JP4561024B2

JP4561024B2 - Resolver signal processing device

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Publication number: JP4561024B2
Application number: JP2001289431A
Authority: JP
Inventors: 功史佐藤
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2001-09-21
Filing date: 2001-09-21
Publication date: 2010-10-13
Anticipated expiration: 2021-09-21
Also published as: JP2003097974A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レゾルバからの出力信号に基づいて回転機の回転角計測等の処理を行うレゾルバ信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
回転機のロータの回転角を検出するレゾルバが知られている。レゾルバで検出された回転角は、当該回転機の電流の制御などに用いられる。レゾルバの１次巻線に参照信号として正弦波sinωｔの信号を入力すると、９０°の位相差をもって配置された二つの２次巻線（ＳＩＮ相コイル、ＣＯＳ相コイル）には、それぞれロータ回転角θに応じて振幅変調されたレゾルバ出力信号Ａ₀・sinωｔsinθ，Ａ₀・sinωｔcosθが得られる。
【０００３】
レゾルバ信号処理装置は、２つのレゾルバ出力信号それぞれを検波して、振幅Ａ₀・sinθ、Ａ₀・cosθを取得し、これらからロータ回転角θを決定する。振幅Ａ₀・sinθ、Ａ₀・cosθを求める方法の一つとして、当該振幅それぞれをパラメータＡ_SIN、Ａ_COSとし、関数Ａ_SIN・sinωｔ、Ａ_COS・sinωｔでレゾルバ出力信号をフィッティングするものがある。
【０００４】
具体的には、例えばＳＩＮ相コイルからの出力信号を複数時刻ｔ_i（ここでｉは０≦ｉ≦ｎなる整数）にてサンプリングしたサンプリング値Ｄ_iを、関数Ａ_SIN・sinωｔで最小二乗近似することによりパラメータＡ_SINが決定され、このＡ_SINがＡ₀・sinθとされる。また、同様に、ＣＯＳ相コイルからの出力信号のサンプリング値を関数Ａ_COS・sinωｔで最小二乗近似することによりパラメータＡ_COSが決定され、このＡ_COSがＡ₀・cosθとされる。そして、tanθ＝Ａ_SIN／Ａ_COSから回転角θが決定される
【発明が解決しようとする課題】
上述のレゾルバ出力信号の振幅を決定する方法では、sinωｔに従った参照信号の時間変化に対し、ＳＩＮ相コイルからのレゾルバ出力信号に対するフィッティング関数をＡ_SIN・sinωｔ、及びＣＯＳ相コイルからのレゾルバ出力信号に対するフィッティング関数をＡ_COS・sinωｔとしていることから理解されるように、参照信号と各レゾルバ出力信号との間の位相ずれは考慮されていない。しかし、実際には、励磁相コイルである１次巻線と検出コイルである２次巻線との間の相互インダクタンス、２次巻線の自己インダクタンス、ＬＰＦの伝達関数などの影響により、参照信号とレゾルバ出力信号との間に位相差が発生し得る。そのため、従来のフィッティング関数では、一般にレゾルバ出力信号を精度良く近似できず、レゾルバ出力信号を用いた信号処理の精度が低下するという問題があり、例えば、ロータ回転角θの計測精度が低くなるという問題があった。
【０００５】
本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、レゾルバ出力信号が参照信号に対して位相ずれを生じる場合にも高精度のレゾルバ信号処理を可能とするレゾルバ信号処理装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、複数のサンプリング時刻にてレゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値を生成するサンプリング手段と、参照信号と同じ角振動数で変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第１基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第１基準信号の適合振幅を求める第１基準信号適合手段と、前記角振動数で変化する正弦波形であり前記第１基準信号に対し位相がπ／２異なる第２基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第２基準信号の適合振幅を求める第２基準信号適合手段と、前記１基準信号の前記適合振幅と前記第２基準信号の前記適合振幅とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段とを有し、前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻における前記第１基準信号の値と前記第２基準信号の値との積の総和が０となるように前記複数のサンプリング時刻を設定する。
【０００７】
第１基準信号及び第２基準信号は互いに直交する正弦波形関数ｆ₁(t)，ｆ₂(t)で表され、それらと同じ角振動数を有するレゾルバ出力信号ｇ(t)は次式で示すように関数ｆ₁(t)、ｆ₂(t)の線形結合で表すことができる。なお、ここでＡ₁，Ａ₂は比例係数である。
【０００８】
【数５】
ｇ(t)＝Ａ₁ｆ₁(t)＋Ａ₂ｆ₂(t) ………（１）
このｇ(t)には正弦波形関数ｆ₁(t)，ｆ₂(t)に対する位相差の情報が含まれている。よって、ｇ(t)上の複数のサンプリング値に適合する（１）式の右辺を定める、すなわちＡ₁，Ａ₂を求めることができれば、レゾルバ出力信号ｇ(t)の位相を検出することができる。
【０００９】
本発明によれば、第１基準信号適合手段はｇ(t)∝ｆ₁(t)という仮定の下でレゾルバ出力信号のサンプリング値を最小二乗近似して適合振幅Ａ₁'を求め、同様に、第２基準信号適合手段はｇ(t)∝ｆ₂(t)という仮定の下でレゾルバ出力信号のサンプリング値を最小二乗近似して適合振幅Ａ₂'を求める。ここで、サンプリング手段により各サンプリング時刻における第１基準信号の値と第２基準信号の値との積の総和が０となるタイミングでサンプリングが行われる。この場合、適合振幅Ａ₁'，Ａ₂'はそれぞれ（１）式の係数Ａ₁，Ａ₂に等しくなる。よって、位相検出手段は、これら適合振幅Ａ₁'，Ａ₂'に基づいてレゾルバ出力信号の位相を検出することができる。ここで、レゾルバ出力信号の位相は、例えば第１基準信号及び第２基準信号のいずれかを基準として、それに対する位相差として検出することができ、また第１基準信号に対し所定の位相差を有する参照信号を基準として検出することもできる。
【００１０】
本発明の好適な態様は、前記第１基準信号をＡ₁・sinωｔ、前記第２基準信号をＡ₂・cosωｔ（ここでωは前記角振動数、ｔは時刻、Ａ₁及びＡ₂は前記適合振幅である）、前記複数のサンプリング時刻をｔ_i（ここでｉは０≦ｉ≦ｎなる整数である）、及び前記各サンプリング時刻ｔ_iでの前記サンプリング値をそれぞれＤ_iとするとき、前記第１基準信号適合手段が、適合振幅Ａ₁を次式、
【数６】

により算出し、前記第２基準信号適合手段が、適合振幅Ａ₂を次式、
【数７】

により算出するレゾルバ信号処理装置である。
【００１１】
他の本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、複数のサンプリング時刻ｔ_i（ここでｉは０≦ｉ≦ｎなる整数である）にてレゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値Ｄ_iを生成するサンプリング手段と、参照信号と同じ角振動数ωで変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第１基準信号Ａ₁・sinωｔ及び前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記第１基準信号に対し位相がπ／２異なる第２基準信号Ａ₂・cosωｔ（ここで、ｔは時刻、Ａ₁及びＡ₂は振幅である）を加算合成した合成信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値Ｄ_iに適合させ、前記第１基準信号及び前記第２基準信号それぞれの適合振幅Ａ₁及びＡ₂を求める基準信号適合手段と、前記１基準信号の前記適合振幅Ａ₁と前記第２基準信号の前記適合振幅Ａ₂とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段とを有し、前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻ｔ_iにおける前記第１基準信号の値sinωｔ_iと前記第２基準信号の値cosωｔ_iとの積の総和が０となるように前記複数のサンプリング時刻ｔ_iを設定し、前記基準信号適合手段は、前記適合振幅Ａ₁及びＡ₂をそれぞれ次式、
【数８】

