JP6388299B2 - Sensorless drive device for switched reluctance motor - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチドリラクタンスモータのセンサレス駆動装置に関し、特にセンサを用いずにロータの位置を検出する機能を備えたセンサレス駆動装置に関する。また、本発明は、スイッチドリラクタンスモータと、そのセンサレス駆動装置を備えたモータ装置に関する。 The present invention relates to a sensorless driving device for a switched reluctance motor, and more particularly to a sensorless driving device having a function of detecting the position of a rotor without using a sensor. The present invention also relates to a switched reluctance motor and a motor device including the sensorless driving device.
スイッチドリラクタンスモータは、永久磁石を持たない磁性材からなるロータを有し、安価に製作できるモータとして期待されている。このスイッチドリラクタンスモータは、ロータの位置に基づいてステータのコイルに電流を間欠的に流し、ロータの突極とステータの突極との間に作用する引力によってロータを回転させる。図15にスイッチドリラクタンスモータの概略図を示す。この図は、4極のロータ101と6極のステータ102を組み合わせたスイッチドリラクタンスモータを示している。対向する一対の突極105に取り付けられたコイル110に電流を流して突極105を励磁し、ロータ101を引き付けるためのトルクを発生させる。
The switched reluctance motor has a rotor made of a magnetic material having no permanent magnet, and is expected as a motor that can be manufactured at low cost. In this switched reluctance motor, an electric current is intermittently passed through the stator coil based on the position of the rotor, and the rotor is rotated by an attractive force acting between the salient pole of the rotor and the salient pole of the stator. FIG. 15 shows a schematic diagram of a switched reluctance motor. This figure shows a switched reluctance motor in which a 4-
ロータ101が回転するに従い、ステータ102の突極105とロータ101の突極の距離が変化するので、磁気抵抗、すなわちリラクタンスが変化する。このリラクタンスの変化によりトルクが発生し、このトルクを利用してロータ101を回転させる。磁気抵抗が変化すると、コイル110のインダクタンスも変化する。そのため、このインダクタンス変化を検出すればロータ101の位置(角度)を検出することができる。
As the
センサ等の別部材を備えることなしにロータの位置検出を行う従来技術として、上記特許文献1,2に開示されるものがある。これら特許文献1,2は、励磁相からの磁束により発生した非励磁相での起電力を利用してロータの位置を検出する技術を開示している。これら特許文献に記載の技術によれば、位置検出センサなどの別部材を用いることなく、スイッチドリラクタンスモータを回転させることができる。
As conventional techniques for detecting the position of the rotor without providing another member such as a sensor, there are those disclosed in
前述のインダクタンス変化を利用する場合では、実際には、磁気回路には強い非線形性があり、インダクタンスにはロータ位置情報以外の情報が混入している。図16は実験用モータのコイルのインダクタンスを計測したデータを示す図である。図16に示すグラフにおいて、縦軸はステータコイルのインダクタンスを表し、横軸はステータコイルに流した直流電流を表している。5本の曲線は、それぞれ、ステータの突極とロータの突極の距離(以下、ギャップ長さという)を変化させて計測されたインダクタンスと直流電流との関係を示している。これらの曲線から、ギャップ長さの変化に応じてインダクタンスが変化していることがわかる。 In the case of using the above-described inductance change, actually, the magnetic circuit has strong nonlinearity, and information other than the rotor position information is mixed in the inductance. FIG. 16 is a diagram showing data obtained by measuring the inductance of the coil of the experimental motor. In the graph shown in FIG. 16, the vertical axis represents the inductance of the stator coil, and the horizontal axis represents the direct current flowing through the stator coil. The five curves show the relationship between the inductance and the direct current measured by changing the distance between the salient pole of the stator and the salient pole of the rotor (hereinafter referred to as the gap length). From these curves, it can be seen that the inductance changes according to the change in the gap length.
しかし、コイルに流す直流電流によってもインダクタンスが変化していることが図16からわかる。よって、単にインダクタンス計測を行っただけでは、インダクタンスの変化がギャップ長の変化に起因するものか、またはコイル電流の変化に起因するものか区別がつかない。理想的な磁気回路であればコイル電流が変化してもインダクタンスは変化しないが、実際には磁気回路の非線形性によってこのようにインダクタンスが変化してしまう。スイッチドリラクタンスモータでは、コイル電流は磁気回路の飽和領域まで使用され、かつコイル電流は大幅に変動する。さらに、スイッチドリラクタンスモータの転流タイミングを決めるロータ位置検出には高い精度と高い分解能が要求される。広範囲な負荷変動、量産時の個体差、生産時の調整(個体ごとにインダクタンスカーブを多数計測する)等を考えると、従来の技術では、センサレススイッチドリラクタンスモータの実用化は難しかった。 However, it can be seen from FIG. 16 that the inductance is also changed by the direct current flowing through the coil. Therefore, it is not possible to distinguish whether the change in inductance is caused by the change in the gap length or the change in the coil current simply by performing the inductance measurement. In the case of an ideal magnetic circuit, the inductance does not change even if the coil current changes, but actually the inductance changes in this way due to the nonlinearity of the magnetic circuit. In a switched reluctance motor, the coil current is used up to the saturation region of the magnetic circuit, and the coil current varies greatly. Furthermore, high accuracy and high resolution are required for rotor position detection that determines the commutation timing of the switched reluctance motor. Considering a wide range of load fluctuations, individual differences during mass production, adjustments during production (measuring a large number of inductance curves for each individual), it has been difficult to put a sensorless switched reluctance motor into practical use with conventional techniques.
そこで、本発明は、高い精度でロータ位置を検出することができ、ロータを効率よく回転させることができるスイッチドリラクタンスモータのセンサレス駆動装置を提供することを目的とする。また、本発明は、スイッチドリラクタンスモータと、そのセンサレス駆動装置を備えたモータ装置を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a sensorless drive device for a switched reluctance motor that can detect the rotor position with high accuracy and can efficiently rotate the rotor. Another object of the present invention is to provide a switched reluctance motor and a motor device including the sensorless driving device.
