JP6396157B2 - Frequency information detection device and high frequency power supply device - Google Patents

Description

本発明は、アナログの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置及びこの周波数情報検出装置を用いた高周波電源装置に関するものである。   The present invention relates to a frequency information detection device for detecting frequency information of an analog sine wave signal and a high frequency power supply device using the frequency information detection device.

周波数情報検出装置は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源等で用いることが可能である。   The frequency information detection apparatus can be used in a high frequency power source that supplies power to a load such as a plasma processing apparatus that performs plasma etching and plasma CVD, for example.

図６は、高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０は、共通の発振器１００から出力される高周波信号を進行波電力出力部（図略）で増幅して高周波電力を出力する。第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の電極（１３１，１３２）の２箇所に供給される。この図６では、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図７に示すように、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給することも可能である。 FIG. 6 is a schematic configuration example of a high-frequency power supply system.
The first high-frequency power source 110 and the second high-frequency power source 120 amplify a high-frequency signal output from the common oscillator 100 by a traveling wave power output unit (not shown) and output high-frequency power. The high-frequency power output from the first high-frequency power source 110 and the second high-frequency power source 120 is supplied to two locations of the electrodes (131, 132) in the plasma processing apparatus 130 serving as a load. 6 shows an example in which high-frequency power is supplied to each of the electrode 131 and the electrode 132. For example, as shown in FIG. 7, high-frequency power is supplied to two locations of the upper electrode 131. Is also possible.

なお、第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０からプラズマ処理装置１３０に向かう高周波電力を進行波電力といい、プラズマ処理装置１３０で反射されて高周波電源側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。   The high frequency power directed from the first high frequency power supply 110 and the second high frequency power supply 120 to the plasma processing apparatus 130 is referred to as traveling wave power, and the high frequency power reflected by the plasma processing apparatus 130 and returning to the high frequency power supply side is reflected wave power. That's it.

プラズマ処理装置１３０では、第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０から供給された高周波電力を用いてプラズマ１３３を発生させて、エッチング等を行う。   In the plasma processing apparatus 130, the plasma 133 is generated using the high-frequency power supplied from the first high-frequency power source 110 and the second high-frequency power source 120, and etching is performed.

なお、第１高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０との間には、第１高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合器が用いられることがある。第２高周波電源１２０とプラズマ処理装置１３０との間にも同様にインピーダンス整合器が用いられることがある。   An impedance matching device that matches the impedances of the first high frequency power supply 110 and the plasma processing apparatus 130 may be used between the first high frequency power supply 110 and the plasma processing apparatus 130. Similarly, an impedance matching device may be used between the second high-frequency power source 120 and the plasma processing apparatus 130.

図６及び図７の高周波電力供給システムでは、第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０の制御が、それぞれ別の制御回路で行われることになる。制御回路が異なると、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０の出力周波数が僅かに異なる場合がある。この原因としては、例えば、制御クロックが異なることによる誤差等が考えられる。特に、第１高周波電源１１０と第２高周波電源１２０とが別のメーカのものであれば、若干の違いが生じる可能性がある。   In the high frequency power supply system of FIGS. 6 and 7, the first high frequency power supply 110 and the second high frequency power supply 120 are controlled by separate control circuits. If the control circuits are different, the output frequencies of the first high frequency power supply 110 and the second high frequency power supply 120 may be slightly different even if a high frequency signal is given from the common oscillator 100. As this cause, for example, an error due to a difference in the control clock may be considered. In particular, if the first high-frequency power source 110 and the second high-frequency power source 120 are from different manufacturers, a slight difference may occur.

図６及び図７のような高周波電力供給システムにおいて、２つの高周波電源１１０及び１２０の出力周波数が僅かに異なる場合、電極（１３１，１３２）には、周波数が僅かに異なる高周波電力が供給されて混合される。すなわち、電極（１３１，１３２）に印加される２種類の高周波電圧の周波数が僅かに異なっているので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は変調されたように振幅が周期的に変動する。例えば、２種類の高周波電圧の周波数が、１３．５６ＭＨｚ近傍で１Ｈｚ異なっていると、約１ｓの周期で振幅が変動する。その結果、プラズマ処理装置１３０で発生するプラズマの電位も周期的に変動するため、悪影響を及ぼす。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。 In the high frequency power supply system as shown in FIGS. 6 and 7, when the output frequencies of the two high frequency power supplies 110 and 120 are slightly different, the electrodes (131, 132) are supplied with high frequency power having slightly different frequencies. Mixed. That is, since the frequencies of the two types of high-frequency voltages applied to the electrodes (131, 132) are slightly different, the amplitude of the voltage waveform generated by overlapping the two types of high-frequency voltages is periodically changed as if modulated. fluctuate. For example, if the frequencies of two types of high-frequency voltages differ by 1 Hz in the vicinity of 13.56 MHz, the amplitude varies with a period of about 1 s. As a result, the potential of the plasma generated in the plasma processing apparatus 130 also varies periodically, which has an adverse effect.
For example, when the peak of one high-frequency voltage waveform and the peak of the other high-frequency voltage waveform are in the same phase, the waveform of the overlapping voltage is the maximum value, but the peak of one high-frequency voltage waveform and the valley of the other high-frequency voltage waveform When the two have the same phase, the waveform of the voltage generated by overlapping becomes the minimum value. Since the difference between the maximum value and the minimum value is large, a waveform of a voltage generated by overlapping two types of high-frequency voltages periodically varies with a large change in amplitude.

したがって、第１高周波電源１１０及び第２高周波電源１２０の出力周波数を同一にする必要がある。そのためには、一方の高周波電源の出力周波数を検出し、他方の高周波電源の出力周波数を検出した周波数に合わせれば、上記の問題を解決できる。そのため、高周波電力供給システムの分野においても、周波数を検出する周波数情報検出装置が必要である。また、高周波電源の出力周波数をモニタする等の用途が考えられる。   Therefore, the output frequencies of the first high frequency power supply 110 and the second high frequency power supply 120 need to be the same. For this purpose, the above problem can be solved by detecting the output frequency of one high-frequency power supply and matching the output frequency of the other high-frequency power supply with the detected frequency. Therefore, also in the field of the high frequency power supply system, a frequency information detection device for detecting the frequency is necessary. Moreover, the use of monitoring the output frequency of a high frequency power supply etc. can be considered.

特開昭６３−６６４７２JP 63-66472 A

従来、高周波領域における周波数情報検出装置としては、例えば、特許文献１（特開昭６３−６６４７２）のようなものが提案されていた。しかし、この特許文献１では、周波数を検出することはできるが、位相情報を検出することができない。そのため、従来の周波数情報検出装置を用いても、第１高周波電源１１０から出力される進行波電圧及び第２高周波電源１２０（他の高周波電源）から出力される進行波電圧の周波数及び位相を合わせることができない。   Conventionally, as a frequency information detection device in a high frequency region, for example, a device as disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 63-66472) has been proposed. However, in this patent document 1, although the frequency can be detected, the phase information cannot be detected. Therefore, even if a conventional frequency information detection device is used, the frequency and phase of the traveling wave voltage output from the first high frequency power supply 110 and the traveling wave voltage output from the second high frequency power supply 120 (another high frequency power supply) are matched. I can't.

本発明は、２つの高周波電源から出力される進行波電圧の周波数及び位相を合わせることを可能とする周波数情報検出装置、及びこの周波数情報検出装置を備えている高周波電源装置を提供することを目的としている。   It is an object of the present invention to provide a frequency information detection device capable of matching the frequency and phase of traveling wave voltages output from two high frequency power supplies, and a high frequency power supply device including the frequency information detection device. It is said.

第１の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
アナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数情報を検出する周波数情報検出装置であって、
アナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの位相情報の推定値を第１推定位相情報として出力する第１推定位相情報出力部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数情報の推定値を第１推定周波数情報として出力する第１推定周波数情報出力部と、
入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数情報に補正周波数情報を加算した周波数情報を同期周波数情報としたときに、前記同期周波数情報に基づいて正弦波信号を生成する正弦波信号生成部と、
時刻［ｔ］における前記正弦波信号生成部から出力される正弦波信号の位相情報の推定値を第２推定位相情報として出力する第２推定位相情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記正弦波信号生成部から出力される正弦波信号の周波数情報の推定値を第２推定周波数情報として出力する第２推定周波数情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記第１推定周波数情報に対する前記第２推定周波数情報の誤差（誤差周波数情報）の移動平均値を演算し、誤差周波数移動平均値情報として出力する誤差周波数情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記第１推定位相情報に対する前記第２推定位相情報の誤差（誤差位相情報）の移動平均値を演算し、誤差位相移動平均値情報として出力する誤差位相情報出力部と、
前記誤差周波数移動平均値情報が予め定めた範囲外の場合は、前記誤差周波数移動平均値情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力し、前記誤差周波数移動平均値情報が予め定めた範囲内の場合は、前記誤差位相移動平均値情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力する周波数補正部と、
を備えている。 The frequency information detection apparatus provided by the first invention is
A frequency information detecting apparatus for detecting the frequency information of the analog sine wave signal V _in,
A sine wave signal V _in analog, (the reciprocal of the sampling frequency f _s: 1 / f _s) a predetermined sampling period by the instantaneous value V of the input signal V _in at the time [t] obtained by converting a digital signal an A / D converter that converts _in [t] sequentially into a sine wave signal composed of a plurality of sampling data;
A first estimated phase information output unit that outputs the estimated value of the phase information of the input signal V _in at the time [t] as a first estimated phase information,
A first estimated frequency information output unit that outputs the estimated value of the frequency information of the input signal V _in at the time [t] as a first estimated frequency information,
Frequency information obtained by adding the correction frequency information to the set frequency information of the input signal V _in when the synchronizing frequency information, and the sine wave signal generator for generating a sine wave signal based on the synchronization frequency information,
A second estimated phase information output unit that outputs an estimated value of phase information of the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit at time [t] as second estimated phase information;
A second estimated frequency information output unit that outputs an estimated value of frequency information of the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit at time [t] as second estimated frequency information;
An error frequency information output unit that calculates a moving average value of an error (error frequency information) of the second estimated frequency information with respect to the first estimated frequency information at time [t], and outputs the error frequency moving average value information;
An error phase information output unit that calculates a moving average value of an error (error phase information) of the second estimated phase information with respect to the first estimated phase information at time [t], and outputs the error phase moving average value information;
If the error frequency moving average value information is outside a predetermined range, the correction frequency information is determined and output so that the error frequency moving average value information is small, and the error frequency moving average value information is predetermined. If within the range, a frequency correction unit that determines and outputs the correction frequency information so that the error phase moving average value information is small; and
It has.

