JP6019800B2 - Electric motor control device - Google Patents

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Description

本発明は、永久磁石を備える電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric motor including a permanent magnet.

一般に、永久磁石は温度依存性を有し、永久磁石の温度が高温になるほど、永久磁石の磁束が減少する。また、永久磁石は熱に弱く、高温になるほど、減磁耐力が減少する。よって、永久磁石の温度が変化すると、永久磁石を備える電動機が出力するトルクの精度、電動機の制御効率、及び電流応答性が悪化してしまう。また、温度上昇による永久磁石の減磁を抑制するために、耐熱マージンを十分大きく取り、耐熱性の高い磁石材料を用いて永久磁石を製造する必要があり、製造コストが高くなる。永久磁石の温度を知ることができれば、電動機のトルク精度、電動機の制御効率、電流応答性を向上させ、永久磁石の設計マージンを小さくすることができる。そこで、従来から、電動機のロータが備える永久磁石の温度を推定する発明が提案されている（例えば特許文献１参照）。   Generally, a permanent magnet has temperature dependence, and the magnetic flux of a permanent magnet decreases as the temperature of the permanent magnet increases. In addition, the permanent magnet is vulnerable to heat, and the demagnetization resistance decreases as the temperature increases. Therefore, when the temperature of the permanent magnet changes, the accuracy of torque output from the electric motor including the permanent magnet, the control efficiency of the electric motor, and the current response will deteriorate. Moreover, in order to suppress demagnetization of the permanent magnet due to temperature rise, it is necessary to make a sufficiently large heat-resistant margin and to manufacture the permanent magnet using a magnet material having high heat resistance, which increases the manufacturing cost. If the temperature of the permanent magnet can be known, the torque accuracy of the motor, the control efficiency of the motor, and the current response can be improved, and the design margin of the permanent magnet can be reduced. Therefore, an invention for estimating the temperature of a permanent magnet included in a rotor of an electric motor has been proposed (for example, see Patent Document 1).

特開２００８−４３１２８号公報JP 2008-43128 A

特許文献１では、定常状態における誘起電圧から永久磁石の温度を推定している。また、特許文献１に記載された電動機は、外ロータ及び内ロータからなる２重ロータ構造を有し、ロータ間の位相差に応じてロータ全体の磁束密度を変化させる可変機構を有する。よって、このような磁束密度の可変機構を有する電動機においては、ロータ間の位相差を測定しなければ、誘起電圧（磁束密度）の変化が、可変機構によるものなのか、それとも永久磁石の温度変化によるものなのかを判断することができない。   In patent document 1, the temperature of a permanent magnet is estimated from the induced voltage in a steady state. The electric motor described in Patent Document 1 has a double rotor structure including an outer rotor and an inner rotor, and has a variable mechanism that changes the magnetic flux density of the entire rotor in accordance with the phase difference between the rotors. Therefore, in an electric motor having such a variable magnetic flux density mechanism, if the phase difference between the rotors is not measured, whether the induced voltage (magnetic flux density) changes due to the variable mechanism or the temperature change of the permanent magnet. Cannot judge whether it is due to.

本発明は上記課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、永久磁石の温度と磁束密度が一対一に対応していない場合であっても、可変機構による電動機定数の変化を精度良く推定して、永久磁石の温度の推定精度が向上する電動機の制御装置を提供することである。 The present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to accurately change the motor constant by the variable mechanism even when the temperature and magnetic flux density of the permanent magnet do not correspond one-to-one. It is an object of the present invention to provide a motor control device that estimates and improves the estimation accuracy of the temperature of the permanent magnet.

上記目的を達成するための本発明の特徴は、永久磁石が、電動機の運転条件に応じて、永久磁石による磁束密度が変更される可変部位を有する電動機の制御装置であって、可変部位が、電動機に流れる電流に重畳される高調波成分の次数と同じ次数の磁束密度の高調波成分が増減する位置に形成され、制御装置は、電動機に流れる電流の基本波及び高調波から磁束密度の基本波成分及び高調波成分を演算し、磁束密度の高調波成分から可変部位による磁束密度の変化量を推定し、磁束密度の変化量及び磁束密度の基本波成分から永久磁石の温度を推定することである。 Feature of the present invention for achieving the above object, a permanent magnet, according to the operating condition of a motor, a motor control apparatus that have a variable region that the magnetic flux density of the permanent magnets is changed, the variable site is The harmonic component of the magnetic flux density of the same order as the order of the harmonic component superimposed on the current flowing through the motor is formed at a position where the harmonic component is increased or decreased , and the control device determines the magnetic flux density from the fundamental wave and harmonics of the current flowing through the motor. Calculates the fundamental wave component and harmonic component, estimates the amount of change in magnetic flux density due to the variable part from the harmonic component of the magnetic flux density, and estimates the temperature of the permanent magnet from the amount of change in the magnetic flux density and the fundamental wave component of the magnetic flux density That is.

本発明の電動機の制御装置によれば、永久磁石の温度と磁束密度が一対一に対応していない場合であっても、可変機構による電動機定数の変化を精度良く推定して、永久磁石の温度の推定精度が向上する。
According to the motor control device of the present invention, even if the temperature of the permanent magnet and the magnetic flux density do not correspond one-to-one, the change in the motor constant by the variable mechanism is accurately estimated, and the temperature of the permanent magnet The estimation accuracy of is improved.

図１は、本発明の実施形態に係わる表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）の１極分の構造を示した部分断面図である。FIG. 1 is a partial sectional view showing the structure of one pole of a surface permanent magnet synchronous motor (SPMSM) according to an embodiment of the present invention. 図２は、図１の低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁していない時の、磁束ＭＧＦの流れと、周波数毎に分離した磁束密度の波形とを示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating the flow of the magnetic flux MGF and the magnetic flux density waveform separated for each frequency when the low coercive force magnet portions 12a and 12b of FIG. 1 are not demagnetized. 図３は、図１の低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁した時の、磁束ＭＧＦの流れと、周波数毎に分離した磁束密度の波形とを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the flow of the magnetic flux MGF and the waveform of the magnetic flux density separated for each frequency when the low coercive force magnet portions 12a and 12b of FIG. 1 are demagnetized. 図４は、磁束密度の基本波成分及び高調波成分と永久磁石１０ａ、１０ｂの温度及び着磁状態（減磁／増磁）との相関の一例を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing an example of the correlation between the fundamental wave component and the harmonic component of the magnetic flux density and the temperatures and magnetization states (demagnetization / magnetization) of the permanent magnets 10a and 10b. 図５は、本発明の実施形態に係わる埋込永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の１極分の構造を示した部分断面図である。FIG. 5 is a partial cross-sectional view showing the structure of one pole of an embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM) according to an embodiment of the present invention. 図６は、図５の低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁した時の、磁束ＭＧＦの流れと周波数毎に分離した磁束密度の波形とを示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the flow of the magnetic flux MGF and the magnetic flux density waveform separated for each frequency when the low coercive force magnet portions 12c and 12d of FIG. 5 are demagnetized. 図７は、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを永久磁石１０ｃと永久磁石１０ｄとで異なる位置に形成する例と、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形を周波数毎に分離して示した図である。FIG. 7 is a diagram showing an example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at different positions in the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, and a waveform of the magnetic flux density in the gap surface GAP separated for each frequency. . 図８は、図７に示す低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの配置例において、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁した時のギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形を周波数毎に分離して示した図である。FIG. 8 shows an example of the arrangement of the low coercivity magnet portions 12c and 12d shown in FIG. 7, in which the magnetic flux density waveform in the gap surface GAP when the low coercivity magnet portions 12c and 12d are demagnetized is separated for each frequency. FIG. 図９は、図７及び図８に示した低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの配置を有する電動機（ＩＰＭＳＭ）の１極分の構造を示した部分断面図である。FIG. 9 is a partial cross-sectional view showing the structure of one pole of the electric motor (IPMSM) having the arrangement of the low coercive force magnet portions 12c and 12d shown in FIGS. 図１０は、図９の電動機における磁束密度の基本波成分及び高調波成分と永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度及び着磁状態（減磁／増磁）との相関を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing the correlation between the fundamental wave component and the harmonic component of the magnetic flux density in the electric motor of FIG. 9 and the temperatures and magnetization states (demagnetization / magnetization) of the permanent magnets 10c and 10d. 図１１（ａ）は、第１実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの進角側、及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成される第１例を示す部分断面図である。図１１（ｂ）は、第１実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの進角側、及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成される第２例を示す部分断面図である。FIG. 11A shows an electric motor according to the first embodiment, in which low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the retard side of the permanent magnet 10d, respectively. It is a fragmentary sectional view showing an example. FIG. 11B shows the electric motor according to the first embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the retard side of the permanent magnet 10d, respectively. It is a fragmentary sectional view showing two examples. 図１２は、第１実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの進角側、及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成される第３例を示す部分断面図である。FIG. 12 shows the electric motor according to the first embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the retard side of the permanent magnet 10d, respectively. It is a fragmentary sectional view shown. 図１３（ａ）は、第２実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの端にそれぞれ形成される第１例を示す部分断面図である。図１３（ｂ）は、第２実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの端にそれぞれ形成される第２例を示す部分断面図である。FIG. 13A shows a first example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and at the end of the permanent magnet 10d, respectively, according to the electric motor according to the second embodiment. It is a fragmentary sectional view. FIG. 13B shows a second example of the electric motor according to the second embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and at the end of the permanent magnet 10d, respectively. It is a fragmentary sectional view. 図１４（ａ）は、第３実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄのみに形成され、永久磁石１０ｃには低保磁力磁石部１２ｃが形成されていない第１例を示す部分断面図である。図１４（ｂ）は、第３実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄのみに形成され、永久磁石１０ｃには低保磁力磁石部１２ｃが形成されていない第２例を示す部分断面図である。FIG. 14A shows an electric motor according to the third embodiment, in which the low coercivity magnet portion 12d is formed only on the permanent magnet 10d, and the low coercivity magnet portion 12c is not formed on the permanent magnet 10c. It is a fragmentary sectional view showing an example. FIG. 14B shows the electric motor according to the third embodiment, in which the low coercive force magnet portion 12d is formed only on the permanent magnet 10d, and the low coercive force magnet portion 12c is not formed on the permanent magnet 10c. It is a fragmentary sectional view showing two examples. 図１５（ａ）は、偶数次の高調波成分が増加或いは減少するその他の実施例に係わる電動機の第１例を示す部分断面図であり、図１５（ｂ）は、偶数次の高調波成分が増加或いは減少するその他の実施例に係わる電動機の第２例を示す部分断面図である。FIG. 15A is a partial cross-sectional view showing a first example of an electric motor according to another embodiment in which even-order harmonic components increase or decrease, and FIG. 15B shows even-order harmonic components. It is a fragmentary sectional view which shows the 2nd example of the electric motor concerning the other Example which increases or decreases. 図１６は、第４実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成される第１例を示す部分断面図である。FIG. 16 is a partial cross-sectional view showing a first example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and the center of the permanent magnet 10d, respectively, in the electric motor according to the fourth embodiment. It is. 図１７は、第４実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成される第２例を示す部分断面図である。FIG. 17 is a partial sectional view showing a second example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and at the center of the permanent magnet 10d, respectively, in the electric motor according to the fourth embodiment. It is. 図１８は、第４実施例の変形例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成される第３例を示す部分断面図であり、ｄ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｄ＿１ｆ、ｑ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｑ＿１ｆ、ｄ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｄ＿２ｆ、及びｑ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｑ＿２ｆを示す。FIG. 18 shows a third example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and the center of the permanent magnet 10d, respectively, according to a modification of the fourth embodiment. FIG. 4 is a partial cross-sectional view showing a fundamental wave component Ld_1f of d-axis inductance, a fundamental wave component Lq_1f of q-axis inductance, a second harmonic component Ld_2f of d-axis inductance, and a second harmonic component Lq_2f of q-axis inductance. 図１９は、第５実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの遅角側及び進角側の両側、及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側にそれぞれ形成される例を示す部分断面図である。FIG. 19 shows the electric motor according to the fifth embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are provided on both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c, and the retard side and the advance angle of the permanent magnet 10d. It is a fragmentary sectional view which shows the example each formed in the both sides of a side. 図２０は、第５実施例の変形例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの中心から端に向けて低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの密度が高くなるようにそれぞれ分割されている例を示す部分断面図である。FIG. 20 shows an electric motor according to a modification of the fifth embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d have the density of the low coercive force magnet portions 12c and 12d from the center to the end of the permanent magnets 10c and 10d. It is a fragmentary sectional view which shows the example divided | segmented so that each may become high. 図２１（ａ）は、第６実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの遅角側に形成される例を示す部分断面図であり、図２１（ｂ）は、第６実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの進角側に形成される例を示す部分断面図である。FIG. 21A is a partial cross-sectional view showing an example of the electric motor according to the sixth embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the retard side of the permanent magnets 10c and 10d. FIG. 21B is a partial cross-sectional view illustrating an example of the electric motor according to the sixth embodiment in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnets 10c and 10d. 図２２（ａ）は、第１〜第６実施例に係わる電動機を制御する制御装置の一部を示すブロック図であり、図２２（ｂ）は、第１〜第６実施例に係わる電動機を制御する制御装置の残りの一部を示すブロック図である。FIG. 22A is a block diagram illustrating a part of a control device that controls the electric motors according to the first to sixth embodiments, and FIG. 22B illustrates the electric motor according to the first to sixth embodiments. It is a block diagram which shows the remaining one part of the control apparatus which controls.