上述した目的を達成するために、本発明の一態様は、磁性材からなる複数の突極を有するロータと、前記ロータを囲うように配置された複数の電磁石を有するステータとを備えたスイッチドリラクタンスモータを駆動するためのセンサレス駆動装置であって、前記電磁石に電流を間欠的に流して前記電磁石を励磁させ、前記ロータの突極と前記電磁石との間に磁気力を発生させることで前記ロータを回転させるモータドライバと、前記電磁石に流れる電流を測定する電流センサと、前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出するロータ角検出器とを備え、前記モータドライバはPWMドライバであって、前記ロータ角検出器は、2つの非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、前記PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つ2つのAM変調波を抽出するAM変調波抽出器と、前記2つのAM変調波を復調し、それぞれの復調信号を生成する復調器と、前記復調信号の差分を算出する比較器と、を備え、前記PWMドライバは、前記差分が所定の値に達した時に前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流すことを特徴とする。 In order to achieve the above-described object, one aspect of the present invention provides a switched device including a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor. A sensorless driving device for driving a reluctance motor , wherein a current is intermittently passed through the electromagnet to excite the electromagnet, thereby generating a magnetic force between the salient pole of the rotor and the electromagnet. A motor driver that rotates the rotor, a current sensor that measures a current flowing through the electromagnet, and a rotor angle that detects a rotor angle based on a magnitude of a ripple current that flows through an electromagnet in a non-excited phase among the plurality of electromagnets and a detector, wherein the motor driver is a PWM driver, the rotor angle detector, the ripple current flowing through the two non-excitation phase the electromagnet An AM modulated wave extractor that extracts two AM modulated waves having the same frequency as the carrier frequency of the PWM driver; a demodulator that demodulates the two AM modulated waves and generates respective demodulated signals; And a comparator for calculating a difference between demodulated signals, wherein the PWM driver causes a current to flow through at least one of the plurality of electromagnets when the difference reaches a predetermined value .
前記ロータ角検出器は、前記差分が所定の値に達したか否かを決定することにより、前記ロータが所定の角度に達したか否かを決定することを特徴とする。
前記モータドライバは、前記差分が前記所定の値に達したときに、前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流すことを特徴とする。
The rotor angle detector may determine whether the rotor has reached a predetermined angle by determining whether the difference has reached a predetermined value.
The motor driver is characterized in that when the difference reaches the predetermined value, a current is passed through at least one of the plurality of electromagnets.
本発明の他の態様は、磁性材からなる複数の突極を有するロータと、前記ロータを囲うように配置された複数の電磁石を有するステータとを備えたスイッチドリラクタンスモータを駆動するためのセンサレス駆動装置であって、前記電磁石に電流を間欠的に流して前記電磁石を励磁させ、前記ロータの突極と前記電磁石との間に磁気力を発生させることで前記ロータを回転させるモータドライバと、前記電磁石に流れる電流を測定する電流センサと、前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出するロータ角検出器とを備え、前記モータドライバはPWMドライバであって、前記ロータ角検出器は、前記非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、前記PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つAM変調波を抽出するAM変調波抽出器と、前記AM変調波を復調し、復調信号を生成する復調器と、前記復調信号を所定の値と比較する比較器とを備え、前記PWMドライバは、前記復調信号が前記所定の値に達した時に前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流し、前記リップル電流は前記PWMドライバのデューティ比を一定に固定した時の電流であり、前記比較器が前記復調信号を前記所定の値と比較していない時はデューティ比を0にすることを特徴とする。 Another aspect of the present invention provides a sensorless drive for driving a switched reluctance motor including a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor. A motor driver for exciting the electromagnet by intermittently passing a current through the electromagnet, and rotating the rotor by generating a magnetic force between the salient pole of the rotor and the electromagnet; A current sensor for measuring a current flowing through the electromagnet; and a rotor angle detector for detecting a rotor angle based on a magnitude of a ripple current flowing through an electromagnet in a non-excited phase among the plurality of electromagnets. The driver is a PWM driver, and the rotor angle detector detects the PWM driver from the ripple current flowing in the non-excited phase electromagnet. An AM modulated wave extractor for extracting an AM modulated wave having the same frequency as the frequency, a demodulator for demodulating the AM modulated wave to generate a demodulated signal, and a comparator for comparing the demodulated signal with a predetermined value; wherein the PWM driver, among the plurality of electromagnets when the demodulated signal has reached a predetermined value, and the flow of current in at least one electromagnet, the ripple current is constant duty ratio of the PWM driver The current is fixed, and the duty ratio is set to 0 when the comparator does not compare the demodulated signal with the predetermined value .
前記リップル電流の平均値は0近傍であることを特徴とする。
前記リップル電流は前記PWMドライバのデューティ比を一定に固定した時の電流であることを特徴とする。
前記リップル電流は前記PWMドライバのデューティ比を一定に固定した時の電流であり、前記比較器が前記復調信号の差分を算出していない時はデューティ比を0にすることを特徴とする。
The average value of the ripple current is close to 0.
The ripple current is a current when the duty ratio of the PWM driver is fixed .
Before SL ripple current is a current when the fixed constant duty ratio of the PWM driver, when the comparator is not calculated difference of the demodulated signal, characterized in that the duty ratio to zero.
前記ロータ角検出器は、前記リップル電流または前記復調信号のゲインを調整するゲイン調整器をさらに有することを特徴とする。
前記AM変調波抽出器はバンドパスフィルタであり、前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数は前記キャリア周波数に等しいことを特徴とする。
前記復調器は、前記AM変調波の波高値を抽出する包絡線検波方式であることを特徴とする。
前記復調器は、前記キャリア周波数と同期した参照波を用いてAM変調波を復調する同期検波方式であることを特徴とする。
前記電磁石に流れる電流の方向が一方向であることを特徴とする。
The rotor angle detector further includes a gain adjuster for adjusting a gain of the ripple current or the demodulated signal.
The AM modulated wave extractor is a band pass filter, and a center frequency of a pass band of the band pass filter is equal to the carrier frequency.
The demodulator is an envelope detection system that extracts a peak value of the AM modulated wave.
The demodulator is a synchronous detection system that demodulates an AM modulated wave using a reference wave synchronized with the carrier frequency.
The direction of the current flowing through the electromagnet is one direction.