第２の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記第１推定位相情報出力部が、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算し、演算した位相α［ｔ］を第１推定位相情報として出力する位相推定部と、を有し、
前記第１推定周波数情報出力部が、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報を演算し、演算した推定周波数情報を第１推定周波数情報として出力する周波数推定部と、
を有していることを特徴としている。
The frequency information detection apparatus provided by the second invention is
The first estimated phase information output unit is
Time cosine value obtained by differentiating the instantaneous value _V in [t] of the input signal _{V in} in [t] (cos (α [ t])) an estimate of the instantaneous value of the input signal _{V in} at the time [t-1] A cosine value estimator that uses V _in [t−1], an instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _in at time [t + 1], and a known value;
Time the instantaneous value _V in [t] of the input signal _{V in} at the [t] and a sine component (sin component), the cosine value at time [t] estimated by the cosine value estimating section (cos (alpha [t]) ) As a cosine element (cos element), the phase α [t] of the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is calculated using an arctangent function (tan ⁻¹ ), and the calculated phase is calculated. a phase estimation unit that outputs α [t] as first estimated phase information;
The first estimated frequency information output unit includes:
Based on the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit, the phase displacement amount Δα [t] at time [t] is calculated. A phase displacement amount calculation unit to be calculated;
On the basis of the phase shift amount [Delta] [alpha] [t] in the calculated time in the phase shift amount calculation unit [t], calculates the estimated frequency information of the input signal V _in at the time [t], the calculation was estimated frequency information 1 a frequency estimator for outputting as estimated frequency information;
It is characterized by having.

第３の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記余弦値推定部は、前記入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数情報を用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を下式によって演算することを特徴としている。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ The frequency information detection apparatus provided by the third invention is
Characterized in that said cosine value estimating unit for calculating the constants are calculated using the set frequency information of the input signal V _in is taken as K, the cosine value (cos (α [t]) ) by the formula It is said.
cos (α [t]) = K · {V _in [t + 1] −V _in [t−1]}

第４の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記定数Ｋを下式によって演算することを特徴としている。ただし、設定周波数情報を「Ｆ_ｓｅｔ」とする。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（Ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝
ことを特徴としている。 The frequency information detection apparatus provided by the fourth invention is
The constant K is calculated by the following equation. However, the set frequency information is “F _set ”.
K = 1 / {2 sin (2π · (F _set / f _s ) [t])}
It is characterized by that.

第５の発明によって提供される高周波電源装置は、
上記第１〜４のいずれかの発明に記載の正弦波信号生成部から出力された正弦波信号に基づいて進行波電圧を出力することを特徴としている。

The high frequency power supply device provided by the fifth invention provides:
The traveling wave voltage is output based on the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit according to any one of the first to fourth inventions .

本発明では、周波数情報検出装置に備わっている正弦波信号生成部から出力される正弦波信号の周波数及び位相が、入力信号の周波数及び位相に近づくように収束していくので、正弦波信号生成部から出力される正弦波信号を用いることにより、他の高周波電源の出力周波数及び位相を入力信号Ｖ_ｉｎの周波数及び位相に合わせることが可能となる。 In the present invention, the frequency and phase of the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit provided in the frequency information detection device converge so as to approach the frequency and phase of the input signal. by using the sine wave signal output from the parts, it is possible to match the other high-frequency power source output frequency and phase to the frequency and phase of the input signal V _in.

高周波電圧の検出例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example of a detection of a high frequency voltage. 周波数情報検出装置１の構成例である。1 is a configuration example of a frequency information detection device 1. 正弦波信号生成部４０の構成例を示す図である。3 is a diagram illustrating a configuration example of a sine wave signal generation unit 40. FIG. 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部７１から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。If the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is assumed to have shifted from the set frequency _{f The set,} the moving average value _{f Dif_ave} estimate _{f dif} difference frequency output from the moving average unit 71 [t] [t] This is a simulation result. 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部７１から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。If the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is assumed to have shifted from the set frequency _{f The set,} the moving average value _{f Dif_ave} estimate _{f dif} difference frequency output from the moving average unit 71 [t] [t] This is a simulation result. 高周波電力供給システムの概略構成例である。It is an example of schematic structure of a high frequency electric power supply system. 高周波電力供給システムの他の概略構成例である。It is another schematic structural example of a high frequency electric power supply system.

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or similar structure as the past.

図１は、高周波電圧の検出例を示すブロック図である。
第１高周波電源１１０は、発振器１００から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦを出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。高周波電源１１０から出力された進行波電力ＰＦは、伝送線路１４０を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源では、数百ｋＨｚ以上の無線周波数帯域の周波数（例えば、１３ＭＨｚ，４０ＭＨｚ等の周波数）を有する進行波電力ＰＦを出力している。 FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of detecting a high-frequency voltage.
The first high-frequency power supply 110 is a device for amplifying a high-frequency signal output from the oscillator 100, outputting traveling wave power PF having an output frequency in a radio frequency band, and supplying the traveling wave power PF to a plasma processing apparatus 130 serving as a load. . The traveling wave power PF output from the high frequency power supply 110 is supplied to the plasma processing apparatus 130 via the transmission line 140. In general, this type of high-frequency power supply outputs traveling wave power PF having a frequency in a radio frequency band of several hundred kHz or more (for example, a frequency of 13 MHz, 40 MHz, etc.).

負荷となるプラズマ処理装置１３０は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。なお、加工部には、電極（図６及び図７参照）が設けられている。この加工部にプラズマ放電用ガスが導入され、電極に高周波電源１１０から出力された進行波電力ＰＦが供給されると、放電が生じてプラズマが発生する。プラズマ処理装置１３０は、このプラズマを利用して被加工物を加工している。   The plasma processing apparatus 130 serving as a load is an apparatus for processing (etching, CVD, etc.) a workpiece such as a wafer and a liquid crystal substrate that is provided with a processing section and is carried into the processing section. Note that an electrode (see FIGS. 6 and 7) is provided in the processing portion. When a plasma discharge gas is introduced into the processed portion and the traveling wave power PF output from the high frequency power supply 110 is supplied to the electrode, discharge occurs and plasma is generated. The plasma processing apparatus 130 processes the workpiece using this plasma.

方向性結合器１５０は、第１高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、高周波電源１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖ_ｆとして出力する。なお、方向性結合器１５０は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。 The directional coupler 150 is inserted between the first high frequency power supply 110 and the plasma processing apparatus 130 to detect a traveling wave voltage VF from the high frequency power supply 110 to the plasma processing apparatus 130 and detect the detected signal as a traveling wave detection. Output as signal _Vf . The directional coupler 150 also has a function of detecting the reflected wave voltage reflected by the load, but is omitted because it is not necessary in this example.

フィルタ１６０は、ローパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１６０から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出装置１へ送られる。本明細書では、フィルタ１６０から出力される信号を周波数情報検出装置１への入力信号Ｖ_ｉｎとする。
なお、入力信号Ｖ_ｉｎは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をｆ、時間をｔ、位相オフセットをθ、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、入力信号Ｖ_ｉｎは、式（１）のように表すことができる。なお、ここでは、入力信号Ｖ_ｉｎの振幅を「１」としている。
Ｖ_ｉｎ＝ｓｉｎ（２π・ｆ・ｔ＋θ）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ） ・・・（１） The filter 160 is a low-pass filter or a band-pass filter, removes harmonic components from the traveling wave detection signal V _f output from the directional coupler 150, and passes the fundamental frequency component. As a result, the signal output from the filter 160 becomes a sine wave signal and is sent to the frequency information detection apparatus 1. In this specification, a signal output from the filter 160 is an input signal V _in to the frequency information detection device 1.
The input signal V _in is because it is an analog voltage signal, the output frequency f, and time t, the phase offset theta, when the angular frequency is ω (= 2π · f), the input signal V _in is of the formula It can be expressed as (1). It should be noted that, here, is set to "1", the amplitude of the input signal V _in.
V _in = sin (2π · f · t + θ)
= Sin (ω · t + θ) (1)

また、フィルタ１６０の後段には、後述するＡ／Ｄ変換部１０の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図１では省略している。   Further, a level conversion circuit for converting the signal level so as to be suitable for the input range of the A / D conversion unit 10 to be described later may be provided at the subsequent stage of the filter 160, but this is omitted in FIG.

図２は、周波数情報検出装置１の構成例である。周波数情報検出装置１は、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換部１０、第１推定位相情報出力部２０、第１推定周波数情報出力部３０、正弦波信号生成部４０、第２推定位相情報出力部５０、第２推定周波数情報出力部６０、誤差周波数情報出力部７０、誤差位相情報出力部８０及び周波数補正部９０を備えている。   FIG. 2 is a configuration example of the frequency information detection apparatus 1. As shown in FIG. 2, the frequency information detection apparatus 1 includes an A / D conversion unit 10, a first estimated phase information output unit 20, a first estimated frequency information output unit 30, a sine wave signal generation unit 40, and a second estimated phase. An information output unit 50, a second estimated frequency information output unit 60, an error frequency information output unit 70, an error phase information output unit 80, and a frequency correction unit 90 are provided.

＜Ａ／Ｄ変換部１０＞
Ａ／Ｄ変換部１０は、フィルタ１６０から出力されるアナログの入力信号Ｖ_ｉｎを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ１６０から出力される入力信号Ｖ_ｉｎが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄ変換部１０から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。
なお、Ａ／Ｄ変換部１０には、Ａ／Ｄコンバータが備わっていて、上記のようなＡ／Ｄ変換を行う。また、Ａ／Ｄコンバータの後段にローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを設けて、基本周波数成分を通過させるようにしてもよい。 <A/D converter 10>
A / D converter 10, a predetermined sampling period the input signal _{V in} analog output from the filter 160 (the reciprocal of the sampling frequency _{f s:} 1 / _{f s)} to convert into a digital signal. The A / D converted sampling data is sequentially output as an instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in at time [t]. Thereby, the alternating analog signal waveform is converted into a digital signal waveform composed of a plurality of sampling data. Note that if the input signal V _in outputted from the filter 160 is a sine wave signal, a digital signal waveform output from the A / D converter 10 is also a sine wave signal.
The A / D converter 10 includes an A / D converter and performs the A / D conversion as described above. Further, a low-pass filter or a band-pass filter may be provided at the subsequent stage of the A / D converter so as to pass the fundamental frequency component.