以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付している。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the description of the drawings, the same parts are denoted by the same reference numerals.

[表面永久磁石同期モータ]
図１は、本発明の実施形態に係わる永久磁石型電動機（以後、「電動機」という）の１極分の構造の第１例を示した部分断面図である。図１に示す電動機は、ロータ４の表面に永久磁石１０ａ、１０ｂが配置された所謂、表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）と呼ばれる電動機である。 [Surface permanent magnet synchronous motor]
FIG. 1 is a partial cross-sectional view showing a first example of a structure for one pole of a permanent magnet type electric motor (hereinafter referred to as “motor”) according to an embodiment of the present invention. The electric motor shown in FIG. 1 is a so-called surface permanent magnet synchronous motor (SPMSM) in which permanent magnets 10 a and 10 b are arranged on the surface of the rotor 4.

電動機は、外周ケースに固定されたステータ２と、ステータ２の内周側にエアギャップを介して配置され、ロータシャフト３に固定されたロータ４とを備える。ステータ２は、例えば電磁鋼板を積層して形成されたステータコアを有する。電動機は、このステータコアの周方向に等間隔に設けられたスロット５に電機子コイル６が巻き込まれた構造を有する。   The electric motor includes a stator 2 fixed to the outer peripheral case, and a rotor 4 disposed on the inner peripheral side of the stator 2 via an air gap and fixed to the rotor shaft 3. The stator 2 has a stator core formed by laminating electromagnetic steel plates, for example. The electric motor has a structure in which an armature coil 6 is wound in slots 5 provided at equal intervals in the circumferential direction of the stator core.

一方、ロータ４は、例えばロータシャフト３の軸周りに電磁鋼板を積層することで形成されたロータコア７を有し、ロータコア７の周方向に等間隔に磁極を形成する永久磁石１０ａ、１０ｂが配置された構造を有する。永久磁石１０ａ、１０ｂは、ステータ２に対してＮ極（一方の磁極）を向けた永久磁石１０ａと、ステータ２に対してＳ極（他方の磁極）を向けた永久磁石１０ｂが周方向に交互に配列された構成を有する。図１には、磁石１０ａ、１０ｂの１周期分のみを示している。電機子コイル６に対してロータ４の極対数に対応した駆動周波数の交流を通電することで発生する回転磁界と、ロータ４の永久磁石１０ａ、１０ｂによって発生する磁石磁界との相互作用により、ロータ４及びロータシャフト３が回転する。   On the other hand, the rotor 4 has a rotor core 7 formed by laminating electromagnetic steel plates around the axis of the rotor shaft 3, for example, and permanent magnets 10a and 10b that form magnetic poles at equal intervals in the circumferential direction of the rotor core 7 are arranged. Has a structured. In the permanent magnets 10a and 10b, the permanent magnet 10a having the N pole (one magnetic pole) directed to the stator 2 and the permanent magnet 10b having the S pole (the other magnetic pole) directed to the stator 2 are alternately arranged in the circumferential direction. It has the structure arranged in. FIG. 1 shows only one period of the magnets 10a and 10b. Due to the interaction between the rotating magnetic field generated by energizing the armature coil 6 with an alternating current having a driving frequency corresponding to the number of pole pairs of the rotor 4 and the magnetic field generated by the permanent magnets 10a and 10b of the rotor 4, the rotor 4 and the rotor shaft 3 rotate.

永久磁石１０ａ、１０ｂは、電動機の運転条件に応じて、磁束密度が変更される可変部位として、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを有する。具体的には、ロータ４の磁極を形成する永久磁石１０ａ、１０ｂの各々は、比較的保磁力が大きい磁石（以下、高保磁力磁石部１１ａ、１１ｂという。）と、比較的保磁力が小さい磁石（以下、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂという。）とを組み合わせた構成を有する。そして、駆動周波数の基本波成分に対して駆動周波数の高調波成分を重畳した複合電流を電機子コイル６に通電し、永久磁石１０ａ、１０ｂの低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂの着磁状態を複合電流の高調波成分によって制御することで、永久磁石１０ａ、１０ｂによる磁束密度を制御する。このように、図１に示す電動機は、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂの着磁状態を制御することによる磁束密度の可変機構を有する。   The permanent magnets 10a and 10b have low coercive force magnet portions 12a and 12b as variable portions where the magnetic flux density is changed according to the operating conditions of the electric motor. Specifically, each of the permanent magnets 10a and 10b forming the magnetic poles of the rotor 4 includes a magnet having a relatively large coercive force (hereinafter referred to as high coercive force magnet portions 11a and 11b) and a magnet having a relatively small coercive force. (Hereinafter, referred to as low coercive force magnet portions 12a and 12b). Then, a composite current in which the harmonic component of the driving frequency is superimposed on the fundamental wave component of the driving frequency is passed through the armature coil 6, and the magnetization states of the low coercive force magnet portions 12a and 12b of the permanent magnets 10a and 10b are changed. By controlling the harmonic component of the composite current, the magnetic flux density by the permanent magnets 10a and 10b is controlled. As described above, the electric motor shown in FIG. 1 has a variable magnetic flux density mechanism by controlling the magnetization state of the low coercive force magnet portions 12a and 12b.

なお、高保磁力磁石部１１ａ、１１ｂとしては、例えばＮｄＦｅＢ磁石などを用いることができる。また、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂとしては、起磁力が高く、保磁力の比較的小さい磁石、例えばアルニコ磁石や、保磁力を高めるためのＤｙなどの元素を添加しないネオジム磁石などを用いることができる。   As the high coercive force magnet portions 11a and 11b, for example, NdFeB magnets can be used. Further, as the low coercive force magnet portions 12a and 12b, a magnet having a high magnetomotive force and a relatively small coercive force, for example, an alnico magnet or a neodymium magnet not added with an element such as Dy for increasing the coercive force is used. Can do.

また、本実施形態では、主に、磁束密度の可変機構について説明するが、可変機構は、永久磁石１０ａ、１０ｂによる磁束密度、電機子コイル６に生じる誘起電圧、永久磁石１０ａ、１０ｂの透磁率及び電機子コイル６のインダクタンスを含む電動機定数のうち少なくともいずれか１つを電動機の運転条件に応じて変更するものであればよく、永久磁石１０ａ、１０ｂが備える可変部位は、こらら電動機定数のうち少なくともいずれか１つが変更される部位であればよい。   In the present embodiment, the variable mechanism of the magnetic flux density will be mainly described. However, the variable mechanism includes the magnetic flux density by the permanent magnets 10a and 10b, the induced voltage generated in the armature coil 6, and the magnetic permeability of the permanent magnets 10a and 10b. And at least one of the motor constants including the inductance of the armature coil 6 may be changed according to the operating conditions of the motor, and the variable parts included in the permanent magnets 10a and 10b are those of the motor constants. It suffices if at least one of them is changed.

図２を参照しながら、ロータ４からエアギャップを介してステータ２へ鎖交する磁束ＭＧＦの流れと、ロータ４とステータ２とのギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形について説明する。図２は、円周を成すロータ４とステータ２とのギャップ面ＧＡＰを直線に変換して、ロータ４、ステータ２及び磁束ＭＧＦを示している。図３、図６〜図８についても同様である。   With reference to FIG. 2, the flow of the magnetic flux MGF linked from the rotor 4 to the stator 2 through the air gap and the waveform of the magnetic flux density on the gap surface GAP between the rotor 4 and the stator 2 will be described. FIG. 2 shows the rotor 4, the stator 2, and the magnetic flux MGF by converting the gap surface GAP between the rotor 4 and the stator 2 that form a circumference into a straight line. The same applies to FIGS. 3 and 6 to 8.

図２は、図１の低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁していない時、つまり、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂが高保磁力磁石部１１ａ、１１ｂと同じ着磁状態である状態を示している。表面永久磁石同期モータの場合、永久磁石１０ａ、１０ｂとステータ２とは直接対向し、両者の間に介在するものは空気（エアギャップ）のみであるので、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形は、ステータコア７の材料特性や磁気抵抗を考慮しなくても、矩形波に近い形となる。   2 shows a state in which the low coercive force magnet portions 12a and 12b in FIG. 1 are not demagnetized, that is, the low coercive force magnet portions 12a and 12b are in the same magnetization state as the high coercive force magnet portions 11a and 11b. Show. In the case of a surface permanent magnet synchronous motor, the permanent magnets 10a and 10b and the stator 2 are directly opposed to each other, and only air (air gap) is interposed between them. Even if the material characteristics and magnetic resistance of the stator core 7 are not taken into consideration, the shape is close to a rectangular wave.

よって、磁束密度の波形を周波数毎に分離すると、図２に示すように、永久磁石１０ａ、１０ｂの周期に等しい基本波成分と、奇数次の高調波成分（３次高調波成分３Ｆ、５次高調波成分５Ｆ、７次高調波成分７Ｆ、・・・）とに分離することができる。   Therefore, when the magnetic flux density waveform is separated for each frequency, as shown in FIG. 2, the fundamental wave component equal to the period of the permanent magnets 10a and 10b and the odd-order harmonic component (third-order harmonic component 3F, fifth-order). Can be separated into a harmonic component 5F, a seventh-order harmonic component 7F,.

図３は、図１の低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁した時の、磁束ＭＧＦの流れと、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形を周波数毎に分離して示す。低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁することにより、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを通る磁束ＭＧＦが減少するため、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形は、矩形波から凹形状の波に変形する。矩形波から凹形状の波への変形によって、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形を構成する高調波成分のうち、３次高調波成分３Ｆの振幅（磁束密度）が大幅に増加する。３次高調波成分３Ｆの符号は、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂが形成された永久磁石１０ａ、１０ｂの中央において基本波成分１Ｆの符号と逆となる。このため、３次高調波成分３Ｆが大幅に増加すれば、ギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形は、矩形波から凹形状の波へ変形する。   FIG. 3 shows the flow of the magnetic flux MGF and the waveform of the magnetic flux density in the gap surface GAP when the low coercive force magnet portions 12a and 12b of FIG. By demagnetizing the low coercive force magnet portions 12a and 12b, the magnetic flux MGF passing through the low coercive force magnet portions 12a and 12b is reduced, so that the magnetic flux density waveform in the gap surface GAP changes from a rectangular wave to a concave wave. Deform. By the deformation from the rectangular wave to the concave wave, the amplitude (magnetic flux density) of the third harmonic component 3F among the harmonic components constituting the waveform of the magnetic flux density in the gap surface GAP is significantly increased. The sign of the third harmonic component 3F is opposite to the sign of the fundamental wave component 1F at the center of the permanent magnets 10a and 10b where the low coercive force magnet portions 12a and 12b are formed. For this reason, if the third harmonic component 3F increases significantly, the waveform of the magnetic flux density in the gap surface GAP is deformed from a rectangular wave to a concave wave.

図４のグラフは、図２及び図３の基本波成分１Ｆ及び高調波成分３Ｆ、５Ｆ、７Ｆ、・・・の振幅（磁束密度）と永久磁石１０ａ、１０ｂの温度及び着磁状態（減磁／増磁）との相関の一例を示す。横軸は周波数の次数を示し、縦軸は振幅（磁束密度）を示し、「６０℃」、「１００℃」、「１４０℃」は永久磁石１０ａ、１０ｂの温度を示し、「増磁」は低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁していないことを示し、「減磁」は低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを減磁していることを示す。図１０についても同様である。   The graph of FIG. 4 shows the amplitude (magnetic flux density) of the fundamental wave component 1F and the harmonic components 3F, 5F, 7F,..., The temperature of the permanent magnets 10a and 10b, and the magnetization state (demagnetization). An example of the correlation with / magnetization) is shown. The horizontal axis indicates the frequency order, the vertical axis indicates the amplitude (magnetic flux density), “60 ° C.”, “100 ° C.”, and “140 ° C.” indicate the temperatures of the permanent magnets 10a and 10b, and “magnetization” is This indicates that the low coercivity magnet portions 12a and 12b are not demagnetized, and “demagnetization” indicates that the low coercivity magnet portions 12a and 12b are demagnetized. The same applies to FIG.

図４に示すように、増磁状態から減磁状態へ変化することにより、基本波成分（１Ｆ）の磁束密度は減少するが、３次高調波成分３Ｆ、５次高調波成分５Ｆ及び７次高調波成分７Ｆの磁束密度は増加する。特に、３次高調波成分３Ｆの増加量は、５次高調波成分５Ｆ及び７次高調波成分７Ｆの増加量に比べて大きい。よって、図１に示したように永久磁石１０ａ、１０ｂの各々の中央に低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂ（可変部位の一例）を形成すれば、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂによる磁束密度の変更量に応じて、磁束密度の３次高調波成分３Ｆを増加或いは減少させることができる。ここで、３次高調波成分３Ｆは、「予め定めた電動機の高調波成分」の一例である。   As shown in FIG. 4, by changing from the magnetized state to the demagnetized state, the magnetic flux density of the fundamental wave component (1F) decreases, but the third harmonic component 3F, the fifth harmonic component 5F, and the seventh order. The magnetic flux density of the harmonic component 7F increases. In particular, the increase amount of the third harmonic component 3F is larger than the increase amounts of the fifth harmonic component 5F and the seventh harmonic component 7F. Therefore, as shown in FIG. 1, if the low coercivity magnet portions 12a and 12b (an example of a variable portion) are formed at the center of each of the permanent magnets 10a and 10b, the magnetic flux density of the low coercivity magnet portions 12a and 12b is reduced. Depending on the amount of change, the third harmonic component 3F of the magnetic flux density can be increased or decreased. Here, the third harmonic component 3F is an example of “a predetermined harmonic component of the motor”.

