JP6317383B2 - フェイズドアレイアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数信号に時間遅延を与える時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナに関する。

無線通信の大容量化を図るために、使用する周波数帯域の広帯域化及び高周波化が進んでいる。近年では、マイクロ波帯（０．３ＧＨｚ以上３０ＧＨｚ以下）のみならず、ミリ波帯（３０ＧＨｚ以上３００ＧＨｚ以下）が無線通信に使用されるようになっている。なかでも、大気中での減衰が大きい６０ＧＨｚ帯は、データの漏洩が生じ難く、通信セルのサイズを小さくして多数の通信セルを配置できる帯域として注目されている。

６０ＧＨｚ帯の無線通信に使用されるアンテナには、広帯域性の他に高利得性が求められる。６０ＧＨｚ帯は、上述したように、大気中での減衰が大きいからである。６０ＧＨｚ帯での使用に耐える高利特性を有するアンテナとしては、例えば、アレイアンテナが挙げられる。ここで、アレイアンテナとは、複数の放射素子をアレイ状又はマトリクス状に並べたアンテナのことを指す。

アレイアンテナでは、各放射素子に入力する無線周波数信号に与える時間遅延を制御することによって、放射する電磁波（各放射素子から放射される電磁波を重ね合わせたもの）の主ビーム方向を変化させることが可能である。このようなビームフォーミング機能を有するアレイアンテナは、フェイズドアレイアンテナと呼ばれ、盛んに研究開発が進められている。

フェイズドアレイアンテナにおけるビームフォーミングの原理について、図１２を参照して説明する。以下の説明においては、フェイズドアレイアンテナを構成する複数の放射素子Ａ１〜Ａｎが特定の直線上に一定の間隔ｄで配列されているものと仮定する。

放射素子Ａ１〜Ａｎに同位相の無線周波数信号を入力すると、上記特定の直線に平行な等位相面ができ、主ビーム方向は、その等位相面に垂直になる。これに対し、放射素子Ａ１〜Ａｎに入力する無線周波数信号に等差的な時間遅延δ１〜δｎを与えると、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１に応じて等位相面が傾く。ここで、時間遅延差Δｔと等位相面の傾き角（上記特定の直線と等位相面との成す角）αとの間には、以下の関係が成り立つ（ｃは、真空中での光速）。

Δｔ＝ｄ×ｓｉｎα／ｃ
したがって、時間遅延差Δｔが大きくなるように、各放射素子Ａｉに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δｉを制御すれば、傾き角αを大きくすることができる。逆に、時間遅延差Δｔが小さくなるように、各放射素子Ａiに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δiを制御すれば、傾き角αを小さくすることができる。以上がビームフォーミングの原理である。

次に、従来のフェイズドアレイアンテナの典型的な構成を、図１３〜図１５に示す。図１３に示すフェイズドアレイアンテナ１３は、送信用アンテナであり、図１４に示すフェイズドアレイアンテナ１４は、受信用アンテナであり、図１５に示すフェイズドアレイアンテナ１５は、送受信兼用アンテナである。なお、以下では、時間遅延を単に遅延と呼ぶ。

図１３に示すフェイズドアレイアンテナ１３は、（１）外部から入力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対して時間遅延素子ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ−δｎ）を放射素子Ａ１〜Ａｎに入力するものである。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く送信することができる。

図１４に示すフェイズドアレイアンテナ１４は、（１）放射素子Ａ１〜Ａｎから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｎ）に対して時間遅延素子ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を外部に出力するものである。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｎ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。

図１５に示すフェイズドアレイアンテナ１５は、図１３に示すフェイズドアレイアンテナ１３と、図１４に示すフェイズドアレイアンテナ１４とを、サーキュレータＣ１〜Ｃｎを用いて組み合わせたものである。放射素子Ａｉは送受信兼用である。サーキュレータＣｉは、信号が入出力される３つ以上のポートを備え、あるポートに入力された信号を、図１５に示す回転矢印の方向に沿った次のポートから出力する素子である。フェイズドアレイアンテナ１５において、各サーキュレータＣｉは、送信用の時間遅延素子Ｄ１ｉから出力された遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δｉ）を放射素子Ａｉに入力し、放射素子Ａｉから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｉ）を受信用の時間遅延素子Ｄ２ｉに入力する機能を担っている。

しかしながら、図１３〜図１５に示すフェイズドアレイアンテナ１３〜１５は、ミリ波帯での使用に適さない。なぜなら、時間遅延素子などの電気的な手段で、ミリ波帯の無線周波数信号に対して高精度の遅延を与えることは困難だからである。

