JP4561024B2 - Resolver signal processing device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レゾルバからの出力信号に基づいて回転機の回転角計測等の処理を行うレゾルバ信号処理装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
回転機のロータの回転角を検出するレゾルバが知られている。レゾルバで検出された回転角は、当該回転機の電流の制御などに用いられる。レゾルバの1次巻線に参照信号として正弦波sinωtの信号を入力すると、90°の位相差をもって配置された二つの2次巻線(SIN相コイル、COS相コイル)には、それぞれロータ回転角θに応じて振幅変調されたレゾルバ出力信号A0・sinωtsinθ,A0・sinωtcosθが得られる。
【0003】
レゾルバ信号処理装置は、2つのレゾルバ出力信号それぞれを検波して、振幅A0・sinθ、A0・cosθを取得し、これらからロータ回転角θを決定する。振幅A0・sinθ、A0・cosθを求める方法の一つとして、当該振幅それぞれをパラメータASIN、ACOSとし、関数ASIN・sinωt、ACOS・sinωtでレゾルバ出力信号をフィッティングするものがある。
【0004】
具体的には、例えばSIN相コイルからの出力信号を複数時刻ti(ここでiは0≦i≦nなる整数)にてサンプリングしたサンプリング値Diを、関数ASIN・sinωtで最小二乗近似することによりパラメータASINが決定され、このASINがA0・sinθとされる。また、同様に、COS相コイルからの出力信号のサンプリング値を関数ACOS・sinωtで最小二乗近似することによりパラメータACOSが決定され、このACOSがA0・cosθとされる。そして、tanθ=ASIN/ACOSから回転角θが決定される
【発明が解決しようとする課題】
上述のレゾルバ出力信号の振幅を決定する方法では、sinωtに従った参照信号の時間変化に対し、SIN相コイルからのレゾルバ出力信号に対するフィッティング関数をASIN・sinωt、及びCOS相コイルからのレゾルバ出力信号に対するフィッティング関数をACOS・sinωtとしていることから理解されるように、参照信号と各レゾルバ出力信号との間の位相ずれは考慮されていない。しかし、実際には、励磁相コイルである1次巻線と検出コイルである2次巻線との間の相互インダクタンス、2次巻線の自己インダクタンス、LPFの伝達関数などの影響により、参照信号とレゾルバ出力信号との間に位相差が発生し得る。そのため、従来のフィッティング関数では、一般にレゾルバ出力信号を精度良く近似できず、レゾルバ出力信号を用いた信号処理の精度が低下するという問題があり、例えば、ロータ回転角θの計測精度が低くなるという問題があった。
【0005】
本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、レゾルバ出力信号が参照信号に対して位相ずれを生じる場合にも高精度のレゾルバ信号処理を可能とするレゾルバ信号処理装置を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、複数のサンプリング時刻にてレゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値を生成するサンプリング手段と、参照信号と同じ角振動数で変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第1基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第1基準信号の適合振幅を求める第1基準信号適合手段と、前記角振動数で変化する正弦波形であり前記第1基準信号に対し位相がπ/2異なる第2基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第2基準信号の適合振幅を求める第2基準信号適合手段と、前記1基準信号の前記適合振幅と前記第2基準信号の前記適合振幅とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段とを有し、前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻における前記第1基準信号の値と前記第2基準信号の値との積の総和が0となるように前記複数のサンプリング時刻を設定する。
【0007】
第1基準信号及び第2基準信号は互いに直交する正弦波形関数f1(t),f2(t)で表され、それらと同じ角振動数を有するレゾルバ出力信号g(t)は次式で示すように関数f1(t)、f2(t)の線形結合で表すことができる。なお、ここでA1,A2は比例係数である。
【0008】
【数5】
g(t)=A1f1(t)+A2f2(t) ………(1)
このg(t)には正弦波形関数f1(t),f2(t)に対する位相差の情報が含まれている。よって、g(t)上の複数のサンプリング値に適合する(1)式の右辺を定める、すなわちA1,A2を求めることができれば、レゾルバ出力信号g(t)の位相を検出することができる。
【0009】
本発明によれば、第1基準信号適合手段はg(t)∝f1(t)という仮定の下でレゾルバ出力信号のサンプリング値を最小二乗近似して適合振幅A1'を求め、同様に、第2基準信号適合手段はg(t)∝f2(t)という仮定の下でレゾルバ出力信号のサンプリング値を最小二乗近似して適合振幅A2'を求める。ここで、サンプリング手段により各サンプリング時刻における第1基準信号の値と第2基準信号の値との積の総和が0となるタイミングでサンプリングが行われる。この場合、適合振幅A1',A2'はそれぞれ(1)式の係数A1,A2に等しくなる。よって、位相検出手段は、これら適合振幅A1',A2'に基づいてレゾルバ出力信号の位相を検出することができる。ここで、レゾルバ出力信号の位相は、例えば第1基準信号及び第2基準信号のいずれかを基準として、それに対する位相差として検出することができ、また第1基準信号に対し所定の位相差を有する参照信号を基準として検出することもできる。
【0010】
本発明の好適な態様は、前記第1基準信号をA1・sinωt、前記第2基準信号をA2・cosωt(ここでωは前記角振動数、tは時刻、A1及びA2は前記適合振幅である)、前記複数のサンプリング時刻をti(ここでiは0≦i≦nなる整数である)、及び前記各サンプリング時刻tiでの前記サンプリング値をそれぞれDiとするとき、前記第1基準信号適合手段が、適合振幅A1を次式、
【数6】
により算出し、前記第2基準信号適合手段が、適合振幅A2を次式、
【数7】
により算出するレゾルバ信号処理装置である。
【0011】
