JP6332319B2 - PWM circuit - Google Patents
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Description
本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するＰＷＭ回路に関する。 The present invention relates to a PWM circuit that generates a pulse width modulation (PWM) signal.
従来から、所定の周期を有するのこぎり波や三角波等のキャリア信号を生成し、そのキャリア信号と、ＰＷＭ信号のＯＮ期間の割合であるデューティ比決定用の閾値とを比較して、比較結果をＰＷＭ信号として出力するＰＷＭ回路が知られている。ＰＷＭ信号は、閾値がキャリア信号よりも大きい場合にはＯＮ、そうでない場合はＯＦＦとなる信号である。 Conventionally, a carrier signal such as a sawtooth wave or a triangular wave having a predetermined cycle is generated, the carrier signal is compared with a threshold for determining a duty ratio, which is a ratio of the ON period of the PWM signal, and the comparison result is converted to PWM. A PWM circuit that outputs a signal is known. The PWM signal is a signal that is turned on when the threshold value is larger than the carrier signal, and turned off otherwise.
例えば、ＰＷＭ信号を用いてモータの駆動を制御する場合には、モータに印加する所望の交流電圧波形（正弦波など）に応じて閾値を変化させて、その交流電圧波形に従った幅の異なるパルス列のＰＷＭ信号を生成する。 For example, when controlling the drive of a motor using a PWM signal, the threshold value is changed according to a desired AC voltage waveform (such as a sine wave) applied to the motor, and the width varies according to the AC voltage waveform. A pulse train PWM signal is generated.
ところで、キャリア信号の周期（キャリア周期）ごとにデューティ比が大きく変化しない場合には、キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置がキャリア周期ごとに大きく変化しないことになる。それによって、ＰＷＭ信号にキャリア周期の高調波成分が多く含まれる状態となる。高調波成分の周波数が可聴周波数であれば雑音を生じ、また、キャリア周期の高調波が連続して負荷（モータ等）に印加されることになる。 By the way, when the duty ratio does not change greatly for each carrier signal period (carrier period), the rising and falling edge positions of the pulse within the carrier period do not change greatly for each carrier period. As a result, the PWM signal is in a state in which many harmonic components of the carrier period are included. If the frequency of the harmonic component is an audible frequency, noise is generated, and harmonics of the carrier period are continuously applied to the load (motor or the like).
特許文献１および特許文献２には、この問題を解決するために、キャリア周期ごとにＰＷＭ信号のパルス発生位置を時間軸上でずらし、キャリア周期ごとにパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置を変化させることで、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することが記載されている。
In
特許文献１および特許文献２の方法では、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合、すなわち、キャリア周期内でＯＮ期間が多くを占める場合には、キャリア周期内においてパルス発生位置をずらせる量が少なくなり、パルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置を大きく変化させることができない。したがって、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合には、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することが困難である。
In the methods of
そこで、本発明の目的は、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合であっても、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することできるＰＷＭ回路を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a PWM circuit capable of suppressing the generation of harmonic components of a carrier period even when the duty ratio of the PWM signal is large.
本発明のＰＷＭ回路は、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記キャリア信号と、ＰＷＭ信号のデューティ比決定用の閾値とを比較し、その比較結果を前記ＰＷＭ信号として出力するコンパレータ部と、を備え、前記キャリア信号生成部は、前記キャリア信号の周期に同期させて、前記キャリア信号の位相を乱数的に変化させる、ことを特徴とする。 The PWM circuit of the present invention includes a carrier signal generation unit that generates a carrier signal, a comparator unit that compares the carrier signal with a threshold value for determining a duty ratio of the PWM signal, and outputs the comparison result as the PWM signal. , And the carrier signal generation unit randomly changes the phase of the carrier signal in synchronization with the period of the carrier signal.