により算出する。
【００１２】
本発明によれば、各サンプリング時刻ｔ_iにおける第１基準信号の値sinωｔ_iと第２基準信号の値cosωｔ_iとの積の総和が０となるように複数のサンプリング時刻ｔ_iが設定されることにより、第１基準信号及び第２基準信号の合成信号に対し最小二乗近似を行った場合の各基準信号の適合振幅Ａ₁，Ａ₂が簡単な式で算出される。
【００１３】
別の本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、さらに、前記第１基準信号及び前記第２基準信号のいずれか一方である主基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差が０となるように、前記主基準信号の位相をフィードバック制御する基準信号位相制御手段と、前記主基準信号の前記適合振幅に基づいて、前記レゾルバ出力信号の振幅を定める出力信号振幅決定手段とを有する。
【００１４】
本発明によれば、位相検出手段により検出された位相に基づいて、主基準信号とレゾルバ出力信号との位相差が０となるように、主基準信号の位相がフィードバック制御される。具体的には第１基準信号と参照信号との所定の位相差が可変制御される。このフィードバック制御により、基本的に、ｇ(t)は主基準信号の成分のみを含み、第１基準信号及び第２基準信号のうちいずれか一方である主基準信号の振幅をそのままレゾルバ出力信号の振幅とすることができ、処理が簡素化される。
【００１５】
さらに別の本発明に係るレゾルバ信号処理装置においては、前記位相検出手段が、前記第１基準信号の前記適合振幅Ａ₁及び前記第２基準信号の前記適合振幅Ａ₂から、前記第１基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差βを次式、
【数９】
tanβ＝Ａ₂／Ａ₁ ………（２）
に基づいて求める。
【００１６】
本発明によれば、位相差βが適合振幅の比（Ａ₂／Ａ₁）に基づいて検出される。例えば、（１）式においてｆ₁(t)＝sinωｔ，ｆ₂(t)＝cosωｔである場合には、第１基準信号に対しβだけ進んだ位相差を有するレゾルバ出力信号は次式で表される。
【００１７】
【数１０】
ｇ(t)＝Ａ₀・sin(ωｔ＋β) ………（３）
また、（１）式においてｆ₁(t)＝cosωｔ，ｆ₂(t)＝sinωｔである場合には、第１基準信号に対しβだけ遅れた位相差を有するレゾルバ出力信号は次式で表される。
【００１８】
【数１１】
ｇ(t)＝Ａ₀・cos(ωｔ−β) ………（４）
（３）（４）式はそれぞれ加法定理により（１）式の形に変形でき、Ａ₁＝Ａ₀・cosβ，Ａ₂＝Ａ₀・sinβとなり、これらから（２）式が得られる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
［原理］
ここでは、参照信号ｒの位相は基本的に角振動数ωに比例して時間と共に線形に増加し、それ以外の位相変動は生じないものとする。よって参照信号ｒは、固定された時間軸上で定義される時間ξの関数として次式で表される。
【００２０】
【数１２】
ｒ(ξ)＝Ｒ₀・sinωξ ………（５）
ここで、参照信号に対するレゾルバ出力信号の位相差（位相進み量）をφ、また、参照信号に対する第１基準信号の位相差（位相進み量）をα、さらに第１基準信号に対するレゾルバ出力信号の位相差（位相進み量）をβとする。これらの位相差の間には、φ＝α＋βなる関係がある。
【００２１】
例えば第２基準信号が第１基準信号に対しπ／２だけ進んだ位相を有する場合には、第１基準信号及び第２基準信号はそれぞれ、sin(ωξ+α)、cos(ωξ+α)に従って変動する。ここで、αは本装置によって制御可能な位相ずれ量である。
【００２２】
以降、表記上、αが現れないようにして簡素化するため、固定時間軸ξに対してαの制御に応じて相対的にシフトし得る時間軸ｔを導入する。ｔとξとは次の関係式で結ばれる。
【００２３】
【数１３】
ωｔ＝ωξ＋α
この時間軸ｔに対応して、レゾルバ出力信号ｚは次式で表される。
【００２４】
【数１４】
ｚ(t)＝Ａ₀・sin(ωｔ+β) ………（６）
さて、最小二乗近似によれば、レゾルバ出力信号の時刻ｔ_i（ｉ＝０，１，…，ｎ）でのサンプリング値Ｄ_iにフィッティングするｚ(t)は次式で表される偏差の二乗和Ｆを最小にするという条件から決定される。なお、以降、記号“Σ”はｉ＝０〜ｎについての総和をとることを意味する。
【００２５】
【数１５】
Ｆ＝Σ｛Ｄ_i−ｚ(t_i)｝² ………（７）
三角関数の加法定理により変形した（６）式を用いると、（７）式は次のように書き直される。ここで、Ａ_S≡Ａ₀・cosβ，Ａ_C≡Ａ₀・sinβである。
【００２６】
【数１６】
Ｆ＝Σ｛Ｄ_i−（Ａ_S・sinωｔ_i＋Ａ_C・cosωｔ_i）｝² ………（８）
Ｆは
【数１７】
∂Ｆ/∂Ａ_S＝０ ………（９）
かつ
【数１８】
∂Ｆ/∂Ａ_C＝０ ………（１０）
の場合に最小（極小）となり得る。
【００２７】
（８）式を用いて計算すると（９）（１０）式はそれぞれ次のようになる。
【００２８】
【数１９】
Ａ_S・Σsin²ωｔ_i＋Ａ_C・Σ(sinωｔ_icosωｔ_i)−Σ(Ｄ_i・sinωｔ_i)＝０
………（１１）
Ａ_C・Σcos²ωｔ_i＋Ａ_S・Σ(sinωｔ_icosωｔ_i)−Σ(Ｄ_i・cosωｔ_i)＝０
………（１２）
ここで、
【数２０】
Σ(sinωｔ_icosωｔ_i)＝０ ………（１３）
となるようにレゾルバ出力信号に対するサンプリングタイミングを定めれば、（１１）（１２）式から、
【数２１】
Ａ_S＝Σ（Ｄ_i・sinωｔ_i）／Σsin²ωｔ_i ………（１４）
Ａ_C＝Σ（Ｄ_i・cosωｔ_i）／Σcos²ωｔ_i ………（１５）
が得られ、レゾルバ出力信号ｚ(t)の推定関数が決定される。また、得られたＡ_S，Ａ_Cを用い、次式から位相差βを検出することができる。
【００２９】
tanβ＝Ａ_C／Ａ_S ………（１６）
ちなみに、（１３）式が成立するｔ_iの組は、（ｔ₀，ｔ₀+２π/３ω，ｔ₀+４π/３ω）や（ｔ₀，ｔ₀+π/２ω，ｔ₀+π/ω，ｔ₀+３π/２ω）などである。
【００３０】
なお、（１１）（１２）式を連立させてＡ_S，Ａ_Cについて解くことにより、（１３）式が成り立たない場合についてもＡ_S，Ａ_Cを求めることが可能であるが、その解を表す式は（１４）（１５）式に比べて複雑となる。
【００３１】
次に、（６）式に代えて、次式で表される第１基準信号を用いて、サンプリング値Ｄ_iを最小二乗近似する場合を述べる。
【００３２】
【数２２】
ｚ(t)＝Ａ_S'・sinωｔ ………（１７）
この場合、Ｆは
【数２３】
Ｆ＝Σ（Ｄ_i−Ａ_S'・sinωｔ_i）² ………（１８）
であり、このＦは
【数２４】
∂Ｆ/∂Ａ_S'＝０ ………（１９）
の場合に最小（極小）となり得る。（１９）式を計算すると、
【数２５】
Ａ_S'・Σsin²ωｔ_i−Σ(Ｄ_i・sinωｔ_i)＝０ ………（２０）
となり、
【数２６】
Ａ_S'＝Σ（Ｄ_i・sinωｔ_i）／Σsin²ωｔ_i ………（２１）
が得られる。同様に、（６）式に代えて、次式
【数２７】
ｚ(t)＝Ａ_C'・cosωｔ ………（２２）
で表される第２基準信号を用いて、サンプリング値Ｄ_iを最小二乗近似した場合には、
【数２８】
Ａ_C'＝Σ（Ｄ_i・cosωｔ_i）／Σcos²ωｔ_i ………（２３）
が得られる。
【００３３】
ここで（１４）（１５）式と（２１）（２３）式とを対比すると、
Ａ_S'＝Ａ_S≡Ａ₀・cosβ ………（２４）
Ａ_C'＝Ａ_C≡Ａ₀・sinβ ………（２５）
であることが理解される。すなわち、（１３）式を満たすサンプリング値に対しては、第１基準信号、第２基準信号をそれぞれ別個に最小二乗近似によりフィッティングして得られる振幅Ａ_S'，Ａ_C'に基づいてレゾルバ出力信号の位相差βを検出することができる。
【００３４】
なお、振幅Ａ_S'，Ａ_C'の具体的な決定方法は（２１）（２３）式を計算する方法が好適であるが、一方、偏差の二乗和Ｆを最小とするような振幅Ａ_S'，Ａ_C'を他の方法で決定してもよい。
【００３５】
［装置構成］
次に、本発明の実施形態であるレゾルバについて図面を参照して説明する。
【００３６】
図１は、本実施形態に係る回転機の回転角計測装置の概略構成を示すブロック図である。本回転角計測装置は、レゾルバ２とレゾルバ信号処理部であるＥＣＵ（Electronic Control Unit）４とから構成される。ＥＣＵ４はＣＰＵ（Central Processing Unit）６、レゾルバ駆動回路８、入力処理回路１０を含んで構成される。
【００３７】
ＣＰＵ６は、励磁信号演算部２０、ＡＤＣ３０、サンプリングタイミング制御部３２、基準信号演算部３４、ＳＩＮ相振幅演算部３６、ＣＯＳ相振幅演算部３８、位相差検出部４０、回転角演算部４２の機能を有し、それらの多くはＣＰＵ６上で実行されるプログラムにより実現される。
【００３８】
ＣＰＵ６の励磁信号演算部２０は内部クロックに基づいて時間ξを計測し、所定角振動数ωで変化する正弦関数sinωξの値を計算する。計算されたsinωξ値の時系列はＤ／Ａ（Digital to Analog）変換され、ＣＰＵ６から（５）式で表されるアナログの参照信号ｒ(ξ)が出力される。このＣＰＵ６から出力される参照信号は微小電流であり、インピーダンスが通常、数１０Ω程度であるレゾルバ２を駆動するのには不十分である。そこで、ＣＰＵ６から出力された参照信号を、アンプであるレゾルバ駆動回路８で電流増幅する。レゾルバ駆動回路８により電流増幅された参照信号が励磁信号としてレゾルバ２の１次コイルである励磁相コイル２２に印加される。
【００３９】
レゾルバ２には、励磁相コイル２２の他に、互いに９０°の位相差で二つの２次コイル（ＳＩＮ相コイル２４，ＣＯＳ相コイル２６）が配置される。励磁相コイル２２が励磁信号により励磁されると、ＳＩＮ相コイル２４、ＣＯＳ相コイル２６それぞれには、電動機などの回転機の回転角θにより参照信号が変調された電圧信号が発生する。これら電圧信号の角振動数ωでの周期変動の位相は、励磁相コイル２２とＳＩＮ相コイル２４及びＣＯＳ相コイル２６との間の相互インダクタンス、ＳＩＮ相コイル２４及びＣＯＳ相コイル２６それぞれの自己インダクタンス、ＬＰＦの伝達関数などの影響により、励磁信号演算部２０で生成される参照信号の位相に対し位相差を有し得る。ここで、ＳＩＮ相コイル２４から出力されるレゾルバ出力信号（ＳＩＮ相信号）における位相差をφ_S、ＣＯＳ相コイル２６から出力されるレゾルバ出力信号（ＣＯＳ相信号）における位相差をφ_Cとすると、ＳＩＮ相コイル２４からはＳＩＮ相信号sin(ωξ+φ_S)sinθ、ＣＯＳ相コイル２６からはＣＯＳ相信号sin(ωξ+φ_C)cosθが出力されることになる。
【００４０】
ＳＩＮ相コイル２４、ＣＯＳ相コイル２６からのＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号は、入力処理回路１０に入力される。入力処理回路１０は、ＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号に対し信号増幅を行うと共に、ノイズ除去処理を行って、それら信号をＣＰＵ６へ出力する。
【００４１】
ＣＰＵ６ではＡＤＣ（Analog to Digital converter）３０がＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号をそれぞれデジタル信号に変換する。ＡＤＣ３０がＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号それぞれをサンプリングするタイミングｔ_iはサンプリングタイミング制御部３２により生成される。サンプリングタイミングｔ_iは（１３）式を満たすように定められる。サンプリングタイミング制御部３２は、決定したタイミングｔ_iにて、ＡＤＣ３０に対しサンプリング指示を与える。ＡＤＣ３０は指示されたタイミングｔ_iでのサンプリング値Ｄ_iを出力する。サンプリング値Ｄ_iはＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号それぞれについて別個に定められる。
