、下式(eq4)に基づいて、誘起電圧偏差INDEXを算出する。
After completing the processes in steps S11 and S12, the process proceeds to step S13. In step S13, the voltage amplitude Vamp, the calculation rotational speed ωc, the voltage phase δ calculated by the
ステップS13において肯定判断した場合には、d軸電流が0よりも大きいと判断し、ステップS14に進む。ステップS14では、規定位相を30°から90°に拡大しつつ、電圧位相δを規定位相以下にすることを条件として、誘起電圧偏差INDEXを0にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。ここでは、誘起電圧偏差INDEXが大きいほど、電圧位相δを大きく算出する。すなわち、q軸電圧Vqを誘起電圧に制御すべく、位相算出部22bによって算出された電圧位相δを補正する。なお、上限拡大後の規定位相が90°とされているのは、過度に電圧位相δを遅角させると、q軸電流が減少して発電量が減少したり、d軸電流が増大して損失が増大したりすることを回避するためである。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が、「誘起電圧算出手段」及び「位相変更手段」を含む。
If an affirmative determination is made in step S13, it is determined that the d-axis current is greater than 0, and the process proceeds to step S14. In step S14, the voltage phase δ is set as an operation amount for feedback-controlling the induced voltage deviation INDEX to 0 on condition that the voltage phase δ is not more than the specified phase while expanding the specified phase from 30 ° to 90 °. calculate. Here, the larger the induced voltage deviation INDEX, the larger the voltage phase δ is calculated. That is, in order to control the q-axis voltage Vq to the induced voltage, the voltage phase δ calculated by the
ステップS13において否定判断した場合や、ステップS14の処理が完了した場合には、ステップS15に進む。ステップS15では、電圧位相δがガード値αを超える場合、電圧位相δをガード値αで制限するガード処理を行う。本実施形態において、ガード値αは、図10に示すように、q軸電圧が誘起電圧と一致する場合の電圧位相よりも大きくてかつ、計算用回転速度ωcが高いほど小さく設定される。また、ガード値αは、90°以下の値に設定される。この処理は、電圧位相δが過度に遅角されることによってq軸電流が増大し、始動発電機12の発電電力が過度に大きくなることを回避するための処理である。図10には、ステップS14の処理によって電圧ベクトルがVn1からVn2に変更されるものの、ガード処理によって電圧ベクトルがVn3とされた例を示している。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「ガード値算出手段」を含む。
If a negative determination is made in step S13, or if the process of step S14 is completed, the process proceeds to step S15. In step S15, when the voltage phase δ exceeds the guard value α, a guard process for limiting the voltage phase δ with the guard value α is performed. In the present embodiment, as shown in FIG. 10, the guard value α is set to be smaller as the q-axis voltage is larger than the voltage phase when the induced voltage matches the induced voltage and the calculation rotational speed ωc is higher. The guard value α is set to a value of 90 ° or less. This process is a process for avoiding an increase in the q-axis current due to an excessive retardation of the voltage phase δ and an excessive increase in the generated power of the starting
ちなみに、ステップS13において否定判断した場合には、d軸電流が0以下であると判断する。 Incidentally, if a negative determination is made in step S13, it is determined that the d-axis current is 0 or less.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
(1)誘起電圧偏差INDEXが0よりも大きくなる場合、q軸電圧Vqを誘起電圧「ωc×Ψa」に追従させた。このため、実際のd軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたd軸インダクタンスLdから大きくずれることを回避できる。これにより、直流電流IDCの推定誤差を好適に抑制することができる。したがって、バッテリ14の充電率SOCの算出精度の低下を回避することができる。
(1) When the induced voltage deviation INDEX is larger than 0, the q-axis voltage Vq is made to follow the induced voltage “ωc × Ψa”. For this reason, it can be avoided that the actual d-axis inductance greatly deviates from the predetermined d-axis inductance Ld used for current estimation. Thereby, the estimation error of DC current IDC can be suppressed suitably. Therefore, it is possible to avoid a decrease in the calculation accuracy of the charging rate SOC of the
(2)誘起電圧偏差INDEXが0よりも大きくなる場合、q軸電圧Vqを誘起電圧に追従させるべく、規定位相を90°まで拡大しつつ、位相算出部22bによって算出された電圧位相δを変更した。電圧位相を規定位相以下とする制限が課せられていると、d軸電流が0よりも大きくなる場合に、電圧位相δの操作によってq軸電圧Vqを誘起電圧に追従させることができない場合がある。このため、d軸電流が0よりも大きくなる状況下においては、規定位相を90度まで拡大する。これにより、追従が妨げられることを回避できる。ここで、規定位相を90°を超えて拡大させると、q軸電流の減少による発電量の減少と、d軸電流の増大による損失増大とにより、始動発電機12の発電効率が低下する懸念がある。そこで、上限を90°とすることにより、発電効率の低下を抑制することができる。
(2) When the induced voltage deviation INDEX is larger than 0, the voltage phase δ calculated by the
(3)クラッチ遮断状態である場合、エンジン11の1燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωminを誘起電圧の算出に用いた。本実施形態では、エンジン11のアイドル運転状態時にクラッチ遮断状態とされるため、クラッチ遮断状態は、誘起電圧が低い上に回転速度の変動が大きい状況である。この状況下においても、q軸電圧Vqを的確に誘起電圧以下にすることができ、d軸電流を0以下とすることができる。これにより、クラッチミート前においても、直流電流IDCの推定誤差を的確に抑制することができる。
(3) In the clutch disengaged state, the minimum value ωmin of the rotational speed in one combustion cycle of the
(4)ガード値αで電圧位相δを制限した。このため、電圧位相δの過度な遅角を防止でき、ひいては発電電力が過度に増大することを回避できる。 (4) The voltage phase δ is limited by the guard value α. For this reason, it is possible to prevent an excessive retardation of the voltage phase δ and, in turn, avoid an excessive increase in generated power.