ここで、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数をｆ_ｉｎ、サンプリング周波数をｆ_ｓ、位相オフセットをθ’、相対角周波数をω_ｉｎ＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）とすると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、式（２）のように表すことができる。なお、ここでは、入力信号Ｖ_ｉｎの振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖ_ｉｎ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’）
＝ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’） ・・・・・（２） Here, frequency _{f in} of the input signal _{V in,} the sampling frequency _{f s,} the phase offset theta ', when the relative angular frequency is _{ω in = 2π · (f in} / f s), the input at time [t] The instantaneous value V _in [t] of the signal V _in can be expressed as shown in Equation (2). It should be noted that, here, is set to "1", the amplitude of the input signal V _in. The time data “t” is a variable that is incremented every sampling period.
V _in [t] = sin (2π · (f _in / f _s ) [t] + θ ′)
= Sin (ω _in [t] + θ ′) (2)

＜第１推定位相情報出力部２０＞
第１推定位相情報出力部２０は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの位相情報の推定値α［ｔ］を第１推定位相情報として出力する。この第１推定位相情報出力部２０は、余弦値推定部２１、位相推定部２２を備えている。 <First Estimated Phase Information Output Unit 20>
The first estimated phase information output unit 20 outputs the estimated value α [t] of the phase information of the input signal Vin at time [t] as the first estimated phase information. The first estimated phase information output unit 20 includes a cosine value estimation unit 21 and a phase estimation unit 22.

［余弦値推定部２１］
余弦値推定部２１は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」は位相推定部２２に送られる。以下、具体的に説明する。 [Cosine value estimation unit 21]
The cosine value estimation unit 21 obtains the estimated value of the cosine value “cos (ω _in [t] + θ ′)” obtained by differentiating the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _{in at} the time [t] at the time [t− 1] instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t-1], is calculated using the instantaneous value _V in [t + 1] and the known values of the input signal _{V in} at the time [t + 1]. The estimated cosine value “cos (ω _in [t] + θ ′)” is sent to the phase estimation unit 22. This will be specifically described below.

「α［ｔ］＝ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’」とすると、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、式（３）で表すことができる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）
＝｛（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）・ｃｏｓ（α［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（α［ｔ］＋ω_ｉｎ［ｔ］）−ｓｉｎ（α［ｔ］−ω_ｉｎ［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）） ・・・（３） When “α [t] = ω _in [t] + θ ′ = 2π · (f _in / f _s ) [t] + θ ′”, the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is It can be expressed by equation (3).
cos (α [t])
= {(2 sin (ω _in [t]) · cos (α [t])} / (2 sin (ω _in [t]))
= {Sin (α [t] + ω _in [t]) − sin (α [t] −ω _in [t])} / (2 sin (ω _in [t]))
= {Sin (2ω _in [t] + θ ′) − sin (θ ′)} / (2 sin (ω _in [t])) (3)

式（２）を参照すると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」であるので、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが変化しなければ、サンプリング周期（１／ｆ_ｓ）毎の相対角周波数ω_ｉｎの変位量は「ω_ｉｎ［ｔ］」で一定である。したがって、式（３）の分子は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］から、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］を減算することを表している。 Referring to equation (2), because the time [t] instantaneous value _V in [t] of the input signal _{V in} in is a _{"sin (ω in [t] +} θ ') ", the frequency _{f in} of the input signal _{V in} If does not change, the displacement amount of the relative angular frequency ω _in for each sampling period (1 / f _s ) is constant at “ω _in [t]”. Thus, molecules of formula (3), the time from the instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] [t + 1], time instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t-1] [t- 1] Represents subtracting.

また、式（３）の分母の「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。 In addition, “sin (ω _in [t])” of the denominator of Expression (3) is obtained by omitting the phase offset θ ′ from the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in at time [t]. Yes.

したがって、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、時刻［ｔ−１］、［ｔ］及び［ｔ＋１］における３つの入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、Ｖ_ｉｎ［ｔ］及びＶ_ｉｎ［ｔ＋１］を用いて推定することができる。 Therefore, the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is the instantaneous value V _in [t−1] of the three input signals V _in at time [t−1], [t] and [t + 1]. ], V _in [t] and V _in [t + 1].

ただし、上記のように、「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式（３）の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値（ｓｉｎの値）は、０を中心として±１の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。 However, as described above, “sin (ω _in [t])” is obtained by omitting the phase offset θ ′ from the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in at time [t]. An error occurs in the denominator of Equation (3). Here, since the value of the sine function (the value of sin) changes within a range of ± 1 centering on 0, the error may be positive or negative.

後述するように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定した後、位相α［ｔ］を演算し、さらに位相α［ｔ］のサンプリング周期毎の位相変位量Δα［ｔ］に基づいて入力信号Ｖ_ｉｎの周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。その後、演算した周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算するので、式（３）の分母の誤差は、殆ど相殺される。 As will be described later, after estimating the cosine value (cos (α [t])) at time [t], the phase α [t] is calculated, and the phase displacement amount Δα for each sampling period of the phase α [t]. It calculates an estimate _{f est} of the frequency of the input signal _{V in} on the basis of the [t] [t] or estimate omega _est of the angular frequency [t]. After that, since the moving average value of the calculated frequency estimated value f _est [t] or the angular frequency estimated value ω _est [t] is calculated, the denominator error in the equation (3) is almost canceled.

そこで、もともと誤差のある式（３）の分母を構成する入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎを、式（４）のように、設定周波数ｆ_ｓｅｔに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数ｆ_ｓｅｔとは、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図６及び図７の例では、発振器１００から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数ｆ_ｓｅｔは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部２１に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ω_ｓｅｔ（＝２π・ｆ_ｉｎ）を用いてもよい。
２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）＝２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］）
→ ２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］） ・・・（４） Therefore, even if the frequency f _in of the input signal V _in constituting the denominator of the equation (3) having an error is replaced with the set frequency f _set as in the equation (4), there is almost no influence. Here, the setting frequency _{f set,} because it is setting the frequency of the input signal _{V in,} the error is small. For example, in the examples of FIGS. 6 and 7, the frequency of the high-frequency signal output from the oscillator 100. Since this set frequency f _set is known in advance, it may be input to the cosine value estimation unit 21, for example. Of course, the set angular frequency ω _set (= 2π · f _in ) may be used.
2 sin (ω _in [t]) = 2 sin (2π · (f _in / f _s ) [t])
→ 2 sin (2π · (f _set / f _s ) [t]) (4)

なお、本明細書では、設定周波数ｆ_ｓｅｔ及び設定角周波数ω_ｓｅｔを総称して「設定周波数情報Ｆ_ｓｅｔ」という。 In this specification, the set frequency f _set and the set angular frequency ω _set are collectively referred to as “set frequency information F _set ”.

ここで、式（４）を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝」を定数Ｋで表すと、式（３）は式（５）のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定する際には、式（３）を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式（５）を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝
＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（５） Here, all the elements constituting the formula (4) are all known values. Therefore, when “1 / {2 sin (2π · (f _set / f _s )] [t])}” is expressed by a constant K, Equation (3) can be transformed into Equation (5). Therefore, originally, when estimating the cosine value (cos (α [t])) at time [t], it is necessary to use the equation (3), and thus a complicated calculation is required. By using (5), the calculation formula can be simplified and the calculation load can be reduced.
cos (α [t]) = K · {sin (2ω _in [t] + θ ′) − sin (θ ′)}
= K · {V _in [t + 1] −V _in [t−1]} (5)

上記のように、余弦値推定部２１は、Ａ／Ｄ変換部１０によってデジタル信号となった複数の入力信号Ｖ_ｉｎのデータを用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算する。そのため、余弦値推定部２１は図示しないメモリを有し、そのメモリにＡ／Ｄ変換部１０から出力された入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次記憶していく。 As described above, the cosine value estimating unit 21, the cosine value at time [t] by using the data of a plurality of input signal _{V in} which a digital signal by the A / D converter 10 (cos (α [t] ) ) Is calculated. For this reason, the cosine value estimation unit 21 has a memory (not shown) and sequentially stores the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in output from the A / D conversion unit 10 _in the memory.

なお、上記のように、余弦値推定部２１では、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］と、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］とを用いるが、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いない。しかし、後述するように位相推定部２２で行う演算には時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］及び瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］の連続する３つのデータを記憶しておく。 Incidentally, as described above, the cosine value estimating unit 21, a time [t-1] and the instantaneous value _V in of the input signal _{V in} [t-1] at time [t + 1] instantaneous value V of the input signal _{V in} at _in [t + 1] is used, but the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in at time [t] is not used. However, since the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _{in at} the time [t] is used for the calculation performed by the phase estimation unit 22 as described later, at least the instantaneous value V _in [t−1] is stored in the memory. , Three consecutive data of the instantaneous value V _in [t] and the instantaneous value V _in [t + 1] are stored.

また、上記の例では、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算することができる。 In the above example, after the instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the cosine value (cos (α [t] at time [t] is )) Can be computed.

［位相推定部２２］
位相推定部２２は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、式（６）に示すように、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する。この位相α［ｔ］は、±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算される。演算された位相α［ｔ］は、位相変位量演算部３１に送られる。
α［ｔ］＝ｔａｎ^−１（Ｖ_ｉｎ［ｔ］／ｃｏｓ（α［ｔ］）） ・・・（６） [Phase estimation unit 22]
The phase estimation unit 22 uses the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _in at time [t] as a sine element (sin element), and uses the cosine value (cos (α [t])) at time [t] as a cosine. As an element (cos element), the phase α [t] of the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is calculated using an arctangent function (tan ⁻¹ ) as shown in Expression (6). Calculate. The phase α [t] is calculated within a range of ± π [unit: rad]. The calculated phase α [t] is sent to the phase displacement amount calculation unit 31.
α [t] = tan ⁻¹ (V _in [t] / cos (α [t])) (6)

なお、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））が演算されるので、位相α［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算される。また、位相α［ｔ］の演算に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、余弦値推定部２１に設けたメモリから読み出せばよい。 As described above, after the instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _{in at} the time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the cosine value (cos (α [t] at the time [t]) is input. because)) is calculated, phase alpha [t] is also time instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] [t + 1] is calculated after being input to the cosine value estimating unit 21. Further, the instantaneous value V _in [t] of the input signal V _{in at} the time [t] necessary for the calculation of the phase α [t] may be read from the memory provided in the cosine value estimation unit 21.

＜第１推定周波数情報出力部３０＞
第１推定周波数情報出力部３０は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数情報の推定値を第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］として出力する。この第１推定周波数情報出力部３０は、位相変位量演算部３１、周波数推定部３２を備えている。 <First Estimated Frequency Information Output Unit 30>
The first estimated frequency information output unit 30 outputs the estimated value of the frequency information of the input signal Vin at time [t] as first estimated frequency information F _est [t]. The first estimated frequency information output unit 30 includes a phase displacement amount calculation unit 31 and a frequency estimation unit 32.