【００４２】
またサンプリングタイミング制御部３２は、ＳＩＮ相信号及びＣＯＳ相信号のサンプリングと同一タイミングｔ_iを基準信号演算部３４に通知する。基準信号演算部３４は、サンプリングタイミング制御部３２で指定されたタイミングｔ_iにおける第１基準信号sinωｔ〔＝sin(ωξ+α)〕、第２基準信号cosωｔ〔＝cos(ωξ+α)〕の値を算出する。ここでαは、参照信号に対する第１基準信号の位相差（位相進み量）であり、本装置の制御可能量である。αはＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号それぞれについて別個に定められる。
【００４３】
ＳＩＮ相振幅演算部３６は、ＡＤＣ３０から出力されるＳＩＮ相信号のサンプリング値Ｄ_iを第１基準信号で最小二乗近似して、ＳＩＮ相信号に含まれる第１基準信号成分（ＳＩＮ成分）の振幅Ａ_Sを決定し、またＤ_iを第２基準信号で最小二乗近似して、ＳＩＮ相信号に含まれる第２基準信号成分（ＣＯＳ成分）の振幅Ａ_Cを決定する。例えばＳＩＮ相振幅演算部３６は、ＡＤＣ３０から入力されるＳＩＮ相信号のサンプリング値Ｄ_iに加え、基準信号演算部３４から入力される第１基準信号値sinωｔ_i及び第２基準信号値cosωｔ_iを用い、（１４）（１５）式に基づいて、ＳＩＮ相信号のＳＩＮ成分の振幅Ａ_S、ＣＯＳ成分の振幅Ａ_Cを算出する。
【００４４】
同様に、ＣＯＳ相振幅演算部３８は、ＡＤＣ３０から出力されるＣＯＳ相信号のサンプリング値Ｄ_iを第１基準信号で最小二乗近似して、ＣＯＳ相信号に含まれる第１基準信号成分（ＳＩＮ成分）の振幅Ａ_Sを決定し、またＤ_iを第２基準信号で最小二乗近似して、ＣＯＳ相信号に含まれる第２基準信号成分（ＣＯＳ成分）の振幅Ａ_Cを決定する。例えばＣＯＳ相振幅演算部３８は、ＡＤＣ３０から入力されるＣＯＳ相信号のサンプリング値Ｄ_iに加え、基準信号演算部３４から入力される第１基準信号値sinωｔ_i及び第２基準信号値cosωｔ_iを用い、（１４）（１５）式に基づいて、ＣＯＳ相信号のＳＩＮ成分の振幅Ａ_S、ＣＯＳ成分の振幅Ａ_Cを算出する。
【００４５】
位相差検出部４０は、ＳＩＮ相振幅演算部３６から出力されるＡ_S，Ａ_Cに対し、（１６）式に基づいてβを算出し、またＣＯＳ相振幅演算部３８から出力されるＡ_S，Ａ_Cに対し、（１６）式に基づいてβを算出する。これらＳＩＮ相信号及びＣＯＳ相信号それぞれの第１基準信号に対する位相差βは基準信号演算部３４に与えられる。
【００４６】
基準信号演算部３４は、ＳＩＮ相信号に対するβに基づいて、ＳＩＮ相振幅演算部３６にて算出されるＡ_S，Ａ_Cのいずれか一方を０とするようにＳＩＮ相信号に対するαを制御し、またＣＯＳ相信号に対するβに基づいて、ＣＯＳ相振幅演算部３８にて算出されるＡ_S，Ａ_Cのいずれか一方を０とするようにＣＯＳ相信号に対するαを制御する。例えば、基準信号演算部３４は、ＳＩＮ相信号に対し、参照信号に対する第１基準信号の位相差をαからα’（≡α＋β）に変更することにより、第１基準信号に対するＳＩＮ相信号の位相差をβから０とする。これによりＳＩＮ相信号の第２基準信号成分の振幅Ａ_C（≡Ａ₀・sinβ）が０となり、一方、ＳＩＮ相振幅演算部３６により算出される第１基準信号成分の振幅Ａ_S（≡Ａ₀・cosβ）がＳＩＮ相信号の振幅Ａ₀（Ａ_SINとする）に等しくなる。また基準信号演算部３４はＣＯＳ相信号に対しても、例えばＣＯＳ相信号の第１基準信号成分の振幅Ａ_Sが０となり、一方、ＣＯＳ相振幅演算部３８により算出される第２基準信号成分の振幅Ａ_CがＣＯＳ相信号の振幅Ａ₀（Ａ_COSとする）に等しくなるように、ＣＯＳ相信号に関するαを制御する。
【００４７】
回転角演算部４２は、Ａ_SINとＡ_COSとから次式に基づいて回転機の回転角θを決定し出力する。
【００４８】
【数２９】
tanθ＝Ａ_SIN／Ａ_COS ………（２６）
図２は本装置の動作を説明する概略のフロー図である。動作開始時には第１基準信号の参照信号に対する位相差αは初期値０に設定される（Ｓ１００）。基準信号演算部３４は設定されたαに応じて位相を制御された第１基準信号、第２基準信号の値を算出して、ＳＩＮ相振幅演算部３６、ＣＯＳ相振幅演算部３８へ出力する。ＳＩＮ相振幅演算部３６、ＣＯＳ相振幅演算部３８はさらにＡＤＣ３０からＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号のサンプリング値を得、それらを用いてＳＩＮ相信号のＳＩＮ成分振幅Ａ_S、ＣＯＳ成分振幅Ａ_C及びＣＯＳ相信号のＳＩＮ成分振幅Ａ_S、ＣＯＳ成分振幅Ａ_Cを算出する（Ｓ１０５）。
【００４９】
本装置では、例えば上述のようにＳＩＮ相信号のＣＯＳ成分振幅Ａ_Cと、ＣＯＳ相信号のＳＩＮ成分振幅Ａ_Sとをそれぞれ０にするように、フィードバック制御により位相差αの補正が行われる。この位相補正は、ＳＩＮ相信号のＣＯＳ成分振幅Ａ_Cと、ＣＯＳ相信号のＳＩＮ成分振幅Ａ_Sとが、実質的に０と見なせる所定の閾値以下となるまで繰り返し行われる（Ｓ１１０）。位相補正が完了していない場合には、位相差検出部４０がＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号それぞれのＡ_S，Ａ_Cに基づいて各相信号について位相差βを算出し（Ｓ１１５）、そのβに基づいて基準信号演算部３４がαを補正し（Ｓ１２０）、ステップＳ１０５に戻る。
【００５０】
位相補正が完了すると、回転角演算部４２が回転角θを算出する（Ｓ１３０）。一旦、位相補正が完了すると（Ｓ１１０）、再補正タイミングが来るまで位相補正は行われない（Ｓ１２５）。一方、前回の位相補正完了からある程度の時間が経過すると、再び位相補正が必要な状態となり得る。そこで、予め設定された再補正タイミングが到来した場合には（Ｓ１２５）、ステップＳ１１５から位相補正処理を開始する。
【００５１】
【発明の効果】
本発明のレゾルバ信号処理装置によれば、１次巻線に供給される参照信号と、２次巻線から出力されるレゾルバ出力信号との間の位相ずれが検出される。そして、当該位相ずれを考慮することにより、ロータ回転角の計測等の信号処理が高精度に行われる。
【００５２】
位相ずれ量は、レゾルバ出力信号に含まれる互い直交する２つの基準信号sinωｔ，cosωｔの成分の振幅Ａ_S，Ａ_Cに基づいて算出されるが、レゾルバ出力信号のサンプリングタイミングｔ_iをΣ(sinωｔ_icosωｔ_i)＝０が成り立つように設定することにより、振幅Ａ_S，Ａ_Cを求める演算が簡素化される。
【００５３】
ロータ回転角θはＳＩＮ相信号、ＣＯＳ相信号それぞれの振幅Ａ_SIN，Ａ_COSに基づいて算出されるが、基準信号の位相を制御して、例えばＳＩＮ相信号の成分振幅Ａ_S，Ａ_Cのいずれか一方を０とすることにより、他方がそのままＡ_SINとなり、Ａ_SINの決定処理が簡素化され、同様にＡ_COSの決定も簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態に係る回転機の回転角計測装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本装置の動作を説明する概略のフロー図である。
【符号の説明】
２レゾルバ、４ＥＣＵ、６ＣＰＵ、８レゾルバ駆動回路、１０入力処理回路、２０励磁信号演算部、２２励磁相コイル、２４ＳＩＮ相コイル、２６ＣＯＳ相コイル、３０ＡＤＣ、３２サンプリングタイミング制御部、３４基準信号演算部、３６ＳＩＮ相振幅演算部、３８ＣＯＳ相振幅演算部、４０位相差検出部、４２回転角演算部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resolver signal processing apparatus that performs processing such as rotation angle measurement of a rotating machine based on an output signal from a resolver.
[0002]
[Prior art]
A resolver that detects the rotation angle of a rotor of a rotating machine is known. The rotation angle detected by the resolver is used for controlling the current of the rotating machine. When a sine wave sinωt signal is input as a reference signal to the primary winding of the resolver, each of the secondary windings (SIN phase coil and COS phase coil) arranged with a phase difference of 90 ° has a rotor rotation angle. Resolver output signals A ₀ · sinωtsinθ and A ₀ · sinωtcosθ that are amplitude-modulated according to θ are obtained.
[0003]
The resolver signal processing device detects each of the two resolver output signals, acquires the amplitudes A ₀ · sin θ and A ₀ · cos θ, and determines the rotor rotation angle θ therefrom. One of the methods for obtaining the amplitudes A ₀ · sin θ and A ₀ · cos θ is to fit the resolver output signal with the functions A _SIN · sin ωt and A _COS · sin ωt using the amplitudes as parameters A _SIN and A _COS , respectively. .
[0004]
Specifically, for example, a sampling value D _i obtained by sampling an output signal from a SIN phase coil at a plurality of times t _i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n) is approximated by a least square approximation using a function A _SIN · sinωt. Thus, the parameter A _SIN is determined, and this A _SIN is set to A ₀ · sin θ. Similarly, the parameter A _COS can be determined by least squares fit of the sampled value of the output signal from the COS phase coil function A _COS · sin .omega.t, the A _COS is the A ₀ · cosθ. Then, the rotation angle θ is determined from tan θ = A _SIN / A _COS.