他の本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、複数のサンプリング時刻ti(ここでiは0≦i≦nなる整数である)にてレゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値Diを生成するサンプリング手段と、参照信号と同じ角振動数ωで変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第1基準信号A1・sinωt及び前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記第1基準信号に対し位相がπ/2異なる第2基準信号A2・cosωt(ここで、tは時刻、A1及びA2は振幅である)を加算合成した合成信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値Diに適合させ、前記第1基準信号及び前記第2基準信号それぞれの適合振幅A1及びA2を求める基準信号適合手段と、前記1基準信号の前記適合振幅A1と前記第2基準信号の前記適合振幅A2とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段とを有し、前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻tiにおける前記第1基準信号の値sinωtiと前記第2基準信号の値cosωtiとの積の総和が0となるように前記複数のサンプリング時刻tiを設定し、前記基準信号適合手段は、前記適合振幅A1及びA2をそれぞれ次式、
【数8】
により算出する。
【0012】
本発明によれば、各サンプリング時刻tiにおける第1基準信号の値sinωtiと第2基準信号の値cosωtiとの積の総和が0となるように複数のサンプリング時刻tiが設定されることにより、第1基準信号及び第2基準信号の合成信号に対し最小二乗近似を行った場合の各基準信号の適合振幅A1,A2が簡単な式で算出される。
【0013】
別の本発明に係るレゾルバ信号処理装置は、さらに、前記第1基準信号及び前記第2基準信号のいずれか一方である主基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差が0となるように、前記主基準信号の位相をフィードバック制御する基準信号位相制御手段と、前記主基準信号の前記適合振幅に基づいて、前記レゾルバ出力信号の振幅を定める出力信号振幅決定手段とを有する。
【0014】
本発明によれば、位相検出手段により検出された位相に基づいて、主基準信号とレゾルバ出力信号との位相差が0となるように、主基準信号の位相がフィードバック制御される。具体的には第1基準信号と参照信号との所定の位相差が可変制御される。このフィードバック制御により、基本的に、g(t)は主基準信号の成分のみを含み、第1基準信号及び第2基準信号のうちいずれか一方である主基準信号の振幅をそのままレゾルバ出力信号の振幅とすることができ、処理が簡素化される。
【0015】
さらに別の本発明に係るレゾルバ信号処理装置においては、前記位相検出手段が、前記第1基準信号の前記適合振幅A1及び前記第2基準信号の前記適合振幅A2から、前記第1基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差βを次式、
【数9】
tanβ=A2/A1 ………(2)
に基づいて求める。
【0016】
本発明によれば、位相差βが適合振幅の比(A2/A1)に基づいて検出される。例えば、(1)式においてf1(t)=sinωt,f2(t)=cosωtである場合には、第1基準信号に対しβだけ進んだ位相差を有するレゾルバ出力信号は次式で表される。
【0017】
【数10】
g(t)=A0・sin(ωt+β) ………(3)
また、(1)式においてf1(t)=cosωt,f2(t)=sinωtである場合には、第1基準信号に対しβだけ遅れた位相差を有するレゾルバ出力信号は次式で表される。
【0018】
【数11】
g(t)=A0・cos(ωt−β) ………(4)
(3)(4)式はそれぞれ加法定理により(1)式の形に変形でき、A1=A0・cosβ,A2=A0・sinβとなり、これらから(2)式が得られる。
【0019】
【発明の実施の形態】
[原理]
ここでは、参照信号rの位相は基本的に角振動数ωに比例して時間と共に線形に増加し、それ以外の位相変動は生じないものとする。よって参照信号rは、固定された時間軸上で定義される時間ξの関数として次式で表される。
【0020】
【数12】
r(ξ)=R0・sinωξ ………(5)
ここで、参照信号に対するレゾルバ出力信号の位相差(位相進み量)をφ、また、参照信号に対する第1基準信号の位相差(位相進み量)をα、さらに第1基準信号に対するレゾルバ出力信号の位相差(位相進み量)をβとする。これらの位相差の間には、φ=α+βなる関係がある。
【0021】
例えば第2基準信号が第1基準信号に対しπ/2だけ進んだ位相を有する場合には、第1基準信号及び第2基準信号はそれぞれ、sin(ωξ+α)、cos(ωξ+α)に従って変動する。ここで、αは本装置によって制御可能な位相ずれ量である。
【0022】
以降、表記上、αが現れないようにして簡素化するため、固定時間軸ξに対してαの制御に応じて相対的にシフトし得る時間軸tを導入する。tとξとは次の関係式で結ばれる。
【0023】
【数13】
ωt=ωξ+α
この時間軸tに対応して、レゾルバ出力信号zは次式で表される。
【0024】
【数14】
z(t)=A0・sin(ωt+β) ………(6)
さて、最小二乗近似によれば、レゾルバ出力信号の時刻ti(i=0,1,…,n)でのサンプリング値Diにフィッティングするz(t)は次式で表される偏差の二乗和Fを最小にするという条件から決定される。なお、以降、記号“Σ”はi=0〜nについての総和をとることを意味する。
【0025】
【数15】
F=Σ{Di−z(ti)}2 ………(7)
三角関数の加法定理により変形した(6)式を用いると、(7)式は次のように書き直される。ここで、AS≡A0・cosβ,AC≡A0・sinβである。
【0026】
【数16】
F=Σ{Di−(AS・sinωti+AC・cosωti)}2 ………(8)
Fは
【数17】
∂F/∂AS=0 ………(9)
かつ
【数18】
∂F/∂AC=0 ………(10)
の場合に最小(極小)となり得る。
【0027】
(8)式を用いて計算すると(9)(10)式はそれぞれ次のようになる。
【0028】
【数19】
AS・Σsin2ωti+AC・Σ(sinωticosωti)−Σ(Di・sinωti)=0
………(11)
AC・Σcos2ωti+AS・Σ(sinωticosωti)−Σ(Di・cosωti)=0
………(12)
ここで、
【数20】
Σ(sinωticosωti)=0 ………(13)
となるようにレゾルバ出力信号に対するサンプリングタイミングを定めれば、(11)(12)式から、