本発明のＰＷＭ回路において、前記キャリア信号生成部は、前記キャリア信号の周期の１／Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）の周期を有するクロック信号に同期させてカウントを行うカウンタ部と、０からＮ−１までの間の整数の乱数を発生する乱数発生部と、位相変更部と、を備え、前記カウンタ部は、Ｍ（Ｍは０以上の整数）からＮ−１＋Ｍまでカウントアップを行い、Ｎ−１＋Ｍに達した時にはＭに戻ってカウントアップを繰り返す、または、Ｎ−１＋ＭからＭまでカウントダウンを行い、Ｍに達した時にはＮ−１＋Ｍに戻ってカウントダウンを繰り返すことで、前記キャリア信号の周期を有する基準信号を生成し、前記乱数発生部は、前記基準信号が予め定められた値になった時点で前記乱数を更新し、それ以外の時点では前記乱数を保持し、前記位相変更部は、前記基準信号をＭだけ減じた基準変動信号と、前記乱数とを加算して得られた第１の値を、Ｎで除算して剰余を求めることで、前記基準変動信号に対して位相が乱数的に変化する位相変更信号を生成し、前記位相変更信号に基づいて、前記キャリア信号を生成する、としても好適である。 In the PWM circuit of the present invention, the carrier signal generation unit includes a counter unit that counts in synchronization with a clock signal having a period of 1 / N times (N is an integer of 2 or more) the period of the carrier signal; And a phase change unit, and the counter unit counts up from M (M is an integer of 0 or more) to N-1 + M. , When N-1 + M is reached, return to M and repeat count-up, or count down from N-1 + M to M, and when M reaches M, return to N-1 + M and repeat count-down, A reference signal having a period is generated, and the random number generator updates the random number when the reference signal reaches a predetermined value, and holds the random number at other times The phase change unit divides the first value obtained by adding the reference fluctuation signal obtained by subtracting the reference signal by M and the random number by N to obtain a remainder, thereby obtaining the reference fluctuation. It is also preferable that a phase change signal whose phase changes randomly with respect to the signal is generated, and the carrier signal is generated based on the phase change signal.
また、本発明のＰＷＭ回路において、前記キャリア信号生成部は、前記キャリア信号の１周期分の時系列データを記憶した記憶部をさらに備え、前記位相変更信号を読み出しアドレスとして用いて、前記記憶部から前記時系列データを読み出し、前記読み出された前記時系列データを、前記キャリア信号として出力する、としても好適である。 In the PWM circuit of the present invention, the carrier signal generation unit further includes a storage unit that stores time-series data for one period of the carrier signal, and uses the phase change signal as a read address, and the storage unit It is also preferable that the time-series data is read out from the data and the read-out time-series data is output as the carrier signal.
本発明のＰＷＭ回路によれば、キャリア信号の周期（キャリア周期）に同期させて、キャリア信号の位相を乱数的に変化させることで、ＰＷＭ信号のデューティ比の大きさに関わらず、キャリア周期内におけるＰＷＭ信号のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置がキャリア周期ごとに大きく変化する。したがって、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合であっても、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することができる。 According to the PWM circuit of the present invention, the phase of the carrier signal is changed at random in synchronization with the cycle of the carrier signal (carrier cycle). The position of the rising edge and the falling edge of the pulse of the PWM signal greatly changes at every carrier period. Therefore, even when the duty ratio of the PWM signal is large, generation of harmonic components of the carrier period can be suppressed.
以下、本発明のＰＷＭ回路の実施形態を図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of a PWM circuit of the present invention will be described with reference to the drawings.
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態１におけるＰＷＭ回路１００ａの構成を示すブロック図である。ＰＷＭ回路１００ａは、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部８０と、キャリア信号と、ＰＷＭ信号のデューティ比決定用の閾値とを比較し、その比較結果をＰＷＭ信号として出力するコンパレータ部９０とを備える。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
コンパレータ部９０には、閾値と、キャリア信号生成部８０からのキャリア信号とが入力され、コンパレータ部９０は、閾値がキャリア信号よりも大きい場合にはＰＷＭ信号をＨｉｇｈ（ＯＮ）にし、そうでない場合にはＰＷＭ信号をＬｏｗ（ＯＦＦ）にして、ＰＷＭ信号を出力する。