In the method for determining the amplitude of the resolver output signal described above, the fitting function for the resolver output signal from the SIN phase coil is expressed as A _SIN · sinωt and the resolver output from the COS phase coil with respect to the time change of the reference signal according to sinωt. As understood from the fact that the fitting function for the signal is A _COS · sin ωt, the phase shift between the reference signal and each resolver output signal is not considered. However, in practice, the reference signal is affected by the mutual inductance between the primary winding that is the excitation phase coil and the secondary winding that is the detection coil, the self-inductance of the secondary winding, the transfer function of the LPF, and the like. And a resolver output signal may cause a phase difference. Therefore, the conventional fitting function generally cannot accurately approximate the resolver output signal, and there is a problem that the accuracy of signal processing using the resolver output signal is reduced. For example, the measurement accuracy of the rotor rotation angle θ is low. There was a problem.
[0005]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a resolver signal processing device capable of high-resolution resolver signal processing even when a resolver output signal has a phase shift with respect to a reference signal. With the goal.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The resolver signal processing device according to the present invention is a sampling means for sampling a resolver output signal at a plurality of sampling times to generate a plurality of sampling values, and a sine waveform that changes at the same angular frequency as a reference signal. First reference signal adaptation means for adapting a first reference signal set with a predetermined phase difference with respect to a reference signal to the plurality of sampling values based on least square approximation, and obtaining an adaptation amplitude of the first reference signal; A second reference signal having a sine waveform that changes at the angular frequency and having a phase different by π / 2 with respect to the first reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, A second reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of the signal; and the resolver output based on the conforming amplitude of the one reference signal and the conforming amplitude of the second reference signal. Phase detecting means for detecting the phase of the signal, wherein the sampling means is configured such that a sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time is zero. Set multiple sampling times.
[0007]
The first reference signal and the second reference signal are expressed by sinusoidal waveform functions f ₁ (t) and f ₂ (t) that are orthogonal to each other. A resolver output signal g (t) having the same angular frequency is expressed by the following equation. As shown, it can be expressed by a linear combination of functions f ₁ (t) and f ₂ (t). Here, A ₁ and A ₂ are proportional coefficients.
[0008]
[Equation 5]
g (t) = A ₁ f ₁ (t) + A ₂ f ₂ (t) (1)
This g (t) includes information on the phase difference with respect to the sine waveform functions f ₁ (t) and f ₂ (t). Therefore, the phase of the resolver output signal g (t) can be detected if the right side of equation (1) that matches a plurality of sampling values on g (t) is determined, that is, A ₁ and A ₂ can be obtained. it can.
[0009]
According to the present invention, the first reference signal adaptation means obtains the adaptation amplitude A ₁ ′ by obtaining the least square approximation of the sampling value of the resolver output signal under the assumption that g (t) ∝f ₁ (t). The second reference signal adapting means obtains the conforming amplitude A ₂ ′ by least square approximation of the sampling value of the resolver output signal under the assumption that g (t) ∝f ₂ (t). Here, sampling is performed at a timing when the sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time becomes 0 by the sampling means. In this case, the matching amplitudes A ₁ ′ and A ₂ ′ are equal to the coefficients A ₁ and A ₂ in the equation (1), respectively. Therefore, the phase detection means can detect the phase of the resolver output signal based on these adaptive amplitudes A ₁ ′ and A ₂ ′. Here, the phase of the resolver output signal can be detected as a phase difference relative to, for example, one of the first reference signal and the second reference signal, and a predetermined phase difference with respect to the first reference signal can be detected. It is also possible to detect with reference to the reference signal.
[0010]
In a preferred aspect of the present invention, the first reference signal is A ₁ · sin ωt, the second reference signal is A ₂ · cos ωt (where ω is the angular frequency, t is time, A ₁ and A ₂ are A plurality of sampling times t _i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n), and the sampling values at the respective sampling times t _i are D _i , respectively, The first reference signal adaptation means calculates an adaptation amplitude A ₁ by the following equation:
[Formula 6]