［位相変位量演算部３１］
位相変位量演算部３１は、位相推定部２２で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する。演算された位相変位量Δα［ｔ］は、周波数推定部３２に送られる。 [Phase displacement calculation unit 31]
The phase displacement amount calculation unit 31 is based on the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit 22 at time [t]. The phase displacement amount Δα [t] is calculated. The calculated phase displacement amount Δα [t] is sent to the frequency estimation unit 32.

ここで、位相変位量演算部３１は、時刻［ｔ−１］から時刻［ｔ］のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα［ｔ］を演算するのであるが、位相推定部２２から出力される時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］が、上記のように±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算されるため、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が正の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（７）を用いて演算し、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が負の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（８）を用いて演算する。
Δα［ｔ］＝α［ｔ］−α［ｔ−１］ ・・・（７）
Δα［ｔ］＝（α［ｔ］−α［ｔ−１］）＋２π ・・・（８） Here, the phase displacement amount calculation unit 31 calculates the phase displacement amount Δα [t] generated during the sampling period from time [t−1] to time [t]. Since the phase α [t] of the cosine value (cos (α [t])) at the time [t] is calculated in the range of ± π [unit: rad] as described above, {“α [t ] −α [t−1]} is positive, the phase displacement amount Δα [t] is calculated using Expression (7), and {“α [t] −α [t−1]} is negative. In this case, the phase displacement amount Δα [t] is calculated using Expression (8).
Δα [t] = α [t] −α [t−1] (7)
Δα [t] = (α [t] −α [t−1]) + 2π (8)

なお、上記のように、位相変位量演算部３１は、位相推定部２２によって演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を用いて時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算するので、位相変位量演算部３１は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部２２から出力された位相α［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を記憶しておく。   As described above, the phase displacement amount calculation unit 31 uses the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit 22. Since the phase displacement amount Δα [t] at time [t] is calculated, the phase displacement amount calculation unit 31 has a memory (not shown), and the phase α [t] output from the phase estimation unit 22 is stored in the memory. It memorizes sequentially. This memory stores at least the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t].

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に、時刻［ｔ］における位相α［ｔ］が演算されるので、位相変位量Δα［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算される。 Further, as described above, after the instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the phase α [t] at time [t] is calculated. Therefore, the phase displacement amount Δα [t] is also calculated after the instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21.

［周波数推定部３２］
周波数推定部３２は、位相変位量演算部３１で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。演算された入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］は、誤差周波数情報出力部７０に送られる。
なお、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数の推定値（検出値）は、周波数推定部３２から出力される推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を移動平均することによって、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。そこで、周波数推定部３２の後段に移動平均部（図略）を設けて、移動平均部（図略）の出力を入力信号Ｖ_ｉｎの周波数の推定値（検出値）とすることができる。 [Frequency estimation unit 32]
Frequency estimation unit 32, based on the phase shift amount [Delta] [alpha] [t] in the calculated time in the phase shift amount calculation unit 31 [t], the time estimate of the angular frequency of the input signal V _in at the [t] ω _est [ t] or the estimated frequency f _est [t]. Estimate omega _est of the angular frequency of the operation input signal _{V in} [t] or frequency estimate _{f est} [t] is sent to the error frequency information output section 70.
Incidentally, the estimated value of the frequency of the input signal V _in (detection value) by moving average estimated frequency information F _est outputted from the frequency estimation unit 32 _[t], to reduce the error, good frequency information accurate Can be obtained. Therefore, it is possible to moving average portion downstream of the frequency estimation unit 32 provided with a (not shown), the estimate of the frequency of the input signal V _in the output of the moving average unit (not shown) (detected value).

ここで、位相変位量Δα［ｔ］は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式（９）に示すように、位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算すると、１秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］［単位：ｒａｄ／ｓ］を演算することができる。また、式（１０）に示すように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算するとともに「２π」で除算することにより、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］［単位：Ｈｚ］を演算することができる。
ω_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ ・・・（９）
ｆ_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ／（２π） ・・・（１０） Here, since the phase displacement amount Δα [t] is a phase displacement amount generated during the sampling period, as shown in the equation (9), when the phase displacement amount Δα [t] is multiplied by the sampling frequency f _s. The amount of phase displacement that occurs in one second can be determined. That is, the time estimate of the angular frequency of the input signal _{V in} at the _{[t] ω est [t]} [ Unit: rad / s] can be calculated. Further, as shown in the equation (10), the phase displacement amount Δα [t] at the time [t] is multiplied by the sampling frequency f _s and divided by “2π” to obtain the estimated value of the frequency at the time [t]. f _est [t] [unit: Hz] can be calculated.
ω _est [t] = Δα · f _s (9)
f _est [t] = Δα · f _s / (2π) (10)

また、角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］と設定角周波数ω_ｓｅｔとの差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１１）のように演算できる。なお、設定角周波数ω_ｓｅｔは、「２π・ｆ_ｓｅｔ」である。また周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と設定周波数ｆ_ｓｅｔとの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１２）のように演算できる。そのため、周波数推定部３２は、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部３２に設定周波数ｆ_ｓｅｔを入力すればよい。もちろん、周波数推定部３２に設定角周波数ω_ｓｅｔを入力してもよい。また設定周波数ｆ_ｓｅｔから設定角周波数ω_ｓｅｔを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ω_ｓｅｔから設定周波数ｆ_ｓｅｔを演算してもよい。
ω_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ω_ｅｓｔ［ｔ］−ω_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１１）
ｆ_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ｆ_ｅｓｔ［ｔ］−ｆ_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１２） Further, the estimated angular frequency value ω _dif [t] between the estimated angular frequency value ω _est [t] and the set angular frequency ω _set can be calculated as in Expression (11). The set angular frequency ω _set is “2π · f _set ”. Moreover, the estimated frequency f _dif [t] of the difference frequency between the estimated frequency f _est [t] and the set frequency f _set can be calculated as in Expression (12). Therefore, the frequency estimation unit 32 can also output an estimated value ω _dif [t] of the difference angular frequency and an estimated value f _dif [t] of the difference frequency. In this case, for example, the set frequency f _set may be input to the frequency estimation unit 32. Of course, the set angular frequency ω _set may be input to the frequency estimation unit 32. Also it may be calculated to set angular frequency omega _{The set} from the set frequency _{f The set,} and vice versa, may be calculated set frequency _{f The set} of setting angular frequency omega _{The set.}
ω _dif [t] = ω _est [t] −ω _set [t] (11)
f _dif [t] = f _est [t] −f _set [t] (12)

なお、本明細書では、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を総称して時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの「推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］」という。 In this specification, the estimated value omega _est of the angular frequency of the input signal _{V in} [t], the estimate _f est of the frequency [t], the estimated value omega _dif difference angular frequency [t] and the estimated value of the frequency f _dif [t] of the input signal _{V in} at the time [t] are collectively referred to as "estimated frequency information _{F est} [t]".

また、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。 Also, the estimated value omega _est of the angular frequency of the input signal _{V in} [t], the estimate _f est of the frequency [t], the estimated value omega _dif difference angular frequency [t] and the estimated value _f dif difference frequency [t] May output any one of them, but may output a plurality of them.

なお、上記のように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算されるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算される。 Incidentally, as described above, the time phase displacement of [Delta] [alpha] [t] in the [t], the time [t + 1] instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] is operation after being input to the cosine value estimating unit 21 since the time estimated frequency information _{F est} [t] of the input signal _{V in} at the [t] is also time instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] [t + 1] is input to the cosine value estimating unit 21 It is calculated after.

＜正弦波信号生成部４０＞
正弦波信号生成部４０は、設定周波数情報Ｆ_ｓｅｔに後述する補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を加算した同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]を指令値として、同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]と同じ周波数（角周波数で表現してもよい）の正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］を生成して出力する。
なお、内部の発振器４１（図３参照）から出力する正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの時刻［ｔ］における瞬時値をＶ_ｏｕｔ［ｔ］としている。 <Sine Wave Signal Generator 40>
The sine wave signal generation unit 40 uses the synchronization frequency information F _syc [t] _obtained by adding correction frequency information F _rev [t] described later to the _set frequency information F _set as a command value, and is the same as the synchronization frequency information F _syc [t]. A sine wave signal V _out [t] having a frequency (which may be expressed by an angular frequency) is generated and output.
Note that the instantaneous value of the sine wave signal V _out output from the internal oscillator 41 (see FIG. 3) at time [t] is V _out [t].

この正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］は、入力信号Ｖ_ｉｎ［ｔ］に同期する信号となる。すなわち、後述するように内部の発振器４１から出力する正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数及び位相が、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数及び位相に近づくように収束していく。その結果、内部の発振器４１から出力する正弦波信号Ｖ_ｏｕｔは、入力信号Ｖ_ｉｎに同期する信号となる。 The sine wave signal V _out [t] output from the sine wave signal generation unit 40 is a signal synchronized with the input signal V _in [t]. That is, the frequency and phase of the sine wave signal V _out to be output from the internal oscillator 41 as described later, it converges to be closer to the frequency and phase of the input signal V _in. As a result, the sine wave signal _{V out} to be output from the internal oscillator 41 is a signal synchronized with the input signal _{V in.}

図３は、正弦波信号生成部４０の構成例を示す図である。この図３に示すように、正弦波信号生成部４０は、例えば図３（ａ）〜（ｂ）のような構成例が考えられるが、いずれの場合も、正弦波信号生成部４０には、例えば、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ））で構成される発振器４１が備わっている。
発振器４１は、他の高周波電源（例えば図６及び図７に示した第２高周波電源１２０）の発振器として機能する。なお、「他の高周波電源」の「他」とは、入力信号Ｖ_ｉｎの発生源である高周波電源（この実施形態では図１に示した第１高周波電源１１０）に対して他の高周波電源という意味である。この図３では、他の高周波電源４３と表記している。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the sine wave signal generation unit 40. As shown in FIG. 3, the sine wave signal generation unit 40 may have a configuration example as shown in FIGS. 3A to 3B, for example. In any case, the sine wave signal generation unit 40 includes: For example, an oscillator 41 composed of a direct digital synthesizer (DDS) is provided.
The oscillator 41 functions as an oscillator of another high-frequency power source (for example, the second high-frequency power source 120 shown in FIGS. 6 and 7). Note that the "other" and "the other high-frequency power source", that other high-frequency power to the source is a high frequency power source (first high frequency power supply 110 shown in FIG. 1 in this embodiment) of the input signal V _in Meaning. In FIG. 3, the other high frequency power supply 43 is indicated.