The threshold value and the carrier signal from the carrier
キャリア信号生成部８０には、キャリア信号の周期（キャリア周期）ＴＳＷの１／Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）の周期ＴＣＬＫを有するクロック信号ＣＬＫが入力され、キャリア信号生成部８０は、クロック信号ＣＬＫを用いてキャリア信号を生成し、出力する。なお、実施形態１のＰＷＭ回路１００ａでは、キャリア信号として「のこぎり波」が生成される。キャリア信号生成部８０は、クロック信号ＣＬＫに同期させてカウントを行うカウンタ部１０と、０からＮ−１までの間の整数の乱数を発生する乱数発生部２０と、位相変更部４０と、を備える。
The carrier
カウンタ部１０には、クロック信号ＣＬＫが入力され、カウンタ部１０は、クロック信号ＣＬＫに同期させて、Ｍ（Ｍは０以上の整数）からＮ−１＋Ｍまでカウントアップを行い、Ｎ−１＋Ｍに達した時にはＭに戻ってカウントアップを繰り返すことで、キャリア周期を有する基準信号を生成し、出力する。図３（Ａ）には、１キャリア周期ＴＳＷ分の基準信号の変化の例を示してある。カウンタ部１０がＮ回カウントを行うことで、１キャリア周期ＴＳＷ分の基準信号ができる。図３（Ａ）の基準信号の例では、キャリア周期の先頭の値がＭになっているが、キャリア周期の先頭の値は、カウンタ部１０のカウント値がとりえる値のいずれであっても良い。
The clock signal CLK is input to the
乱数発生部２０には、カウンタ部１０からの基準信号が入力され、乱数発生部２０は、基準信号が予め定められた値になった時点で乱数（０からＮ−１までの間の整数）を更新し、それ以外の時点では乱数を保持する。予め定められた値は、基準信号のキャリア周期の先頭の値である。基準信号が予め定められた値（例えば、Ｍ）になるのは、１キャリア周期ＴＳＷに１回だけである。乱数発生部２０は、キャリア周期の先頭で、１回だけ乱数を更新し、キャリア周期内ではその乱数を保持する。図３（Ａ）の基準信号の例では、キャリア周期の先頭の値はＭであるため、乱数発生部２０は、基準信号がＭになった時点（キャリア周期の先頭）で、乱数を更新する。
The
位相変更部４０には、カウンタ部１０からの基準信号と、乱数発生部２０からの乱数とが入力され、位相変更部４０は、基準信号と乱数とを用いて位相変更信号を生成し、出力する。実施形態１では、位相変更信号がキャリア信号となる。
The
図２は、位相変更部４０の構成を示すブロック図である。また、図３は、位相変更部４０における基準信号、基準変動信号および位相変更信号の１キャリア周期ＴＳＷ内の変化の例を示すタイミングチャートである。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the
図２に示すように、位相変更部４０は、減算部２５と、加算部３０と、剰余計算部３１とを備える。減算部２５には、基準信号が入力され、減算部２５は、基準信号（ＭからＮ−１＋Ｍまでの間の整数）をＭだけ減じた基準変動信号（０からＮ−１までの間の整数）を生成し、出力する。図３（Ｂ）に示すように、基準変動信号は、基準信号から、基準信号に含まれているオフセット（Ｍ）分が取り除かれた信号である。なお、Ｍが０の場合は、基準信号と、基準変動信号とは同じ信号である為、減算部２５は省略され、基準信号が基準変動信号となる。
As shown in FIG. 2, the
加算部３０には、基準変動信号と、乱数とが入力され、加算部３０は、基準変動信号（０からＮ−１までの間の整数）と、乱数（０からＮ−１までの間の整数）とを加算して第１の値を生成し、出力する。剰余計算部３１には、加算部３０からの第１の値が入力され、剰余計算部３１は、第１の値を、Ｎで除算して剰余を求め、その剰余を位相変更信号として出力する。
The
図３（Ｃ）には、乱数が０、１、２およびＮ−１の時の位相変更信号の例を示してある。位相変更信号は、乱数の値に応じて、基準変動信号を以下の（数１）式で求められる量だけ位相をずらした信号である。 FIG. 3C shows an example of the phase change signal when the random numbers are 0, 1, 2, and N-1. The phase change signal is a signal obtained by shifting the phase of the reference variation signal by an amount obtained by the following equation (1) according to the value of the random number.
位相＝２π×（乱数／Ｎ） （数１） Phase = 2π × (random number / N) (Equation 1)
乱数＝０の場合は、位相変更信号と基準変動信号とは同じとなり、位相変更信号と、基準変動信号とに位相のずれはない。一方、乱数の値が０でない場合は、乱数の値に応じて、位相変更信号は、基準変動信号から位相がずれた信号となる。 When the random number = 0, the phase change signal and the reference variation signal are the same, and there is no phase shift between the phase change signal and the reference variation signal. On the other hand, when the value of the random number is not 0, the phase change signal is a signal whose phase is shifted from the reference variation signal according to the value of the random number.
図４の上部には、実施形態１の位相変更信号（キャリア信号）の変化の例と、その位相変更信号（キャリア信号）を用いて生成されたＰＷＭ信号が示されている。また、図４の下部には、各キャリア周期でキャリア信号の位相が変化しない従来技術の「のこぎり波」のキャリア信号（従来）の変化の例と、そのキャリア信号（従来）を用いて生成されたＰＷＭ信号（従来）が示されている。図４では、図３に比べてＮの値をより大きくして、キャリア信号がより直線状に変化する様子が描かれている。 In the upper part of FIG. 4, an example of a change in the phase change signal (carrier signal) of the first embodiment and a PWM signal generated using the phase change signal (carrier signal) are shown. In the lower part of FIG. 4, an example of the change of the carrier signal (conventional) of the conventional “sawtooth wave” in which the phase of the carrier signal does not change in each carrier period and the carrier signal (conventional) are generated. The PWM signal (conventional) is shown. FIG. 4 shows a state in which the value of N is made larger than that in FIG. 3 and the carrier signal changes more linearly.