【数21】
AS=Σ(Di・sinωti)/Σsin2ωti ………(14)
AC=Σ(Di・cosωti)/Σcos2ωti ………(15)
が得られ、レゾルバ出力信号z(t)の推定関数が決定される。また、得られたAS,ACを用い、次式から位相差βを検出することができる。
【0029】
tanβ=AC/AS ………(16)
ちなみに、(13)式が成立するtiの組は、(t0,t0+2π/3ω,t0+4π/3ω)や(t0,t0+π/2ω,t0+π/ω,t0+3π/2ω)などである。
【0030】
なお、(11)(12)式を連立させてAS,ACについて解くことにより、(13)式が成り立たない場合についてもAS,ACを求めることが可能であるが、その解を表す式は(14)(15)式に比べて複雑となる。
【0031】
次に、(6)式に代えて、次式で表される第1基準信号を用いて、サンプリング値Diを最小二乗近似する場合を述べる。
【0032】
【数22】
z(t)=AS'・sinωt ………(17)
この場合、Fは
【数23】
F=Σ(Di−AS'・sinωti)2 ………(18)
であり、このFは
【数24】
∂F/∂AS'=0 ………(19)
の場合に最小(極小)となり得る。(19)式を計算すると、
【数25】
AS'・Σsin2ωti−Σ(Di・sinωti)=0 ………(20)
となり、
【数26】
AS'=Σ(Di・sinωti)/Σsin2ωti ………(21)
が得られる。同様に、(6)式に代えて、次式
【数27】
z(t)=AC'・cosωt ………(22)
で表される第2基準信号を用いて、サンプリング値Diを最小二乗近似した場合には、
【数28】
AC'=Σ(Di・cosωti)/Σcos2ωti ………(23)
が得られる。
【0033】
ここで(14)(15)式と(21)(23)式とを対比すると、
AS'=AS≡A0・cosβ ………(24)
AC'=AC≡A0・sinβ ………(25)
であることが理解される。すなわち、(13)式を満たすサンプリング値に対しては、第1基準信号、第2基準信号をそれぞれ別個に最小二乗近似によりフィッティングして得られる振幅AS',AC'に基づいてレゾルバ出力信号の位相差βを検出することができる。
【0034】
なお、振幅AS',AC'の具体的な決定方法は(21)(23)式を計算する方法が好適であるが、一方、偏差の二乗和Fを最小とするような振幅AS',AC'を他の方法で決定してもよい。
【0035】
[装置構成]
次に、本発明の実施形態であるレゾルバについて図面を参照して説明する。
【0036】
図1は、本実施形態に係る回転機の回転角計測装置の概略構成を示すブロック図である。本回転角計測装置は、レゾルバ2とレゾルバ信号処理部であるECU(Electronic Control Unit)4とから構成される。ECU4はCPU(Central Processing Unit)6、レゾルバ駆動回路8、入力処理回路10を含んで構成される。
【0037】
CPU6は、励磁信号演算部20、ADC30、サンプリングタイミング制御部32、基準信号演算部34、SIN相振幅演算部36、COS相振幅演算部38、位相差検出部40、回転角演算部42の機能を有し、それらの多くはCPU6上で実行されるプログラムにより実現される。
【0038】
CPU6の励磁信号演算部20は内部クロックに基づいて時間ξを計測し、所定角振動数ωで変化する正弦関数sinωξの値を計算する。計算されたsinωξ値の時系列はD/A(Digital to Analog)変換され、CPU6から(5)式で表されるアナログの参照信号r(ξ)が出力される。このCPU6から出力される参照信号は微小電流であり、インピーダンスが通常、数10Ω程度であるレゾルバ2を駆動するのには不十分である。そこで、CPU6から出力された参照信号を、アンプであるレゾルバ駆動回路8で電流増幅する。レゾルバ駆動回路8により電流増幅された参照信号が励磁信号としてレゾルバ2の1次コイルである励磁相コイル22に印加される。
【0039】
レゾルバ2には、励磁相コイル22の他に、互いに90°の位相差で二つの2次コイル(SIN相コイル24,COS相コイル26)が配置される。励磁相コイル22が励磁信号により励磁されると、SIN相コイル24、COS相コイル26それぞれには、電動機などの回転機の回転角θにより参照信号が変調された電圧信号が発生する。これら電圧信号の角振動数ωでの周期変動の位相は、励磁相コイル22とSIN相コイル24及びCOS相コイル26との間の相互インダクタンス、SIN相コイル24及びCOS相コイル26それぞれの自己インダクタンス、LPFの伝達関数などの影響により、励磁信号演算部20で生成される参照信号の位相に対し位相差を有し得る。ここで、SIN相コイル24から出力されるレゾルバ出力信号(SIN相信号)における位相差をφS、COS相コイル26から出力されるレゾルバ出力信号(COS相信号)における位相差をφCとすると、SIN相コイル24からはSIN相信号sin(ωξ+φS)sinθ、COS相コイル26からはCOS相信号sin(ωξ+φC)cosθが出力されることになる。
【0040】
SIN相コイル24、COS相コイル26からのSIN相信号、COS相信号は、入力処理回路10に入力される。入力処理回路10は、SIN相信号、COS相信号に対し信号増幅を行うと共に、ノイズ除去処理を行って、それら信号をCPU6へ出力する。
【0041】
CPU6ではADC(Analog to Digital converter)30がSIN相信号、COS相信号をそれぞれデジタル信号に変換する。ADC30がSIN相信号、COS相信号それぞれをサンプリングするタイミングtiはサンプリングタイミング制御部32により生成される。サンプリングタイミングtiは(13)式を満たすように定められる。サンプリングタイミング制御部32は、決定したタイミングtiにて、ADC30に対しサンプリング指示を与える。ADC30は指示されたタイミングtiでのサンプリング値Diを出力する。サンプリング値DiはSIN相信号、COS相信号それぞれについて別個に定められる。
【0042】
またサンプリングタイミング制御部32は、SIN相信号及びCOS相信号のサンプリングと同一タイミングtiを基準信号演算部34に通知する。基準信号演算部34は、サンプリングタイミング制御部32で指定されたタイミングtiにおける第1基準信号sinωt〔=sin(ωξ+α)〕、第2基準信号cosωt〔=cos(ωξ+α)〕の値を算出する。ここでαは、参照信号に対する第1基準信号の位相差(位相進み量)であり、本装置の制御可能量である。αはSIN相信号、COS相信号それぞれについて別個に定められる。
【0043】