本発明の他の態様は、磁性材からなる複数の突極を有するロータと、前記ロータを囲うように配置された複数の電磁石を有するステータとを備えたスイッチドリラクタンスモータと、前記スイッチドリラクタンスモータを駆動するための上記センサレス駆動装置とを備えたことを特徴とするモータ装置である。
前記複数の突極はそれぞれ非対称の断面形状を有しており、前記ロータの回転方向において前記突極の上流側の断面は、下流側の断面よりも大きいことを特徴とする。
前記ロータは、前記複数の突極にそれぞれ隣接する複数の補助極を有し、前記複数の補助極は、前記ロータの半径方向において前記複数の突極よりも短く、前記複数の突極と前記複数の補助極は、前記ロータの周方向に沿って交互に配列されていることを特徴とする。
前記補助極は、リング形状を有していることを特徴とする。
前記補助極は、一部が薄肉のリング形状を有していることを特徴とする。
前記補助極は、一部に切り欠きが形成されたリング形状を有していることを特徴とする。
According to another aspect of the present invention, there is provided a switched reluctance motor including a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material, and a stator having a plurality of electromagnets arranged to surround the rotor, and the switched reluctance A motor device comprising the sensorless driving device for driving a motor.
Each of the plurality of salient poles has an asymmetric cross-sectional shape, and an upstream cross section of the salient pole in a rotation direction of the rotor is larger than a downstream cross section.
The rotor has a plurality of auxiliary poles respectively adjacent to the plurality of salient poles, and the plurality of auxiliary poles are shorter than the plurality of salient poles in the radial direction of the rotor, The plurality of auxiliary poles are alternately arranged along the circumferential direction of the rotor.
The auxiliary electrode has a ring shape.
A part of the auxiliary electrode has a thin ring shape.
The auxiliary electrode has a ring shape in which a notch is partially formed.
本発明のさらに他の態様は、磁性材からなる複数の突極を有するロータと、前記ロータを囲うように配置された複数の電磁石を有するステータとを備えたスイッチドリラクタンスを駆動するためのセンサレス駆動方法であって、前記電磁石に流れる電流を測定し、前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出し、前記ロータの角度を検出する工程は、2つの非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つ2つのAM変調波を抽出し、前記2つのAM変調波を復調し、それぞれの復調信号を生成し、前記復調信号の差分を算出し、前記差分が所定の値に達したか否かを決定することにより、前記ロータが所定の角度に達したか否かを決定する工程であり、前記リップル電流または前記復調信号のゲインを調整する工程を含むことを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記差分が前記所定の値に達したときに、前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流すことを特徴とする。
Still another aspect of the present invention provides a sensorless device for driving a switched reluctance including a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor. A driving method for measuring a current flowing through the electromagnet, detecting a rotor angle based on a magnitude of a ripple current flowing through a non-excited phase electromagnet among the plurality of electromagnets, and detecting the rotor angle. The step of extracting two AM modulated waves having the same frequency as the carrier frequency of the PWM driver from the ripple current flowing in the two non-excited phase electromagnets, demodulating the two AM modulated waves, and demodulating each of them. Whether the rotor has reached a predetermined angle by generating a signal, calculating the difference of the demodulated signal, and determining whether the difference has reached a predetermined value Or a step of determining, characterized in that it comprises a step of adjusting the gain of the ripple current or the demodulated signal.
In a preferred aspect of the present invention, when the difference reaches the predetermined value, a current is passed through at least one of the plurality of electromagnets.
本発明によれば、ロータのトルク発生に寄与しない非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の変化に基づいて、ロータ位置が検出される。したがって、磁気回路の非線形性の影響を受けることなく正確なロータ位置の検出が可能となる。 According to the present invention, the rotor position is detected based on the change in the ripple current flowing in the electromagnet of the non-excitation phase that does not contribute to the torque generation of the rotor. Therefore, it is possible to accurately detect the rotor position without being affected by the nonlinearity of the magnetic circuit.
以下、スイッチドリラクタンスモータおよびそのセンサレス駆動装置の実施形態について図面を参照して説明する。
図1は、スイッチドリラクタンスモータを示す断面図である。図1に示すスイッチドリラクタンスモータ1は、6極ステータ2と4極ロータ10を備えた3相スイッチドリラクタンスモータである。ステータ2およびロータ10は、ケイ素鋼板などの磁性材で構成される。ロータ10には4つの突極11があり、ステータ2には6つの突極3がある。ステータ2はロータ10を囲うように配置されている。ステータ2のそれぞれの突極3にコイル(巻線)6が取り付けられ、それぞれ磁極U1,U2,V1,V2,W1,W2を形成している。コイル6に電流を流すことで磁極U1,U2,V1,V2,W1,W2は電磁石となり、これら電磁石がロータ10の突極11を引き寄せる磁力を発生させる。