これに対し、光学的な手段を用いて無線周波数信号を遅延するフェイズドアレイアンテナも知られているが、電子部品と比べて高価な光学部品を使用する必要があるため、コストの上昇が避けられない。特に、ミリ波帯での使用を想定すると、極めて高価な変調器や光電変換素子などを使用する必要があり、コストの大幅な上昇が見込まれる。

そこで、光学的な手段を用いることなくミリ波帯において使用可能なフェイズドアレイアンテナを実現するために、無線周波数信号を遅延する時間遅延器に代えて、無線周波数信号よりも周波数の低い中間周波数信号又は局所信号を遅延する時間遅延器を採用することが考えられる。このような時間遅延器が、特許文献１及び非特許文献１に開示されている。

特開２００３−６０４２４号公報（２００３年２月２８日公開）

Joshua D. Schwartz et al., "An Electronic UWB Continuously Tunable Time-Delay System With Nanosecond Delays", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, FEBRUARY 2008, VOL. 18, NO. 2, PP103-105

特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、無線周波数信号に与える遅延の大きさを、局所信号の周波数に応じて変化させることによって制御することができる。しかしながら、以下に説明するように、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、制御変数である局所信号の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの関係が、無線周波数信号の周波数ｆ_ＲＦ毎に異なる。このため、無線周波数信号に与える時間遅延を広帯域に亘って精度良く制御することが困難になるという問題があった。また、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器を用いたフェイズドアレイアンテナにおいては、電磁波を効率よく送信又は受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することが困難であるという問題があった。

（特許文献１の問題点）
図１６は、特許文献１に開示された時間遅延器２０の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、時間遅延器２０は、２つの混合器ＭＸ１〜ＭＸ２と位相器ＰＳとを備えている。

混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が入力される。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（１）のように表すことができ、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（２）のように表すことができる。ここで、φ_０は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ１は、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を用いて無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１）及び式（２）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、下記の式（３）のように表される。

混合器ＭＸ２には、混合器ＭＸ１から出力された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路、及び、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳよって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とが入力される。局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（２）のように表される場合、局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）は、下記の式（４）のように表される。ここで、φ_１は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延と、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳにおいて生じる遅延との和である。なお、ここでは、混合器ＭＸ１から混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、混合器ＭＸ１から出力される中間周波数信号と混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ２は、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）及び遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（３）及び式（４）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（５）のように表される。

したがって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（６）で表される。

上記の式（６）に示すように、時間遅延器２０が無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに比例する。したがって、時間遅延器２０によれば、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを変化させることによって、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。

しかしながら、式（６）から明らかなように、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝｛φ_１／ｆ_ＲＦ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯは、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦ毎に異なる。例えば、５０ＧＨｚの無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量が１ＧＨｚであるとすると、１００ＧＨｚの無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量は２ＧＨｚとなる。このため、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。

（非特許文献１の問題点）
図１７は、非特許文献１に開示された時間遅延器２１の構成を示すブロック図である。時間遅延器２１は、２つの混合器ＭＸ１〜ＭＸ２と分散付与フィルタＤＦとを備えている。分散付与フィルタＤＦは、入力信号に分散、すなわち、入力信号の周波数ｆに比例した遅延Ｄｆを与える素子であり、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されている。

混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路ＴＬ１によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が入力される。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（７）のように表すことができる。また、局所信号源ＬＯから出力される局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（８）のように表すことができ、このとき、混合器ＭＸ１に入力される局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）は、下記の（９）式のように表される。ここで、ψ１は、伝送線路ＴＬ１において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ１は、局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（７）及び式（９）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、下記の式（１０）のように表される。

混合器ＭＸ１にて生成された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、分散付与フィルタＤＦが挿入された伝送線路ＴＬ３により遅延される。分散付与フィルタＤＦは、周波数ｆの信号に対して、遅延τ＝Ｄｆ＋ψ０を与える。伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１からサーキュレータＣに至る伝送線路と、サーキュレータＣと分散付与フィルタＤＦとの間を往復する伝送線路と、サーキュレータＣから混合器ＭＸ２に至る伝送線路とにより構成される。この伝送線路ＴＬ３（分散付与フィルタＤＦを除く）において生じる線路遅延をψ３とすると、混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）は、下記の式（１１）のように表される。

混合器ＭＸ２には、上記の中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）の他に、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路ＴＬ２によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が入力される。局所信号源ＬＯから出力される局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（８）により表されている場合、混合器ＭＸ２に入力される局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）は、下記の式（１２）のように表される。ここで、ψ２は、伝送線路ＴＬ２において生じる線路遅延である。

混合器ＭＸ２は、局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いて中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）をアップコンバートすることによって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１１）及び式（１２）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（１３）のように表される。

したがって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（１４）で表される。

上記の式（１４）に示すように、時間遅延器２１が無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの二次関数になる。したがって、時間遅延器２１によれば、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを変化させることによって、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。