(その他の実施形態)
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
(Other embodiments)
The above embodiment may be modified as follows.
・上記実施形態では、追従制御部22cにおいて、誘起電圧偏差INDEXを算出し、算出された誘起電圧偏差INDEXが0よりも大きいことをもってd軸電流が0よりも大きいと判断したがこれに限らない。例えば、追従制御部22cにおいて、dq軸電流推定部23aによって推定されたd軸電流idが0よりも大きいか否かを判断してもよいし、上記誘起電圧偏差INDEX又はd軸電流idが0を超える値よりも大きいか否かを判断してもよい。
In the above embodiment, the follow-up
・始動発電機12としては、永久磁石型同期機に限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える界磁巻線型同期機であってもよい。また、始動発電機12としては、Y結線されたものに限らず、例えばΔ結線されたものであってもよい。
The starter /
・クラッチ16としては、自動遠心クラッチに限らず、例えば、ユーザのクラッチレバー操作によってクラッチミート状態及びクラッチ遮断状態のいずれかに切り替え可能に構成された断続式クラッチであってもよい。 The clutch 16 is not limited to an automatic centrifugal clutch, and may be an intermittent clutch configured to be switchable between a clutch meet state and a clutch disengaged state by a user's clutch lever operation, for example.
・始動発電機12の駆動方式としては、3相180°通電方式に限らず、3相120°通電方式等、他の通電方式であってもよい。
The driving method of the
・先の図4の矩形波信号生成部22dにおいて用いられる電圧利用率としては、その上限値に限らず、上限値未満の値であってもよい。
The voltage usage rate used in the rectangular wave
・先の図8のステップS14において、誘起電圧偏差INDEXを、0ではない規定値にフィードバック制御するように電圧位相δを変更してもよい。すなわち、d軸電流を規定値未満の規定電流とするように電圧位相δを変更してもよい。 In step S14 of FIG. 8, the voltage phase δ may be changed so that the induced voltage deviation INDEX is feedback-controlled to a specified value that is not zero. That is, the voltage phase δ may be changed so that the d-axis current is a specified current less than a specified value.
・先の図8のステップS13において否定判断された場合、位相算出部22bによって算出された電圧位相δをそのまま矩形波信号生成部22dに入力してもよい。
If the negative determination is made in step S13 of FIG. 8, the voltage phase δ calculated by the
・上記各実施形態において、誘起電圧の算出に用いる回転速度を以下のように算出してもよい。詳しくは、エンジン11の1燃焼サイクル(720°CA)毎に、クランク軸11aの回転角度位置が予め設定された回転角度位置となる時の回転速度(以下、所定角度位置の回転速度)を算出する。そして、算出された所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた1燃焼サイクルの回転速度の最小値とに基づいて、誘起電圧の算出に用いる回転速度の最小値ωminを算出してもよい。具体的には例えば、所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた回転速度の最小値との差分又は偏差値を算出し、算出した差分又は偏差値によって所定角度位置の回転速度を補正することで、上記最小値ωminを算出してもよい。
In each of the above embodiments, the rotational speed used for calculating the induced voltage may be calculated as follows. Specifically, for each combustion cycle (720 ° CA) of the
また、上記各実施形態では、誘起電圧の算出にエンジン11の1燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωminを用いたがこれに限らず、例えば、上記最小値ωminの直前や直後の回転速度ω等、上記最小値ωminよりもやや高い回転速度ωを用いてもよい。
In each of the above embodiments, the minimum value ωmin of the rotational speed in one combustion cycle of the
・電力変換回路としては、3相インバータに限らない。要は、始動発電機12から出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ14に印加可能な電力変換回路であれば、他の電力変換回路であってもよい。
-The power conversion circuit is not limited to a three-phase inverter. In short, any other power conversion circuit may be used as long as it is a power conversion circuit that can convert the AC voltage output from the
・本発明の適用対象としては、自動2輪車に限らず、自動車等、他の車両であってもよい。 The application target of the present invention is not limited to a motorcycle, but may be other vehicles such as an automobile.