The second reference signal adapting means calculates the conforming amplitude A ₂ by the following equation:
[Expression 7]

It is a resolver signal processing device calculated by the following.
[0011]
Another resolver signal processing apparatus according to the present invention samples a resolver output signal at a plurality of sampling times t _i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n), and obtains a plurality of sampling values D _i . Sampling means to be generated and a sinusoidal waveform that changes at the same angular frequency ω as the reference signal, and changes with the first reference signal A ₁ · sinωt and the angular frequency ω set with a predetermined phase difference with respect to the reference signal And a synthesized signal obtained by adding and synthesizing a second reference signal A ₂ · cosωt (where t is time, and A ₁ and A ₂ are amplitudes) having a phase that is π / 2 different from the first reference signal. Is adapted to the plurality of sampling values D _i on the basis of least square approximation, and a reference signal adaptation means for obtaining adaptation amplitudes A ₁ and A ₂ of the first reference signal and the second reference signal, respectively, and the one reference Said adaptive amplitude of the signal Based on ₁ and said adaptation amplitude A ₂ of the second reference signal, and a phase detecting means for detecting the phase of the resolver output signal, said sampling means, said first reference at each sampling time t _i setting the plurality of sampling times t _i as the sum of products of values cos .omega.t _i of the signal values sin .omega.t _i second reference signal is 0, the reference signal adaptation means, the adaptation amplitude a ₁ and A _{2 is represented} by the following formula,
[Equation 8]