（１）図３（ａ）の正弦波信号生成部４０は、発振器４１とＡ／Ｄ変換部４２とを備えている。この例では、発振器４１の出力を他の高周波電源４３に送り、他の高周波電源４３において無線周波数帯域の周波数を有する進行波電力ＰＦを出力させるとともに、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔをＡ／Ｄ変換部４２を介して第２推定位相情報出力部５０に送る。 (1) The sine wave signal generation unit 40 in FIG. 3A includes an oscillator 41 and an A / D conversion unit 42. In this example, the output of the oscillator 41 is sent to another high-frequency power source 43 to cause the other high-frequency power source 43 to output a traveling wave power PF having a frequency in the radio frequency band, and the sine wave signal V _out output from the oscillator 41. Is sent to the second estimated phase information output unit 50 via the A / D conversion unit 42.

ここで、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数をｆ_ｏｕｔ、時間をｔ、位相オフセットをθ”、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔは、式（１３）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの振幅を「１」としている。
Ｖ_ｏｕｔ＝ｓｉｎ（２π・ｆ_ｏｕｔ・ｔ＋θ”）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ”） ・・・（１３） Here, when the frequency of the sine wave signal V _out output from the oscillator 41 is f _out , the time is t, the phase offset is θ ″, and the angular frequency is ω (= 2π · f), the sine output from the oscillator 41. The wave signal V _out can be expressed as shown in Expression 13. Here, the amplitude of the sine wave signal V _out is “1”.
V _out = sin (2π · f _out · t + θ ″)
= Sin (ω · t + θ ″) (13)

Ａ／Ｄ変換部４２は、Ａ／Ｄ変換部１０と同様に、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの瞬時値Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄ変換部４２から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。
なお、Ａ／Ｄ変換部４２には、Ａ／Ｄコンバータが備わっていて、上記のようなＡ／Ｄ変換を行う。また、Ａ／Ｄコンバータの後段にローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを設けて、基本周波数成分を通過させるようにしてもよい。 A / D converter 42, similarly to the A / D converter 10, (the reciprocal of the sampling frequency _{f s:} 1 / _{f s)} sinusoidal signal _{V out} of the predetermined sampling period which is output from the oscillator 41 in digital Convert to signal. The A / D converted sampling data is sequentially output as an instantaneous value V _out [t] of the sine wave signal V _out at time [t]. Thereby, the alternating analog signal waveform is converted into a digital signal waveform composed of a plurality of sampling data. If the sine wave signal _Vout output from the oscillator 41 is a sine wave signal, the digital signal waveform output from the A / D converter 42 is also a sine wave signal.
The A / D converter 42 includes an A / D converter and performs the A / D conversion as described above. Further, a low-pass filter or a band-pass filter may be provided at the subsequent stage of the A / D converter so as to pass the fundamental frequency component.

ここで、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数をｆ_ｏｕｔ、サンプリング周波数をｆ_ｓ、位相オフセットをθ”、相対角周波数をω_ｏｕｔ＝２π・（ｆ_ｏｕｔ／ｆ_ｓ）とすると、時刻［ｔ］における正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの瞬時値Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］は、式（１４）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｏｕｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ”）
＝ｓｉｎ（ω_ｏｕｔ［ｔ］＋θ”） ・・・・・（１４） Here, when the frequency of the sine wave signal V _out is f _out , the sampling frequency is f _s , the phase offset is θ ″, and the relative angular frequency is ω _out = 2π · (f _out / f _s ), at time [t] instantaneous value _{V out} [t] of the sine wave signal _{V out} can be represented by the equation (14). here, is "1" and the amplitude of the sine wave signal _{V out.} The time data “t” is a variable that is incremented every sampling period.
V _out [t] = sin (2π · (f _out / f _s ) [t] + θ ″)
= Sin (ω _out [t] + θ ″) (14)

（２）図３（ｂ）の正弦波信号生成部４０は、発振器４１の出力を他の高周波電源４３で増幅し、その出力である進行波電圧ＶＦ_２を方向性結合器４４で検出する。そして、その検出信号である進行波検出信号Ｖ_ｆ２をフィルタ４５及びＡ／Ｄ変換部４６を介して第２推定位相情報出力部５０に送る。
なお、方向性結合器４４、フィルタ４５及びＡ／Ｄ変換部４６は、それぞれ図１に示した方向性結合器１５０、フィルタ１６０及びＡ／Ｄ変換部１０と同様の機能を有する。そのため詳細説明は省略する。また、図３（ｂ）では、フィルタ４５の出力を正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ’、Ａ／Ｄ変換部４６の出力を正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ’［ｔ］としている。また、説明を簡略化するために、図３（ａ）及び図３（ｂ）では、発振器４１の符号を同じにしている。 (2) The sine wave signal generation unit 40 in FIG. 3B amplifies the output of the oscillator 41 with another high frequency power supply 43 and detects the traveling wave voltage VF ₂ that is the output with the directional coupler 44. Then, the traveling wave detection signal V _f2 that is the detection signal is sent to the second estimated phase information output unit 50 via the filter 45 and the A / D conversion unit 46.
The directional coupler 44, the filter 45, and the A / D converter 46 have the same functions as the directional coupler 150, the filter 160, and the A / D converter 10 shown in FIG. Therefore, detailed description is omitted. In FIG. 3B, the output of the filter 45 is a sine wave signal V _{out ′} and the output of the A / D converter 46 is a sine wave signal V _{out ′} [t]. In order to simplify the description, the reference numerals of the oscillators 41 are the same in FIGS. 3A and 3B.

図３（ｂ）の場合でも、発振器４１から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔに基づいて他の高周波電源４３から進行波電圧ＶＦ_２が出力されるので、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔと進行波電圧ＶＦ_２とは、周波数及び位相が同期する。そのため、その後段にある方向性結合器４４、フィルタ４５及びＡ／Ｄ変換部４６を介して第２推定位相情報出力部５０に送られる正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ’［ｔ］も入力信号Ｖ_ｉｎに同期する信号となる。 Even in the case of FIG. 3B, since the traveling wave voltage VF ₂ is output from the other high frequency power supply 43 based on the sine wave signal V _out output from the oscillator 41, the sine wave signal V _out and the traveling wave voltage VF are output. ₂ is synchronized in frequency and phase. Therefore, the directional coupler 44 in a subsequent stage, the sine wave signal _{V out '[t]} be the input signal _{V in} to be sent to the second estimated phase information output unit 50 through the filter 45 and the A / D converter 46 It becomes a signal to synchronize.

図２及び図３に示す正弦波信号生成部４０から出力する正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ[ｔ]の周波数は、同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]である。そして同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]は、第１高周波電源１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦの周波数を表すので、他の高周波電源用の発振器４１の指令信号として同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]を用いることにより、第１高周波電源１１０の出力周波数と他の高周波電源の出力周波数とを合わせることができる（同期させることができる）。 The frequency of the sine wave signal V _out [t] output from the sine wave signal generation unit 40 shown in FIGS. 2 and 3 is synchronous frequency information F _syc [t]. Since the synchronization frequency information F _syc [t] represents the frequency of the traveling wave voltage VF from the first high frequency power supply 110 to the plasma processing apparatus 130, the synchronization frequency information F _{syc is used} as a command signal for the oscillator 41 for the other high frequency power supply. By using [t], the output frequency of the first high-frequency power supply 110 can be matched (synchronized) with the output frequency of another high-frequency power supply.

＜第２推定位相情報出力部５０＞
第２推定位相情報出力部５０は、第１推定位相情報出力部２０と同様の構成であるが、第１推定位相情報出力部２０が、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎを入力とし、入力信号Ｖｉｎの位相α［ｔ］を出力するのに対して、第２推定位相情報出力部５０は、正弦波信号生成部４０から出力された時刻［ｔ］における正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］を入力とし、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］の位相α_２［ｔ］を出力する点が異なる。その他は、第１推定位相情報出力部２０と同様なので、説明を省略する。 <Second Estimated Phase Information Output Unit 50>
The second estimated phase information output unit 50 has the same configuration as the first estimated phase information output unit 20, but the first estimated phase information output unit 20 receives the input signal Vin at time [t] as an input signal. While the phase α [t] of Vin is output, the second estimated phase information output unit 50 receives the sine wave signal V _out [t] output from the sine wave signal generation unit 40 at time [t]. And the phase α ₂ [t] of the sine wave signal V _out [t] is output. Since others are the same as the 1st estimated phase information output part 20, description is abbreviate | omitted.

＜第２推定周波数情報出力部６０＞
第２推定周波数情報出力部６０は、第１推定周波数情報出力部３０と同様の構成であるが、第１推定周波数情報出力部３０が、第１推定位相情報出力部２０から出力された入力信号Ｖｉｎの位相α［ｔ］を入力し、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数情報の推定値を第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］として出力するのに対して、第２推定周波数情報出力部６０は、第２推定位相情報出力部５０から出力された時刻［ｔ］における正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］の位相α_２［ｔ］を入力し、時刻［ｔ］における正弦波信号Ｖ_ｏｕｔ［ｔ］の周波数情報の推定値を第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］として出力する点が異なる。その他は、第１推定周波数情報出力部３０と同様なので、説明を省略する。 <Second Estimated Frequency Information Output Unit 60>
The second estimated frequency information output unit 60 has the same configuration as the first estimated frequency information output unit 30, but the first estimated frequency information output unit 30 outputs an input signal output from the first estimated phase information output unit 20. The phase α [t] of Vin is input and the estimated value of the frequency information of the input signal Vin at time [t] is output as the first estimated frequency information F _est [t], whereas the second estimated frequency information output part 60 inputs the phase alpha ₂ [t] of the sine wave signal _{V out} [t] at time [t] output from the second estimated phase information output unit 50, the sine wave signal _{V out} at the time [t] The difference is that an estimated value of frequency information of [t] is output as second estimated frequency information F _est2 [t]. Since others are the same as that of the 1st estimated frequency information output part 30, description is abbreviate | omitted.

＜誤差周波数情報出力部７０＞
誤差周波数情報出力部７０は、時刻［ｔ］における第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に対する第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］の誤差を、時刻［ｔ］における誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］として出力する。この誤差周波数情報出力部７０は、誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算する移動平均部７１が備わっている。 <Error frequency information output unit 70>
The error frequency information output unit 70 calculates the error of the second estimated frequency information F _est2 [t] with respect to the first estimated frequency information F _est [t] at time [t], and the error frequency information F _err [t] at time [t]. ] Is output. The error frequency information output unit 70 includes a moving average unit 71 that calculates a moving average value of the error frequency information F _err [t].