Hereinafter, an embodiment of a switched reluctance motor and its sensorless driving device will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a sectional view showing a switched reluctance motor. A switched
図2は、磁極U1,U2,V1,V2,W1,W2の接続例を説明する図である。磁極U1のコイル6と磁極U2のコイル6は直列に接続されており、U相の電磁石を形成する。U相に電流iUを流すことで、磁極U1がN極に、磁極U2がS極となるようコイル6の巻き方向を決定している。同様に、磁極V1と磁極V2、磁極W1と磁極W2もそれぞれV相の電磁石およびW相の電磁石を形成する。
FIG. 2 is a diagram illustrating a connection example of the magnetic poles U1, U2, V1, V2, W1, and W2. The
ロータ10が1回転するとき、ロータ10の4つの突極11は各磁極(例えば、磁極U1)を4回通過することになる。すなわち、各相のコイル6に4回電流を流し、ロータ10の突極11を磁力で引き寄せることでロータ10は360度回転する。図3に各相の磁極の励磁タイミングの一例を示す。この例では、磁極U1とロータ10の突極11の1つが、直線的に最も近づく時のロータ10の回転角(機械角)を0度としている。U相の電磁石(磁極U1,U2)を励磁している時は、V相の電磁石(磁極V1,V2)およびW相の電磁石(磁極W1,W2)は非励磁としている。同様に、V相の電磁石を励磁している時は、W相の電磁石およびU相の電磁石は非励磁であり、W相の電磁石を励磁している時は、U相の電磁石およびV相の電磁石は非励磁としている。
When the
図1では、6極ステータ2および4極ロータ10を有する3相モータの構成を示しているが、例えば、12極ステータ、8極ロータで、U相,V相,W相それぞれの磁極を4つとしてもよい。また、4相など相の数を変えることもできることは言うまでもない。
Although FIG. 1 shows a configuration of a three-phase motor having a 6-
図4は、図1に示すスイッチドリラクタンスモータ1を駆動するためのセンサレス駆動装置20の構成の一例を示す模式図である。モータ装置は、図1に示すスイッチドリラクタンスモータ1と、図4に示すセンサレス駆動装置20とから構成される。このセンサレス駆動装置20は、目標電流生成器21、PWMコントローラ30、ドライブ回路40、電流センサ50、ロータ角検出器(転流タイミング生成器)60、およびロータ角速度決定部90を備えている。
FIG. 4 is a schematic diagram showing an example of the configuration of the
電流センサ50は、ドライブ回路40からスイッチドリラクタンスモータ1に流れる三相(U相,V相,W相)の電流を測定する電流計測装置である。PWMコントローラ30は、目標電流iU *,iV *,iW *がスイッチドリラクタンスモータ1に流れるように、ドライブ回路40のU相,V相,W相のPWMゲート信号GU,GV,GWを生成する。より具体的には、減算器31は、電流センサ50からフィードバックされた電流の測定値を目標電流値iU *,iV *,iW *から減算し、減算して得られた信号をPID補償器32に入力する。比較器33は、PID補償器32で適度に調整された信号を三角波のPWMキャリアと比較することで、ドライブ回路40のU相,V相,W相のPWMゲート信号GU,GV,GWを生成する。PWMキャリアは三角波に限らず、例えばノコギリ波であってもよい。
The
ドライブ回路40は、駆動電圧VDCを生成する直流電圧生成器42と、この直流電圧生成器42に接続された複数のスイッチング素子44を有している。これらのスイッチング素子44は、PWMゲート信号GU,GV,GWに従って開閉(ON/OFF)する。ドライブ回路40はスイッチドリラクタンスモータ1に接続されている。U相,V相,W相それぞれのコイル6には、PWMゲート信号がONの時は駆動電圧VDC、OFFの時は−VDCが印加される。このようにして各相のコイル6に目標の電流が流れ、電磁石が励磁される。PWMコントローラ30およびドライブ回路40は、ステータ2の電磁石に電流を間欠的に流して電磁石を励磁させ、ロータ10の突極11と電磁石との間に磁気力を発生させることでロータ10を回転させるモータドライバを構成する。このタイプのモータドライバは、PWMドライバである。
The
ロータ角検出器60は、電流センサ50で測定した電流値に基づいてロジック信号PU,PV,PWを生成する。ロジック信号PU,PV,PWは、各相の電磁石に電流を流すタイミングを決定する信号であり、ON信号とOFF信号とから構成される。ON信号は、各相の電磁石への電流供給を開始させるための指令信号であり、OFF信号は、各相の電磁石への電流供給を停止させるための指令信号である。ロータ1回転当たり、各相の電磁石への電流供給と電流供給の停止は、それぞれ4回繰り返される。より具体的には、ロジック信号PU,PV,PWは、それぞれ「1」と「0」から構成され、「1」はON信号、すなわち電流供給の開始を表し、「0」はOFF信号、すなわち電流供給の停止を表す。ロジック信号が1の時は電磁石を励磁し、0の時は電磁石は非励磁となる。
The
ロータ角検出器60は、さらに、ロジック信号のON/OFF周期あるいは復調信号(後述する)からロータ10の位置、すなわち回転角θを推定する。例えば、ロータ角検出器60は、ON信号からOFF信号へ(またはOFF信号からON信号へ)のロジック信号の切り換えタイミングの間隔から回転角θを推定する。推定されたロータ10の回転角θは、およびロータ角速度決定部90に送られる。このロータ角速度決定部90は、ロータ10の回転角θの時間的変化を計算することで、ロータ10の角速度ωを決定する。
The
ロータ10の角速度ωは、目標電流生成器21にフィードバックされる。目標電流生成器21は、減算器22、PID補償器23、および乗算器25を備えている。減算器22は、角速度ωを目標角速度ω*から減算して目標角速度ω*と角速度ωとの差分を求め、PID補償器23は上記差分に基づいて目標電流信号i*を生成する。さらに、乗算器25は、目標電流信号i*をロジック信号PU,PV,PWに乗算することで、目標電流値iU *,iV *,iW *を生成する。
The angular velocity ω of the
このようなセンサレス駆動装置20によれば、ロータ10に負荷が加わった時は角速度ωが目標角速度ω*よりも遅くなるため、目標電流信号i*が大きくなる。つまり、ロータ10の負荷に応じてステータ2の電磁石が励磁される。このように、ステータ2の電磁石は、角速度ωが目標角速度ω*に追従するように磁気力、すなわちトルクを発生する。
According to such a
各相のコイル6に流れる電流には、PWMキャリアの周波数(キャリア周波数という)に同期したリップル電流が重畳する。このリップル電流は、PWMコントローラ30およびドライブ回路40によって生成される。リップル電流の大きさは、コイル6のインダクタンスに反比例する。つまり、ロータ10の突極11がステータ2の突極3に接近するとリップル電流が小さくなり、離れると大きくなる。したがって、このリップル電流の脈動を検出することでロータ10の回転角θを推定することができる。ロータ角検出器60は、リップル電流の大きさ(振幅)に基づいてロータ10の位置、すなわち回転角θを検出する。
A ripple current synchronized with the frequency of the PWM carrier (referred to as carrier frequency) is superimposed on the current flowing through the
図5は図4に記載のロータ角検出器60の一例の詳細を示す。ロータ角検出器60は、復調部70と、ロジック信号生成部80とから構成される。まず復調部70について説明する。復調部70は、バンドパスフィルタ(AM変調波抽出器)71、絶対値回路73、ノッチフィルタ75、およびローパスフィルタ77を備えている。バンドパスフィルタ71、絶対値回路73、ノッチフィルタ75、およびローパスフィルタ77は、この順に直列に接続されている。
FIG. 5 shows details of an example of the
上述したように、各相のコイル6に流れる電流には、キャリア周波数に同期したリップル電流が重畳する。電流センサ50で検出した電流値iU,iV,iWは、PWMキャリアの周波数を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタ71に通される。これによりロータ10の回転角に応じて振幅が変動する正弦波信号、すなわちAM変調波を抽出できる。すなわち、ロータ10の突極11がステータ2の突極3に接近すると波高値が小さくなり、ロータ10の突極11がステータ2の突極3から離れると波高値が大きくなるようなAM変調波を抽出できる。
As described above, the ripple current synchronized with the carrier frequency is superimposed on the current flowing through the