Calculated by
[0012]
According to the present invention, are set a plurality of sampling time t _i as the sum of products of values cos .omega.t _i values sin .omega.t _i and the second reference signal of the first reference signal at each sampling time t _i is 0 Thus, the adaptive amplitudes A ₁ and A ₂ of each reference signal when the least square approximation is performed on the synthesized signal of the first reference signal and the second reference signal are calculated by a simple expression.
[0013]
In another resolver signal processing device according to the present invention, a phase difference between a main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal and the resolver output signal is zero. Reference signal phase control means for feedback-controlling the phase of the main reference signal, and output signal amplitude determination means for determining the amplitude of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the main reference signal.
[0014]
According to the present invention, the phase of the main reference signal is feedback-controlled so that the phase difference between the main reference signal and the resolver output signal becomes 0 based on the phase detected by the phase detection means. Specifically, a predetermined phase difference between the first reference signal and the reference signal is variably controlled. By this feedback control, basically, g (t) includes only the component of the main reference signal, and the amplitude of the main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal is directly used as the resolver output signal. The amplitude can be set to simplify the processing.
[0015]
In the resolver signal processing device according to still another aspect of the present invention, the phase detection unit may calculate the first reference signal from the adaptive amplitude A ₁ of the first reference signal and the adaptive amplitude A _{2 of the second} reference signal. And the phase difference β between the resolver output signal and the following equation:
[Equation 9]
tanβ = A ₂ / A ₁ (2)
Ask based on.
[0016]
According to the present invention, the phase difference β is detected based on the ratio (A ₂ / A ₁ ) of the matching amplitude. For example, when f ₁ (t) = sin ωt and f ₂ (t) = cos ωt in equation (1), the resolver output signal having a phase difference advanced by β relative to the first reference signal is expressed by the following equation: Is done.
[0017]
[Expression 10]
g (t) = A ₀ · sin (ωt + β) (3)
When f ₁ (t) = cosωt and f ₂ (t) = sinωt in equation (1), the resolver output signal having a phase difference delayed by β from the first reference signal is expressed by the following equation: Is done.
[0018]
[Expression 11]
g (t) = A ₀ · cos (ωt−β) (4)
Equations (3) and (4) can be transformed into the form of Equation (1) by the addition theorem, and A ₁ = A ₀ · cos β and A ₂ = A ₀ · sin β, from which Equation (2) is obtained.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[principle]
Here, the phase of the reference signal r basically increases linearly with time in proportion to the angular frequency ω, and no other phase fluctuations occur. Therefore, the reference signal r is expressed by the following equation as a function of the time ξ defined on the fixed time axis.
[0020]
[Expression 12]
r (ξ) = R ₀ · sinωξ (5)
Here, the phase difference (phase advance amount) of the resolver output signal relative to the reference signal is φ, the phase difference (phase advance amount) of the first reference signal relative to the reference signal is α, and the resolver output signal relative to the first reference signal is Let the phase difference (phase advance amount) be β. There is a relationship of φ = α + β between these phase differences.
[0021]
For example, when the second reference signal has a phase advanced by π / 2 with respect to the first reference signal, the first reference signal and the second reference signal are sin (ωξ + α) and cos (ωξ + α), respectively. Fluctuates according to. Here, α is the amount of phase shift that can be controlled by this apparatus.
[0022]
Hereinafter, in order to simplify the expression so that α does not appear, a time axis t that can be shifted relative to the fixed time axis ξ according to the control of α is introduced. t and ξ are connected by the following relational expression.
[0023]
[Formula 13]
ωt = ωξ + α
Corresponding to this time axis t, the resolver output signal z is expressed by the following equation.
[0024]
[Expression 14]
z (t) = A ₀ · sin (ωt + β) (6)
Now, according to the least square approximation, z (t) fitting to the sampling value D _i at the time t _i (i = 0, 1,..., N) of the resolver output signal is the square of the deviation expressed by the following equation. It is determined from the condition that the sum F is minimized. In the following, the symbol “Σ” means that the sum of i = 0 to n is taken.
[0025]
[Expression 15]
F = Σ {D _i −z (t _i )} ² (7)
When the expression (6) modified by the addition theorem of the trigonometric function is used, the expression (7) is rewritten as follows. Here, A _S ≡A ₀ · cos β, A _C ≡A ₀ · sin β.
[0026]
[Expression 16]
F = Σ {D _i − (A _S · sinωt _i + A _C · cosωt _i )} ² (8)
F is [Equation 17]
∂F / ∂A _S = 0 ……… (9)
And [Equation 18]
∂F / ∂A _C = 0 (10)
In this case, it can be the minimum (minimum).
[0027]
When calculation is performed using equation (8), equations (9) and (10) are as follows.
[0028]
[Equation 19]
A _S · Σsin ² ωt _i + A _C · Σ (sinωt _i cosωt _i ) −Σ (D _i · sinωt _i ) = 0
……… (11)
A _C · Σcos ² ωt _i + A _S · Σ (sinωt _i cosωt _i ) −Σ (D _i · cosωt _i ) = 0
......... (12)
here,
[Expression 20]
Σ (sinωt _i cosωt _i ) = 0 (13)
If the sampling timing for the resolver output signal is determined so that
[Expression 21]
_{_{A S = Σ (D i ·}} sinωt i) / Σsin 2 ωt i ......... (14)
A _C = Σ (D _i · cosωt _i ) / Σcos ² ωt _i (15)
And an estimation function of the resolver output signal z (t) is determined. Further, using the obtained A _S and A _C , the phase difference β can be detected from the following equation.
[0029]
tanβ = A _C / A _S (16)
Incidentally, the set of t _{i for which} the equation (13) is established is (t ₀ , t ₀ + 2π / 3ω, t ₀ + 4π / 3ω) or (t ₀ , t ₀ + π / 2ω, t ₀ + π / ω, t ₀ + 3π / 2ω).
[0030]
Note that (11) (12) is simultaneous to formula A _S, by solving for A _C, and although, the solution it is possible to obtain the A _S, A _C also when (13) is not satisfied The expression to be expressed is more complicated than the expressions (14) and (15).
[0031]
Next, a case will be described in which the sampling value D _i is approximated by least squares using the first reference signal expressed by the following equation instead of the equation (6).
[0032]
[Expression 22]
z (t) = A _S '· sin ωt (17)
In this case, F is
F = Σ (D _i −A _S ′ · sin ωt _i ) ² (18)
And this F is
∂F / ∂A _S '= 0 ……… (19)
In this case, it can be the minimum (minimum). When calculating equation (19),
[Expression 25]
A _S '· Σsin ² ωt _i −Σ (D _i · sinωt _i ) = 0 (2)
And
[Equation 26]
_{_{A S '= Σ (D i}} · sinωt i) / Σsin 2 ωt i ......... (21)
Is obtained. Similarly, instead of equation (6), the following equation:
z (t) = A _C '· cosωt (22)
When the sampling value D _i is approximated by least squares using the second reference signal represented by
[Expression 28]
A _C '= Σ (D _i · cosωt _i ) / Σcos ² ωt _i (23)
Is obtained.
[0033]
Here, when the expressions (14) and (15) are compared with the expressions (21) and (23),
A _S '= A _S ≡A ₀ · cosβ (24)
A _C '= A _C ≡A ₀ · sinβ (25)
It is understood that That is, for the sampling value satisfying equation (13), the resolver output is based on the amplitudes A _S ′ and A _C ′ obtained by fitting the first reference signal and the second reference signal separately by least square approximation. The phase difference β of the signal can be detected.
[0034]
The specific method for determining the amplitudes A _S ′ and A _C ′ is preferably a method of calculating the equations (21) and (23), but the amplitude A _S that minimizes the square sum F of the deviations. ', A _C ' may be determined by other methods.
[0035]
[Device configuration]
Next, a resolver according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0036]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a rotation angle measuring device for a rotating machine according to the present embodiment. This rotation angle measuring device is composed of a resolver 2 and an ECU (Electronic Control Unit) 4 which is a resolver signal processing unit. The ECU 4 includes a CPU (Central Processing Unit) 6, a resolver driving circuit 8, and an input processing circuit 10.
[0037]
The CPU 6 includes functions of the excitation signal calculation unit 20, ADC 30, sampling timing control unit 32, reference signal calculation unit 34, SIN phase amplitude calculation unit 36, COS phase amplitude calculation unit 38, phase difference detection unit 40, and rotation angle calculation unit 42. Many of them are realized by a program executed on the CPU 6.
[0038]
The excitation signal calculation unit 20 of the CPU 6 measures the time ξ based on the internal clock and calculates the value of the sine function sin ωξ that changes at a predetermined angular frequency ω. The time series of the calculated sinωξ value is D / A (Digital to Analog) converted, and an analog reference signal r (ξ) expressed by equation (5) is output from the CPU 6. The reference signal output from the CPU 6 is a minute current, which is insufficient to drive the resolver 2 whose impedance is usually about several tens of ohms. Therefore, the reference signal output from the CPU 6 is current-amplified by the resolver drive circuit 8 which is an amplifier. The reference signal amplified by the resolver drive circuit 8 is applied as an excitation signal to the excitation phase coil 22 which is the primary coil of the resolver 2.
[0039]
In the resolver 2, in addition to the excitation phase coil 22, two secondary coils (a SIN phase coil 24 and a COS phase coil 26) are arranged with a phase difference of 90 °. When the excitation phase coil 22 is excited by the excitation signal, each of the SIN phase coil 24 and the COS phase coil 26 generates a voltage signal in which the reference signal is modulated by the rotation angle θ of a rotating machine such as an electric motor. The phase of the periodic fluctuation at the angular frequency ω of these voltage signals is the mutual inductance between the excitation phase coil 22 and the SIN phase coil 24 and the COS phase coil 26, and the self-inductance of each of the SIN phase coil 24 and the COS phase coil 26. Due to the influence of the transfer function of the LPF, the phase difference of the reference signal generated by the excitation signal calculation unit 20 may be present. Here, the phase difference in the resolver output signal (SIN phase signal) output from the SIN phase coil 24 is φ _S , and the phase difference in the resolver output signal (COS phase signal) output from the COS phase coil 26 is φ _C. The SIN phase coil 24 outputs a SIN phase signal sin (ωξ + φ _S ) sinθ, and the COS phase coil 26 outputs a COS phase signal sin (ωξ + φ _C ) cosθ.