なお、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］とは同じ種類の情報で比較する必要がある、例えば、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］が周波数で表されているのであれば、第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］も周波数で表されている必要がある。角周波数、差周波数又は差角周波数の場合も同様である。 The first estimated frequency information F _est [t] and the second estimated frequency information F _est2 [t] must be compared with the same type of information. For example, the first estimated frequency information F _est [t] In this case, the second estimated frequency information F _est2 [t] also needs to be expressed in frequency. The same applies to an angular frequency, a difference frequency, or a difference angular frequency.

［移動平均部７１］
移動平均部７１は、誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算し、誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］として出力する（周波数情報検出装置１の外部に出力することもできる）。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。 [Moving average unit 71]
The moving average unit 71 calculates a moving average value of the error frequency information F _err [t], and outputs it as error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] (it can also be output outside the frequency information detection device 1). ). The moving average value is calculated using a predetermined number of data.

上記のように、移動平均部７１は、誤差演算された時刻［ｔ］における誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部７１は、図示しないメモリを有し、そのメモリに誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。 As described above, the moving average unit 71 calculates a moving average value of a predetermined number of data based on the error frequency information F _err [t] at the time [t] where the error is calculated. Has a memory (not shown) and sequentially stores the error frequency information F _err [t] in the memory. This memory stores at least a predetermined number of data necessary for calculating the moving average value.

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］が演算されるので、角周波数の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算される。そのため、対応する誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２１に入力された後に演算される。 Further, as described above, the time after the instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] [t + 1] is input to the cosine value estimating unit 21, the estimated frequency information F of the input signal _{V in} at the time [t] since _est [t] is computed, the moving average value omega _ave of the angular frequency [t], the moving average value _{f ave} frequency [t] is also instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the time [t + 1] [t + 1 ] Is input to the cosine value estimation unit 21 and then calculated. Therefore, the corresponding error frequency information _{F err} [t] is also time instantaneous value _V in of the input signal _{V in} at the [t + 1] [t + 1] is calculated after being input to the cosine value estimating unit 21.

また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。 Further, immediately after starting sampling of data, a predetermined number of data necessary for calculating the moving average value is not stored in the memory. Therefore, while the predetermined number of data is not stored in the memory, the moving average value may be calculated using data smaller than the predetermined number. Alternatively, the moving average value may be calculated after a predetermined number of data is stored in the memory. How to calculate the moving average value may be determined in advance.

＜移動平均値を演算する理由＞
上記のように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））には、誤差が含まれているので、位相α［ｔ］にも誤差が含まれる。もちろん、時刻［ｔ−１］における余弦値（ｃｏｓ（α）［ｔ−１］）、位相α［ｔ−１］にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα［ｔ］にも誤差が含まれる。そのため、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］にも誤差が含まれる。 <Reasons for calculating the moving average value>
As described above, since the cosine value (cos (α [t])) at time [t] includes an error, the phase α [t] also includes an error. Of course, the cosine value (cos (α) [t−1]) and the phase α [t−1] at time [t−1] also include errors. As a result, the phase displacement amount Δα [t] also includes an error. Therefore, also included an error in the time estimated frequency information _{F est} of the input signal _{V in} at the [t] [t].

すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に含まれる誤差は、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））に起因する。
この時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部７１によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。 That is, the error included _in the estimated frequency information F _est [t] of the input signal Vin at time [t] is due to the cosine value (cos (α [t])) at time [t].
Error of the cosine value in this time [t] (cos (α [ t])) , so also be negative if also become positive, as described above, the input signal V _in at the time [t] The error of the estimated frequency information F _est [t] may be positive or negative. Therefore, if the moving average unit 71 performs a moving average of a plurality of data, the error is canceled out, so that the error can be reduced and accurate frequency information can be obtained.

誤差周波数情報出力部７０での移動平均は、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に対して行われるわけではなく、時刻［ｔ］における誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］に対して行われる。この際、第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］にも誤差が含まれるため、上記と同様に移動平均の効果を得ることができる。 The moving average in the error frequency information output unit 70 is not performed on the first estimated frequency information F _est [t], but is performed on the error frequency information F _err [t] at time [t]. At this time, since the second estimated frequency information F _est2 [t] also includes an error, the moving average effect can be obtained in the same manner as described above.

このように、移動平均部７１を設けて移動平均を行うことが好ましいが、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］及び第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］の誤差が小さければ省略可能な場合もある。 As described above, it is preferable to perform the moving average by providing the moving average unit 71. However, if the error between the first estimated frequency information F _est [t] and the second estimated frequency information F _est2 [t] is small, it can be omitted. There is also.

＜誤差位相情報出力部８０＞
誤差位相情報出力部８０は、時刻［ｔ］における第１推定位相情報位相α［ｔ］に対する第２推定位相情報α_２［ｔ］の誤差を、時刻［ｔ］における誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］として出力する。この誤差位相情報出力部８０は、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算する移動平均部８１が備わっている。 <Error phase information output unit 80>
The error phase information output unit 80 calculates the error of the second estimated phase information α ₂ [t] with respect to the first estimated phase information phase α [t] at time [t], and the error phase information α _err [t] at time [t]. ] Is output. The error phase information output unit 80 includes a moving average unit 81 that calculates a moving average value of the error phase information α _err [t].

［移動平均部８１］
移動平均部８１は、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算し、誤差位相移動平均値情報α_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］として出力する（周波数情報検出装置１の外部に出力することもできる）。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。
移動平均部７１が誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算するのに対して、移動平均部８１は、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］の移動平均値を演算する点が異なるがその他は、同様なので説明を省略する。 [Moving average unit 81]
The moving average unit 81 calculates a moving average value of the error phase information α _err [t], and outputs it as error phase moving average value information α _{err_ave} [t] (can be output outside the frequency information detection apparatus 1). ). The moving average value is calculated using a predetermined number of data.
Although the moving average unit 71 calculates the moving average value of the error frequency information F _err [t], the moving average unit 81 is different in that the moving average value of the error phase information α _err [t] is calculated. Since others are the same, description is abbreviate | omitted.

＜周波数補正部９０＞
周波数補正部９０は、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］）が予め定めた範囲外の場合は、誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が小さくなるように時刻［ｔ］における補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を定めて出力する。また、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲内の場合は、誤差位相移動平均値情報α_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が小さくなるように補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を定めて出力する。以下、周波数補正部９０について、更に説明する。 <Frequency correction unit 90>
When the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t]) at time [t] is outside a predetermined range, the frequency correction unit 90 sets the time so that the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] becomes small. The correction frequency information F _rev [t] at [t] is determined and output. The time when the in the range of error frequency moving average value information _{F err_ave} [t] is predetermined in [t], the correction frequency information so that the error phase moving average information _α err_ave [t] is small _{F rev} [ t] is determined and output. Hereinafter, the frequency correction unit 90 will be further described.

上述したように、設定周波数情報Ｆ_ｓｅｔと第１高周波電源１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦの周波数とに誤差が生じる場合がある。そのために、実際の進行波電圧ＶＦの周波数を検出し、その周波数の情報を他の高周波電源（例えば図６及び図７に示した第２高周波電源１２０）の発振器の指令信号にすることにより、第１高周波電源１１０の出力周波数と他の高周波電源の出力周波数とを合わせることができる（同期させることができる）。 As described above, there may be an error between the set frequency information F _set and the frequency of the traveling wave voltage VF from the first high frequency power supply 110 toward the plasma processing apparatus 130. For that purpose, by detecting the frequency of the actual traveling wave voltage VF and making the frequency information the command signal of the oscillator of another high frequency power source (for example, the second high frequency power source 120 shown in FIGS. 6 and 7), The output frequency of the first high frequency power supply 110 and the output frequency of another high frequency power supply can be matched (synchronized).

なお、進行波電圧ＶＦの周波数は、周波数推定部３２から出力される推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］によって得られる。また、誤差を低減させて精度のよい周波数情報の推定値を得るために、周波数推定部３２の後段に移動平均部を設けている。 Note that the frequency of the traveling wave voltage VF is obtained from the estimated frequency information F _est [t] output from the frequency estimation unit 32. In addition, a moving average unit is provided in the subsequent stage of the frequency estimation unit 32 in order to reduce the error and obtain an accurate estimated value of the frequency information.

しかし、周波数推定部３２から出力される推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］だけでは、進行波電圧ＶＦの位相情報を得ることができない。
そこで、進行波電圧ＶＦの検出信号である進行波検出信号Ｖ_ｆ（より具体的には、フィルタ１６０を通過した入力信号Ｖ_ｉｎ）と同期させるための正弦波信号Ｖ_ｏｕｔを正弦波信号生成部４０で発生させている。また、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数及び位相を入力信号Ｖ_ｉｎの周波数及び位相に近づける制御を行っている。
そして、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数及び位相が入力信号Ｖ_ｉｎの周波数及び位相に近づき、両者の誤差が十分に小さい状態にすることで、第１高周波電源１１０と他の高周波電源の出力周波数及び位相を合わせることができる（同期させることができる）。 However, only the estimated frequency information F _est [t] output from the frequency estimation unit 32 cannot obtain the phase information of the traveling wave voltage VF.
Therefore, a sine wave signal generator generates a sine wave signal V _out for synchronizing with a traveling wave detection signal V _f (more specifically, an input signal V _in that has passed through the filter 160), which is a detection signal of the traveling wave voltage VF. 40. Further, control is performed to bring the frequency and phase of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generator 40 to the frequency and phase of the input signal V _in.
Then, close to the frequency and phase of the sine wave signal V _out of _the frequency and phase of the input signal V _in, that both the error is sufficiently small, the output frequency of the first high frequency power supply 110 other high frequency power source and The phases can be matched (synchronized).

そのために、誤差周波数情報出力部７０によって、時刻［ｔ］における第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に対する第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］の誤差を求めている。この誤差が誤差周波数情報Ｆ_ｅｒｒ［ｔ］として出力され、移動平均部７１を介して誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が周波数補正部９０に入力される。 Therefore, the error frequency information output unit 70 _obtains an error of the second estimated frequency information F _est2 [t] with respect to the first estimated frequency information F _est [t] at time [t]. This error is output as error frequency information F _err [t], and error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] is input to the frequency correction unit 90 via the moving average unit 71.

一方、位相情報に関しては、誤差位相情報出力部８０によって、時刻［ｔ］における第１推定位相情報位相α［ｔ］に対する第２推定位相情報α_２［ｔ］の誤差を求めている。この誤差が誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］として出力され、移動平均部８１を介して誤差位相移動平均値情報α_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が周波数補正部９０に入力される。 On the other hand, regarding the phase information, the error phase information output unit 80 obtains an error of the second estimated phase information α ₂ [t] with respect to the first estimated phase information phase α [t] at time [t]. This error is output as error phase information α _err [t], and error phase moving average value information α _{err_ave} [t] is input to the frequency correction unit 90 via the moving average unit 81.