SIN相振幅演算部36は、ADC30から出力されるSIN相信号のサンプリング値Diを第1基準信号で最小二乗近似して、SIN相信号に含まれる第1基準信号成分(SIN成分)の振幅ASを決定し、またDiを第2基準信号で最小二乗近似して、SIN相信号に含まれる第2基準信号成分(COS成分)の振幅ACを決定する。例えばSIN相振幅演算部36は、ADC30から入力されるSIN相信号のサンプリング値Diに加え、基準信号演算部34から入力される第1基準信号値sinωti及び第2基準信号値cosωtiを用い、(14)(15)式に基づいて、SIN相信号のSIN成分の振幅AS、COS成分の振幅ACを算出する。
【0044】
同様に、COS相振幅演算部38は、ADC30から出力されるCOS相信号のサンプリング値Diを第1基準信号で最小二乗近似して、COS相信号に含まれる第1基準信号成分(SIN成分)の振幅ASを決定し、またDiを第2基準信号で最小二乗近似して、COS相信号に含まれる第2基準信号成分(COS成分)の振幅ACを決定する。例えばCOS相振幅演算部38は、ADC30から入力されるCOS相信号のサンプリング値Diに加え、基準信号演算部34から入力される第1基準信号値sinωti及び第2基準信号値cosωtiを用い、(14)(15)式に基づいて、COS相信号のSIN成分の振幅AS、COS成分の振幅ACを算出する。
【0045】
位相差検出部40は、SIN相振幅演算部36から出力されるAS,ACに対し、(16)式に基づいてβを算出し、またCOS相振幅演算部38から出力されるAS,ACに対し、(16)式に基づいてβを算出する。これらSIN相信号及びCOS相信号それぞれの第1基準信号に対する位相差βは基準信号演算部34に与えられる。
【0046】
基準信号演算部34は、SIN相信号に対するβに基づいて、SIN相振幅演算部36にて算出されるAS,ACのいずれか一方を0とするようにSIN相信号に対するαを制御し、またCOS相信号に対するβに基づいて、COS相振幅演算部38にて算出されるAS,ACのいずれか一方を0とするようにCOS相信号に対するαを制御する。例えば、基準信号演算部34は、SIN相信号に対し、参照信号に対する第1基準信号の位相差をαからα’(≡α+β)に変更することにより、第1基準信号に対するSIN相信号の位相差をβから0とする。これによりSIN相信号の第2基準信号成分の振幅AC(≡A0・sinβ)が0となり、一方、SIN相振幅演算部36により算出される第1基準信号成分の振幅AS(≡A0・cosβ)がSIN相信号の振幅A0(ASINとする)に等しくなる。また基準信号演算部34はCOS相信号に対しても、例えばCOS相信号の第1基準信号成分の振幅ASが0となり、一方、COS相振幅演算部38により算出される第2基準信号成分の振幅ACがCOS相信号の振幅A0(ACOSとする)に等しくなるように、COS相信号に関するαを制御する。
【0047】
回転角演算部42は、ASINとACOSとから次式に基づいて回転機の回転角θを決定し出力する。
【0048】
【数29】
tanθ=ASIN/ACOS ………(26)
図2は本装置の動作を説明する概略のフロー図である。動作開始時には第1基準信号の参照信号に対する位相差αは初期値0に設定される(S100)。基準信号演算部34は設定されたαに応じて位相を制御された第1基準信号、第2基準信号の値を算出して、SIN相振幅演算部36、COS相振幅演算部38へ出力する。SIN相振幅演算部36、COS相振幅演算部38はさらにADC30からSIN相信号、COS相信号のサンプリング値を得、それらを用いてSIN相信号のSIN成分振幅AS、COS成分振幅AC及びCOS相信号のSIN成分振幅AS、COS成分振幅ACを算出する(S105)。
【0049】
本装置では、例えば上述のようにSIN相信号のCOS成分振幅ACと、COS相信号のSIN成分振幅ASとをそれぞれ0にするように、フィードバック制御により位相差αの補正が行われる。この位相補正は、SIN相信号のCOS成分振幅ACと、COS相信号のSIN成分振幅ASとが、実質的に0と見なせる所定の閾値以下となるまで繰り返し行われる(S110)。位相補正が完了していない場合には、位相差検出部40がSIN相信号、COS相信号それぞれのAS,ACに基づいて各相信号について位相差βを算出し(S115)、そのβに基づいて基準信号演算部34がαを補正し(S120)、ステップS105に戻る。
【0050】
位相補正が完了すると、回転角演算部42が回転角θを算出する(S130)。一旦、位相補正が完了すると(S110)、再補正タイミングが来るまで位相補正は行われない(S125)。一方、前回の位相補正完了からある程度の時間が経過すると、再び位相補正が必要な状態となり得る。そこで、予め設定された再補正タイミングが到来した場合には(S125)、ステップS115から位相補正処理を開始する。
【0051】
【発明の効果】
本発明のレゾルバ信号処理装置によれば、1次巻線に供給される参照信号と、2次巻線から出力されるレゾルバ出力信号との間の位相ずれが検出される。そして、当該位相ずれを考慮することにより、ロータ回転角の計測等の信号処理が高精度に行われる。
【0052】
位相ずれ量は、レゾルバ出力信号に含まれる互い直交する2つの基準信号sinωt,cosωtの成分の振幅AS,ACに基づいて算出されるが、レゾルバ出力信号のサンプリングタイミングtiをΣ(sinωticosωti)=0が成り立つように設定することにより、振幅AS,ACを求める演算が簡素化される。
【0053】
ロータ回転角θはSIN相信号、COS相信号それぞれの振幅ASIN,ACOSに基づいて算出されるが、基準信号の位相を制御して、例えばSIN相信号の成分振幅AS,ACのいずれか一方を0とすることにより、他方がそのままASINとなり、ASINの決定処理が簡素化され、同様にACOSの決定も簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本実施形態に係る回転機の回転角計測装置の概略構成を示すブロック図である。
【図2】 本装置の動作を説明する概略のフロー図である。
【符号の説明】
2 レゾルバ、4 ECU、6 CPU、8 レゾルバ駆動回路、10 入力処理回路、20 励磁信号演算部、22 励磁相コイル、24 SIN相コイル、26 COS相コイル、30 ADC、32 サンプリングタイミング制御部、34 基準信号演算部、36 SIN相振幅演算部、38 COS相振幅演算部、40 位相差検出部、42 回転角演算部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resolver signal processing apparatus that performs processing such as rotation angle measurement of a rotating machine based on an output signal from a resolver.