[0040]
The SIN phase signal and the COS phase signal from the SIN phase coil 24 and the COS phase coil 26 are input to the input processing circuit 10. The input processing circuit 10 performs signal amplification on the SIN phase signal and the COS phase signal, performs noise removal processing, and outputs these signals to the CPU 6.
[0041]
In the CPU 6, an ADC (Analog to Digital converter) 30 converts the SIN phase signal and the COS phase signal into digital signals. A timing t _{i at} which the ADC 30 samples each of the SIN phase signal and the COS phase signal is generated by the sampling timing control unit 32. The sampling timing t _i is determined so as to satisfy the equation (13). The sampling timing control unit 32 gives a sampling instruction to the ADC 30 at the determined timing t _i . The ADC 30 outputs the sampling value D _i at the instructed timing t _i . The sampling value D _i is determined separately for each of the SIN phase signal and the COS phase signal.
[0042]
Further, the sampling timing control unit 32 notifies the reference signal calculation unit 34 of the same timing t _i as the sampling of the SIN phase signal and the COS phase signal. The reference signal calculation unit 34 calculates the first reference signal sinωt [= sin (ωξ + α)] and the second reference signal cosωt [= cos (ωξ + α)] at the timing t _i specified by the sampling timing control unit 32. Calculate the value. Here, α is a phase difference (phase advance amount) of the first reference signal with respect to the reference signal, and is a controllable amount of this apparatus. α is determined separately for each of the SIN phase signal and the COS phase signal.
[0043]
The SIN phase amplitude calculator 36 approximates the sampling value D _i of the SIN phase signal output from the ADC 30 with the first reference signal by least squares, and the amplitude of the first reference signal component (SIN component) included in the SIN phase signal. A _S is determined, and D _i is approximated by least squares with the second reference signal to determine the amplitude A _C of the second reference signal component (COS component) included in the SIN phase signal. For example, the SIN phase amplitude calculation unit 36 uses the first reference signal value sinωt _i and the second reference signal value cosωt _i input from the reference signal calculation unit 34 in addition to the sampling value D _i of the SIN phase signal input from the ADC 30. used, (14) (15) based on the equation for calculating the amplitude a _S of the SIN component of SIN-phase signal, the amplitude a _C of COS components.
[0044]
Similarly, the COS phase amplitude calculation unit 38 approximates the sampling value D _i of the COS phase signal output from the ADC 30 with the first reference signal using the least square approximation, and the first reference signal component (SIN component) included in the COS phase signal. the amplitude a _S determined in), also by the least square approximation of the D _i in the second reference signal, determines the amplitude a _C of the second reference signal component contained in the COS phase signal (COS component). For example, the COS phase amplitude calculation unit 38 uses the first reference signal value sinωt _i and the second reference signal value cosωt _i input from the reference signal calculation unit 34 in addition to the sampling value D _i of the COS phase signal input from the ADC 30. used, (14) (15) based on the equation for calculating the amplitude a _S of the SIN component of COS-phase signal, the amplitude a _C of COS components.
[0045]
The phase difference detection unit 40 calculates β based on the equation (16) for A _S and A _C output from the SIN phase amplitude calculation unit 36, and also outputs A _S output from the COS phase amplitude calculation unit 38. , A _C , β is calculated based on the equation (16). A phase difference β with respect to the first reference signal of each of the SIN phase signal and the COS phase signal is given to the reference signal calculation unit 34.
[0046]
Based on β for the SIN phase signal, the reference signal calculation unit 34 controls α for the SIN phase signal so that one of A _S and A _C calculated by the SIN phase amplitude calculation unit 36 is zero. , and based on β for COS phase signal to control the α against COS phase signal as a _S calculated by the COS phase amplitude calculation unit 38, one of a _C and 0. For example, the reference signal calculation unit 34 changes the phase difference of the SIN phase signal relative to the first reference signal by changing the phase difference of the first reference signal relative to the reference signal from α to α ′ (≡α + β) with respect to the SIN phase signal. Let the phase difference be 0 from β. As a result, the amplitude A _C (≡A ₀ · sin β) of the second reference signal component of the SIN phase signal becomes zero, while the amplitude A _S (≡A) of the first reference signal component calculated by the SIN phase amplitude calculator 36. ₀ · cos β) is equal to the amplitude A ₀ (referred to as A _SIN ) of the SIN phase signal. The reference signal calculation unit 34 with respect to COS-phase signal, for example the amplitude A _S becomes zero in the first reference signal component of the COS phase signal, while the second reference signal component calculated by the COS phase amplitude calculator 38 amplitude a _C is to be equal to the amplitude a ₀ of the COS phase signal (the a _COS), controls the α about COS phase signal.
[0047]
The rotation angle calculation unit 42 determines and outputs the rotation angle θ of the rotating machine based on the following equation from A _SIN and A _COS .
[0048]
[Expression 29]
tanθ = A _SIN / A _COS (26)
FIG. 2 is a schematic flowchart for explaining the operation of the present apparatus. At the start of operation, the phase difference α of the first reference signal with respect to the reference signal is set to an initial value 0 (S100). The reference signal calculator 34 calculates the values of the first reference signal and the second reference signal whose phases are controlled according to the set α, and outputs the calculated values to the SIN phase amplitude calculator 36 and the COS phase amplitude calculator 38. . SIN phase signal from SIN phase amplitude calculation unit 36, COS phase amplitude calculation unit 38 may further ADC 30, to obtain a sampling value of the COS phase signal, SIN component of the SIN phase signal using those amplitudes A _S, COS component amplitude A _C and The SIN component amplitude A _S and the COS component amplitude A _C of the COS phase signal are calculated (S105).
[0049]
In this apparatus, for example, a COS component amplitude A _C of the SIN phase signal as described above, so as to SIN component amplitude A and _S respectively 0 of COS-phase signal, the correction of the phase difference α is performed by feedback control. This phase correction is a COS component amplitude A _C of the SIN phase signal, and a SIN component amplitude A _S of the COS phase signals are repeated until substantially less than 0 can be regarded as a predetermined threshold value (S110). If the phase correction has not been completed, the phase difference detection unit 40 calculates the phase difference β for each phase signal based on the A _S and A _C of the SIN phase signal and the COS phase signal (S115). Based on the above, the reference signal calculation unit 34 corrects α (S120), and returns to step S105.
[0050]
When the phase correction is completed, the rotation angle calculation unit 42 calculates the rotation angle θ (S130). Once the phase correction is completed (S110), phase correction is not performed until the recorrection timing comes (S125). On the other hand, when a certain amount of time has elapsed since the completion of the previous phase correction, the phase correction may be necessary again. Therefore, when the preset recorrection timing has arrived (S125), the phase correction process is started from step S115.
[0051]
【The invention's effect】
According to the resolver signal processing device of the present invention, a phase shift between the reference signal supplied to the primary winding and the resolver output signal output from the secondary winding is detected. Then, by considering the phase shift, signal processing such as measurement of the rotor rotation angle is performed with high accuracy.
[0052]
The phase shift amount is calculated based on the amplitudes A _S and A _C of the components of two reference signals sin ωt and cos ωt that are orthogonal to each other included in the resolver output signal, and the sampling timing t _i of the resolver output signal is Σ (sin ωt By setting so that _i cosωt _i ) = 0, the calculation for obtaining the amplitudes A _S and A _C is simplified.
[0053]
The rotor rotation angle θ is calculated based on the amplitudes A _SIN and A _COS of the SIN phase signal and the COS phase signal, respectively, but the phase of the reference signal is controlled, for example, the component amplitudes A _S and A _C of the SIN phase signal. By setting one of them to 0, the other becomes A _{SIN as} it is, and A _SIN determination processing is simplified, and similarly, A _COS determination is also simplified.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a rotation angle measuring device for a rotating machine according to the present embodiment.
FIG. 2 is a schematic flowchart illustrating the operation of the apparatus.
[Explanation of symbols]
2 Resolver, 4 ECU, 6 CPU, 8 Resolver drive circuit, 10 Input processing circuit, 20 Excitation signal calculation unit, 22 Excitation phase coil, 24 SIN phase coil, 26 COS phase coil, 30 ADC, 32 Sampling timing control unit, 34 Reference signal calculation unit, 36 SIN phase amplitude calculation unit, 38 COS phase amplitude calculation unit, 40 phase difference detection unit, 42 rotation angle calculation unit.