AM変調波は次に絶対値回路73に送られる。絶対値回路73は、AM変調波のマイナス側成分をプラス側に折り返す。すなわち、絶対値回路73は、AM変調波のマイナス側成分をプラス側成分に変換する。そうすることでAM変調波はプラス側成分のみから構成され、AM変調波の周波数はPWMキャリアの周波数の2倍となる。このプラス側成分のみを持つAM変調波は、キャリア周波数の2倍の周波数を阻止帯域の中心周波数に持つノッチフィルタ75に通され、ノッチフィルタ75によってAM変調波の波高値のみが抽出される。そしてわずかに残るキャリア周波数ノイズを除去するため、AM変調波を、キャリア周波数の1/10程度にカットオフ周波数を設定したローパスフィルタ77に通過させる。このようにしてリップル電流から抽出したAM変調波の復調信号SU,SV,SWを得る。ノイズが小さければローパスフィルタ77は不要である。
The AM modulated wave is then sent to the
図6は、U相電流と、AM変調波と、AM変調波の復調信号の一例を示す図である。ステータ2のコイル6の直流抵抗やスイッチング損失が存在しない理想的な状態では、PWMのデューティ比が50%のときにドライブ回路40から出力される平均電流は一定となる。ドライブ回路40は、デューティ比が50%より大きいときは電流が上昇し、50%未満のときは下降するよう動作する。実際には、ステータ2のコイル6の直流抵抗やスイッチング損失が存在するため、デューティ比を50%に固定した場合でも電流は一定とならず下降傾向となる。
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a U-phase current, an AM modulated wave, and a demodulated signal of the AM modulated wave. In an ideal state where there is no DC resistance or switching loss of the
ドライブ回路40の特性上、電流の流れる方向は一方向のみである。すなわち、必ず図2の端子U+からコイル6に電流が流入し、端子U−に戻ってくる。電流0近辺ではマイナスの電流が流せないため、図6に示すようにステータ2の磁極が非励磁状態であってもリップル電流の平均値は0近辺である。このことから、ステータ2の磁極が非励磁の時はPWMのデューティ比を50%近辺に固定してもよい。デューティ比を所定の値に固定することで安定したリップル電流が得られ、ノイズの少ないAM変調波や復調信号が得られる。
Due to the characteristics of the
上述した復調部70は、AM変調波のピーク(波高値)を抽出する包絡線検波方式であるが、これに代えて、復調器はPWMコントローラ30のキャリア周波数と同期した参照波を用いてAM変調波を復調する同期検波方式であってもよい。
The
リップル電流の波高値は通常インダクタンスに反比例する。しかしながら、励磁開始時および励磁終了時はPWMのデューティ比がそれぞれ100%、0%となり、PWMスイッチングをやめてしまうため、リップル電流が発生しなくなる。また、励磁中は電流が大きいほどステータ2およびロータ10は磁気飽和していき、インダクタンスが低下する。このようにインダクタンスと励磁電流には非線形な関係が成立している。つまり非励磁状態では安定したインダクタンスの検出、つまりロータ10の角度検出を行うことができるが、励磁状態では励磁電流と共にインダクタンスが変化するため精度が良いロータ10の角度検出ができない。
The peak value of the ripple current is usually inversely proportional to the inductance. However, at the start of excitation and at the end of excitation, the PWM duty ratio becomes 100% and 0%, respectively, and the PWM switching is stopped, so that no ripple current is generated. Further, during excitation, as the current increases, the
そこで、本実施形態では、非励磁相のコイル6に流れるリップル電流から生成された復調信号を用いてロータ10の角度検出が行われ、さらに各相の転流タイミングが決定される。次に、ロジック信号生成部80について、図5および図7を参照しながら説明する。ここでは説明の簡略化のためU相の転流タイミングについてのみ説明する。復調信号SUはU相の磁極U1,U2が励磁されている時は、本来であれば前述の通り非線形性の影響で精度よく検出できないが、図7では簡略化のために常に非励磁状態として記載する。V相、W相についても同様である。
Therefore, in the present embodiment, the angle of the
U相のインダクタンスは、ロータ10の回転角θが0度の時に最も大きくなる。従って、ロータ10の回転角θが0度の時、リップル電流の振幅は小さくなり、復調信号SUも小さくなる。ロータ10の回転角θが45度の時はインダクタンスが最小となるため、復調信号SUは最大となる。このように、復調信号SUは45度毎に最小、最大を繰り返す。V相の復調信号SVはU相の復調信号SUから30度遅れで、W相の復調信号SWはU相の復調信号SUから60度遅れで最小、最大を繰り返す。
The U-phase inductance is greatest when the rotation angle θ of the
U相の磁極U1,U2の励磁開始および励磁停止のタイミングを正確に決定するため、非線形性の影響がない非励磁相の復調信号を使う。図7に示す例では、非励磁のV相の復調信号SVと閾値PUONを比較し、復調信号SVが閾値PUONに達した時に、ロジック信号PUはOFF信号からON信号に切り替わる。また非励磁のW相の復調信号SWと閾値PUOFFを比較し、復調信号PWが閾値PUOFFに達した時に、ロジック信号PUはON信号からOFF信号に切り替わる。このように、非励磁相のコイル6に流れるリップル電流から生成された復調信号の変化に基づいて、ロジック信号PUのON信号とOFF信号の切り替え、すなわち磁極の励磁開始および励磁停止のタイミングが決定される。V相、W相のロジック信号PV,PWについても同様である。
In order to accurately determine the excitation start and excitation stop timings of the U-phase magnetic poles U1 and U2, a non-excitation phase demodulated signal that is not affected by nonlinearity is used. In the example shown in FIG. 7, to compare the demodulated signal S V and the threshold P U ON the V-phase of the de-energized, when the demodulated signal S V reaches a threshold value P U ON, the logic signal P U is ON signal from the OFF signal Switch to Further, the non-excited W-phase demodulated signal SW and the threshold value P U OFF are compared, and when the demodulated signal P W reaches the threshold value P U OFF, the logic signal P U is switched from the ON signal to the OFF signal. Thus, based on a change of the demodulation signal generated from the ripple current flowing through the
ロジック信号PU,PV,PWは、図5に示すロジック信号生成部80にて生成される。すなわち、各比較器81は、非励磁相の復調信号と閾値とを比較し、加算器83は復調信号と閾値との比較結果に基づいて、ON信号とOFF信号からなるロジック信号を生成する。
The logic signals P U , P V , and P W are generated by the logic
ロジック信号PUのON信号とOFF信号とが切り替わるタイミングは、ロータ10の回転角θに依存して変わる。したがって、ロジック信号PUからロータ10の回転角θを算出することができる。例えば、ロータ10の回転角θが60度のときに、ロジック信号PUがOFF信号からON信号に切り替わるように閾値PUONを設定しておけば、ロジック信号PUがON信号に切り替わった時のロータ10の回転角θが60度であると決定できる。図5に示すロジック信号生成部80に設けられた回転角計算器85は、ロジック信号PUからロータ10の回転角θを算出するように構成されている。図5ではロジック信号PUを使ってロータ10の回転角θを計算しているが、ロジック信号PVあるいはロジック信号PWからロータ10の回転角θを計算してもよい。