前述したように、乱数発生部２０は、キャリア周期の先頭で乱数を更新し、キャリア周期内ではその乱数を保持する。図４では、第１周期の先頭で乱数＝０に更新され、第２周期〜第４周期の各周期の先頭で乱数が０でない値に更新された例を示している。また、第２周期〜第４周期の各周期では、互いに異なる値の乱数となった場合の例を示している。したがって、第１周期〜第４周期の各位相変更信号（キャリア信号）は、位相のずれ量が互いに異なっている（各キャリア周期でキャリア信号の位相が異なっている）。
As described above, the
閾値は、１キャリア周期ＴＳＷ内では一定の信号であり、キャリア周期毎に変化する信号であるが、図４では、各キャリア周期で同一の閾値が用いられている。閾値は０〜１．００の値であり、閾値が１キャリア周期ＴＳＷ内で常にキャリア信号以下となる時の閾値は０であり、閾値が１キャリア周期ＴＳＷ内で常にキャリア信号より大きい時の閾値は１．００である。閾値が０〜１．００の値をとることによって、ＰＷＭ信号のデューティ比、すなわち、１キャリア周期ＴＳＷ内のＰＷＭ信号のＯＮ期間の割合は、０％〜１００％まで変化することになる。図４では、位相変更信号（キャリア信号）と比較される閾値と、キャリア信号（従来）と比較される閾値は、両方とも０．８５になっている。よって、図４では、実施形態１のＰＷＭ信号および従来技術のＰＷＭ信号（従来）のデューティ比、すなわち、１キャリア周期ＴＳＷ内のＰＷＭ信号のＯＮ期間の割合は、各キャリア周期で８５％となっている。
The threshold value is a constant signal within one carrier cycle TSW and is a signal that changes for each carrier cycle. In FIG. 4, the same threshold value is used for each carrier cycle. Threshold is a value of from 0 to 1.00, the threshold when the threshold becomes less constantly carrier signal within one
図４に示すように、各キャリア周期で閾値の変化がない（デューティ比が変化しない）場合には、従来技術のＰＷＭ信号（従来）のように各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置が変化しないことになり、それによって、ＰＷＭ信号（従来）にキャリア周期の高調波成分が多く含まれる状態となる。 As shown in FIG. 4, when there is no change in the threshold value in each carrier cycle (duty ratio does not change), the rising and rising edges of the pulses in each carrier cycle as in the prior art PWM signal (conventional). The position of the falling edge does not change, and as a result, the PWM signal (conventional) includes a large number of harmonic components of the carrier period.
それに対して、実施形態１のＰＷＭ回路１００ａでは、キャリア信号の周期（キャリア周期）に同期させて、キャリア信号の位相が乱数的に変化するので、図４に示すように、各キャリア周期で閾値の変化がない（デューティ比が変化しない）場合であっても、ＰＷＭ信号の各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置が大きく変化する。また、１キャリア周期ＴＳＷ内のＰＷＭ信号のパルスの数がキャリア周期によって変化（図４では、第１周期と第４周期のパルスの数は１つ、第２周期と第３周期のパルスの数は２つ）し、各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの順序（立ち上がりが最初に来るか、立ち下がりが最初に来るか）が変化し、エッジの数が変化する。したがって、スペクトル拡散効果が十分に得られ、ＰＷＭ信号に、キャリア周期の高調波成分が含まることを抑制することができる。
On the other hand, in the
また、特許文献１および特許文献２に記載されているような、キャリア周期ごとにＰＷＭ信号（従来）のパルス発生位置を時間軸上でずらす方法では、図４に示すような、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合、すなわち、キャリア周期内でＯＮ期間が多くを占める場合には、キャリア周期内においてパルス発生位置をずらせる量が少なくなる。したがって、パルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置を大きく変化させることができず、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することができない。
Further, in the method of shifting the pulse generation position of the PWM signal (conventional) on the time axis for each carrier cycle as described in
それに対して、実施形態１のＰＷＭ回路１００ａでは、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合であっても、図４に示すように、キャリア周期内におけるＰＷＭ信号のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置がキャリア周期ごとに大きく変化するので、スペクトル拡散効果が十分に得られ、ＰＷＭ信号に、キャリア周期の高調波成分が含まることを抑制することができる。
On the other hand, in the