このように、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを永久磁石１０ａ、１０ｂの中央に形成することにより、可変機構によって奇数次の高調波成分を容易に増減させることができる。また、図１に示した表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）であれば、ロータ４の材料特性及び磁気抵抗を考慮する必要が無いので、可変機構によって任意の高調波成分を容易に増減させることができる。よって、高調波成分の増減から可変機構による磁束密度の変更量を精度良く推定することができる。そして、例えば、温度依存性が高い磁束密度の基本波成分のデータを用いれば、図４に示すデータから永久磁石１０ａ、１０ｂの温度を精度良く推定することができる。このように、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂを、可変機構による磁束密度の変更量に応じて、予め定めた磁束密度の高調波成分（磁束密度の３次高調波成分）を増加或いは減少させることができる位置に形成する。これにより、可変機構を備えることにより、永久磁石１０ａ、１０ｂの温度と磁束密度が一対一に対応していない場合であっても、可変機構による電動機定数の変化を精度良く推定して、永久磁石１０ａ、１０ｂの温度の推定精度が向上する。また、特許文献１に開示されているように可変機構による変更量を測定しなくても、永久磁石１０ａ、１０ｂの温度を精度良く推定することができるようになる。   Thus, by forming the low coercive force magnet portions 12a and 12b in the center of the permanent magnets 10a and 10b, the odd-order harmonic components can be easily increased or decreased by the variable mechanism. Further, in the case of the surface permanent magnet synchronous motor (SPMSM) shown in FIG. 1, it is not necessary to consider the material characteristics and magnetic resistance of the rotor 4, and therefore it is possible to easily increase or decrease any harmonic component by a variable mechanism. it can. Therefore, the change amount of the magnetic flux density by the variable mechanism can be accurately estimated from the increase / decrease of the harmonic component. For example, if the data of the fundamental wave component of the magnetic flux density having high temperature dependence is used, the temperatures of the permanent magnets 10a and 10b can be accurately estimated from the data shown in FIG. As described above, the low coercive force magnet portions 12a and 12b increase or decrease the harmonic component of the predetermined magnetic flux density (the third harmonic component of the magnetic flux density) according to the amount of change in the magnetic flux density by the variable mechanism. It is formed at a position where it can be. Thereby, by providing the variable mechanism, even if the temperature and the magnetic flux density of the permanent magnets 10a and 10b do not correspond one-to-one, the change in the motor constant by the variable mechanism is accurately estimated, and the permanent magnet The estimation accuracy of the temperature of 10a, 10b is improved. Further, as disclosed in Patent Document 1, the temperature of the permanent magnets 10a and 10b can be accurately estimated without measuring the amount of change by the variable mechanism.

[埋込永久磁石同期モータ]
図５は、本発明の実施形態に係わる電動機の１極分の構造の第２例を示した部分断面図である。図５に示す電動機は、ロータ４の内部に永久磁石１０ｃ、１０ｄが埋め込まれた所謂、埋込永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）と呼ばれる電動機である。 [Embedded permanent magnet synchronous motor]
FIG. 5 is a partial cross-sectional view showing a second example of the structure for one pole of the electric motor according to the embodiment of the present invention. The electric motor shown in FIG. 5 is a so-called embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM) in which permanent magnets 10 c and 10 d are embedded in the rotor 4.

図５に示した埋込永久磁石同期モータは、図１に示した表面永久磁石同期モータと比べて、永久磁石１０ｃ、１０ｄがロータコア７の内部に埋め込まれ、永久磁石１０ｃ、１０ｄとステータ２との間にエアギャップのみならず、ロータコア７の一部も配置されている点が相違する。その他の構成は、図１に示した埋込永久磁石同期モータと同じであり、説明を省略する。   In the embedded permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 5, the permanent magnets 10c and 10d are embedded in the rotor core 7 as compared with the surface permanent magnet synchronous motor shown in FIG. A difference is that not only the air gap but also a part of the rotor core 7 is arranged between the two. Other configurations are the same as those of the embedded permanent magnet synchronous motor shown in FIG.

永久磁石１０ｃ、１０ｄは、電動機の運転条件に応じて、磁束密度が変更される可変部位として、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを有する。具体的には、ロータ４の磁極を形成する永久磁石１０ｃ、１０ｄの各々は、高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄと、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄとを組み合わせた構成を有する。そして、駆動周波数の基本波成分に対して駆動周波数の高調波成分を重畳した複合電流を電機子コイル６に通電し、永久磁石１０ｃ、１０ｄの低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの着磁状態を複合電流の高調波成分によって制御することで、永久磁石１０ｃ、１０ｄによる磁束密度を制御する。このように、図５に示す電動機は、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの着磁状態を制御することによる磁束密度の可変機構を有する。   The permanent magnets 10c and 10d have low coercive force magnet portions 12c and 12d as variable portions where the magnetic flux density is changed according to the operating conditions of the electric motor. Specifically, each of the permanent magnets 10c and 10d forming the magnetic poles of the rotor 4 has a configuration in which the high coercive force magnet portions 11c and 11d and the low coercive force magnet portions 12c and 12d are combined. Then, the armature coil 6 is energized with a composite current in which the harmonic component of the driving frequency is superimposed on the fundamental component of the driving frequency, and the magnetization states of the low coercive force magnet portions 12c and 12d of the permanent magnets 10c and 10d are changed. By controlling the harmonic component of the composite current, the magnetic flux density by the permanent magnets 10c and 10d is controlled. As described above, the electric motor shown in FIG. 5 has a magnetic flux density variable mechanism by controlling the magnetization state of the low coercive force magnet portions 12c and 12d.

低保磁力磁石部１２ｃは永久磁石１０ｃの中央に形成され、永久磁石１０ｃの両端には高保磁力磁石部１１ｃがそれぞれ形成されている。低保磁力磁石部１２ｄは永久磁石１０ｄの中央に形成され、永久磁石１０ｄの両端には高保磁力磁石部１１ｄがそれぞれ形成されている。   The low coercivity magnet portion 12c is formed at the center of the permanent magnet 10c, and the high coercivity magnet portions 11c are formed at both ends of the permanent magnet 10c. The low coercive force magnet portion 12d is formed at the center of the permanent magnet 10d, and high coercive force magnet portions 11d are formed at both ends of the permanent magnet 10d.

図６は、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁した時の、磁束ＭＧＦの流れと周波数毎に分離した磁束密度の波形とを示す。磁束密度の可変機構によって低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｃを減磁することにより、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを通る磁束ＭＧＦが減少する。このため、ロータ４とステータ２とのギャップ面ＧＡＰを通過する磁束密度の波形は、矩形波から凹形状の波に変形する。矩形波から凹形状の波への変形によって、磁束密度の波形を構成する高調波成分のうち、３次高調波成分３Ｆの振幅（磁束密度）が増加する。   FIG. 6 shows the flow of the magnetic flux MGF and the magnetic flux density waveform separated for each frequency when the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized. By demagnetizing the low coercive force magnet portions 12c and 12c by the variable magnetic flux density mechanism, the magnetic flux MGF passing through the low coercive force magnet portions 12c and 12d decreases. For this reason, the waveform of the magnetic flux density passing through the gap surface GAP between the rotor 4 and the stator 2 is deformed from a rectangular wave to a concave wave. By the deformation from the rectangular wave to the concave wave, the amplitude (magnetic flux density) of the third harmonic component 3F among the harmonic components constituting the magnetic flux density waveform increases.

このように、図５に示した埋込永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）であっても、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを永久磁石１０ｃ、１０ｄの中央に形成することにより、表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）と同様に、可変機構によって奇数次の高調波成分を容易に増減させることができる。   As described above, even in the embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM) shown in FIG. 5, the surface permanent magnet synchronous motor is formed by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d in the center of the permanent magnets 10c and 10d. Similar to (SPMSM), odd-order harmonic components can be easily increased or decreased by a variable mechanism.

埋込永久磁石同期モータの場合、永久磁石１０ｃ、１０ｄとステータ２との間にロータコア７の一部が介在する。このため、図４に示したように磁束密度の変化量に応じて３次高調波成分３Ｆの振幅を大きく変化させるには、ロータコア７の外周形状、材料特性及び磁気抵抗を考慮して永久磁石１０ｃ、１０ｄの配置を決めなければならない。つまり、図５に示した埋込永久磁石同期モータであっても、ロータコア７の外周形状、材料特性及び磁気抵抗を考慮することにより、可変機構によって任意の高調波成分を大幅に増減させることができる。   In the case of an embedded permanent magnet synchronous motor, a part of the rotor core 7 is interposed between the permanent magnets 10 c and 10 d and the stator 2. Therefore, as shown in FIG. 4, in order to greatly change the amplitude of the third harmonic component 3F according to the amount of change in the magnetic flux density, the permanent magnet is considered in consideration of the outer peripheral shape of the rotor core 7, the material characteristics, and the magnetic resistance. The arrangement of 10c and 10d must be determined. That is, even in the embedded permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 5, by considering the outer peripheral shape of the rotor core 7, the material characteristics, and the magnetic resistance, it is possible to greatly increase or decrease any harmonic component by the variable mechanism. it can.

[偶数次高調波成分の生成]
図１に示した表面永久磁石同期モータ及び図５に示した埋込永久磁石同期モータの例では、いずれも奇数次の高調波成分を増減させる可変部位（低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ）の配置を示した。本発明は、これに限らず、可変機構によって偶数次の高調波成分を増加或いは減少させるように可変部位を形成する実施例も含む。 [Generation of even harmonic components]
In the examples of the surface permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 1 and the embedded permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 5, the variable portions (low coercive force magnet portions 12a, 12b, 12c) that increase or decrease odd-order harmonic components are used. 12d) is shown. The present invention is not limited to this, but also includes an embodiment in which a variable portion is formed so as to increase or decrease even-order harmonic components by a variable mechanism.

図７を参照して、可変機構によって偶数次の高調波成分を増加或いは減少させる低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの配置の一例を説明する。図１及び図５に示した低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄの配置は、ステータ２に対して一方の磁極を向けた永久磁石１０ｃとステータ２に対して他方の磁極を向けた永久磁石１０ｄとで同じであった。しかし、図７に示すように、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの位置は、ステータ２に対して一方の磁極を向けた永久磁石１０ｃとステータ２に対して他方の磁極を向けた永久磁石１０ｄとで異なっていてもよい。具体的には、低保磁力磁石部１２ｃは永久磁石１０ｃの中央に形成され、及び低保磁力磁石部１２ｄは永久磁石１０ｄの端にそれぞれ形成されている。   With reference to FIG. 7, an example of arrangement | positioning of the low coercive force magnet parts 12c and 12d which increases or decreases even-order harmonic components with a variable mechanism is demonstrated. The arrangement of the low coercive force magnet portions 12 a, 12 b, 12 c, and 12 d shown in FIGS. 1 and 5 is such that one magnetic pole is directed to the stator 2 and the other magnetic pole is directed to the stator 2. It was the same as the permanent magnet 10d. However, as shown in FIG. 7, the positions of the low coercive force magnet portions 12 c and 12 d are the permanent magnet 10 c with one magnetic pole facing the stator 2 and the permanent magnet 10 d with the other magnetic pole facing the stator 2. And may be different. Specifically, the low coercive force magnet portion 12c is formed at the center of the permanent magnet 10c, and the low coercive force magnet portion 12d is formed at the end of the permanent magnet 10d.

図７では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが減磁されていない、つまり１００％着磁しているため、永久磁石１０ｃ、１０ｄが形成する磁束密度の波形は矩形波を成す。よって、周波数毎に分離された磁束密度の波形は、磁束密度の基本波成分及び奇数次の高調波成分から構成され、偶数次の高調波成分を含まない。   In FIG. 7, since the low coercive force magnet portions 12c and 12d are not demagnetized, that is, 100% magnetized, the waveform of the magnetic flux density formed by the permanent magnets 10c and 10d forms a rectangular wave. Therefore, the magnetic flux density waveform separated for each frequency is composed of the fundamental component of the magnetic flux density and the odd-order harmonic component, and does not include the even-order harmonic component.

図８は、図７に示す低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの配置例において、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁した時のギャップ面ＧＡＰにおける磁束密度の波形を周波数毎に分離して示した図である。低保磁力磁石部１２ｃが配置された永久磁石１０ｃの中央、及び低保磁力磁石部１２ｄが配置された永久磁石１０ｄの端における磁束密度がそれぞれ減少する。この磁束密度の変化に対応して、偶数次の高調波成分（２次高調波成分２Ｆ及び４次高調波成分４Ｆ、・・・）が新たに出現する。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが配置された永久磁石１０ｃの中央及び永久磁石１０ｄの端において、２次高調波成分２Ｆの符号は基本波成分１Ｆの符号と逆となる。このため、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの減磁により、図７では含まれていなかった２次高調波成分２Ｆが新たに表れる。   FIG. 8 shows an example of the arrangement of the low coercivity magnet portions 12c and 12d shown in FIG. 7, in which the magnetic flux density waveform in the gap surface GAP when the low coercivity magnet portions 12c and 12d are demagnetized is separated for each frequency. FIG. Magnetic flux densities at the center of the permanent magnet 10c where the low coercive force magnet portion 12c is disposed and at the end of the permanent magnet 10d where the low coercive force magnet portion 12d is disposed are reduced. Corresponding to this change in magnetic flux density, even-order harmonic components (second harmonic component 2F and fourth harmonic component 4F,...) Newly appear. At the center of the permanent magnet 10c where the low coercive force magnet portions 12c and 12d are arranged and at the end of the permanent magnet 10d, the sign of the second harmonic component 2F is opposite to the sign of the fundamental component 1F. For this reason, due to the demagnetization of the low coercive force magnet portions 12c and 12d, a second harmonic component 2F that is not included in FIG. 7 appears newly.