ON signal and the OFF timing signal and switches logic signals P U will vary depending on the rotation angle of the
ロータ10の回転角θが分かれば、ロータ角速度決定部90は、CPU(中央処理装置)やDSP(デジタル信号処理装置)などの演算器と、タイマーカウンターとを用いることにより、回転角θの時間的な変化、すなわち角速度ωを算出することができる。ロジック信号生成部80全体をCPUやDSPで構成してもよい。
If the rotation angle θ of the
更に精度のよいロジック信号PUを生成するために、2つの非励磁相の復調信号を用いてもよい。例えば、磁極U1,U2,V1,V2が非励磁の時の復調信号SUと復調信号SVを比較し、SVとSUとの差分が所定の値に達した時にロジック信号PUをOFF信号からON信号に切り替える。さらに、磁極V1,V2,W1,W2が非励磁の時の復調信号SVと復調信号SWを比較し、S WとS Vとの差分が所定の値に達した時にロジック信号PUをON信号からOFF信号に切り替える。復調信号SU,SV,SWそれぞれを増幅するゲイン調整器を設け、ロータ10の回転角θが所定の角度となった時にロジック信号PUのON信号またはOFF信号が切り替わるようにそれぞれの復調信号の増幅度を調整してもよい。
To further generate a good logic signals P U accuracy, it may be used demodulated signals of two non-excited phase. For example, the logic signals P U when pole U1, U2, V1, V2 is compared with the demodulated signal S U and the demodulation signal S V when de-energized, the difference between the S V and S U has reached a predetermined value Switch from OFF signal to ON signal. Further, the logic signal P U when pole V1, V2, W1, W2 compares the demodulated signal S V and the demodulation signal S W when de-energized, the difference between S W and S V reaches a predetermined value Switch from ON signal to OFF signal. Demodulated signal S U, S V, the gain adjuster for amplifying the respective S W provided, the
このように2つの非励磁相の復調信号を使うことで、個体差や温度変化等によるインダクタンス特性変化の影響をキャンセルでき、より精度が高くロバスト性に優れた転流タイミング制御を実現できる。2つの非励磁相の復調信号を用いてロジック信号を生成するロジック信号生成部80の一例を図8に示す。図8に示すように、ロジック信号生成部80は、復調信号SU,SV,SWそれぞれを増幅するゲイン調整器G1〜G10を備えている。ゲイン調整器G1〜G10は、比較器81の前に配置されており、それぞれのロジック信号PU,PV,PWのON信号とOFF信号の切り替えタイミングを細かく調整できるようになっている。図8に示す実施形態では、比較器81は、2つの非励磁相の復調信号SV,SUの差分を算出し、回転角計算器85は、復調信号SV,SUの差分が所定の値(例えば0)に達したときにロータ10の回転角θが所定の角度に達したことを決定する。
Thus, by using the demodulated signals of the two non-excited phases, it is possible to cancel the influence of inductance characteristic changes due to individual differences, temperature changes, etc., and to realize commutation timing control with higher accuracy and excellent robustness. FIG. 8 shows an example of a logic
復調信号SU,SV,SWの大きさの変化がどの回転角θでも安定しているならば、復調信号SU,SV,SWそれぞれに対応する3つのゲイン調整器のみを設けてもよい。また、復調部70で復調する前にリップル電流のゲインを調整しても同じ効果が得られる。
Demodulated signal S U, S V, if stable change in the size of S W is in any rotation angle theta, the demodulated signals S U, S V, only three gain adjuster corresponding to S W respectively provided May be. The same effect can be obtained by adjusting the gain of the ripple current before demodulating by the
非励磁相の復調信号は、閾値や他の非励磁相の復調信号と比較され、ロジック信号のON信号とOFF信号の切り替えタイミングが決定される。ロジック信号のON/OFF切り替えタイミングを決定するとき以外は復調信号を正確に求める必要はない。このため、例えば、復調信号を閾値や他相の復調信号の比較していない時は、PWMのデューティ比を完全に0%として、リップル電流を完全にゼロとし、銅損や鉄損、スイッチング損失を低減してもよい。ロータ10の角速度が安定していれば、ロジック信号が完全に周期的となるため、復調信号が必要となる時間、および必要としない時間が明確になる。したがって、デューティ比を0%にするタイミングを正確に判断できる。またロータ10の角速度に変化が生じたときは、速やかに非励磁時のデューティ比0%の制御を中止し、デューティ比を50%程度に切り換えてもよい。
The demodulated signal of the non-excited phase is compared with the threshold value and other demodulated signals of the non-excited phase, and the switching timing of the ON signal and OFF signal of the logic signal is determined. Except for determining the ON / OFF switching timing of the logic signal, it is not necessary to accurately obtain the demodulated signal. For this reason, for example, when the demodulated signal is not compared with the threshold value or the demodulated signal of the other phase, the PWM duty ratio is completely set to 0%, the ripple current is completely zero, the copper loss, the iron loss, and the switching loss. May be reduced. If the angular velocity of the
リップル電流の波高値は、電磁石のインダクタンスに反比例するとともに、駆動電圧VDCに比例する。駆動電圧VDCに変動が生じる場合、ロータ角度情報以外のノイズが発生する。この駆動電圧VDCの変動に起因するノイズを除去するために、閾値PUON,PUOFF,PVON,PVOFF,PWON,PWOFFを駆動電圧VDCに比例して変化させてもよい。 The peak value of the ripple current is inversely proportional to the inductance of the electromagnet and proportional to the drive voltage VDC . When the drive voltage VDC varies, noise other than the rotor angle information is generated. In order to remove noise caused by the fluctuation of the drive voltage V DC , the threshold values P U ON, P U OFF, P V ON, P V OFF, P W ON, and P W OFF are proportional to the drive voltage V DC. It may be changed.