[0002]
[Prior art]
A resolver that detects the rotation angle of a rotor of a rotating machine is known. The rotation angle detected by the resolver is used for controlling the current of the rotating machine. When a sine wave sinωt signal is input as a reference signal to the primary winding of the resolver, each of the secondary windings (SIN phase coil and COS phase coil) arranged with a phase difference of 90 ° has a rotor rotation angle. Resolver output signals A 0 · sinωtsinθ and A 0 · sinωtcosθ that are amplitude-modulated according to θ are obtained.
[0003]
The resolver signal processing device detects each of the two resolver output signals, acquires the amplitudes A 0 · sin θ and A 0 · cos θ, and determines the rotor rotation angle θ therefrom. One of the methods for obtaining the amplitudes A 0 · sin θ and A 0 · cos θ is to fit the resolver output signal with the functions A SIN · sin ωt and A COS · sin ωt using the amplitudes as parameters A SIN and A COS , respectively. .
[0004]
Specifically, for example, a sampling value D i obtained by sampling an output signal from a SIN phase coil at a plurality of times t i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n) is approximated by a least square approximation using a function A SIN · sinωt. Thus, the parameter A SIN is determined, and this A SIN is set to A 0 · sin θ. Similarly, the parameter A COS can be determined by least squares fit of the sampled value of the output signal from the COS phase coil function A COS · sin .omega.t, the A COS is the A 0 · cosθ. Then, the rotation angle θ is determined from tan θ = A SIN / A COS.
In the method for determining the amplitude of the resolver output signal described above, the fitting function for the resolver output signal from the SIN phase coil is expressed as A SIN · sinωt and the resolver output from the COS phase coil with respect to the time change of the reference signal according to sinωt. As understood from the fact that the fitting function for the signal is A COS · sin ωt, the phase shift between the reference signal and each resolver output signal is not considered. However, in practice, the reference signal is affected by the mutual inductance between the primary winding that is the excitation phase coil and the secondary winding that is the detection coil, the self-inductance of the secondary winding, the transfer function of the LPF, and the like. And a resolver output signal may cause a phase difference. Therefore, the conventional fitting function generally cannot accurately approximate the resolver output signal, and there is a problem that the accuracy of signal processing using the resolver output signal is reduced. For example, the measurement accuracy of the rotor rotation angle θ is low. There was a problem.
[0005]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a resolver signal processing device capable of high-resolution resolver signal processing even when a resolver output signal has a phase shift with respect to a reference signal. With the goal.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The resolver signal processing device according to the present invention is a sampling means for sampling a resolver output signal at a plurality of sampling times to generate a plurality of sampling values, and a sine waveform that changes at the same angular frequency as a reference signal. First reference signal adaptation means for adapting a first reference signal set with a predetermined phase difference with respect to a reference signal to the plurality of sampling values based on least square approximation, and obtaining an adaptation amplitude of the first reference signal; A second reference signal having a sine waveform that changes at the angular frequency and having a phase different by π / 2 with respect to the first reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, A second reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of the signal; and the resolver output based on the conforming amplitude of the one reference signal and the conforming amplitude of the second reference signal. Phase detecting means for detecting the phase of the signal, wherein the sampling means is configured such that a sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time is zero. Set multiple sampling times.
[0007]
The first reference signal and the second reference signal are expressed by sinusoidal waveform functions f 1 (t) and f 2 (t) that are orthogonal to each other. A resolver output signal g (t) having the same angular frequency is expressed by the following equation. As shown, it can be expressed by a linear combination of functions f 1 (t) and f 2 (t). Here, A 1 and A 2 are proportional coefficients.
[0008]
[Equation 5]
g (t) = A 1 f 1 (t) + A 2 f 2 (t) (1)
This g (t) includes information on the phase difference with respect to the sine waveform functions f 1 (t) and f 2 (t). Therefore, the phase of the resolver output signal g (t) can be detected if the right side of equation (1) that matches a plurality of sampling values on g (t) is determined, that is, A 1 and A 2 can be obtained. it can.
[0009]
According to the present invention, the first reference signal adaptation means obtains the adaptation amplitude A 1 ′ by obtaining the least square approximation of the sampling value of the resolver output signal under the assumption that g (t) ∝f 1 (t). The second reference signal adapting means obtains the conforming amplitude A 2 ′ by least square approximation of the sampling value of the resolver output signal under the assumption that g (t) ∝f 2 (t). Here, sampling is performed at a timing when the sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time becomes 0 by the sampling means. In this case, the matching amplitudes A 1 ′ and A 2 ′ are equal to the coefficients A 1 and A 2 in the equation (1), respectively. Therefore, the phase detection means can detect the phase of the resolver output signal based on these adaptive amplitudes A 1 ′ and A 2 ′. Here, the phase of the resolver output signal can be detected as a phase difference relative to, for example, one of the first reference signal and the second reference signal, and a predetermined phase difference with respect to the first reference signal can be detected. It is also possible to detect with reference to the reference signal.
[0010]
In a preferred aspect of the present invention, the first reference signal is A 1 · sin ωt, the second reference signal is A 2 · cos ωt (where ω is the angular frequency, t is time, A 1 and A 2 are A plurality of sampling times t i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n), and the sampling values at the respective sampling times t i are D i , respectively, The first reference signal adaptation means calculates an adaptation amplitude A 1 by the following equation:
[Formula 6]
The second reference signal adapting means calculates the conforming amplitude A 2 by the following equation:
[Expression 7]
It is a resolver signal processing device calculated by the following.