図９は、図７及び図８に示した低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの配置を有する電動機（ＩＰＭＳＭ）の１極分の構造を示す。永久磁石１０ｃの中央に低保磁力磁石部１２ｃが形成され、永久磁石１０ｃの両端に高保磁力磁石部１１ｃが形成されている。永久磁石１０ｄの両端に低保磁力磁石部１２ｄがそれぞれ形成され、永久磁石１０ｄの中央に高保磁力磁石部１１ｄが形成されている。その他の構成は図５と同じであるため、図示及び説明を省略する。   FIG. 9 shows the structure of one pole of the electric motor (IPMSM) having the arrangement of the low coercive force magnet portions 12c and 12d shown in FIGS. A low coercivity magnet portion 12c is formed at the center of the permanent magnet 10c, and a high coercivity magnet portion 11c is formed at both ends of the permanent magnet 10c. Low coercivity magnet portions 12d are formed at both ends of the permanent magnet 10d, and a high coercivity magnet portion 11d is formed at the center of the permanent magnet 10d. Since other configurations are the same as those in FIG. 5, illustration and description thereof are omitted.

図１０は、図９の電動機における磁束密度の基本波成分及び高調波成分と永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度及び着磁状態（減磁／増磁）との相関を示すグラフである。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁していない状態（増磁）では、永久磁石１０ｃ、１０ｄによる磁束密度の波形は矩形波を成すため、偶数次の高調波成分は表れない。一方、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを減磁した状態（減磁）では、図８を参照して説明したように、偶数次の高調波成分（２次高調波成分２Ｆ、４次高調波成分４Ｆ、・・・）が新たに出現する。   FIG. 10 is a graph showing the correlation between the fundamental wave component and the harmonic component of the magnetic flux density in the electric motor of FIG. 9 and the temperatures and magnetization states (demagnetization / magnetization) of the permanent magnets 10c and 10d. In a state where the low coercive force magnet portions 12c and 12d are not demagnetized (magnetization), the magnetic flux density waveform by the permanent magnets 10c and 10d forms a rectangular wave, and thus even-order harmonic components do not appear. On the other hand, in the state where the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized (demagnetization), as described with reference to FIG. 8, even-order harmonic components (second harmonic component 2F, fourth harmonic) Component 4F,... Newly appears.

このように、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを永久磁石１０ｃと永久磁石１０ｄとで異なる位置に形成することにより、可変機構によって偶数次の高調波成分を容易に増加或いは減少させることができる。したがって、偶数次の高調波成分の増減から可変機構による磁束密度の変更量を容易に推定することができる。   Thus, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at different positions in the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, the even-order harmonic components can be easily increased or decreased by the variable mechanism. Therefore, the change amount of the magnetic flux density by the variable mechanism can be easily estimated from the increase / decrease in the even-order harmonic components.

[第１実施例]
以下、第１〜第３実施例では、可変機構による磁束密度の変更量に応じて偶数次の高調波成分が増加或いは減少するような位置に、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成する具体例を説明する。 [First embodiment]
Hereinafter, in the first to third embodiments, the low coercivity magnet portions 12c and 12d are formed at positions where even-order harmonic components increase or decrease according to the amount of change in magnetic flux density by the variable mechanism. An example will be described.

前述したように、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの位置が、ステータ２に対して一方の磁極を向けた永久磁石１０ｃとステータ２に対して他方の磁極を向けた永久磁石１０ｄとで異なることにより、可変機構による磁束密度の変更量に応じて偶数次の高調波成分が増加或いは減少する。   As described above, the positions of the low coercive force magnet portions 12c and 12d are different between the permanent magnet 10c with one magnetic pole facing the stator 2 and the permanent magnet 10d with the other magnetic pole facing the stator 2. Thus, even-order harmonic components increase or decrease in accordance with the amount of change in magnetic flux density by the variable mechanism.

図１１（ａ）は、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの進角側、及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成されている第１例を示す部分断面図である。図１１（ａ）の中で、ロータ４周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の２次高調波成分の符号を示す。図１１（ａ）は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、２次高調波成分は２周期分が含まれる。ロータ４中心から伸びる点線は、２次高調波成分の符号が切り替わる境界を示す。なお、ロータ４は左回りに回転する。   FIG. 11A is a partial cross-sectional view showing a first example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the retard side of the permanent magnet 10d, respectively. In FIG. 11A, the direction of the white arrow arranged on the inner side in the circumferential direction of the rotor 4 indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the black coating arranged on the outer side in the circumferential direction of the rotor 4 The direction of the arrow indicates the sign of the second harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 11A shows one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the second harmonic component includes two periods. A dotted line extending from the center of the rotor 4 indicates a boundary where the sign of the second harmonic component is switched. The rotor 4 rotates counterclockwise.

永久磁石１０ｃの中央よりも進角側及び永久磁石１０ｄの中央よりも遅角側では、図１１（ａ）中の「ＩＮＶ」で示すように、白抜きの矢印と黒塗りの矢印とは向きが異なる。つまり、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なり、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分は逆相となる。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが着磁率１００％である場合、基本波成分の１周期において、逆相の領域は２つ形成され、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が同じなる同相の領域は２つ形成される。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを着磁率０％まで減磁した場合、同相は２つのままだが、逆相の領域は０になる。   As indicated by “INV” in FIG. 11 (a), the white arrow and the black arrow are directions on the advance side with respect to the center of the permanent magnet 10c and the retard side with respect to the center of the permanent magnet 10d. Is different. That is, the signs of the fundamental component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different, and the fundamental component and the second harmonic component of the magnetic flux density are in opposite phases. When the low coercivity magnet portions 12c and 12d have a magnetization rate of 100%, two reverse-phase regions are formed in one period of the fundamental wave component, and the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are formed. Two identical in-phase regions are formed. When the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized to a magnetization rate of 0%, the in-phase remains two but the opposite-phase region becomes zero.

磁束密度の高調波成分が偶数次の高調波成分であることにより、減磁していない状態では表れない偶数次の高調波成分を、可変機構による減磁によって新たに出現させることができるので、可変機構による磁束密度の変化を更に精度良く推定することができる。   Since the harmonic component of the magnetic flux density is an even-order harmonic component, an even-order harmonic component that does not appear in a non-demagnetized state can newly appear by demagnetization by the variable mechanism. A change in magnetic flux density due to the variable mechanism can be estimated with higher accuracy.

低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの位置は、永久磁石１０ｃと永久磁石１０ｄとで異なることにより、可変機構による減磁によって磁束密度の偶数次高調波成分を出現させることができる。   The positions of the low coercive force magnet portions 12c and 12d are different between the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, so that even-order harmonic components of the magnetic flux density can appear due to demagnetization by the variable mechanism.

磁束密度の偶数次の高調波成分が磁束密度の基本波成分と逆の符号となる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが形成されていることにより、可変機構による減磁によって偶数次の高調波成分を容易に出現させることができる。   Since the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at positions where the even-order harmonic component of the magnetic flux density has a sign opposite to the fundamental wave component of the magnetic flux density, the even-order harmonic is generated by demagnetization by the variable mechanism. Wave components can easily appear.

第１実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの進角側、及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成されている。これにより、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの位置において、磁束密度の偶数次の高調波成分が磁束密度の基本波成分と逆の符号となるので、可変機構による減磁によって偶数次の高調波成分を容易に増減させることができる。   In the first embodiment, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the retard side of the permanent magnet 10d, respectively. Thereby, at the positions of the low coercive force magnet portions 12c and 12d, the even-order harmonic component of the magnetic flux density has a sign opposite to the fundamental wave component of the magnetic flux density. Ingredients can be easily increased or decreased.

なお、図１１（ａ）の第１例では、永久磁石１０ｄの中央よりも遅角側の一部分にのみ、低保磁力磁石部１２ｄが形成され、永久磁石１０ｃの中央よりも進角側の全体に、低保磁力磁石部１２ｃが形成されている場合を示す。しかし、これに限らず、図１１（ｂ）の第２例に示すように、永久磁石１０ｃの中央よりも進角側の一部分にのみ、低保磁力磁石部１２ｃが形成されていても構わない。或いは、図１２の第３例に示すように、永久磁石１０ｄの中央よりも遅角側の全体に、低保磁力磁石部１２ｄが形成されていても構わない。更に、図示は省略するが、永久磁石１０ｄの中央よりも遅角側、或いは永久磁石１０ｃの中央よりも進角側のいずれか一方にのみ、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが形成されていても構わない。   In the first example of FIG. 11 (a), the low coercive force magnet portion 12d is formed only at a part of the retarding side with respect to the center of the permanent magnet 10d, and the whole of the advancement side with respect to the center of the permanent magnet 10c. The case where the low coercive force magnet part 12c is formed is shown. However, the present invention is not limited thereto, and as shown in the second example of FIG. 11B, the low coercive force magnet portion 12c may be formed only in a part of the advance side of the center of the permanent magnet 10c. . Alternatively, as shown in the third example of FIG. 12, the low coercive force magnet portion 12d may be formed on the entire retard side of the center of the permanent magnet 10d. Furthermore, although illustration is omitted, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed only on either the retard side of the center of the permanent magnet 10d or the advance side of the center of the permanent magnet 10c. It doesn't matter.

また、図１１（ａ）、図１１（ｂ）及び図１２には、埋込永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）であって、永久磁石１０ｃ、１０ｄの磁極をステータ２に対して垂直に向けた場合を示した。しかし、これに限らず、表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）であってもよいし、永久磁石１０ｃ、１０ｄをステータ２に対して傾けてＶ字形状に配置しても構わない。   11 (a), 11 (b), and 12 show an embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM) in which the magnetic poles of the permanent magnets 10c and 10d are directed perpendicular to the stator 2. FIG. showed that. However, the present invention is not limited to this, and a surface permanent magnet synchronous motor (SPMSM) may be used, or the permanent magnets 10c and 10d may be inclined with respect to the stator 2 and arranged in a V shape.

また、２次高調波成分は偶数次の高調波成分の一例であって、その他の偶数次の高調波成分（４次、６次、８次、・・・）であっても構わない。また、磁束密度の基本波成分に対する偶数次の高調波成分の位相は、図１１（ａ）に示す場合に限定されず、他の位相であっても構わない。いずれの場合も、磁束密度の基本波成分と偶数次の高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することにより、可変機構による減磁によって磁束密度の偶数次の高調波成分を出現させることができる。ただし、２次高調波成分は、基本波成分の次に周波数が小さい成分であるため、２次高調波成分を用いて磁束密度、磁石温度を演算することにより、最も演算負荷を小さくすることができる。   The second harmonic component is an example of an even harmonic component, and may be another even harmonic component (fourth, sixth, eighth,...). Further, the phase of the even harmonic component with respect to the fundamental wave component of the magnetic flux density is not limited to the case shown in FIG. 11A, and may be another phase. In any case, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the even harmonic components are different, the even-order magnetic flux density is demagnetized by demagnetization by the variable mechanism. Harmonic components can appear. However, since the second harmonic component is the component with the next smallest frequency after the fundamental component, the calculation load can be minimized by calculating the magnetic flux density and magnet temperature using the second harmonic component. it can.

[第２実施例]
図１３（ａ）は、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの端にそれぞれ形成されている第１例を示す部分断面図である。図１３（ａ）の中で、ロータ４周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の２次高調波成分の符号を示す。図１３（ａ）は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、２次高調波成分は２周期分が含まれる。図１３（ａ）に示す２次高調波成分の位相は、図１１（ａ）、図１１（ｂ）及び図１２に比べて、電気角で４５度遅れている。 [Second Embodiment]
FIG. 13A is a partial cross-sectional view showing a first example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and at the end of the permanent magnet 10d, respectively. In FIG. 13A, the direction of the white arrow arranged on the inner side in the circumferential direction of the rotor 4 indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the black coating arranged on the outer side in the circumferential direction of the rotor 4 The direction of the arrow indicates the sign of the second harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 13A shows one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the second harmonic component includes two periods. The phase of the second-order harmonic component shown in FIG. 13A is delayed by 45 degrees in electrical angle as compared to FIGS. 11A, 11B, and 12.

永久磁石１０ｃの中央及び永久磁石１０ｄの端では、図１３（ａ）中の「ＩＮＶ」で示すように、白抜きの矢印と黒塗りの矢印とは向きが異なる。つまり、磁束密度の基本波成分と磁束密度の２次高調波成分の符号が異なる。このように、磁束密度の基本波成分と磁束密度の２次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することにより、減磁していない時には含まれていない磁束密度の２次高調波成分を出現させることができる。   At the center of the permanent magnet 10c and the end of the permanent magnet 10d, the directions of the white arrow and the black arrow are different as indicated by “INV” in FIG. That is, the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. Thus, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the second harmonic component of the magnetic flux density are different, the magnetic flux not included when not demagnetized. A second harmonic component of density can appear.

第２実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの端にそれぞれ形成する。これにより、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することができる。   In the second embodiment, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and at the end of the permanent magnet 10d, respectively. Thereby, the low coercive force magnet parts 12c and 12d can be formed at positions where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different.