12…始動発電機、13…インバータ、14…バッテリ、20…制御装置。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記回転電機の予め定められたd軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、
前記回転電機のdq座標系におけるd軸電流が0よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのq軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧ベクトルの位相である電圧位相を操作する位相操作手段とを備えることを特徴とする電流推定装置。 Applied to a system including a power conversion circuit (13) and a rotating electrical machine (12) that performs power transmission with a DC power source (14) by energization operation to the power conversion circuit;
Current estimation means for estimating a current flowing between the DC power source and the power conversion circuit based on a predetermined d-axis inductance of the rotating electrical machine;
The q-axis component of the voltage vector of the power conversion circuit follows the induced voltage component of the rotating electrical machine on condition that the d-axis current in the dq coordinate system of the rotating electrical machine becomes a predetermined value larger than 0. A current estimation apparatus comprising: phase operation means for operating a voltage phase which is a phase of a voltage vector.
前記位相操作手段は、
前記電圧位相を0°よりも大きくてかつ90°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記回転電機を制御するための前記電圧位相を算出する位相算出手段と、
前記d軸電流が前記所定の値となることを条件として、前記電圧ベクトルのq軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるべく、前記規定位相を90°まで拡大しつつ前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相を変更する位相変更手段とを含む請求項1記載の電流推定装置。 defining the voltage phase as a positive value when the voltage vector rotates clockwise with respect to the positive q-axis in the dq coordinate system;
The phase operation means includes
A phase calculating means for calculating the voltage phase for controlling the rotating electrical machine on condition that the voltage phase is set to be equal to or less than a specified phase that is greater than 0 ° and smaller than 90 °;
On the condition that the d-axis current becomes the predetermined value, the phase calculation unit calculates the q-axis component of the voltage vector while expanding the prescribed phase to 90 ° in order to follow the induced voltage component. The current estimation apparatus according to claim 1, further comprising phase changing means for changing the voltage phase.
前記位相変更手段は、前記ガード値を上限に前記電圧位相を変更する請求項2記載の電流推定装置。 A guard value that is larger than the prescribed phase and set to 90 ° or less, and is set larger when the rotational speed of the rotating electrical machine is lower than when the rotational speed of the rotating electrical machine is high is calculated. A guard value calculating means;
The current estimation apparatus according to claim 2, wherein the phase changing unit changes the voltage phase with the guard value as an upper limit.
前記回転電機の回転軸は、前記エンジンの出力軸に直結され、
前記位相操作手段は、前記クラッチが前記遮断される状態とされていることを条件として、前記回転軸の回転速度であって、前記エンジンの1燃焼サイクルにおける前記回転速度の最小値近傍の回転速度に基づいて、前記誘起電圧成分を算出する誘起電圧算出手段を含み、算出された前記誘起電圧成分に前記電圧ベクトルのq軸成分を追従させるべく前記電圧位相を操作する請求項1〜3のいずれか1項に記載の電流推定装置。 The system can transmit power between an engine (11) as an in-vehicle main machine, drive wheels (17) connected to the engine output shaft (11a), and the engine output shaft and the drive wheels. And a clutch (16) configured to be switchable to any one of a state where the power between the output shaft of the engine and the driving wheel is cut off, and mounted on a vehicle (10),
The rotating shaft of the rotating electrical machine is directly connected to the output shaft of the engine,
The phase operating means is a rotational speed of the rotary shaft, provided that the clutch is in the disengaged state, and a rotational speed in the vicinity of a minimum value of the rotational speed in one combustion cycle of the engine. 4. The method according to claim 1, further comprising: an induced voltage calculation unit configured to calculate the induced voltage component based on the voltage phase, and operating the voltage phase so that the calculated induced voltage component follows the q-axis component of the voltage vector. The current estimation device according to claim 1.
前記直流電源の電圧とその目標電圧との偏差を算出する電圧偏差算出手段と、
前記電圧位相を0°よりも大きくてかつ90°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記電圧偏差を0にフィードバック制御するための操作量として前記電圧位相を算出する位相算出手段とを含み、
前記電流推定手段によって推定された電流に基づいて、前記直流電源の充電率を算出する充電率算出手段をさらに備える請求項1〜5のいずれか1項に記載の電流推定装置。 The phase operation means includes
Voltage deviation calculating means for calculating a deviation between the voltage of the DC power supply and the target voltage;
Phase calculating means for calculating the voltage phase as an operation amount for performing feedback control of the voltage deviation to 0 on condition that the voltage phase is set to be equal to or smaller than a specified phase which is greater than 0 ° and smaller than 90 °; Including
The current estimation apparatus according to claim 1, further comprising a charge rate calculation unit that calculates a charge rate of the DC power source based on the current estimated by the current estimation unit.
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