[0011]
Another resolver signal processing apparatus according to the present invention samples a resolver output signal at a plurality of sampling times t i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n), and obtains a plurality of sampling values D i . Sampling means to be generated and a sinusoidal waveform that changes at the same angular frequency ω as the reference signal, and changes with the first reference signal A 1 · sinωt and the angular frequency ω set with a predetermined phase difference with respect to the reference signal And a synthesized signal obtained by adding and synthesizing a second reference signal A 2 · cosωt (where t is time, and A 1 and A 2 are amplitudes) having a phase that is π / 2 different from the first reference signal. Is adapted to the plurality of sampling values D i on the basis of least square approximation, and a reference signal adaptation means for obtaining adaptation amplitudes A 1 and A 2 of the first reference signal and the second reference signal, respectively, and the one reference Said adaptive amplitude of the signal Based on 1 and said adaptation amplitude A 2 of the second reference signal, and a phase detecting means for detecting the phase of the resolver output signal, said sampling means, said first reference at each sampling time t i setting the plurality of sampling times t i as the sum of products of values cos .omega.t i of the signal values sin .omega.t i second reference signal is 0, the reference signal adaptation means, the adaptation amplitude a 1 and A 2 is represented by the following formula,
[Equation 8]
Calculated by
[0012]
According to the present invention, are set a plurality of sampling time t i as the sum of products of values cos .omega.t i values sin .omega.t i and the second reference signal of the first reference signal at each sampling time t i is 0 Thus, the adaptive amplitudes A 1 and A 2 of each reference signal when the least square approximation is performed on the synthesized signal of the first reference signal and the second reference signal are calculated by a simple expression.
[0013]
In another resolver signal processing device according to the present invention, a phase difference between a main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal and the resolver output signal is zero. Reference signal phase control means for feedback-controlling the phase of the main reference signal, and output signal amplitude determination means for determining the amplitude of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the main reference signal.
[0014]
According to the present invention, the phase of the main reference signal is feedback-controlled so that the phase difference between the main reference signal and the resolver output signal becomes 0 based on the phase detected by the phase detection means. Specifically, a predetermined phase difference between the first reference signal and the reference signal is variably controlled. By this feedback control, basically, g (t) includes only the component of the main reference signal, and the amplitude of the main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal is directly used as the resolver output signal. The amplitude can be set to simplify the processing.
[0015]
In the resolver signal processing device according to still another aspect of the present invention, the phase detection unit may calculate the first reference signal from the adaptive amplitude A 1 of the first reference signal and the adaptive amplitude A 2 of the second reference signal. And the phase difference β between the resolver output signal and the following equation:
[Equation 9]
tanβ = A 2 / A 1 (2)
Ask based on.
[0016]
According to the present invention, the phase difference β is detected based on the ratio (A 2 / A 1 ) of the matching amplitude. For example, when f 1 (t) = sin ωt and f 2 (t) = cos ωt in equation (1), the resolver output signal having a phase difference advanced by β relative to the first reference signal is expressed by the following equation: Is done.
[0017]
[Expression 10]
g (t) = A 0 · sin (ωt + β) (3)
When f 1 (t) = cosωt and f 2 (t) = sinωt in equation (1), the resolver output signal having a phase difference delayed by β from the first reference signal is expressed by the following equation: Is done.
[0018]
[Expression 11]
g (t) = A 0 · cos (ωt−β) (4)
Equations (3) and (4) can be transformed into the form of Equation (1) by the addition theorem, and A 1 = A 0 · cos β and A 2 = A 0 · sin β, from which Equation (2) is obtained.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[principle]
Here, the phase of the reference signal r basically increases linearly with time in proportion to the angular frequency ω, and no other phase fluctuations occur. Therefore, the reference signal r is expressed by the following equation as a function of the time ξ defined on the fixed time axis.
[0020]
[Expression 12]
r (ξ) = R 0 · sinωξ (5)
Here, the phase difference (phase advance amount) of the resolver output signal relative to the reference signal is φ, the phase difference (phase advance amount) of the first reference signal relative to the reference signal is α, and the resolver output signal relative to the first reference signal is Let the phase difference (phase advance amount) be β. There is a relationship of φ = α + β between these phase differences.
[0021]
For example, when the second reference signal has a phase advanced by π / 2 with respect to the first reference signal, the first reference signal and the second reference signal are sin (ωξ + α) and cos (ωξ + α), respectively. Fluctuates according to. Here, α is the amount of phase shift that can be controlled by this apparatus.
[0022]
Hereinafter, in order to simplify the expression so that α does not appear, a time axis t that can be shifted relative to the fixed time axis ξ according to the control of α is introduced. t and ξ are connected by the following relational expression.
[0023]
[Formula 13]
ωt = ωξ + α
Corresponding to this time axis t, the resolver output signal z is expressed by the following equation.
[0024]
[Expression 14]
z (t) = A 0 · sin (ωt + β) (6)
Now, according to the least square approximation, z (t) fitting to the sampling value D i at the time t i (i = 0, 1,..., N) of the resolver output signal is the square of the deviation expressed by the following equation. It is determined from the condition that the sum F is minimized. In the following, the symbol “Σ” means that the sum of i = 0 to n is taken.
[0025]
[Expression 15]
F = Σ {D i −z (t i )} 2 (7)
When the expression (6) modified by the addition theorem of the trigonometric function is used, the expression (7) is rewritten as follows. Here, A S ≡A 0 · cos β, A C ≡A 0 · sin β.
[0026]
[Expression 16]
F = Σ {D i − (A S · sinωt i + A C · cosωt i )} 2 (8)
F is [Equation 17]
∂F / ∂A S = 0 ……… (9)
And [Equation 18]
∂F / ∂A C = 0 (10)
In this case, it can be the minimum (minimum).
[0027]
When calculation is performed using equation (8), equations (9) and (10) are as follows.
[0028]
[Equation 19]
A S · Σsin 2 ωt i + A C · Σ (sinωt i cosωt i ) −Σ (D i · sinωt i ) = 0
……… (11)
A C · Σcos 2 ωt i + A S · Σ (sinωt i cosωt i ) −Σ (D i · cosωt i ) = 0
......... (12)
here,
[Expression 20]
Σ (sinωt i cosωt i ) = 0 (13)
If the sampling timing for the resolver output signal is determined so that
[Expression 21]
A S = Σ (D i · sinωt i) / Σsin 2 ωt i ......... (14)
A C = Σ (D i · cosωt i ) / Σcos 2 ωt i (15)
And an estimation function of the resolver output signal z (t) is determined. Further, using the obtained A S and A C , the phase difference β can be detected from the following equation.