なお、図１３（ａ）の第１例では、永久磁石１０ｃ、１０ｄにおいて、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域の一部分にのみ、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成した場合を示した。しかし、これに限らず、図１３（ｂ）の第２例に示すように、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域の全体に、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成しても構わない。図１３（ｂ）では、その一例として、低保磁力磁石部１２ｄを磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域全体に拡大した場合を示す。   In the first example of FIG. 13A, in the permanent magnets 10c and 10d, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are only in a part of a region where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. The case of forming was shown. However, the present invention is not limited to this, and as shown in the second example of FIG. 13B, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are provided in the entire region where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. May be formed. FIG. 13B shows an example in which the low coercive force magnet portion 12d is expanded to the entire region where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different.

[第３実施例]
図１４（ａ）は、低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄのみに形成され、永久磁石１０ｃには低保磁力磁石部１２ｃが形成されていない第１例を示す部分断面図である。図１４（ａ）の中で、ロータ４周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の２次高調波成分の符号を示す。図１４（ａ）は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、２次高調波成分は２周期分が含まれる。図１４（ａ）に示す２次高調波成分の位相は、図１１（ａ）、図１１（ｂ）及び図１２に比べて、電気角で４５度遅れている。 [Third embodiment]
FIG. 14A is a partial cross-sectional view showing a first example in which the low coercive force magnet portion 12d is formed only on the permanent magnet 10d, and the low coercive force magnet portion 12c is not formed on the permanent magnet 10c. In FIG. 14A, the direction of the white arrow arranged on the inner side in the circumferential direction of the rotor 4 indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the black coating arranged on the outer side in the circumferential direction of the rotor 4 The direction of the arrow indicates the sign of the second harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 14A shows one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the second harmonic component includes two periods. The phase of the second harmonic component shown in FIG. 14A is delayed by 45 degrees in electrical angle as compared to FIGS. 11A, 11B, and 12.

図１４（ａ）の第１例は、図１３（ａ）と比べて、低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄの両方の端にそれぞれ形成されている点で共通するが、永久磁石１０ｃに低保磁力磁石部１２ｃは形成されていない点で相違する。   The first example of FIG. 14A is common to the permanent magnet 10c in that the low coercive force magnet portion 12d is formed at both ends of the permanent magnet 10d as compared with FIG. 13A. The low coercive force magnet portion 12c is different in that it is not formed.

磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる位置であれば、永久磁石１０ｄにだけ低保磁力磁石部１２ｄを形成しても構わないし、逆に、永久磁石１０ｃにだけ低保磁力磁石部１２ｃを形成しても構わない。   If the sign of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different from each other, the low coercive force magnet portion 12d may be formed only in the permanent magnet 10d. The magnetic magnet part 12c may be formed.

図１４（ａ）は低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄの両方の端にそれぞれ形成されている例を示す。しかし、これに限らず、図１４（ｂ）に示すように、低保磁力磁石部１２ｄが永久磁石１０ｄの一方の端のみに形成されていてもよい。更に図示は省略するが、図１３（ｂ）と同様にして、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域の全体に、低保磁力磁石部１２ｃ或いは低保磁力磁石部１２ｄが形成されていてもよい。   FIG. 14A shows an example in which low coercive force magnet portions 12d are formed at both ends of the permanent magnet 10d. However, the present invention is not limited thereto, and as shown in FIG. 14B, the low coercive force magnet portion 12d may be formed only at one end of the permanent magnet 10d. Further, although not shown in the figure, the low coercive force magnet portion 12c or the low coercive force magnet portion is provided in the entire region where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different, as in FIG. 12d may be formed.

第３実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ或いは低保磁力磁石部１２ｄが、永久磁石１０ｃ又は永久磁石１０ｄのいずれか一方のみに形成されている。この場合であっても、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる位置に、低保磁力磁石部１２ｃ或いは低保磁力磁石部１２ｄを形成することができるので、磁束密度の基本波成分と符号が逆になる磁束密度の２次高調波成分を容易に出現させることができる。   In the third embodiment, the low coercive force magnet portion 12c or the low coercive force magnet portion 12d is formed on only one of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d. Even in this case, the low coercivity magnet portion 12c or the low coercivity magnet portion 12d can be formed at a position where the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. A second harmonic component of the magnetic flux density whose sign is opposite to that of the fundamental wave component can easily appear.

なお、偶数次の高調波成分が増加或いは減少するその他の実施例として、例えば、図１５（ａ）の第１例に示すように、永久磁石１０ｄの一方の端のみに低保磁力磁石部１２ｄを形成し、且つ、永久磁石１０ｃの中央に低保磁力磁石部１２ｃを形成してもよい。更に、磁束密度の基本波成分に対する２次高調波成分の位相をずらすことにより、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域を任意に設定することができる。例えば、図１５（ｂ）に示すように、磁束密度の基本波成分に対する２次高調波成分の位相を電気角で９０度ずらすことにより、永久磁石１０ｄの中央に、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる領域ＩＮＶを設定することができる。この場合、磁束密度の基本波成分と２次高調波成分の符号が異なる永久磁石１０ｄの中央に、低保磁力磁石部１２ｄを形成すればよい。更に図示は省略するが、永久磁石１０ｃの端に低保磁力磁石部１２ｃを更に形成しても構わない。   As another example in which even-order harmonic components increase or decrease, for example, as shown in the first example of FIG. 15A, the low coercive force magnet portion 12d is provided only at one end of the permanent magnet 10d. And the low coercive force magnet portion 12c may be formed at the center of the permanent magnet 10c. Further, by shifting the phase of the second harmonic component with respect to the fundamental component of the magnetic flux density, it is possible to arbitrarily set a region where the signs of the fundamental component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. For example, as shown in FIG. 15B, by shifting the phase of the second harmonic component with respect to the fundamental component of the magnetic flux density by 90 degrees in electrical angle, the fundamental wave component of the magnetic flux density and the center of the permanent magnet 10d A region INV in which the sign of the second harmonic component is different can be set. In this case, the low coercive force magnet portion 12d may be formed at the center of the permanent magnet 10d in which the signs of the fundamental wave component and the second harmonic component of the magnetic flux density are different. Although not shown, a low coercive force magnet portion 12c may be further formed at the end of the permanent magnet 10c.

[第４実施例]
以下、第４〜第６実施例では、可変機構による磁束密度の変更量に応じて奇数次の高調波成分が増加或いは減少するような位置に、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成する具体例を説明する。 [Fourth embodiment]
Hereinafter, in the fourth to sixth embodiments, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at positions where odd-order harmonic components increase or decrease in accordance with the amount of change in magnetic flux density by the variable mechanism. An example will be described.

図１６は、第４実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成される第１例を示す部分断面図である。図１６の中で、ロータ４周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の３次高調波成分の符号を示す。図１６は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、３次高調波成分は３周期分が含まれる。ロータ４中心から伸びる点線は、３次高調波成分の符号が切り替わる境界を示す。   FIG. 16 is a partial cross-sectional view showing a first example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and the center of the permanent magnet 10d, respectively, in the electric motor according to the fourth embodiment. It is. In FIG. 16, the direction of the white arrow arranged inside the circumferential direction of the rotor 4 indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the direction of the black arrow arranged outside the circumferential direction of the rotor 4 The direction indicates the sign of the third harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 16 shows one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the third harmonic component includes three periods. A dotted line extending from the center of the rotor 4 indicates a boundary where the sign of the third harmonic component is switched.

永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの中央では、図１６中の「ＩＮＶ」で示すように、白抜きの矢印と黒塗りの矢印とは向きが異なる。つまり、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が異なり、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分は逆相となる。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが着磁率１００％である場合、基本波成分の１周期において、逆相の領域は２つ形成され、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が同じなる同相の領域は２つ形成される。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを着磁率０％まで減磁した場合、同相は２つのままだが、逆相の領域は０になる。   At the center of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, as shown by “INV” in FIG. 16, the direction of the white arrow and the black arrow are different. That is, the signs of the fundamental component and the third harmonic component of the magnetic flux density are different, and the fundamental component and the third harmonic component of the magnetic flux density are in opposite phases. When the low coercivity magnet portions 12c and 12d have a magnetization rate of 100%, two reverse-phase regions are formed in one period of the fundamental wave component, and the signs of the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are formed. Two identical in-phase regions are formed. When the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized to a magnetization rate of 0%, the in-phase remains two but the opposite-phase region becomes zero.

このように、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することにより、可変機構による減磁によって磁束密度の３次高調波成分を増加させることができる。これとは逆に、可変機構によって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを増磁すれば、磁束密度の３次高調波成分を減少させることができる。   Thus, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are different, the third order of the magnetic flux density is obtained by demagnetization by the variable mechanism. Harmonic components can be increased. On the contrary, if the low coercive force magnet portions 12c and 12d are magnetized by the variable mechanism, the third harmonic component of the magnetic flux density can be reduced.

可変機構による磁束密度の変更量に応じて奇数次の高調波成分が増加或いは減少するような位置に、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成する。これにより、第１〜第３実施例で示した偶数次の場合と同様にして、可変機構による磁束密度の変化を精度良く推定することができる。   The low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at positions where odd-order harmonic components increase or decrease according to the amount of change in magnetic flux density by the variable mechanism. Thereby, similarly to the even-order case shown in the first to third embodiments, the change in the magnetic flux density by the variable mechanism can be accurately estimated.

磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することにより、可変機構による減磁によって磁束密度の３次高調波成分を増加させることができる。   By forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are different, the third harmonic component of the magnetic flux density is reduced by demagnetization by the variable mechanism. Can be increased.

第４実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成されていることにより、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することができる。よって、可変機構による減磁によって３次高調波成分を容易に増減させることができる。   In the fourth embodiment, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at the center of the permanent magnet 10c and the center of the permanent magnet 10d, respectively, so that the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic of the magnetic flux density are obtained. The low coercive force magnet portions 12c and 12d can be formed at positions where the signs of the wave components are different. Therefore, the third harmonic component can be easily increased or decreased by demagnetization by the variable mechanism.

なお、図１６の第１例では、表面永久磁石同期モータに適用した場合を図示したが、図１７の第２例に示すように、埋込永久磁石同期モータに適用してもよい。基本波成分に対する３次高調波成分の位相が図１６と同じであれば、同様にして、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの中央では、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が異なり、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分は逆相となる。よって、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの中央に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄをそれぞれ形成すればよい。   In the first example of FIG. 16, the case of applying to a surface permanent magnet synchronous motor is shown, but as shown in the second example of FIG. 17, it may be applied to an embedded permanent magnet synchronous motor. If the phase of the third harmonic component with respect to the fundamental wave component is the same as in FIG. 16, similarly, the signs of the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are in the middle of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d. In contrast, the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are out of phase. Therefore, the low coercive force magnet portions 12c and 12d may be formed at the centers of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, respectively.

また、図示は省略するが、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が異なる領域の全体に形成する場合に限らず、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が異なる領域の一部分にのみ、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成してもよい。   Although not shown, the present invention is not limited to the case where the fundamental wave component of the magnetic flux density and the sign of the third harmonic component are different from each other. The low coercive force magnet portions 12c and 12d may be formed only in a part of different regions.

[第４実施形態の変形例]
図１８は、第４実施例の変形例に係わる電動機であって、電動機の運転条件に応じて透磁率を変更することができる可変部位が、永久磁石１０ｃの中央、及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成される第３例を示す部分断面図である。 [Modification of Fourth Embodiment]
FIG. 18 shows an electric motor according to a modified example of the fourth embodiment, in which the variable portions capable of changing the magnetic permeability according to the operating conditions of the electric motor are at the center of the permanent magnet 10c and the center of the permanent magnet 10d. It is a fragmentary sectional view showing the 3rd example formed, respectively.

上記した第１〜第４実施例においては、電動機の運転条件に応じて永久磁石１０ａ、１０ｂによる磁束密度を変更する可変機構について説明したが、本発明における電動機定数は磁束密度に限らない。第４実施形態の変形例では、可変機構が、電動機の運転条件に応じて低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの透磁率を変更する場合について説明する。なお、図１８に示す第３例は、図１６と同じように、表面永久磁石同期モータであって、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの中央に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄがそれぞれ形成されている電動機について説明する。   In the first to fourth embodiments described above, the variable mechanism that changes the magnetic flux density by the permanent magnets 10a and 10b according to the operating conditions of the electric motor has been described, but the electric motor constant in the present invention is not limited to the magnetic flux density. In the modification of the fourth embodiment, a case will be described in which the variable mechanism changes the magnetic permeability of the low coercive force magnet portions 12c and 12d according to the operating conditions of the electric motor. In addition, the 3rd example shown in FIG. 18 is a surface permanent magnet synchronous motor like FIG. 16, Comprising: Low coercive force magnet parts 12c and 12d are each formed in the center of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d. An electric motor will be described.

図１８は、ｄ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｄ＿１ｆ、ｑ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｑ＿１ｆ、ｄ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｄ＿２ｆ、及びｑ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｑ＿２ｆを示す。透磁率の変更量が０％である場合、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄは高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄと同等となるため、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの透磁率は、高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄの透磁率と同じになる。よって、ｄ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｄ＿１ｆは、ｑ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｑ＿１ｆよりも小さくなり、ｄ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｄ＿２ｆは、ｑ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｑ＿２ｆとほぼ同じとなる。   FIG. 18 shows a fundamental wave component Ld_1f of the d-axis inductance, a fundamental wave component Lq_1f of the q-axis inductance, a second harmonic component Ld_2f of the d-axis inductance, and a second harmonic component Lq_2f of the q-axis inductance. When the amount of change in the magnetic permeability is 0%, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are equivalent to the high coercive force magnet portions 11c and 11d. Therefore, the permeability of the low coercive force magnet portions 12c and 12d is high coercive force magnet. It becomes the same as the magnetic permeability of the parts 11c and 11d. Therefore, the fundamental wave component Ld_1f of the d-axis inductance is smaller than the fundamental wave component Lq_1f of the q-axis inductance, and the second harmonic component Ld_2f of the d-axis inductance is substantially the same as the second harmonic component Lq_2f of the q-axis inductance. It becomes.