以上説明した実施形態１のＰＷＭ回路１００ａによれば、キャリア信号の周期（キャリア周期）に同期させて、キャリア信号の位相を乱数的に変化させることで、ＰＷＭ信号のデューティ比の大きさに関わらず、キャリア周期内におけるＰＷＭ信号のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置がキャリア周期ごとに大きく変化する。したがって、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合であっても、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することができる。
According to the
また、実施形態１のＰＷＭ回路１００ａによれば、簡易な回路構成で、キャリア周波数（１／キャリア周期ＴＳＷ）や１キャリア周期ＴＳＷ内のＯＮ期間の割合を変えることなく、キャリア周期の高調波成分の発生を抑制することができる。
Further, according to the
以上説明した実施形態１のＰＷＭ回路１００ａでは、キャリア信号生成部８０のカウンタ部１０がカウントアップを行うことにより、基準信号を生成した。しかし、カウンタ部１０がカウントダウンを行うことにより、基準信号を生成するとしても良い。具体的には、カウンタ部１０が、クロック信号ＣＬＫに同期させて、Ｎ−１＋ＭからＭまでカウントダウンを行い、Ｍに達した時にはＮ−１＋Ｍに戻ってカウントダウンを繰り返すことで、キャリア周期を有する基準信号を生成し、出力する。この場合、図３に示された基準信号、基準変動信号および位相変更信号は、キャリア周期ＴＳＷの中心を軸に左右反転させた信号となる。
In the
また、以上説明した実施形態１のＰＷＭ回路１００ａでは、位相変更信号をキャリア信号とした。しかし、位相変更信号に任意の演算を施してキャリア信号としても良い。例えば、位相変更信号にオフセットを加えてキャリア信号としても良いし、位相変更信号に予め定められた値を掛けてキャリア信号としても良いし、位相変更信号を予め定められた値で除してキャリア信号としても良い。
In the
（実施形態２）
図５は、本発明の実施形態２におけるＰＷＭ回路１００ｂの構成を示すブロック図である。図１の実施形態１のＰＷＭ回路１００ａとの違いは、実施形態２のＰＷＭ回路１００ｂには、キャリア信号生成部８０に三角波変換部６０が追加されている点であり、その他の構成は同じである。よって、三角波変換部６０以外の構成については、詳しい説明を省略する。
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the
実施形態１のＰＷＭ回路１００ａのキャリア信号は「のこぎり波」であった。それに対し、実施形態２のＰＷＭ回路１００ｂのキャリア信号は「三角波」となる。三角波変換部６０には、位相変更部４０からの位相変更信号が入力され、三角波変換部６０は、位相変更信号（のこぎり波）を三角波信号に変換して、その三角波信号をキャリア信号として出力する。
The carrier signal of the
図６は、三角波変換部６０の構成を示すブロック図である。三角波変換部６０は、減算部５１と、判定部５２と、乗算部５３とを備える。減算部５１には、位相変更信号が入力され、減算部５１は、位相変更信号から（Ｎ−１）／２を減じたＳ２１信号を生成し、出力する。なお、三角波変換部６０内で用いられるＮは、実施形態１で説明したＮと同じであり、キャリア周期ＴＳＷとクロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫとの比である。判定部５２には、減算部５１からのＳ２１信号と、位相変更信号とが入力され、判定部５２は、Ｓ２１信号の値が０以上の場合には、（Ｎ−１）／２からＳ２１信号の値を減じたＳ２２信号を生成し、Ｓ２１信号の値が負である場合には、位相変更信号をＳ２２信号として、Ｓ２２信号を出力する。乗算部５３には、判定部５２からのＳ２２信号が入力され、乗算部５３は、Ｓ２２信号の値を２倍にした三角波信号を生成し、出力する。
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the
図７には、乱数が０、１、２およびＮ−１の場合の位相変更信号の変化の例と、それらの位相変更信号が三角波変換部６０に入力された時に、三角波変換部６０から出力される三角波信号を示してある。乱数＝０の場合の三角波信号を基準三角波信号とすると、三角波信号は、乱数の値に応じて、基準三角波信号を前述した（数１）式で求められる量だけ位相をずらした信号となる。
FIG. 7 shows an example of changes in the phase change signal when the random numbers are 0, 1, 2, and N−1, and the output from the triangular
図８の上部には、実施形態２の三角波信号（キャリア信号）の変化の例と、その三角波信号（キャリア信号）を用いて生成されたＰＷＭ信号が示されている。また、図８の下部には、各キャリア周期でキャリア信号の位相が変化しない従来技術の「三角波」のキャリア信号（従来）の変化の例と、そのキャリア信号（従来）を用いて生成されたＰＷＭ信号（従来）が示されている。図８では、図７に比べてＮの値をより大きくして、キャリア信号がより直線状に変化する様子が描かれている。 The upper part of FIG. 8 shows an example of a change in the triangular wave signal (carrier signal) of the second embodiment and a PWM signal generated using the triangular wave signal (carrier signal). In the lower part of FIG. 8, an example of a change in the carrier signal (conventional) of the conventional “triangular wave” in which the phase of the carrier signal does not change in each carrier period and the carrier signal (conventional) are generated. A PWM signal (conventional) is shown. FIG. 8 shows a state in which the value of N is made larger than in FIG. 7 and the carrier signal changes more linearly.