[0029]
tanβ = A C / A S (16)
Incidentally, the set of t i for which the equation (13) is established is (t 0 , t 0 + 2π / 3ω, t 0 + 4π / 3ω) or (t 0 , t 0 + π / 2ω, t 0 + π / ω, t 0 + 3π / 2ω).
[0030]
Note that (11) (12) is simultaneous to formula A S, by solving for A C, and although, the solution it is possible to obtain the A S, A C also when (13) is not satisfied The expression to be expressed is more complicated than the expressions (14) and (15).
[0031]
Next, a case will be described in which the sampling value D i is approximated by least squares using the first reference signal expressed by the following equation instead of the equation (6).
[0032]
[Expression 22]
z (t) = A S '· sin ωt (17)
In this case, F is
F = Σ (D i −A S ′ · sin ωt i ) 2 (18)
And this F is
∂F / ∂A S '= 0 ……… (19)
In this case, it can be the minimum (minimum). When calculating equation (19),
[Expression 25]
A S '· Σsin 2 ωt i −Σ (D i · sinωt i ) = 0 (2)
And
[Equation 26]
A S '= Σ (D i · sinωt i) / Σsin 2 ωt i ......... (21)
Is obtained. Similarly, instead of equation (6), the following equation:
z (t) = A C '· cosωt (22)
When the sampling value D i is approximated by least squares using the second reference signal represented by
[Expression 28]
A C '= Σ (D i · cosωt i ) / Σcos 2 ωt i (23)
Is obtained.
[0033]
Here, when the expressions (14) and (15) are compared with the expressions (21) and (23),
A S '= A S ≡A 0 · cosβ (24)
A C '= A C ≡A 0 · sinβ (25)
It is understood that That is, for the sampling value satisfying equation (13), the resolver output is based on the amplitudes A S ′ and A C ′ obtained by fitting the first reference signal and the second reference signal separately by least square approximation. The phase difference β of the signal can be detected.
[0034]
The specific method for determining the amplitudes A S ′ and A C ′ is preferably a method of calculating the equations (21) and (23), but the amplitude A S that minimizes the square sum F of the deviations. ', A C ' may be determined by other methods.
[0035]
[Device configuration]
Next, a resolver according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0036]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a rotation angle measuring device for a rotating machine according to the present embodiment. This rotation angle measuring device is composed of a resolver 2 and an ECU (Electronic Control Unit) 4 which is a resolver signal processing unit. The ECU 4 includes a CPU (Central Processing Unit) 6, a resolver driving circuit 8, and an
[0037]
The
[0038]
The excitation
[0039]
In the resolver 2, in addition to the
[0040]
The SIN phase signal and the COS phase signal from the
[0041]
In the
[0042]
Further, the sampling
[0043]
The SIN
[0044]
Similarly, the COS phase
[0045]
The phase
[0046]
Based on β for the SIN phase signal, the reference
[0047]
The rotation
[0048]
[Expression 29]
tanθ = A SIN / A COS (26)
FIG. 2 is a schematic flowchart for explaining the operation of the present apparatus. At the start of operation, the phase difference α of the first reference signal with respect to the reference signal is set to an initial value 0 (S100). The
[0049]
In this apparatus, for example, a COS component amplitude A C of the SIN phase signal as described above, so as to SIN component amplitude A and S respectively 0 of COS-phase signal, the correction of the phase difference α is performed by feedback control. This phase correction is a COS component amplitude A C of the SIN phase signal, and a SIN component amplitude A S of the COS phase signals are repeated until substantially less than 0 can be regarded as a predetermined threshold value (S110). If the phase correction has not been completed, the phase
[0050]
When the phase correction is completed, the rotation
[0051]
【The invention's effect】
According to the resolver signal processing device of the present invention, a phase shift between the reference signal supplied to the primary winding and the resolver output signal output from the secondary winding is detected. Then, by considering the phase shift, signal processing such as measurement of the rotor rotation angle is performed with high accuracy.
[0052]
The phase shift amount is calculated based on the amplitudes A S and A C of the components of two reference signals sin ωt and cos ωt that are orthogonal to each other included in the resolver output signal, and the sampling timing t i of the resolver output signal is Σ (sin ωt By setting so that i cosωt i ) = 0, the calculation for obtaining the amplitudes A S and A C is simplified.
[0053]
The rotor rotation angle θ is calculated based on the amplitudes A SIN and A COS of the SIN phase signal and the COS phase signal, respectively, but the phase of the reference signal is controlled, for example, the component amplitudes A S and A C of the SIN phase signal. By setting one of them to 0, the other becomes A SIN as it is, and A SIN determination processing is simplified, and similarly, A COS determination is also simplified.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a rotation angle measuring device for a rotating machine according to the present embodiment.
FIG. 2 is a schematic flowchart illustrating the operation of the apparatus.
[Explanation of symbols]
2 Resolver, 4 ECU, 6 CPU, 8 Resolver drive circuit, 10 Input processing circuit, 20 Excitation signal calculation unit, 22 Excitation phase coil, 24 SIN phase coil, 26 COS phase coil, 30 ADC, 32 Sampling timing control unit, 34 Reference signal calculation unit, 36 SIN phase amplitude calculation unit, 38 COS phase amplitude calculation unit, 40 phase difference detection unit, 42 rotation angle calculation unit.
Claims (5)
複数のサンプリング時刻にて前記レゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値を生成するサンプリング手段と、
前記角振動数で変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第1基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第1基準信号の適合振幅を求める第1基準信号適合手段と、
前記角振動数で変化する正弦波形であり前記第1基準信号に対し位相がπ/2異なる第2基準信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値に適合させ、前記第2基準信号の適合振幅を求める第2基準信号適合手段と、
前記1基準信号の前記適合振幅と前記第2基準信号の前記適合振幅とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段と、
を有し、
前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻における前記第1基準信号の値と前記第2基準信号の値との積の総和が0となるように前記複数のサンプリング時刻を設定すること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In a resolver signal processing apparatus that supplies a resolver with a sinusoidal reference signal having a predetermined angular frequency and processes a resolver output signal in which the reference signal is amplitude-modulated according to the rotation angle of a rotating machine.