図9は、ロータ10の別の構成例を示す図である。ロータ10は、突極11に加え、複数の補助極12を有している。補助極12は、ロータ10の半径方向において突極11よりも短い。複数の補助極12は、複数の突極11にそれぞれ隣接している。複数の突極11と複数の補助極12は、ロータ10の周方向に沿って交互に配列されている。
FIG. 9 is a diagram illustrating another configuration example of the
図10は、図9に示すロータ10が回転するときのステータコイル6のインダクタンスの変化を示すグラフである。インダクタンスが最大値に到達するときに、ステータ2のコイル6への通電は停止される。図10では、ロータ10の角度が0度のとき、V相の電磁石は励磁され、U相,W相の電磁石は励磁されない。同様に、ロータ10の角度が30度のとき、W相の電磁石は励磁され、U相,V相の電磁石は励磁されない。ロータ10の角度が60度のとき、U相の電磁石は励磁され、V相,W相の電磁石は励磁されない。
FIG. 10 is a graph showing a change in inductance of the
インダクタンスのピーク間には、補助極12の存在に起因するインダクタンスの小さなピークが現れる。互いに隣り合う2つの突極11間に設けられた補助極12は、インダクタンスをわずかに増加させるので、復調信号を閾値や他相の復調信号と比較しやすくなる。例えば、ロータ10の角度が0度のとき、V相の復調信号とW相の復調信号との差分が算出される。補助極12の存在により、V相の復調信号とW相の復調信号との差分が大きくなるので、その差分をさらに増幅して所望の信号値を得るようにすることができる。結果として、V相の磁極を励磁するタイミングをより正確に検出することができ、さらにノイズの影響を小さくすることができる。
A small peak of inductance due to the presence of the
ただし、励磁相から見れば、補助極12には突極性が存在する。このため、補助極12は、ロータ10の突極11に発生するトルクを妨げる(逆トルクの発生)ように磁気回路を構成してしまう。そこで、大きいトルクの発生時(励磁相の電磁石に大電流を流しているとき)には、補助極12の突極性が上昇しないように、補助極12はその磁路を磁気飽和させる形状を有することが好ましい。このような形状の例を図11乃至図13に示す。
However, when viewed from the excitation phase, the
図11は、リング形状を有する補助極12の例を示す図である。この補助極12の中心には空隙が形成されており、補助極12のリング状の磁路は極端に狭くなっている。これにより、励磁相のコイル6に流れる電流がある程度大きくなると、磁気飽和が生じる(これ以上磁束が補助極12を通らない)。したがって、補助極12に発生する逆トルクを小さくすることができる。図12は、リング形状の一部が薄肉に形成されている補助極12の例を示す図である。図13は、リング形状の一部に切り欠きが形成されている補助極12の例を示す図である。図12および図13に示す例も、磁気飽和を生じやすくすることができる。したがって、補助極12に発生する逆トルクを小さくすることができる。
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the
図14に示す例には、補助極12は設けられていない。代わりに、突極11は非対称の断面形状を有している。ロータ10の回転方向(矢印で示す)において突極11の上流側の断面は、下流側の断面よりも大きい。この例では、上述のような補助極12は設けられていないので、励磁相の電磁石に発生するトルクを妨げるような逆トルクが発生しにくく、その一方で非励磁相のコイル6でのインダクタンスの変化を生じさせることが可能となる。
In the example shown in FIG. 14, the
上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうる。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲に解釈されるものである。 The embodiment described above is described for the purpose of enabling the person having ordinary knowledge in the technical field to which the present invention belongs to implement the present invention. Various modifications of the above embodiment can be naturally made by those skilled in the art, and the technical idea of the present invention can be applied to other embodiments. Accordingly, the present invention is not limited to the described embodiments, but is to be construed in the widest scope according to the technical idea defined by the claims.
1 スイッチドリラクタンスモータ
2 ステータ
3 突極
6 コイル
10 ロータ
11 突極
20 センサレス駆動装置
21 目標電流生成器
22 減算器
23 PID補償器
25 乗算器
30 PWMコントローラ
31 減算器
32 PID補償器
33 比較器
40 ドライブ回路
42 直流電圧生成器
44 スイッチング素子
50 電流センサ
60 ロータ角検出器(転流タイミング生成器)
70 復調部
71 バンドパスフィルタ(AM変調波抽出器)
73 絶対値回路
75 ノッチフィルタ
77 ローパスフィルタ
80 ロジック信号生成部
81 比較器
83 加算器
85 回転角計算器
90 ロータ角速度決定部
U1,U2,V1,V2,W1,W2 磁極(電磁石)
DESCRIPTION OF
70
73
Claims (20)
前記電磁石に電流を間欠的に流して前記電磁石を励磁させ、前記ロータの突極と前記電磁石との間に磁気力を発生させることで前記ロータを回転させるモータドライバと、
前記電磁石に流れる電流を測定する電流センサと、
前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出するロータ角検出器とを備え、
前記モータドライバはPWMドライバであって、
前記ロータ角検出器は、
2つの非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、前記PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つ2つのAM変調波を抽出するAM変調波抽出器と、
前記2つのAM変調波を復調し、それぞれの復調信号を生成する復調器と、
前記復調信号の差分を算出する比較器と、を備え、
前記PWMドライバは、前記差分が所定の値に達した時に前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流すことを特徴とするセンサレス駆動装置。 A sensorless driving device for driving a switched reluctance motor comprising a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor,
A motor driver for rotating the rotor by causing a current to flow intermittently through the electromagnet to excite the electromagnet and generating a magnetic force between the salient pole of the rotor and the electromagnet;
A current sensor for measuring a current flowing through the electromagnet;
A rotor angle detector that detects a rotor angle based on a magnitude of a ripple current flowing in a non-excited phase electromagnet among the plurality of electromagnets ;
The motor driver is a PWM driver,
The rotor angle detector is
An AM modulation wave extractor for extracting two AM modulation waves having the same frequency as the carrier frequency of the PWM driver from the ripple current flowing in the electromagnets of two non-excitation phases;
A demodulator that demodulates the two AM modulated waves and generates respective demodulated signals;
A comparator for calculating a difference between the demodulated signals,
The PWM driver causes a current to flow through at least one of the plurality of electromagnets when the difference reaches a predetermined value .