Claims

所定の角振動数の正弦波形の参照信号をレゾルバに供給し、前記参照信号が回転機の回転角に応じて振幅変調されたレゾルバ出力信号を処理するレゾルバ信号処理装置において、
複数のサンプリング時刻にて前記レゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値を生成するサンプリング手段と、
前記角振動数で変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第１基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第１基準信号の適合振幅を求める第１基準信号適合手段と、
前記角振動数で変化する正弦波形であり前記第１基準信号に対し位相がπ／２異なる第２基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第２基準信号の適合振幅を求める第２基準信号適合手段と、
前記１基準信号の前記適合振幅と前記第２基準信号の前記適合振幅とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段と、
を有し、
前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻における前記第１基準信号の値と前記第２基準信号の値との積の総和が０となるように前記複数のサンプリング時刻を設定すること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In a resolver signal processing apparatus that supplies a resolver with a sinusoidal reference signal having a predetermined angular frequency and processes a resolver output signal in which the reference signal is amplitude-modulated according to the rotation angle of a rotating machine.
Sampling means for sampling the resolver output signal at a plurality of sampling times to generate a plurality of sampling values;
A first reference signal that is a sine waveform that changes with the angular frequency and has a predetermined phase difference with respect to the reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, and the first reference signal First reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of
A second reference signal having a sine waveform changing at the angular frequency and having a phase different by π / 2 with respect to the first reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, and the second reference signal Second reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of
Phase detecting means for detecting a phase of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the first reference signal and the adaptive amplitude of the second reference signal;
Have
The sampling means sets the plurality of sampling times such that a sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time becomes zero;
A resolver signal processing device.

請求項１記載のレゾルバ信号処理装置において、
前記第１基準信号をＡ₁・sinωｔ、前記第２基準信号をＡ₂・cosωｔ（ここでωは前記角振動数、ｔは時刻、Ａ_S及びＡ_Cは前記適合振幅である）、前記複数のサンプリング時刻をｔ_i（ここでｉは０≦ｉ≦ｎなる整数である）、及び前記各サンプリング時刻ｔ_iでの前記サンプリング値をそれぞれＤ_iとするとき、
前記第１基準信号適合手段は、適合振幅Ａ₁を次式、

により算出し、
前記第２基準信号適合手段は、適合振幅Ａ₂を次式、

により算出すること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。The resolver signal processing device according to claim 1.
The first reference signal is A ₁ · sin ωt, the second reference signal is A ₂ · cos ωt (where ω is the angular frequency, t is a time, A _S and A _C are the adaptive amplitudes), and the plurality when the sampling time t _i (here i is 0 ≦ i ≦ n becomes an integer), and wherein the sampling value at each sampling time t _i respectively to D _i,
The first reference signal adaptation means calculates an adaptation amplitude A ₁ by the following equation:

Calculated by
The second reference signal adaptation means calculates the adaptation amplitude A ₂ by the following equation:

To calculate by
A resolver signal processing device.

所定の角振動数ωの正弦波形の参照信号をレゾルバに供給し、前記参照信号が回転機の回転角に応じて振幅変調されたレゾルバ出力信号を処理するレゾルバ信号処理装置において、
複数のサンプリング時刻ｔ_i（ここでｉは０≦ｉ≦ｎなる整数である）にて前記レゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値Ｄ_iを生成するサンプリング手段と、
前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第１基準信号Ａ₁・sinωｔ及び前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記第１基準信号に対し位相がπ／２異なる第２基準信号Ａ₂・cosωｔ（ここで、ｔは時刻、Ａ₁及びＡ₂は振幅である）を加算合成した合成信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値Ｄ_iに適合させ、前記第１基準信号及び前記第２基準信号それぞれの適合振幅Ａ₁及びＡ₂を求める基準信号適合手段と、
前記１基準信号の前記適合振幅Ａ₁と前記第２基準信号の前記適合振幅Ａ₂とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段と、
を有し、
前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻ｔ_iにおける前記第１基準信号の値sinωｔ_iと前記第２基準信号の値cosωｔ_iとの積の総和が０となるように前記複数のサンプリング時刻ｔ_iを設定し、
前記基準信号適合手段は、前記適合振幅Ａ₁及びＡ₂をそれぞれ次式、

により算出すること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In a resolver signal processing apparatus for supplying a reference signal having a sine waveform of a predetermined angular frequency ω to a resolver and processing a resolver output signal in which the reference signal is amplitude-modulated according to a rotation angle of a rotating machine,
Sampling means for sampling the resolver output signal at a plurality of sampling times t _i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n) to generate a plurality of sampling values D _i ;
The first reference signal A ₁ · sinωt having a predetermined phase difference with respect to the reference signal and the sine waveform changing at the angular frequency ω, the sine waveform changing at the angular frequency ω. A synthesized signal obtained by adding and synthesizing a second reference signal A ₂ · cosωt (where t is time and A ₁ and A ₂ are amplitudes) different in phase from the signal by π / 2 is based on the least square approximation. Reference signal adapting means for adapting to a plurality of sampling values D _i and obtaining the adapting amplitudes A ₁ and A ₂ of the first reference signal and the second reference signal, respectively.
Phase detection means for detecting the phase of the resolver output signal based on the adaptive amplitude A ₁ of the first reference signal and the adaptive amplitude A ₂ of the second reference signal;
Have
Said sampling means, setting said plurality of sampling times t _i as the sum of the product is 0 and the value cos .omega.t _i values sin .omega.t _i and the second reference signal of the first reference signal at each sampling time t _i And
The reference signal adapting means determines the adapting amplitudes A ₁ and A ₂ as

To calculate by
A resolver signal processing device.

請求項１から請求項３のいずれかに記載のレゾルバ信号処理装置において、
前記第１基準信号及び前記第２基準信号のいずれか一方である主基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差が０となるように、前記主基準信号の位相をフィードバック制御する基準信号位相制御手段と、
前記主基準信号の前記適合振幅に基づいて、前記レゾルバ出力信号の振幅を定める出力信号振幅決定手段と、
を有することを特徴とするレゾルバ信号処理装置。In the resolver signal processing device according to any one of claims 1 to 3,
Reference signal phase control for feedback control of the phase of the main reference signal so that the phase difference between the main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal and the resolver output signal is zero. Means,
An output signal amplitude determining means for determining an amplitude of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the main reference signal;
A resolver signal processing device comprising:

請求項１から請求項４のいずれかに記載のレゾルバ信号処理装置において、
前記位相検出手段は、前記第１基準信号の前記適合振幅Ａ₁及び前記第２基準信号の前記適合振幅Ａ₂から、前記第１基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差βを次式、
【数４】
tanβ＝Ａ₂／Ａ₁
に基づいて求めること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In the resolver signal processing device according to any one of claims 1 to 4,
Said phase detecting means, the following equation phase difference β from the fit the amplitude A ₂ of the fit the amplitude A ₁ and the second reference signal of the first reference signal, the first reference signal and the resolver output signal,
[Expression 4]
tanβ = A ₂ / A ₁
Seeking based on,
A resolver signal processing device.