Sampling means for sampling the resolver output signal at a plurality of sampling times to generate a plurality of sampling values;
A first reference signal that is a sine waveform that changes with the angular frequency and has a predetermined phase difference with respect to the reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, and the first reference signal First reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of
A second reference signal having a sine waveform changing at the angular frequency and having a phase different by π / 2 with respect to the first reference signal is adapted to the plurality of sampling values based on least square approximation, and the second reference signal Second reference signal adapting means for obtaining a conforming amplitude of
Phase detecting means for detecting a phase of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the first reference signal and the adaptive amplitude of the second reference signal;
Have
The sampling means sets the plurality of sampling times such that a sum of products of the value of the first reference signal and the value of the second reference signal at each sampling time becomes zero;
A resolver signal processing device.
前記第1基準信号をA1・sinωt、前記第2基準信号をA2・cosωt(ここでωは前記角振動数、tは時刻、AS及びACは前記適合振幅である)、前記複数のサンプリング時刻をti(ここでiは0≦i≦nなる整数である)、及び前記各サンプリング時刻tiでの前記サンプリング値をそれぞれDiとするとき、
前記第1基準信号適合手段は、適合振幅A1を次式、
前記第2基準信号適合手段は、適合振幅A2を次式、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。The resolver signal processing device according to claim 1.
The first reference signal is A 1 · sin ωt, the second reference signal is A 2 · cos ωt (where ω is the angular frequency, t is a time, A S and A C are the adaptive amplitudes), and the plurality when the sampling time t i (here i is 0 ≦ i ≦ n becomes an integer), and wherein the sampling value at each sampling time t i respectively to D i,
The first reference signal adaptation means calculates an adaptation amplitude A 1 by the following equation:
The second reference signal adaptation means calculates the adaptation amplitude A 2 by the following equation:
A resolver signal processing device.
複数のサンプリング時刻ti(ここでiは0≦i≦nなる整数である)にて前記レゾルバ出力信号をサンプリングして、複数のサンプリング値Diを生成するサンプリング手段と、
前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記参照信号に対し所定の位相差を設定された第1基準信号A1・sinωt及び前記角振動数ωで変化する正弦波形であり前記第1基準信号に対し位相がπ/2異なる第2基準信号A2・cosωt(ここで、tは時刻、A1及びA2は振幅である)を加算合成した合成信号を、最小二乗近似に基づいて前記複数のサンプリング値Diに適合させ、前記第1基準信号及び前記第2基準信号それぞれの適合振幅A1及びA2を求める基準信号適合手段と、
前記1基準信号の前記適合振幅A1と前記第2基準信号の前記適合振幅A2とに基づいて、前記レゾルバ出力信号の位相を検出する位相検出手段と、
を有し、
前記サンプリング手段は、各サンプリング時刻tiにおける前記第1基準信号の値sinωtiと前記第2基準信号の値cosωtiとの積の総和が0となるように前記複数のサンプリング時刻tiを設定し、
前記基準信号適合手段は、前記適合振幅A1及びA2をそれぞれ次式、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In a resolver signal processing apparatus for supplying a reference signal having a sine waveform of a predetermined angular frequency ω to a resolver and processing a resolver output signal in which the reference signal is amplitude-modulated according to a rotation angle of a rotating machine,
Sampling means for sampling the resolver output signal at a plurality of sampling times t i (where i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n) to generate a plurality of sampling values D i ;
The first reference signal A 1 · sinωt having a predetermined phase difference with respect to the reference signal and the sine waveform changing at the angular frequency ω, the sine waveform changing at the angular frequency ω. A synthesized signal obtained by adding and synthesizing a second reference signal A 2 · cosωt (where t is time and A 1 and A 2 are amplitudes) different in phase from the signal by π / 2 is based on the least square approximation. Reference signal adapting means for adapting to a plurality of sampling values D i and obtaining the adapting amplitudes A 1 and A 2 of the first reference signal and the second reference signal, respectively.
Phase detection means for detecting the phase of the resolver output signal based on the adaptive amplitude A 1 of the first reference signal and the adaptive amplitude A 2 of the second reference signal;
Have
Said sampling means, setting said plurality of sampling times t i as the sum of the product is 0 and the value cos .omega.t i values sin .omega.t i and the second reference signal of the first reference signal at each sampling time t i And
The reference signal adapting means determines the adapting amplitudes A 1 and A 2 as
A resolver signal processing device.
前記第1基準信号及び前記第2基準信号のいずれか一方である主基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差が0となるように、前記主基準信号の位相をフィードバック制御する基準信号位相制御手段と、
前記主基準信号の前記適合振幅に基づいて、前記レゾルバ出力信号の振幅を定める出力信号振幅決定手段と、
を有することを特徴とするレゾルバ信号処理装置。In the resolver signal processing device according to any one of claims 1 to 3,
Reference signal phase control for feedback control of the phase of the main reference signal so that the phase difference between the main reference signal which is one of the first reference signal and the second reference signal and the resolver output signal is zero. Means,
An output signal amplitude determining means for determining an amplitude of the resolver output signal based on the adaptive amplitude of the main reference signal;
A resolver signal processing device comprising:
前記位相検出手段は、前記第1基準信号の前記適合振幅A1及び前記第2基準信号の前記適合振幅A2から、前記第1基準信号と前記レゾルバ出力信号との位相差βを次式、
【数4】
tanβ=A2/A1
に基づいて求めること、
を特徴とするレゾルバ信号処理装置。In the resolver signal processing device according to any one of claims 1 to 4,
Said phase detecting means, the following equation phase difference β from the fit the amplitude A 2 of the fit the amplitude A 1 and the second reference signal of the first reference signal, the first reference signal and the resolver output signal,
[Expression 4]
tanβ = A 2 / A 1
Seeking based on,
A resolver signal processing device.
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