そして、上述したように、周波数補正部９０では、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲外の場合は、誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が小さくなるように時刻［ｔ］における補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を定めて出力する。
すなわち、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の方が、第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］よりも大きい（周波数が高い）場合は、正弦波信号生成部４０への指令値である同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]が大きく（周波数が高く）なるように、正（プラス）の補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を出力する。反対に、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の方が、第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］よりも小さい（周波数が低い）場合は、負（マイナス）の補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を出力する。 As described above, in the frequency correction unit 90, when the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] at _time [t] is outside the predetermined range, the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] The correction frequency information F _rev [t] at time [t] is determined and output so that becomes smaller.
That is, when the first estimated frequency information F _est [t] is larger (the frequency is higher) than the second estimated frequency information F _est2 [t], the synchronization that is a command value to the sine wave signal generation unit 40 Positive (plus) correction frequency information F _rev [t] is output so that the frequency information F _syc [t] is large (the frequency is high). On the other hand, when the first estimated frequency information F _est [t] is smaller (frequency is lower) than the second estimated frequency information F _est2 [t], the negative (minus) corrected frequency information F _rev [t] ] Is output.

なお、第１推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と第２推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ２［ｔ］との誤差の大きさ（より詳細には誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］の大きさ）に応じて補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]が定まるが、誤差に乗じる係数（Ｋ_ｆ）を調整できるようにしておくと、制御がし易くなるので好ましい。 Note that the magnitude of the error between the first estimated frequency information F _est [t] and the second estimated frequency information F _est2 [t] (more specifically, the magnitude of the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t]). Correspondingly, the correction frequency information F _rev [t] is determined, but it is preferable to adjust the coefficient (K _f ) to be multiplied by the error because the control becomes easy.

上記のような制御を行うことによって、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数を入力信号Ｖ_ｉｎの周波数に近づけることができる。 By performing the control as described above, it is possible to make the frequency of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generator 40 to the frequency of the input signal V _in.

そして、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲内になると、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数が入力信号Ｖ_ｉｎの周波数に近づいたと判断して、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの位相を入力信号Ｖ_ｉｎの位相に近づける制御に移行する。 Then, the time when the error frequency moving average value information _{F err_ave} [t] is within a predetermined range in the [t], the frequency of the sine wave signal _{V out} output from the sine wave signal generation section 40 of the input signal _{V in} it is determined that close to the frequency shifts to a control to bring the phase of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generation section 40 to the phase of the input signal V _in.

このとき、周波数補正部９０では、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲内の場合は、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］が小さくなるように補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を定めて出力する。
すなわち、第１推定位相情報位相α［ｔ］の方が、第２推定位相情報α_２［ｔ］よりも大きい場合は、正弦波信号生成部４０への指令値である同期周波数情報Ｆ_ｓｙｃ[ｔ]が大きく（周波数が高く）なるように、正（プラス）の補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を出力する。反対に、第１推定位相情報位相α［ｔ］の方が、第２推定位相情報α_２［ｔ］よりも小さい場合は、負（マイナス）の補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]を出力する。 At this time, in the frequency correction unit 90, when the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] at _time [t] is within a predetermined range, the correction frequency is set so that the error phase information α _err [t] becomes small. Information F _rev [t] is determined and output.
That is, when the first estimated phase information phase α [t] is larger than the second estimated phase information α ₂ [t], the synchronization frequency information F _syc [which is a command value to the sine wave signal generation unit 40 is _used . Positive (plus) correction frequency information F _rev [t] is output so that t] is large (frequency is high). Conversely, if the first estimated phase information phase α [t] is smaller than the second estimated phase information α ₂ [t], negative (minus) corrected frequency information F _rev [t] is output.

なお、第１推定位相情報位相α［ｔ］と第２推定位相情報α_２［ｔ］との誤差の大きさ（より詳細には誤差位相移動平均値情報α_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］の大きさ）に応じて補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]が定まるが、誤差に乗じる係数（Ｋ_α）を調整できるようにしておくと、制御がし易くなるので好ましい。 Note that the magnitude of the error between the first estimated phase information phase α [t] and the second estimated phase information α ₂ [t] (more specifically, the magnitude of the error phase moving average value information α _{err_ave} [t]). Correspondingly, the correction frequency information F _rev [t] is determined. However, it is preferable that the coefficient (K _α ) to be multiplied by the error can be adjusted because control is facilitated.

周波数補正部９０から補正周波数情報Ｆ_ｒｅｖ[ｔ]が出力されると、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数が変化するので、第１推定位相情報位相α［ｔ］に対する第２推定位相情報α_２［ｔ］の関係が変化して、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］が小さくっていく。 When the correction frequency information F _rev [t] is output from the frequency correction unit 90, the frequency of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generation unit 40 changes, and thus the first estimated phase information phase α [t ], The relationship of the second estimated phase information α ₂ [t] changes, and the error phase information α _err [t] decreases.

そして、誤差位相情報α_ｅｒｒ［ｔ］が予め定めた範囲内になると、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの位相が入力信号Ｖ_ｉｎの位相に近づいたと判断する。
上記のような制御を行うことによって、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの位相を入力信号Ｖ_ｉｎの位相に近づけることができる。 Then, it is determined if falls within a range error phase information alpha _{err [t]} is a predetermined, and the phase of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generation section 40 is close to the phase of the input signal V _in.
By performing the control as described above, it is possible to make the phase of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generation section 40 to the phase of the input signal V _in.

なお、正弦波信号生成部４０から出力される正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの位相を入力信号Ｖ_ｉｎの位相に近づける制御を行う際に、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数を変更しているので、誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲外になっていることが考えられる。そのため、周波数補正部９０は、再度、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲外になっているか否かを確認し、上記のような制御を繰り返して実行する。 Incidentally, when performing control to bring the phase of the sine wave signal V _out output from the sine wave signal generation section 40 to the phase of the input signal V _in, since by changing the frequency of the sine wave signal V _out, the error frequency It is conceivable that the moving average value information F _{err_ave} [t] is outside a predetermined range. Therefore, the frequency correction unit 90 confirms again whether or not the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t] at _time [t] is out of a predetermined range, and repeats the above control. Run.

これにより、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数及び位相が、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数及び位相に近づくように収束していく。そして、周波数補正部９０は、時刻［ｔ］における誤差周波数移動平均値情報Ｆ_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］）が予め定めた範囲内であり、且つ、誤差位相移動平均値情報α_{ｅｒｒ＿ａｖｅ}［ｔ］が予め定めた範囲内になったときに、収束したと判定する。なお、収束したと判定した際には、その旨を示す収束信号Ｓ_ｃｏｎを外部に出力してもよい。 Thus, the frequency and phase of the sine wave signal V _out is, converges to be closer to the frequency and phase of the input signal V _in. Then, the frequency correction unit 90 has the error frequency moving average value information F _{err_ave} [t]) at time [t] within a predetermined range and the error phase moving average value information α _{err_ave} [t] is determined in advance. When it falls within the specified range, it is determined that it has converged. When it is determined that the signal has converged, a convergence signal S _con indicating that may be output to the outside.

＜シミュレーション結果＞
上記のように、進行波電圧ＶＦの周波数は、周波数推定部３２から出力される推定周波数情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を移動平均することによって得ることができる。そこで、周波数推定部３２の後段に移動平均部を設けた場合のシミュレーション結果を示す。 <Simulation results>
As described above, the frequency of the traveling wave voltage VF can be obtained by moving average the estimated frequency information F _est [t] output from the frequency estimation unit 32. Therefore, a simulation result in the case where a moving average unit is provided in the subsequent stage of the frequency estimation unit 32 is shown.

図４は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部７１から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）の一部拡大図である。また、図４（ａ）及び図４（ｂ）は、サンプリング開始後、約１５０〜１６０μｓ間のデータであり、図４（ｃ）は、サンプリング開始後、約１５９〜１６０μｓ間のデータである。 4, when the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is assumed to have shifted from the set frequency _{f The set,} the moving average value f of the estimated value _{f dif} difference frequency output from the moving average unit 71 [t] It is a simulation result of _{dif_ave} [t]. Figure 4 (a) is a simulation result of the estimated value _{f dif} difference frequency of the input signal _{V in} [t], FIG. 4 (b), the estimated value _f dif difference frequency of the input signal _{V in} [t] FIG. 4C is a partially enlarged view of FIG. 4B. FIG. 4C is a simulation result of the moving average value f _{dif_ave} [t] of FIG. 4A and 4B show data for about 150 to 160 μs after the start of sampling, and FIG. 4C shows data for about 159 to 160 μs after the start of sampling.

なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
（１）サンプリング周波数ｆ_ｓ ：５０ＭＨｚ
（２）設定周波数ｆ_ｓｅｔ ：１３．５６ＭＨｚ
（３）入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎ：１３．５６３ＭＨｚ
（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３，０００Ｈｚだけずれていると想定）
（４）移動平均値の演算に用いるデータ数：５００個（１０μｓの移動平均値） The simulation conditions are as follows.
(1) Sampling frequency f _s : 50 MHz
(2) Setting frequency f _set : 13.56 MHz
(3) of the input signal _{V in} frequency _f in: 13.563MHz
(Assuming that the _set frequency f _set is shifted by 3,000 Hz)
(4) Number of data used for calculating the moving average value: 500 (moving average value of 10 μs)

図５は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部７１から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］の他のシミュレーション結果である。図５（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｃ）は、図５（ｂ）の一部拡大図である。
なお、この図５は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが１３．５６０３ＭＨｚ（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３００Ｈｚだけずれていると想定）であることを除き、図４と同じ条件でのシミュレーション結果である。 5, when the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is assumed to have shifted from the set frequency _{f The set,} the moving average value f of the estimated value _{f dif} difference frequency output from the moving average unit 71 [t] It is another simulation result of _{dif_ave} [t]. Figure 5 (a) is a simulation result of the estimated value _{f dif} difference frequency of the input signal _{V in} [t], FIG. 5 (b), the estimated value _f dif difference frequency of the input signal _{V in} [t] FIG. 5C is a partially enlarged view of FIG. 5B. FIG. 5C is a simulation result of the moving average value f _{dif_ave} [t] of FIG.
Incidentally, FIG. 5, except that the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is 13.5603MHz (assuming are shifted by setting the frequency _{f The set} and 300 Hz), is the result of simulation under the same conditions as FIG. 4 .