図８では、第１周期の先頭で乱数＝０に更新され、第２周期〜第４周期の各周期の先頭で乱数が０でない値に更新された例を示している。また、第２周期〜第４周期の各周期では、互いに異なる値の乱数となった場合の例を示している。したがって、第１周期〜第４周期の各三角波信号（キャリア信号）は、位相のずれ量が互いに異なっている（各キャリア周期でキャリア信号の位相が異なっている）。 FIG. 8 shows an example in which the random number is updated to 0 at the beginning of the first period, and the random number is updated to a non-zero value at the beginning of each period from the second period to the fourth period. In addition, in each of the second to fourth periods, an example is shown in which random numbers having different values are obtained. Accordingly, the triangular wave signals (carrier signals) in the first period to the fourth period have different amounts of phase shift (the phase of the carrier signal is different in each carrier period).
また、図８では、三角波信号（キャリア信号）と比較される閾値と、キャリア信号（従来）と比較される閾値は、両方とも０．８５で一定となっている。よって、図８では、実施形態２のＰＷＭ信号および従来技術のＰＷＭ信号（従来）のデューティ比、すなわち、１キャリア周期ＴＳＷ内のＰＷＭ信号のＯＮ期間の割合は、各キャリア周期で８５％となっている。
In FIG. 8, the threshold value compared with the triangular wave signal (carrier signal) and the threshold value compared with the carrier signal (conventional) are both constant at 0.85. Therefore, in FIG. 8, the duty ratio of the PWM signal of
実施形態１で説明したキャリア信号が「のこぎり波」である場合と同様に、キャリア信号が「三角波」である場合であっても、図８に示すように、各キャリア周期で閾値の変化がない（デューティ比が変化しない）場合には、従来技術のＰＷＭ信号（従来）では各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置が変化しない。 Similar to the case where the carrier signal described in the first embodiment is a “sawtooth wave”, even if the carrier signal is a “triangular wave”, as shown in FIG. 8, there is no change in threshold value in each carrier period. In the case where the duty ratio does not change, the conventional PWM signal (conventional) does not change the position of the rising edge and falling edge of the pulse within each carrier period.
それに対し、実施形態２のＰＷＭ信号は、実施形態１のＰＷＭ信号と同様に、各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置が大きく変化する。また、１キャリア周期ＴＳＷ内のＰＷＭ信号のパルスの数がキャリア周期によって変化（図８では、第１周期と第２周期のパルスの数は２つ、第３周期と第４周期のパルスの数は１つ）し、各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの順序（立ち上がりが最初に来るか、立ち下がりが最初に来るか）が変化し、エッジの数が変化する。したがって、スペクトル拡散効果が十分に得られ、ＰＷＭ信号に、キャリア周期の高調波成分が含まることを抑制することができる。 On the other hand, in the PWM signal of the second embodiment, like the PWM signal of the first embodiment, the position of the rising edge and the falling edge of each pulse in each carrier cycle changes greatly. In addition, the number of pulses of the PWM signal in one carrier period TSW varies depending on the carrier period (in FIG. 8, the number of pulses in the first period and the second period is two, and the number of pulses in the third period and the fourth period The number of edges is changed by changing the rising edge of the pulse in each carrier period and the order of falling edges (whether the rising edge comes first or the falling edge comes first). Therefore, a sufficient spread spectrum effect can be obtained, and the PWM signal can be prevented from containing harmonic components of the carrier period.
また、ＰＷＭ信号のデューティ比が大きい場合、すなわち、キャリア周期内でＯＮ期間が多くを占める場合であっても、図８に示すように、ＰＷＭ信号の各キャリア周期内のパルスの立ち上がり、および、立ち下がりエッジの位置が大きく変化する点も、実施形態１のＰＷＭ信号と同様である。 Further, even when the duty ratio of the PWM signal is large, that is, when the ON period occupies a large amount in the carrier period, as shown in FIG. 8, the rise of the pulse in each carrier period of the PWM signal, and The point that the position of the falling edge changes greatly is the same as the PWM signal of the first embodiment.