これに対して、透磁率の変更量が１００％である場合、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄはステータコア７と同等となるため、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの透磁率は、高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄの透磁率よりも大きくなる。よって、ｄ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｄ＿１ｆは、ｑ軸インダクタンスの基本波成分Ｌｑ＿１ｆとほぼ同じとなり、ｄ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｄ＿２ｆは、ｑ軸インダクタンスの２次高調波成分Ｌｑ＿２ｆよりも小さくなる。   On the other hand, when the amount of change in the magnetic permeability is 100%, the low coercivity magnet portions 12c and 12d are equivalent to the stator core 7, and therefore the permeability of the low coercivity magnet portions 12c and 12d is high coercivity magnet. It becomes larger than the magnetic permeability of the parts 11c and 11d. Therefore, the fundamental wave component Ld_1f of the d-axis inductance is substantially the same as the fundamental wave component Lq_1f of the q-axis inductance, and the second harmonic component Ld_2f of the d-axis inductance is smaller than the second harmonic component Lq_2f of the q-axis inductance. Become.

可変機構が低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの透磁率を変更する場合であっても、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの中央にそれぞれ形成することにより、電動機定数（透磁率）の変更量に応じて、予め定めた電動機の高調波成分（インダクタンスの２次高調波成分）を増加或いは減少させることができる。図１８に示す第３例では、インダクタンスの２次高調波成分について説明したが、その他の高調波成分（３次、４次、５次、・・・）を増加或いは減少させる位置に、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することも可能である。また、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの透磁率を変更可能な可変部位について説明したが、これ以外にも、電機子コイル６に生じる誘起電圧或いは電機子コイル６のインダクタンスを変更する可変部位について本発明を適用することができる。
[第５実施例]
上記した第１〜第４実施例では、磁束密度の基本波成分と予め定めた高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成した電動機について説明した。この場合、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの減磁により予め定めた高調波成分が増加する。しかし、本発明はこれに限らず、磁束密度の基本波成分と予め定めた高調波成分の符号が同じになる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成しても構わない。この場合、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの減磁により予め定めた高調波成分は減少する。 Even when the variable mechanism changes the magnetic permeability of the low coercive force magnet portions 12c and 12d, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at the centers of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, the motor constant A predetermined harmonic component (second harmonic component of inductance) of the electric motor can be increased or decreased according to the amount of change in (magnetic permeability). In the third example shown in FIG. 18, the second harmonic component of the inductance has been described. However, the low harmonic is kept at a position where other harmonic components (third, fourth, fifth,...) Are increased or decreased. It is also possible to form the magnetic magnet portions 12c and 12d. Moreover, although the variable site | part which can change the magnetic permeability of the low coercive force magnet parts 12c and 12d was demonstrated, about this, the variable site | part which changes the induced voltage generated in the armature coil 6 or the inductance of the armature coil 6 The present invention can be applied.
[Fifth embodiment]
In the first to fourth embodiments described above, the electric motor in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the predetermined harmonic component are different has been described. In this case, a predetermined harmonic component increases due to demagnetization of the low coercive force magnet portions 12c and 12d. However, the present invention is not limited to this, and the low coercive force magnet portions 12c and 12d may be formed at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the predetermined harmonic component are the same. In this case, the predetermined harmonic component is reduced by demagnetization of the low coercive force magnet portions 12c and 12d.

図１９は、第５実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃの遅角側及び進角側の両側、及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側にそれぞれ形成される例を示す部分断面図である。図１９の中で、ロータ４周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の３次高調波成分の符号を示す。図１９は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、３次高調波成分は３周期分が含まれる。ロータ４中心から伸びる点線は、３次高調波成分の符号が切り替わる境界を示す。   FIG. 19 shows the electric motor according to the fifth embodiment, in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are provided on both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c, and the retard side and the advance angle of the permanent magnet 10d. It is a fragmentary sectional view which shows the example each formed in the both sides of a side. In FIG. 19, the direction of the white arrow arranged inside the circumferential direction of the rotor 4 indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the direction of the black arrow arranged outside the circumferential direction of the rotor 4 The direction indicates the sign of the third harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 19 shows one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the third harmonic component includes three periods. A dotted line extending from the center of the rotor 4 indicates a boundary where the sign of the third harmonic component is switched.

永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側では、図１９中の「ＣＯＯ」で示すように、白抜きの矢印の向きと黒塗りの矢印の向きは同じになる。つまり、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が同じになり、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分は同相となる。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが着磁率１００％である場合、基本波成分の１周期において、同相の領域は４つ形成され、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分の符号が異なる逆相の領域は２つ形成される。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを着磁率０％まで減磁した場合、逆相の領域は２つのままだが、同相の領域は０になる。   On both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, the direction of the white arrow and the direction of the black arrow are the same, as indicated by “COO” in FIG. That is, the signs of the fundamental component of the magnetic flux density and the third harmonic component are the same, and the fundamental component of the magnetic flux density and the third harmonic component are in phase. When the low coercivity magnet portions 12c and 12d have a magnetization rate of 100%, four in-phase regions are formed in one period of the fundamental wave component, and the signs of the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are different. Two anti-phase regions are formed. When the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized to a magnetization rate of 0%, the two opposite-phase regions remain, but the in-phase region becomes zero.

このように、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が同じになる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することにより、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの減磁によって磁束密度の３次高調波成分を容易に減少させることができる。これとは逆に、可変機構によって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを増磁すれば、磁束密度の３次高調波成分を容易に増加させることができる。   Thus, by forming the low coercive force magnet portions 12c and 12d at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are the same, the low coercive force magnet portions 12c and 12d The third harmonic component of the magnetic flux density can be easily reduced by demagnetization. On the contrary, if the low coercive force magnet portions 12c and 12d are magnetized by the variable mechanism, the third harmonic component of the magnetic flux density can be easily increased.

第５実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄは、永久磁石１０ｃの遅角側及び進角側の両側、及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側にそれぞれ形成されている。これにより、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が同じになる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することができるので、可変機構による減磁によって３次高調波成分を容易に増減させることができる。   In the fifth embodiment, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c, and on both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10d, respectively. . Thereby, since the low coercive force magnet portions 12c and 12d can be formed at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are the same, the third order is obtained by demagnetization by the variable mechanism. Harmonic components can be easily increased or decreased.

ここでは、磁束密度の３次高調波成分を増加或いは減少させる場合について説明したが、その他の奇数次（５次、７次、９次、・・・）の高調波成分を増加或いは減少させても構わない。   Here, the case where the third harmonic component of the magnetic flux density is increased or decreased has been described, but other odd-order harmonic components (5th, 7th, 9th,...) Are increased or decreased. It doesn't matter.

[第５実施例の変形例]
図１９では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側にそれぞれ１つずつ形成されている例を示した。しかし、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの数や配置はこれに限らない。例えば、図２０に示すように、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄは、永久磁石１０ｃ、１０ｄの中心から端に向けて低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの密度が高くなるようにそれぞれ分割されていてもよい。図２０には、遅角側及び進角側の両側にそれぞれに、２つに分割された低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを示したが、分割後の低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの数は、３以上であっても構わない。 [Modification of the fifth embodiment]
FIG. 19 shows an example in which one low coercivity magnet portion 12c, 12d is formed on each of the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d. However, the number and arrangement of the low coercive force magnet portions 12c and 12d are not limited to this. For example, as shown in FIG. 20, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are divided so that the density of the low coercive force magnet portions 12c and 12d increases from the center to the end of the permanent magnets 10c and 10d. May be. FIG. 20 shows the low coercivity magnet parts 12c and 12d divided into two on both the retard side and the advance side, but the number of the low coercivity magnet parts 12c and 12d after the division is shown. May be 3 or more.

この場合、分割された低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの周方向の幅Ｗは、永久磁石１０ｃ、１０ｄの中心から端に向けて広くなる。低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが減磁されていない状態、強め界磁状態、或いは未短絡の状態のいずれかであれば、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの磁束密度と高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄの磁束密度は等しくなるので、ロータ４とステータ２とのギャップ面における磁束密度の波形は、矩形波に近い形となる。よって、図２に示したように、ギャップ面における磁束密度の波形は、基本波成分１Ｆと、奇数次の高調波成分（３Ｆ、５Ｆ、７Ｆ、・・・）とに分離される。   In this case, the circumferential width W of the divided low coercive force magnet portions 12c and 12d increases from the center to the end of the permanent magnets 10c and 10d. If the low coercivity magnet portions 12c and 12d are in a non-demagnetized state, a strong field state, or an unshorted state, the magnetic flux density of the low coercivity magnet portions 12c and 12d and the high coercivity magnet portion 11c. 11d have the same magnetic flux density, the magnetic flux density waveform in the gap surface between the rotor 4 and the stator 2 is close to a rectangular wave. Therefore, as shown in FIG. 2, the waveform of the magnetic flux density on the gap surface is separated into a fundamental wave component 1F and odd-order harmonic components (3F, 5F, 7F,...).

一方、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが減磁された状態、弱め界磁状態、或いは短絡の状態のいずれかであれば、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの磁束密度は高保磁力磁石部１１ｃ、１１ｄの磁束密度よりも低くなるので、ロータ４とステータ２とのギャップ面における磁束密度の波形は、正弦波に近い形となる。よって、ギャップ面における磁束密度の波形に含まれる各周波数成分の割合は、基本波成分１Ｆが多くなり、奇数次の高調波成分（３Ｆ、５Ｆ、７Ｆ、・・・）は少なくなる。これにより、ひずみ率が低減して、鉄損が減少する。このように、永久磁石１０ｃ、１０ｄの中心から端に向かって低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの密度が高くなるように、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを分割して、周方向の幅Ｗを制御する。これにより、ギャップ面における磁束密度の波形が矩形波と正弦波の間で変化するので、奇数次の高調波成分の増減から、可変機構による電動機定数の変化を精度良く推定することができる。   On the other hand, if the low coercivity magnet portions 12c and 12d are in a demagnetized state, a field weakening state, or a short-circuit state, the magnetic flux density of the low coercivity magnet portions 12c and 12d is the high coercivity magnet portion 11c. Therefore, the waveform of the magnetic flux density in the gap surface between the rotor 4 and the stator 2 becomes a shape close to a sine wave. Therefore, as for the ratio of each frequency component included in the waveform of the magnetic flux density on the gap surface, the fundamental wave component 1F increases, and the odd-order harmonic components (3F, 5F, 7F,...) Decrease. Thereby, a distortion rate reduces and an iron loss reduces. In this way, the low coercivity magnet portions 12c and 12d are divided so that the density of the low coercivity magnet portions 12c and 12d increases from the center to the end of the permanent magnets 10c and 10d, and the circumferential width W To control. Thereby, since the waveform of the magnetic flux density on the gap surface changes between the rectangular wave and the sine wave, the change in the motor constant by the variable mechanism can be accurately estimated from the increase / decrease in the odd-order harmonic components.

[第６実施例]
第６実施例では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの遅角側或いは進角側のいずれか一方に形成されている電動機について説明する。図２１（ａ）は、第６実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの遅角側に形成される例を示す部分断面図である。図２１（ｂ）は、第６実施例に係わる電動機であって、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ、１０ｄの進角側に形成される例を示す部分断面図である。 [Sixth embodiment]
In the sixth embodiment, an electric motor in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on either the retard side or the advance side of the permanent magnets 10c and 10d will be described. FIG. 21A is an electric motor according to the sixth embodiment, and is a partial cross-sectional view illustrating an example in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the retard side of the permanent magnets 10c and 10d. FIG. 21B is a partial cross-sectional view illustrating an example of the electric motor according to the sixth embodiment in which the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnets 10c and 10d.

図２１（ａ）及び図２１（ｂ）の中で、周方向の内側に配列された白抜きの矢印の向きは、磁束密度の基本波成分の符号を示し、ロータ４周方向の外側に配列された黒塗りの矢印の向きは、磁束密度の３次高調波成分の符号を示す。図２１（ａ）及び図２１（ｂ）は、磁束密度の基本波成分の１周期分を示すが、その中に、３次高調波成分は３周期分が含まれる。ロータ４中心から伸びる点線は、３次高調波成分の符号が切り替わる境界を示す。ロータ４の回転方向は左回りである。   In FIGS. 21A and 21B, the direction of the white arrow arranged on the inner side in the circumferential direction indicates the sign of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and is arranged on the outer side in the circumferential direction of the rotor 4. The direction of the black arrow made indicates the sign of the third harmonic component of the magnetic flux density. FIG. 21A and FIG. 21B show one period of the fundamental wave component of the magnetic flux density, and the third harmonic component includes three periods. A dotted line extending from the center of the rotor 4 indicates a boundary where the sign of the third harmonic component is switched. The rotation direction of the rotor 4 is counterclockwise.