図４（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３，０００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±４００Ｈｚの範囲でばらついているが、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±０．６Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部７１から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。 As shown in FIG. 4 (a), the input signal _V when the frequency of the _in is assumed to have shifted 3,000Hz the set frequency _f set (13.56MHz), the estimated value f of the difference between the frequency of the input signal _{V in dif} [t] varies within a range of about ± 400 Hz with respect to the frequency to be detected (3,000 Hz), but as shown in FIGS. 4B and 4C, the estimated value of the difference frequency f _dif [t] moving average _{f dif_ave} [t] of, it is seen that within the range of about ± 0.6 Hz for the frequency to be detected (3,000 Hz).
As described above, even when the frequency of the input signal V _in is significantly deviated from the set frequency f _set , the moving average of the estimated value f _dif [t] of the difference frequency output from the moving average unit 71 is obtained. The value f _{dif_ave} [t] has a small error with respect to the frequency to be detected.

また、図５（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±４０Ｈｚの範囲でばらついているが、図５（ｂ）及び図５（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±０．０５Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出できていることが分かる。 Further, as shown in FIG. 5 (a), the case where the frequency _{f in} of the input signal _{V in} is assumed to have shifted 300Hz the set frequency _f set (13.56MHz), estimation of the difference frequency of the input signal _{V in} The value f _dif [t] varies in a range of about ± 40 Hz with respect to the frequency to be detected (300 Hz), but as shown in FIGS. 5B and 5C, the estimated value of the difference frequency. f _dif [t] moving average _{f dif_ave} [t] of, it is seen that within the range of about ± 0.05 Hz for the frequency to be detected (300 Hz). Therefore, it can be seen that can detect frequency accurately the input signal V _in.

すなわち、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎと設定周波数ｆ_ｓｅｔとの誤差が小さい程、より精度良く入力信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出できていることが分かる。
上記の実施形態では、正弦波信号Ｖ_ｏｕｔの周波数が、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数に近づくように制御するので、制御を行うにつれて、より精度良く入力信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出することができることを示している。 That is, as the error between the frequency _{f in} of the input signal _{V in} and the set frequency _{f The set} is small, it can be seen that can detect a frequency of more accurately the input signal _{V in.}
In the above embodiment, the frequency of the sine wave signal V _out is, since the controlled so as to approach the frequency of the input signal V _in, as performs control, that can detect the frequency of the more accurately the input signal V _in Show.

なお、本実施例の周波数情報検出装置は、アナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号にＡ／Ｄ変換することによって得られるデジタルの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置であり、特に用途は限定されない。そのため、上記では、周波数情報検出装置を、例えば図６及び図７のような高周波電力供給システムに用いる例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、商用周波数帯域（５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ）でも適用できる。 The frequency information detection apparatus of this embodiment, the sine wave signal V _in analog, (the reciprocal of the sampling frequency f _s: 1 / f _s) a predetermined sampling period by A / D-converted digital signal This is a frequency information detection device that detects frequency information of the obtained digital sine wave signal, and its application is not particularly limited. Therefore, although the example which uses a frequency information detection apparatus for a high frequency electric power supply system like FIG.6 and FIG.7, for example was shown above, it is not limited to this. For example, it can be applied even in a commercial frequency band (50 Hz to 60 Hz).

１ 周波数情報検出装置
１０ Ａ／Ｄ変換部
２０ 第１推定位相情報出力部
２１ 余弦値推定部
２２ 位相推定部
３０ 第１推定周波数情報出力部
３１ 位相変位量演算部
３２ 周波数推定部
４０ 移動平均部
５０ 第２推定位相情報出力部５０
６０ 第２推定周波数情報出力部６０
７０ 誤差周波数情報出力部
８０ 誤差位相情報出力部８０
９０ 周波数補正部
１００ 発振器
１１０ 第１高周波電源
１２０ 第２高周波電源
１３０ プラズマ処理装置（負荷）
１３１ 電極
１３２ 電極
１３３ プラズマ
１４０ 伝送線路
１５０ 方向性結合器
１６０ フィルタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Frequency information detection apparatus 10 A / D conversion part 20 1st estimated phase information output part 21 Cosine value estimation part 22 Phase estimation part 30 1st estimated frequency information output part 31 Phase displacement amount calculation part 32 Frequency estimation part 40 Moving average part 50 Second estimated phase information output unit 50
60 Second estimated frequency information output unit 60
70 Error frequency information output unit 80 Error phase information output unit 80
90 Frequency correction unit 100 Oscillator 110 First high frequency power source 120 Second high frequency power source 130 Plasma processing apparatus (load)
131 Electrode 132 Electrode 133 Plasma 140 Transmission Line 150 Directional Coupler 160 Filter

Claims (5)

アナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数情報を検出する周波数情報検出装置であって、
アナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの位相情報の推定値を第１推定位相情報として出力する第１推定位相情報出力部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数情報の推定値を第１推定周波数情報として出力する第１推定周波数情報出力部と、
入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数情報に補正周波数情報を加算した周波数情報を同期周波数情報としたときに、前記同期周波数情報に基づいて正弦波信号を生成する正弦波信号生成部と、
時刻［ｔ］における前記正弦波信号生成部から出力される正弦波信号の位相情報の推定値を第２推定位相情報として出力する第２推定位相情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記正弦波信号生成部から出力される正弦波信号の周波数情報の推定値を第２推定周波数情報として出力する第２推定周波数情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記第１推定周波数情報に対する前記第２推定周波数情報の誤差（誤差周波数情報）の移動平均値を演算し、誤差周波数移動平均値情報として出力する誤差周波数情報出力部と、
時刻［ｔ］における前記第１推定位相情報に対する前記第２推定位相情報の誤差（誤差位相情報）の移動平均値を演算し、誤差位相移動平均値情報として出力する誤差位相情報出力部と、
前記誤差周波数移動平均値情報が予め定めた範囲外の場合は、前記誤差周波数移動平均値情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力し、前記誤差周波数移動平均値情報が予め定めた範囲内の場合は、前記誤差位相移動平均値情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力する周波数補正部と、
を備えた周波数情報検出装置。 A frequency information detecting apparatus for detecting the frequency information of the analog sine wave signal V _in,
A sine wave signal V _in analog, (the reciprocal of the sampling frequency f _s: 1 / f _s) a predetermined sampling period by the instantaneous value V of the input signal V _in at the time [t] obtained by converting a digital signal an A / D converter that converts _in [t] sequentially into a sine wave signal composed of a plurality of sampling data;
A first estimated phase information output unit that outputs the estimated value of the phase information of the input signal V _in at the time [t] as a first estimated phase information,
A first estimated frequency information output unit that outputs the estimated value of the frequency information of the input signal V _in at the time [t] as a first estimated frequency information,
Frequency information obtained by adding the correction frequency information to the set frequency information of the input signal V _in when the synchronizing frequency information, and the sine wave signal generator for generating a sine wave signal based on the synchronization frequency information,
A second estimated phase information output unit that outputs an estimated value of phase information of the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit at time [t] as second estimated phase information;
A second estimated frequency information output unit that outputs an estimated value of frequency information of the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit at time [t] as second estimated frequency information;
An error frequency information output unit that calculates a moving average value of an error (error frequency information) of the second estimated frequency information with respect to the first estimated frequency information at time [t], and outputs the error frequency moving average value information;
An error phase information output unit that calculates a moving average value of an error (error phase information) of the second estimated phase information with respect to the first estimated phase information at time [t], and outputs the error phase moving average value information;
If the error frequency moving average value information is outside a predetermined range, the correction frequency information is determined and output so that the error frequency moving average value information is small, and the error frequency moving average value information is predetermined. If within the range, a frequency correction unit that determines and outputs the correction frequency information so that the error phase moving average value information is small; and
A frequency information detection apparatus comprising: 前記第１推定位相情報出力部は、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算し、演算した位相α［ｔ］を第１推定位相情報として出力する位相推定部と、を有し、
前記第１推定周波数情報出力部は、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの推定周波数情報を演算し、演算した推定周波数情報を第１推定周波数情報として出力する周波数推定部と、
を有していることを特徴とする請求項１に記載の周波数情報検出装置。 The first estimated phase information output unit includes:
Time cosine value obtained by differentiating the instantaneous value _V in [t] of the input signal _{V in} in [t] (cos (α [ t])) an estimate of the instantaneous value of the input signal _{V in} at the time [t-1] A cosine value estimator that uses V _in [t−1], an instantaneous value V _in [t + 1] of the input signal V _in at time [t + 1], and a known value;
Time the instantaneous value _V in [t] of the input signal _{V in} at the [t] and a sine component (sin component), the cosine value at time [t] estimated by the cosine value estimating section (cos (alpha [t]) ) As a cosine element (cos element), the phase α [t] of the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is calculated using an arctangent function (tan ⁻¹ ), and the calculated phase is calculated. a phase estimation unit that outputs α [t] as first estimated phase information;
The first estimated frequency information output unit includes:
Based on the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit, the phase displacement amount Δα [t] at time [t] is calculated. A phase displacement amount calculation unit to be calculated;
On the basis of the phase shift amount [Delta] [alpha] [t] in the calculated time in the phase shift amount calculation unit [t], calculates the estimated frequency information of the input signal V _in at the time [t], the calculation was estimated frequency information 1 a frequency estimator for outputting as estimated frequency information;
The frequency information detection apparatus according to claim 1, wherein 前記余弦値推定部は、前記入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数情報を用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を式（１）によって演算することを特徴とする請求項２に記載の周波数情報検出装置。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（１） The cosine value estimation unit, the input signal V _in setting constant is calculated using the frequency information is taken as K, the cosine value (cos (alpha [t])) to be calculated by the formula (1) The frequency information detection apparatus according to claim 2, wherein:
cos (α [t]) = K · {V _in [t + 1] −V _in [t−1]} (1) 前記定数Ｋを式（２）によって演算することを特徴とする請求項３に記載の周波数情報検出装置。ただし、設定周波数情報を「Ｆ_ｓｅｔ」とする。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（Ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝ ・・・（２） The frequency information detection apparatus according to claim 3, wherein the constant K is calculated according to Equation (2). However, the set frequency information is “F _set ”.
K = 1 / {2 sin (2π · (F _set / f _s ) [t])} (2) 請求項１〜４のいずれかに記載の正弦波信号生成部から出力された正弦波信号に基づいて進行波電圧を出力する高周波電源装置。 A high frequency power supply device that outputs a traveling wave voltage based on the sine wave signal output from the sine wave signal generation unit according to claim 1 .

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