前記電磁石に電流を間欠的に流して前記電磁石を励磁させ、前記ロータの突極と前記電磁石との間に磁気力を発生させることで前記ロータを回転させるモータドライバと、
前記電磁石に流れる電流を測定する電流センサと、
前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出するロータ角検出器とを備え、
前記モータドライバはPWMドライバであって、
前記ロータ角検出器は、
前記非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、前記PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つAM変調波を抽出するAM変調波抽出器と、
前記AM変調波を復調し、復調信号を生成する復調器と、
前記復調信号を所定の値と比較する比較器とを備え、
前記PWMドライバは、前記復調信号が前記所定の値に達した時に前記複数の電磁石の内、少なくとも1つの電磁石に電流を流し、
前記リップル電流は前記PWMドライバのデューティ比を一定に固定した時の電流であり、
前記比較器が前記復調信号を前記所定の値と比較していない時はデューティ比を0にすることを特徴とするセンサレス駆動装置。 A sensorless driving device for driving a switched reluctance motor comprising a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor,
A motor driver for rotating the rotor by causing a current to flow intermittently through the electromagnet to excite the electromagnet and generating a magnetic force between the salient pole of the rotor and the electromagnet;
A current sensor for measuring a current flowing through the electromagnet;
A rotor angle detector that detects a rotor angle based on a magnitude of a ripple current flowing in a non-excited phase electromagnet among the plurality of electromagnets;
The motor driver is a PWM driver,
The rotor angle detector is
An AM modulated wave extractor for extracting an AM modulated wave having the same frequency as the carrier frequency of the PWM driver from the ripple current flowing in the electromagnet of the non-excited phase;
A demodulator that demodulates the AM modulated wave and generates a demodulated signal;
A comparator that compares the demodulated signal with a predetermined value;
The PWM driver, wherein the plurality of electromagnets, and the flow of current in at least one electromagnet when the demodulated signal has reached a predetermined value,
The ripple current is a current when the duty ratio of the PWM driver is fixed,
The comparator features and to Rousset Nsaresu drive to the duty ratio to 0 when the demodulated signal is not compared with the predetermined value.
前記比較器が前記復調信号の差分を算出していない時はデューティ比を0にすることを特徴とする請求項1に記載のセンサレス駆動装置。 The ripple current is a current when the duty ratio of the PWM driver is fixed,
2. The sensorless drive device according to claim 1 , wherein the duty ratio is set to 0 when the comparator does not calculate a difference between the demodulated signals.
前記スイッチドリラクタンスモータを駆動するための請求項1乃至12のいずれか一項に記載のセンサレス駆動装置とを備えたことを特徴とするモータ装置。 A switched reluctance motor comprising: a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material; and a stator having a plurality of electromagnets arranged to surround the rotor;
A motor device comprising the sensorless drive device according to any one of claims 1 to 12 for driving the switched reluctance motor.
前記複数の補助極は、前記ロータの半径方向において前記複数の突極よりも短く、
前記複数の突極と前記複数の補助極は、前記ロータの周方向に沿って交互に配列されていることを特徴とする請求項13に記載のモータ装置。 The rotor has a plurality of auxiliary poles respectively adjacent to the plurality of salient poles,
The plurality of auxiliary poles are shorter than the plurality of salient poles in the radial direction of the rotor,
The motor device according to claim 13 , wherein the plurality of salient poles and the plurality of auxiliary poles are alternately arranged along a circumferential direction of the rotor.
前記電磁石に流れる電流を測定し、
前記複数の電磁石の内、非励磁相の電磁石に流れるリップル電流の大きさに基づいてロータの角度を検出し、
前記ロータの角度を検出する工程は、
2つの非励磁相の電磁石に流れる前記リップル電流から、PWMドライバのキャリア周波数と同じ周波数を持つ2つのAM変調波を抽出し、前記2つのAM変調波を復調し、それぞれの復調信号を生成し、前記復調信号の差分を算出し、前記差分が所定の値に達したか否かを決定することにより、前記ロータが所定の角度に達したか否かを決定する工程であり、
前記リップル電流または前記復調信号のゲインを調整する工程を含むことを特徴とするセンサレス駆動方法。 A sensorless driving method for driving a switched reluctance comprising a rotor having a plurality of salient poles made of a magnetic material and a stator having a plurality of electromagnets arranged so as to surround the rotor,
Measure the current flowing through the electromagnet,
The rotor angle is detected based on the magnitude of the ripple current flowing in the non-excited phase electromagnet among the plurality of electromagnets ,
The step of detecting the angle of the rotor comprises:
Two AM modulated waves having the same frequency as the carrier frequency of the PWM driver are extracted from the ripple currents flowing in the two non-excited phase electromagnets, the two AM modulated waves are demodulated, and the respective demodulated signals are generated. Calculating a difference between the demodulated signals, and determining whether the difference has reached a predetermined value, thereby determining whether the rotor has reached a predetermined angle;
A sensorless driving method comprising a step of adjusting a gain of the ripple current or the demodulated signal .
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