実施形態２のように、キャリア信号を「三角波」とし、キャリア信号（三角波）の周期に同期させて、キャリア信号（三角波）の位相を乱数的に変化させても、実施形態１のキャリア信号を「のこぎり波」とした場合と同様の作用効果を得ることができる。 Even if the carrier signal is “triangular wave” and the phase of the carrier signal (triangular wave) is changed in a random manner in synchronization with the cycle of the carrier signal (triangular wave) as in the second embodiment, the carrier signal of the first embodiment is not changed. The same effect as the case of “sawtooth wave” can be obtained.
以上説明した実施形態２のＰＷＭ回路１００ｂでは、三角波変換部６０から出力される三角波信号をキャリア信号とした。しかし、三角波信号に任意の演算を施してキャリア信号としても良い。例えば、三角波信号にオフセットを加えてキャリア信号としても良いし、三角波信号に予め定められた値を掛けてキャリア信号としても良いし、三角波信号を予め定められた値で除してキャリア信号としても良い。
In the
（実施形態３）
図９は、本発明の実施形態３におけるＰＷＭ回路１００ｃの構成を示すブロック図である。図２の実施形態２のＰＷＭ回路１００ｂとの違いは、実施形態２の三角波変換部６０が記憶部７０に置き換えられている点であり、その他の構成は同じである。よって、記憶部７０以外の構成については、詳しい説明を省略する。
(Embodiment 3)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the
実施形態３のＰＷＭ回路１００ｃのキャリア信号は、実施形態２のＰＷＭ回路１００ｂのキャリア信号と同じ「三角波」である。しかし、位相変更信号（のこぎり波）を三角波信号に変換する方法が異なる。
The carrier signal of the
記憶部７０には、１周期分のキャリア信号（三角波）の時系列データが記憶されている。図１０は、記憶部７０に記憶された１周期分のキャリア信号（三角波）の時系列データの例を示す表である。アドレスと、そのアドレスに記憶された値（時系列データ）の対応が示されている。なお、図１０におけるＮは、実施形態１で説明したＮと同じであり、キャリア周期ＴＳＷとクロック信号ＣＬＫの周期ＴＣＬＫとの比である。図１０には、キャリア周期ＴＳＷの中心を軸として左右対称な波形を有する三角波の時系列データが、Ｎが偶数の場合と、Ｎが奇数の場合とに分けて示してある。実施形態３のＰＷＭ回路１００ｃにおいて、Ｎが、偶数の場合には図１０（Ａ）が用いられ、奇数の場合には図１０（Ｂ）が用いられる。
The
記憶部７０には位相変更信号が入力され、位相変更信号を読み出しアドレスとして用いて、記憶部７０に記憶されている値（時系列データ）を読み出す。これにより、位相変更信号（のこぎり波）が、三角波信号に変換される。そして、読み出された時系列データ（三角波信号）を、キャリア信号として出力する。図７に示すように、乱数の値に応じて位相変更信号の位相が変化するので、読み出しアドレスが変化し、読み出される時系列データ（三角波信号）の位相も変化する。つまり、乱数の値に応じて位相が変化する実施形態２の三角波信号と同じ信号を得ることができる。
The phase change signal is input to the
よって、実施形態３のＰＷＭ回路１００ｃの構成を用いても、キャリア信号を「三角波」とし、キャリア信号（三角波）の周期に同期させて、キャリア信号（三角波）の位相を乱数的に変化させることができるので、実施形態１と実施形態２の場合と同様の作用効果を得ることができる。
Therefore, even if the configuration of the
以上説明した実施形態３のＰＷＭ回路１００ｃでは、記憶部７０に、１周期分のキャリア信号の時系列データとして、キャリア周期ＴＳＷの中心を軸として左右対称な波形を有する三角波の時系列データを記憶した。しかし、左右対称な波形を有する三角波ではなく、左右非対称な波形を有する三角波の時系列データを記憶しておいてもよい。左右非対称な波形を有する三角波とは、例えば、キャリア周期の先頭から三角波の頂点（値が最大になる箇所）までの時間Ｔｕと、三角波の頂点からキャリア周期の後尾までの時間Ｔｄとが、異なる三角波である。
In the
また、キャリア信号は、以上説明したのこぎり波、三角波に限られず、様々な波形を用いることが考えられる。よって、記憶部７０には、キャリア信号として使用する任意の波形の１周期分の時系列データを記憶しておいても良い。これにより、以上説明したのこぎり波、三角波に限られず、任意の波形をキャリア信号として用いる場合であっても、キャリア信号の周期に同期させて、キャリア信号の位相を乱数的に変化させることができるので、実施形態１と実施形態２の場合と同様の作用効果を得ることができる。
Further, the carrier signal is not limited to the sawtooth wave and the triangular wave described above, and various waveforms may be used. Therefore, the
１０ カウンタ部、２０ 乱数発生部、２５ 減算部、３０ 加算部、３１ 剰余計算部、４０ 位相変更部、５１ 減算部、５２ 判定部、５３ 乗算部、６０ 三角波変換部、７０ 記憶部、８０ キャリア信号生成部、９０ コンパレータ部、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ ＰＷＭ回路。
10 counter unit, 20 random number generation unit, 25 subtraction unit, 30 addition unit, 31 remainder calculation unit, 40 phase change unit, 51 subtraction unit, 52 determination unit, 53 multiplication unit, 60 triangular wave conversion unit, 70 storage unit, 80 carrier Signal generation unit, 90 comparator unit, 100a, 100b, 100c PWM circuit.