しかしながら、式（１４）から明らかなように、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝
｛２Ｄｆ_ＬＯ／ｆ_ＲＦ−（ψ１＋ψ３−ψ２）／ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯは、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦと局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯとの組み合せ毎に異なる。このため、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、さらに、この無線周波数信号に与える遅延の制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を実現することにある。

上記の課題を解決するために、本願発明者は、まず、時間遅延器を発明した。すなわち、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ’と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ’−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えている、ことを特徴とする時間遅延器を発明した。

上記の構成によれば、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に対する遅延δをδ＝｛（θ_２−θ_１−θ_３）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝ｆ_ＬＯ−Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３又はδ＝｛（θ_２−θ_１−θ_３）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝ｆ_ＬＯ＋Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３とすることができる。したがって、遅延δを第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに応じて変化させることができる。

更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯ又はΔδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、例えば第２伝送線路の電気長を第１伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ_２−θ_１-θ_３を０に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。

そして、本願発明者は、上記の時間遅延器を用いた下記のフェイズドアレイアンテナを発明した。

すなわち、本発明の第１の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１〜Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎと、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、を備えており、各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ’と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ’−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、各時間遅延器ＴＤ１ｉにて生成された前記第２無線周波数信号を、対応する放射素子Ａｉに供給する、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の第２の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第２分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第３分散付与フィルタが、前記第２混合器から出力される前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を伝送する伝送線路に挿入されていてもよい。

上記の構成によれば、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δから第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに比例する項＋Ｄｆ_ＲＦ又は−Ｄｆ_ＲＦを除去することができる。この結果、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が放射素子Ａｉに向けて伝送される伝送線路によって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。

本発明の第３の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、本発明の第１の態様又は第２の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが与える分散は、それぞれ、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の第４の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１〜Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎと、を備えており、各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、周波数ｆ_ＬＯを有する共通の第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ’と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ’−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号として対応する時間遅延器ＴＤ２ｉに供給する、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、電磁波を効率良く受信できる方向を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の第５の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、本発明の第４の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第２分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第３分散付与フィルタが、前記第１混合器に入力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を伝送する伝送線路、又は、前記第２混合器から出力される前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を伝送する伝送線路に挿入されていてもよい。

上記の構成によれば、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δから第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに比例する項＋Ｄｆ_ＲＦ又は−Ｄｆ_ＲＦを除去することができる。この結果、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される伝送線路によって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。

本発明の第６の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、本発明の第４の態様又は第５の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが与える分散は、それぞれ、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、放射素子Ａ１〜Ａｎが同一直線上に等間隔で配置されている場合に、電磁波を効率良く受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。

本発明の第７の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第１〜第３のいずれかの態様に係るフェイズドアレイアンテナを送信用アンテナとして備えているとともに、前記４〜第６のいずれかの態様に係るフェイズドアレイアンテナを受信用アンテナとして備えており、前記放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎが、前記送信用アンテナ及び前記受信用アンテナに共用されている構成である。

上記の構成によれば、電磁波を効率良く送受信できる方向を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送受信兼用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

上記の時間遅延器によれば、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、しかも、この制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を実現することができる。したがって、上記の時間遅延器を用いた本発明のフェイズドアレイアンテナによれば、電磁波を効率良く送信又は受信できる方向（放射する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することができる。

本発明の第１の実施形態に係る時間遅延器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る時間遅延器の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る時間遅延器の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に関して、前記第１の実施形態に係る時間遅延器を備えた送信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態に関して、前記第１の実施形態に係る時間遅延器を備えた受信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態に関して、図４に示す送信用フェイズドアレイアンテナと、図５に示す受信用フェイズドアレイアンテナとを組み合わせた送受信兼用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態に関して、前記第１の実施形態に係る時間遅延器の変形例を備えた送信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に関して、前記第１の実施形態に係る時間遅延器の変形例を備えた受信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第９の実施形態に関して、図４に示す送信用フェイズドアレイアンテナと、図８に示す受信用フェイズドアレイアンテナとを組み合わせた送受信兼用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１０の実施形態に関して、図７に示す送信用フェイズドアレイアンテナと、図５に示す受信用フェイズドアレイアンテナとを組み合わせた送受信兼用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１１の実施形態に関して、図７に示す送信用フェイズドアレイアンテナと、図８に示す受信用フェイズドアレイアンテナとを組み合わせた送受信兼用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 フェイズドアレイアンテナで送受信される電波の主ビーム方向を制御する原理を説明するための図である。 従来の送信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の受信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の送受信兼用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の時間遅延器の一構成例を示すブロック図である。 従来の時間遅延器の他の構成例を示すブロック図である。