図２１（ａ）及び図２１（ｂ）に示すように、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの遅角側及び進角側の両側では、図１９と同様に、白抜きの矢印の向きと黒塗りの矢印の向きは同じになる。そして、図１９とは異なり、図２１（ａ）の電動機では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが永久磁石１０ｃ、１０ｄの遅角側のみに形成され、図２１（ｂ）の電動機では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが永久磁石１０ｃ、１０ｄの進角側のみに形成されている。このように、図２１（ａ）及び図２１（ｂ）の電動機では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、ロータ４の回転軸を中心として回転対称な位置に形成されている。   As shown in FIGS. 21 (a) and 21 (b), the direction of the white arrow and the black color are applied on both the retard side and the advance side of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, as in FIG. The direction of the arrow is the same. In contrast to FIG. 19, in the electric motor of FIG. 21 (a), the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed only on the retard side of the permanent magnets 10c and 10d, and in the electric motor of FIG. The coercive force magnet portions 12c and 12d are formed only on the advance side of the permanent magnets 10c and 10d. As described above, in the electric motors shown in FIGS. 21A and 21B, the low coercive force magnet portions 12 c and 12 d are formed at rotationally symmetric positions around the rotation axis of the rotor 4.

図２１（ａ）と図２１（ｂ）とでは、基本波成分に対する３次高調波成分の位相が電気角で６０度ずれている。このため、図２１（ａ）では、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分が同相となる領域に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが形成されているのに対して、図２１（ｂ）では、磁束密度の基本波成分と３次高調波成分が逆相となる領域に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが形成されている。図２１（ａ）では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが減磁されると、３次高調波成分は減少するが、図２１（ｂ）では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが減磁されると、３次高調波成分は増加する。   21A and 21B, the phase of the third harmonic component with respect to the fundamental component is shifted by 60 degrees in electrical angle. For this reason, in FIG. 21A, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed in the region where the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are in phase, whereas FIG. ), Low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed in regions where the fundamental wave component and the third harmonic component of the magnetic flux density are in opposite phases. In FIG. 21A, when the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized, the third harmonic component is reduced. In FIG. 21B, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are demagnetized. Then, the third harmonic component increases.

図２１（ａ）では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの遅角側にそれぞれ形成されている。これにより、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が同じになる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することができるので、可変機構による減磁によって３次高調波成分を容易に減少させることができる。   In FIG. 21 (a), the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the retard side of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, respectively. Thereby, since the low coercive force magnet portions 12c and 12d can be formed at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are the same, the third order is obtained by demagnetization by the variable mechanism. Harmonic components can be easily reduced.

図２１（ｂ）では、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄが、永久磁石１０ｃ及び永久磁石１０ｄの進角側にそれぞれ形成されている。これにより、磁束密度の基本波成分と磁束密度の３次高調波成分の符号が異なる位置に低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄを形成することができるので、可変機構による減磁によって３次高調波成分を容易に増加させることができる。   In FIG. 21B, the low coercive force magnet portions 12c and 12d are formed on the advance side of the permanent magnet 10c and the permanent magnet 10d, respectively. As a result, the low coercive force magnet portions 12c and 12d can be formed at positions where the signs of the fundamental wave component of the magnetic flux density and the third harmonic component of the magnetic flux density are different from each other. Ingredients can be easily increased.

[電動機の制御装置]
次に、図２２（ａ）及び図２２（ｂ）を参照して、上記した本発明の実施形態に係わる電動機を制御する制御装置の構成を説明する。電動機１００はインバータ１０１を介して直流電源１０２に接続されている。制御装置は、永久磁石１０ｃ、１０ｄを有するロータ４と、電機子コイル６を有するステータ２とを備える電動機１００を、駆動周波数の基本波及びｎ（ｎは２以上の自然数である）次高調波を用いて制御する。 [Control device for electric motor]
Next, the configuration of the control device for controlling the electric motor according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 22 (a) and 22 (b). The electric motor 100 is connected to a DC power source 102 via an inverter 101. The control device is configured to drive the motor 100 including the rotor 4 having the permanent magnets 10c and 10d and the stator 2 having the armature coil 6 to the fundamental frequency of the driving frequency and n (n is a natural number of 2 or more) order harmonics. To control.

制御装置は、インバータ１０１に対してＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値を与えてインバータ１０１の各相アームのスイッチング動作を制御することで、電動機１００の各相の電機子コイル６に極対数に対応した駆動周波数の交流を通電し、電動機１００の動作を制御する。電流センサ１０３は、電機子コイル６へ通電する電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。ポジションセンサ１０４は、ロータ４の位置としての回転角θを検出する。ポジションセンサ１０４は、ロータ４の回転角θを微分してロータ４の電気角速度ωを算出する。電流センサ１０３による検出値は、後述する第１制御ブロック３０及び第２制御ブロック４０にフィードバックされる。また、ポジションセンサ１０４による演算値は、第１制御ブロック３０へフィードバックされる。   The control device applies voltage command values for U, V, and W phases to the inverter 101 to control the switching operation of each phase arm of the inverter 101, thereby providing poles to the armature coils 6 of each phase of the electric motor 100. An alternating current having a driving frequency corresponding to the logarithm is energized to control the operation of the electric motor 100. The current sensor 103 detects currents iu, iv, and iw that are supplied to the armature coil 6. The position sensor 104 detects the rotation angle θ as the position of the rotor 4. The position sensor 104 differentiates the rotation angle θ of the rotor 4 to calculate the electrical angular velocity ω of the rotor 4. The value detected by the current sensor 103 is fed back to a first control block 30 and a second control block 40 described later. Further, the calculated value by the position sensor 104 is fed back to the first control block 30.

制御装置は、電動機１００の駆動周波数の基本波に対応した電流制御用の第１制御ブロック３０と、ロータ４が備える低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｃの着磁状態を制御するための高調波成分に対応した電流制御用の第２制御ブロック４０と、加算器５０とを備える。   The control device is a harmonic component for controlling the magnetization state of the first control block 30 for current control corresponding to the fundamental wave of the driving frequency of the electric motor 100 and the low coercivity magnet portions 12c and 12c included in the rotor 4. Are provided with a second control block 40 for current control and an adder 50.

第１制御ブロック３０では、電動機１００に対する要求トルクに応じた基本波制御用の電流指令ｉｄ＊及び電流指令ｉｑ＊とフィードバック信号との差分を電流制御器３１に入力する。電流制御器３１は、電機子コイル６へ印加する電圧指令を生成する。電流制御器３１により生成された電圧指令は、非干渉制御部３４により生成された電圧指令と合算されて、電圧指令ｖｄ、ｖｑとなる。そして、電流ベクトル制御部３２ａは、電圧指令ｖｄ、ｖｑを、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相分の電圧指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに座標変換し、基本波に対応した電圧指令として出力する。電流ベクトル制御部３２ｂは、電流センサ１０３の検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波をｄｑ座標系に変換する。ローパスフィルタ３３は、ｄｑ座標系に変換された基本波の検出値ｉｄ、ｉｑから、高調波成分（ノイズ成分）を除去して、前述したフィードバック信号を生成する。 In the first control block 30, the current command id * for fundamental wave control corresponding to the required torque for the electric motor 100 and the difference between the current command iq * and the feedback signal are input to the current controller 31. The current controller 31 generates a voltage command to be applied to the armature coil 6. The voltage command generated by the current controller 31 is added to the voltage command generated by the non-interference control unit 34 to become voltage commands vd and vq. Then, the current vector control unit 32a performs coordinate conversion of the voltage commands vd and vq into voltage commands vu, vv, and vw for U, V, and W phases, and outputs them as voltage commands corresponding to the fundamental wave. The current vector control unit 32b converts the fundamental waves of the detection values iu, iv, and iw of the current sensor 103 into the dq coordinate system. The low-pass filter 33 removes harmonic components (noise components) from the detection values id and iq of the fundamental wave converted into the dq coordinate system, and generates the above-described feedback signal.

一方、第２制御ブロック４０では、電動機１００の運転状態（回転数）に応じたｎ次の高調波成分制御用の電流指令ｉｄ＿ｎ＊及び電流指令ｉｑ＿ｎ＊とフィードバック信号との差分を電流制御器４１に入力する。電流制御器４１は、電機子コイル６へ印加する電圧指令ｖｄ＿ｎ、ｖｑ＿ｎを生成する。そして、電流ベクトル制御部４２ａは、電流制御器４１にて生成された電圧指令ｖｄ＿ｎ、ｖｑ＿ｎを、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相分の電圧指令ｖｕ＿ｎ、ｖｖ＿ｎ、ｖｗ＿ｎに座標変換し、ｎ次高調波成分に対応した電圧指令として出力する。電流ベクトル制御部４２ｂは、電流センサ１０３の検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのｎ次高調波をｄｑ座標系の検出値ｉｄ＿ｎ、ｉｑ＿ｎに変換する。ローパスフィルタ４３は、ｄｑ座標系に変換されたｎ次高調波の検出値ｉｄ＿ｎ、ｉｑ＿ｎから基本波成分及びその他の次数の周波数成分（ノイズ成分）を除去して、前述したフィードバック信号を生成する。 On the other hand, the second control block 40, the operating state of the motor 100 current control a difference between the current command ID_n * and current command Iq_n * and the feedback signal for the n-order harmonic component control according to (rpm) 41 To enter. The current controller 41 generates voltage commands vd_n and vq_n to be applied to the armature coil 6. The current vector control unit 42a performs coordinate conversion of the voltage commands vd_n, vq_n generated by the current controller 41 into voltage commands vu_n, vv_n, vw_n for the U, V, and W phases, and the nth-order harmonics. Output as a voltage command corresponding to the component. The current vector control unit 42b converts the nth-order harmonics of the detection values iu, iv, iw of the current sensor 103 into detection values id_n, iq_n of the dq coordinate system. The low-pass filter 43 removes the fundamental wave component and other order frequency components (noise components) from the detected values id_n and iq_n of the nth-order harmonics converted into the dq coordinate system, and generates the aforementioned feedback signal.

ここで、「ｎ」は２以上の自然数であり、「予め定めた電動機１００の高調波成分」の次数に対応している。つまり、可変機構により奇数次の高調波成分が増加或いは減少する第１〜第３実施例では、ｎは、３、５、７、・・・のいずれかであり、可変機構により偶数次の高調波成分が増加或いは減少する第４〜第６実施例では、ｎは、２、４、６、・・・のいずれかである。また、本発明の実施形態では、駆動周波数のｎ次高調波成分の制御ブロックとして、１つの制御ブロック（第２制御ブロック４０）のみを示すが、制御装置は、次数（ｎ）が異なる２つ以上の高調波成分の制御ブロック（第３制御ブロック、第４制御ブロック、・・・）を備えていても構わない。   Here, “n” is a natural number of 2 or more, and corresponds to the order of “a predetermined harmonic component of the electric motor 100”. That is, in the first to third embodiments in which the odd-order harmonic component is increased or decreased by the variable mechanism, n is any one of 3, 5, 7,. In the fourth to sixth embodiments in which the wave component increases or decreases, n is any one of 2, 4, 6,. In the embodiment of the present invention, only one control block (second control block 40) is shown as the control block for the nth harmonic component of the drive frequency, but the control device includes two different orders (n). The above harmonic component control blocks (third control block, fourth control block,...) May be provided.

図１（ｂ）に示すように、電動機の制御装置は、電動機１００の基本波から永久磁石１０ｃ、１０ｄによる磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔを演算する基本波磁束演算部６１と、電動機１００のｎ次高調波から磁束密度のｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔを演算するｎ次高調波磁束演算部６２と、磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔ及びｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔと永久磁石の温度Ｔｍ及び磁束密度の可変量との相関を示すデータを記憶する相関データ記憶部７１と、相関データ記憶部７１に記憶されたデータを参照して、磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔ及びｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔから、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍ或いは磁束密度Φａを推定する磁石パラメータ推定部７０とを備える。   As shown in FIG. 1B, the motor control device includes a fundamental wave magnetic flux calculation unit 61 that calculates a fundamental wave component Φa — 1st of the magnetic flux density by the permanent magnets 10 c and 10 d from the fundamental wave of the electric motor 100, and n of the electric motor 100. An n-order harmonic magnetic flux calculation unit 62 for calculating an n-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density from the second harmonic, a fundamental wave component Φa_1st and an n-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density, the temperature Tm of the permanent magnet, and the magnetic flux density By referring to the data stored in the correlation data storage unit 71 that stores data indicating the correlation with the variable amount, the fundamental component Φa_1st and the nth-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density And a magnet parameter estimation unit 70 for estimating the temperature Tm or the magnetic flux density Φa of the magnets 10c and 10d.

「電動機１００の基本波」には、電機子コイル６に流れる電流、電機子コイル６に対して印加される電圧、電機子コイル６のインダクタンス、電動機１００に発生するトルク、及びロータ４の位置の基本波が含まれる。「電機子コイル６に流れる電流の基本波」には、電流ベクトル制御部３２ｂによりｄｑ座標系に変換された基本波の検出値ｉｄ、ｉｑが含まれる。「電機子コイル６に対して印加される電圧の基本波」には、電流制御器３１にて生成された電圧指令ｖｄ、ｖｑが含まれる。電機子コイル６のインダクタンス、電動機１００に発生するトルク、及びロータ４の位置の基本波は、電機子コイル６に流れる電流の基本波及び電機子コイル６に対して印加される電圧の基本波から、既知の演算手法により算出することができる。或いは、ロータ４の位置の基本波は、ポジションセンサ１０４により検出されたロータ４の回転角θから求めることも可能である。   The “fundamental wave of the motor 100” includes the current flowing through the armature coil 6, the voltage applied to the armature coil 6, the inductance of the armature coil 6, the torque generated in the motor 100, and the position of the rotor 4. Includes fundamental waves. The “fundamental wave of the current flowing through the armature coil 6” includes the detected values id and iq of the fundamental wave converted into the dq coordinate system by the current vector control unit 32b. The “basic wave of the voltage applied to the armature coil 6” includes the voltage commands vd and vq generated by the current controller 31. The fundamental wave of the inductance of the armature coil 6, the torque generated in the electric motor 100, and the position of the rotor 4 is derived from the fundamental wave of the current flowing through the armature coil 6 and the fundamental wave of the voltage applied to the armature coil 6. It can be calculated by a known calculation method. Alternatively, the fundamental wave of the position of the rotor 4 can be obtained from the rotation angle θ of the rotor 4 detected by the position sensor 104.