Claims (2)
前記キャリア信号と、ＰＷＭ信号のデューティ比決定用の閾値とを比較し、その比較結果を前記ＰＷＭ信号として出力するコンパレータ部と、を備え、
前記キャリア信号生成部は、
前記キャリア信号の周期に同期させて、前記キャリア信号の位相を乱数的に変化させ、
前記キャリア信号生成部は、
前記キャリア信号の周期の１／Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）の周期を有するクロック信号に同期させてカウントを行うカウンタ部と、
０からＮ−１までの間の整数の乱数を発生する乱数発生部と、
位相変更部と、を備え、
前記カウンタ部は、Ｍ（Ｍは０以上の整数）からＮ−１＋Ｍまでカウントアップを行い、Ｎ−１＋Ｍに達した時にはＭに戻ってカウントアップを繰り返す、または、Ｎ−１＋ＭからＭまでカウントダウンを行い、Ｍに達した時にはＮ−１＋Ｍに戻ってカウントダウンを繰り返すことで、前記キャリア信号の周期を有する基準信号を生成し、
前記乱数発生部は、前記基準信号が予め定められた値になった時点で前記乱数を更新し、それ以外の時点では前記乱数を保持し、
前記位相変更部は、前記基準信号をＭだけ減じた基準変動信号と、前記乱数とを加算して得られた第１の値を、Ｎで除算して剰余を求めることで、前記基準変動信号に対して位相が乱数的に変化する位相変更信号を生成し、
前記位相変更信号に基づいて、前記キャリア信号を生成する、
ことを特徴とするＰＷＭ回路。 A carrier signal generator for generating a carrier signal;
Comparing the carrier signal and a threshold for determining the duty ratio of the PWM signal, and a comparator unit that outputs the comparison result as the PWM signal,
The carrier signal generator is
In synchronization with the cycle of the carrier signal, the phase of the carrier signal is changed randomly .
The carrier signal generator is
A counter unit that counts in synchronization with a clock signal having a period of 1 / N times the period of the carrier signal (N is an integer of 2 or more);
A random number generator for generating an integer random number between 0 and N−1;
A phase change unit,
The counter unit counts up from M (M is an integer of 0 or more) to N-1 + M, and when N-1 + M is reached, returns to M and repeats counting up, or counts down from N-1 + M to M. When M is reached, the reference signal having the cycle of the carrier signal is generated by repeating the countdown by returning to N-1 + M,
The random number generation unit updates the random number when the reference signal becomes a predetermined value, and holds the random number at other times,
The phase changing unit divides a first value obtained by adding the reference variation signal obtained by subtracting the reference signal by M and the random number by N to obtain a remainder, thereby obtaining the reference variation signal. Generates a phase change signal whose phase changes randomly
Generating the carrier signal based on the phase change signal;
A PWM circuit characterized by that.
前記キャリア信号の１周期分の時系列データを記憶した記憶部をさらに備え、
前記位相変更信号を読み出しアドレスとして用いて、前記記憶部から前記時系列データを読み出し、
前記読み出された前記時系列データを、前記キャリア信号として出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭ回路。 The carrier signal generator is
A storage unit that stores time-series data for one period of the carrier signal;
Using the phase change signal as a read address, read the time series data from the storage unit,
Outputting the read time-series data as the carrier signal;
The PWM circuit according to claim 1 .
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