基本波磁束演算部６１は、これらの電動機１００の基本波から、既知の演算手法により永久磁石１０ｃ、１０ｄによる磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔを演算することができる。例えば（１）式に検出電流ｉｄ、ｉｑ、電圧指令ｖｄ、ｖｑを代入することにより、磁束密度Φａ＿１ｓｔを算出することができる。（１）式において、ｖｑはｑ軸の電圧を示し、Ｒ（ｔ）は電機子コイル６の抵抗、ｔは電機子コイル６の温度を示し、ｉｑはｑ軸の電流を示し、ωはロータ４の角速度を示し、Φａは磁束密度を示し、Ｌｄは電機子コイル６のインダクタンスを示し、ｉｄはｄ軸の電流を示す。 The fundamental wave magnetic flux calculation unit 61 can calculate the fundamental wave component Φa_1st of the magnetic flux density by the permanent magnets 10c and 10d from the fundamental wave of the electric motor 100 by a known calculation method. For example, the magnetic flux density Φa_1st can be calculated by substituting the detected currents id and iq and the voltage commands vd and vq into the equation (1). In equation (1), v q represents the q-axis voltage, R (t) represents the resistance of the armature coil 6, t represents the temperature of the armature coil 6, i q represents the q-axis current, and ω represents the angular velocity of the rotor 4, .PHI.a represents a magnetic flux density, L d represents the inductance of the armature coils 6, i d represents a current of d axis.

Figure 0006019800
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「電動機１００のｎ次高調波」には、電機子コイル６に流れる電流、電機子コイル６に対して印加される電圧、電機子コイル６のインダクタンス、電動機１００に発生するトルク、及びロータ４の位置のｎ次高調波が含まれる。「電機子コイル６に流れる電流のｎ次高調波」には、電流ベクトル制御部４２ｂによりｄｑ座標系に変換されたｎ次高調波の検出値ｉｄ＿ｎ、ｉｑ＿ｎが含まれる。「電機子コイル６に対して印加される電圧のｎ次高調波」には、電流制御器４１にて生成された電圧指令ｖｄ＿ｎ、ｖｑ＿ｎが含まれる。電機子コイル６のインダクタンス、電動機１００に発生するトルク、及びロータ４の位置のｎ次高調波は、電機子コイル６に流れる電流のｎ次高調波及び電機子コイル６に対して印加される電圧のｎ次高調波から、既知の演算手法により算出することができる。或いは、ロータ４の位置のｎ次高調波は、ポジションセンサ１０４により検出されたロータ４の回転角θから求めることも可能である。   The “nth harmonic of the motor 100” includes the current flowing through the armature coil 6, the voltage applied to the armature coil 6, the inductance of the armature coil 6, the torque generated in the motor 100, and the rotor 4 The nth harmonic of the position is included. The “nth harmonic of the current flowing through the armature coil 6” includes the detected values id_n and iq_n of the nth harmonic converted into the dq coordinate system by the current vector control unit 42b. The “nth harmonic of the voltage applied to the armature coil 6” includes the voltage commands vd_n and vq_n generated by the current controller 41. The inductance of the armature coil 6, the torque generated in the motor 100, and the nth harmonic of the position of the rotor 4 are the nth harmonic of the current flowing through the armature coil 6 and the voltage applied to the armature coil 6. Can be calculated by a known calculation method from the n-th harmonic. Alternatively, the nth harmonic of the position of the rotor 4 can be obtained from the rotation angle θ of the rotor 4 detected by the position sensor 104.

ｎ次高調波磁束演算部６２は、これらの電動機１００のｎ次高調波から、既知の演算手法により永久磁石１０ｃ、１０ｄによる磁束密度のｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔを演算することができる。例えば（１）式に電流検出値ｉｄ＿ｎ、ｉｑ＿ｎ、電圧指令ｖｄ＿ｎ、ｖｑ＿ｎを代入することにより、磁束密度Φａ＿ｎｓｔを算出することができる。   The n-order harmonic magnetic flux calculation unit 62 can calculate the n-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density by the permanent magnets 10 c and 10 d from the n-order harmonics of the electric motor 100 by a known calculation method. For example, the magnetic flux density Φa_nst can be calculated by substituting the current detection values id_n and iq_n and the voltage commands vd_n and vq_n into the equation (1).

このようにして、基本波磁束演算部６１及びｎ次高調波磁束演算部６２は、図２、図３、図６〜図８に示したような磁束密度の基本波成分及びｎ次高調波成分を演算することができる。   In this way, the fundamental wave magnetic flux calculation unit 61 and the nth harmonic magnetic flux calculation unit 62 perform the fundamental wave component and the nth harmonic component of the magnetic flux density as shown in FIGS. 2, 3, and 6 to 8. Can be calculated.

相関データ記憶部７１は、磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔ及びｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔと永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍ及び磁束密度の可変量との相関を示すデータとして、例えば図４或いは図１０に示すデータを記憶している。   The correlation data storage unit 71 includes, for example, FIG. 4 or FIG. 10 as data indicating the correlation between the fundamental wave component Φa_1st and the nth harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density, the temperature Tm of the permanent magnets 10c and 10d, and the variable amount of the magnetic flux density. Is stored.

例えば、図４に示したように、磁束密度の３次高調波成分は、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂの減磁状態、つまり磁束密度の可変量に対する依存性が高い。一方、磁束密度の基本波成分は、高調波成分に比べて、高保磁力磁石部１１ａ、１１ｂの温度に対する依存性が高い。よって、例えば、ｎ次高調波磁束演算部６２が、磁束密度の３次高調波成分Φａ＿３ｓｔを演算すれば、磁石パラメータ推定部７０は、図４に示すデータを参照して、低保磁力磁石部１２ｃ、１２ｄの減磁状態（磁束密度の可変量）を精度良く推定することができる。そして、磁石パラメータ推定部７０は、図４に示すデータを参照すれば、基本波磁束演算部６１により演算された永久磁石による磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔから、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍを精度良く推定することができる。このように、低保磁力磁石部１２ａ、１２ｂの減磁状態（磁束密度）を変化させる可変機構を備える電動機において、誘起電圧（磁束密度）の変化が、減磁状態の変化によるものなのか、それとも永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度変化によるものなのかを精度良く判断することができる。よって、磁束密度の可変機構により、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍと磁束密度が一対一に対応していない場合であっても、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍを精度良く推定することができる。つまり、磁束密度の可変機構による可変量を測定すること無く、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍ及び磁束密度の可変機構による可変量を推定することができる。   For example, as shown in FIG. 4, the third harmonic component of the magnetic flux density is highly dependent on the demagnetization state of the low coercive force magnet portions 12a and 12b, that is, the variable amount of the magnetic flux density. On the other hand, the fundamental wave component of the magnetic flux density is highly dependent on the temperature of the high coercive force magnet portions 11a and 11b as compared with the harmonic component. Therefore, for example, if the nth harmonic magnetic flux calculation unit 62 calculates the third harmonic component Φa_3st of the magnetic flux density, the magnet parameter estimation unit 70 refers to the data shown in FIG. The demagnetization states (variable amount of magnetic flux density) of 12c and 12d can be accurately estimated. Then, referring to the data shown in FIG. 4, the magnet parameter estimation unit 70 calculates the temperature Tm of the permanent magnets 10 c and 10 d from the fundamental wave component Φa — 1st of the magnetic flux density by the permanent magnet calculated by the fundamental wave magnetic flux calculation unit 61. It can be estimated with high accuracy. Thus, in the electric motor including a variable mechanism that changes the demagnetization state (magnetic flux density) of the low coercive force magnet portions 12a and 12b, whether the change in the induced voltage (magnetic flux density) is due to the change in the demagnetization state, It is possible to accurately determine whether it is due to the temperature change of the permanent magnets 10c and 10d. Therefore, even if the temperature Tm of the permanent magnets 10c and 10d and the magnetic flux density do not correspond one to one by the variable mechanism of the magnetic flux density, the temperature Tm of the permanent magnets 10c and 10d can be accurately estimated. . That is, the variable amount by the temperature Tm of the permanent magnets 10c and 10d and the magnetic flux density variable mechanism can be estimated without measuring the variable amount by the magnetic flux density variable mechanism.

通常、磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔ及びｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔは、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍ及び磁束密度の可変量Ｖによって、（２）式及び（３）式により表すことができる。（２）式及び（３）式において、Ａ〜Ｄは、それぞれ電動機１００に固有な定数である。   In general, the fundamental wave component Φa_1st and the nth-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density can be expressed by the equations (2) and (3) according to the temperature Tm of the permanent magnets 10c and 10d and the variable amount V of the magnetic flux density. In the expressions (2) and (3), A to D are constants specific to the electric motor 100, respectively.

Φａ＿１ｓｔ＝Ａ・Ｔｍ＋Ｂ・Ｖ ・・・（２）
Φａ＿ｎｓｔ＝Ｃ・Ｔｍ＋Ｄ・Ｖ ・・・（３） Φa_1st = A · Tm + B · V (2)
Φa_nst = C · Tm + D · V (3)

（２）式及び（３）式に、磁束密度の基本波成分Φａ＿１ｓｔ及びｎ次高調波成分Φａ＿ｎｓｔを代入して、（２）式及び（３）式の連立方程式を解くことにより、永久磁石１０ｃ、１０ｄの温度Ｔｍ及び磁束密度の可変量Ｖをそれぞれ求めることができる。   By substituting the fundamental wave component Φa_1st and the nth-order harmonic component Φa_nst of the magnetic flux density into the equations (2) and (3) and solving the simultaneous equations of the equations (2) and (3), the permanent magnet 10c A temperature Tm of 10d and a variable amount V of the magnetic flux density can be obtained respectively.

上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。   Although the embodiments of the present invention have been described as described above, it should not be understood that the descriptions and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.

２…ステータ
４…ロータ
６…電機子コイル
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ…永久磁石
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ…高保磁力磁石部
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ…低保磁力磁石部（可変部位）
１Ｆ…磁束密度の基本波成分
２Ｆ…磁束密度の２次高調波成分（偶数次の高調波成分）
３Ｆ…磁束密度の３次高調波成分（奇数次の高調波成分）
Ｌｄ＿２ｆ…ｄ軸インダクタンスの２次高調波成分（偶数次の高調波成分）
Ｌｑ＿２ｆ…ｑ軸インダクタンスの２次高調波成分（偶数次の高調波成分） 2 ... Stator 4 ... Rotor 6 ... Armature coil 10a, 10b, 10c, 10d ... Permanent magnet 11a, 11b, 11c, 11d ... High coercive force magnet part 12a, 12b, 12c, 12d ... Low coercive force magnet part (variable part)
1F: Fundamental wave component of magnetic flux density 2F: Second harmonic component of magnetic flux density (even harmonic component)
3F ... 3rd harmonic component of magnetic flux density (odd harmonic component)
Ld — 2f: Second harmonic component of d-axis inductance (even harmonic component)
Lq — 2f: Second harmonic component of q-axis inductance (even harmonic component)

Claims (3)

永久磁石を有するロータと、電機子コイルを有するステータとを備える電動機を制御する制御装置であって、
前記永久磁石は、前記電動機の運転条件に応じて、前記永久磁石による磁束密度が変更される可変部位を有し、
前記可変部位は、電動機に流れる電流に重畳される高調波成分の次数と同じ次数の前記磁束密度の高調波成分が増減する位置に形成され、
制御装置は、前記電動機に流れる電流の基本波及び高調波から前記磁束密度の基本波成分及び高調波成分を演算し、前記磁束密度の高調波成分から前記可変部位による前記磁束密度の変化量を推定し、前記変化量及び前記磁束密度の基本波成分から前記永久磁石の温度を推定する
ことを特徴とする電動機の制御装置。 A control device for controlling an electric motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having an armature coil,
The permanent magnet has a variable part in which the magnetic flux density by the permanent magnet is changed according to the operating conditions of the electric motor,
The variable part is formed at a position where the harmonic component of the magnetic flux density of the same order as the order of the harmonic component superimposed on the current flowing through the electric motor increases or decreases ,
The control device calculates a fundamental wave component and a harmonic component of the magnetic flux density from a fundamental wave and a harmonic wave of the current flowing through the electric motor, and calculates a change amount of the magnetic flux density due to the variable part from the harmonic component of the magnetic flux density. An electric motor control device that estimates and estimates the temperature of the permanent magnet from a fundamental wave component of the amount of change and the magnetic flux density . 前記電動機に流れる電流の高調波は、前記電動機に流れる電流の偶数次の高調波成分であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。 2. The motor control device according to claim 1, wherein the harmonic of the current flowing through the motor is an even-order harmonic component of the current flowing through the motor. 前記電動機に流れる電流の高調波は、前記電動機に流れる電流の奇数次の高調波成分であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。 2. The motor control device according to claim 1, wherein the harmonic of the current flowing through the motor is an odd-order harmonic component of the current flowing through the motor.
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