〔第１の実施形態〕
（時間遅延器の構成）
本発明の第１の実施形態に係る時間遅延器１について、図１を参照して説明する。図１は、時間遅延器１の構成を示すブロック図である。時間遅延器１は、送信用フェイズドアレイアンテナ、受信用フェイズドアレイアンテナ、及び送受信兼用フェイズドアレイアンテナのいずれにも搭載することができる。この点は、後述する他の実施形態に係る時間遅延器についても同様である。

時間遅延器１は、図１に示すように、２つの混合器ＭＸ１（第１混合器），ＭＸ２（第２混合器）と、２つのサーキュレータＣ１、Ｃ２と、２つの分散付与フィルタＤＦ１（第１分散付与フィルタ），ＤＦ２（第２分散付与フィルタ）とを備えている。サーキュレータＣ１、Ｃ２の働きについては、図１５を参照して前述したとおりである。

混合器ＭＸ１の２つの入力端子のうち第１入力端子には、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を生成する無線周波数信号源ＲＦが接続されている。混合器ＭＸ１の２つの入力端子のうち第２入力端子には、第１伝送線路ＴＬ１が接続されている。第１伝送線路ＴＬ１は、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を生成する局所信号源ＬＯの出力端子から始まり、混合器ＭＸ１の第１入力端子に至る線路である。第１伝送線路ＴＬ１は、局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に対して、線路遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する。

混合器ＭＸ２の２つの入力端子のうち第１入力端子には、分散付与フィルタＤＦ１が挿入された第２伝送線路ＴＬ２が接続されている。第２伝送線路ＴＬ２は、局所信号源ＬＯの出力端子から始まり、サーキュレータＣ１の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ１を往復し、サーキュレータＣ１の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第１入力端子に至る線路である。第２伝送線路ＴＬ２は、局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に対して、線路遅延θ_２と分散付与フィルタＤＦ１による遅延θ_Ｄとを与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する。

分散付与フィルタＤＦ１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄは、θ_Ｄ＝Ｄｆ_ＬＯ＋θ_０となり、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）は、Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−Ｄｆ_ＬＯ−θ_０−θ_２）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄは、θ_Ｄ＝−Ｄｆ_ＬＯ＋θ_０となり、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）は、Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ＋Ｄｆ_ＬＯ−θ_０−θ_２）となる。

なお、このような分散付与フィルタＤＦ１は、例えば、非特許文献１に開示されているようなＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成することができる。ＣＥＢＧ伝送線路は、マイクロストリップ線路のストリップ導体の幅を周期的に拡縮させて構成されている。これにより、ＣＥＢＧ伝送線路は、入力された信号の周波数に応じて該信号を反射する線路上の位置を変えて線路長を変えることができるので、入力された信号の周波数に応じた遅延を該信号に与えることができる。

混合器ＭＸ２の第２入力端子には、分散付与フィルタＤＦ２が挿入された第３伝送線路ＴＬ３が接続されている。第３伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１の出力端子から始まり、サーキュレータＣ２の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ２を往復し、サーキュレータＣ２の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第２入力端子に至る線路である。第３伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１にて生成された第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に対して、線路遅延θ_３と分散付与フィルタＤＦ２による遅延θ_Ｄ’とを与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ’−θ_２）を生成する。

分散付与フィルタＤＦ２としては、分散付与フィルタＤＦ１が与える分散と絶対値が等しく符号が反対の分散を与える分散付与フィルタが用いられる。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２としては、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。一方、分散付与フィルタＤＦ１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２としては、負の分散―Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。

分散付与フィルタＤＦ２が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を有している場合、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ’は、θ_Ｄ’＝−Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）＋θ_０となり、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）は、Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ＋Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）−θ_０−θ_２）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ２が負の分散―Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を有している場合、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ’は、θ_Ｄ’＝＋Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）＋θ_０となり、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）は、Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）−θ_０−θ_２）となる。

（時間遅延器の動作）
上記の構成を備えた時間遅延器１が、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を入力して、最終的に無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を出力する動作を以下説明する。

まず、無線周波数信号源ＲＦにて生成される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び局所周波数信号源ＬＯにて生成される第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（１５）及び式（１６）で表すことができる。

混合器ＭＸ１の第１入力端子には、無線周波数信号源ＲＦにて生成された第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）が入力される。混合器ＭＸ２の第２入力端子には、局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を、上述した第１伝送線路ＴＬ１にて遅延させることにより得られた第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が入力される。第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）は、下記の式（１７）のように表される。

混合器ＭＸ１は、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が上記の式（１５）及び（１７）で表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、下記の式（１８）のように表される。

混合器ＭＸ２の第１入力端子には、局所信号源ＬＯにて生成され第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を、上述した第２伝送線路ＴＬ２にて遅延させることにより得られた第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が入力される。第２伝送線路ＴＬ２に挿入する分散付与フィルタＤＦ１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）は、下記の式（１９）のように表される。

混合器ＭＸ２の第２入力端子には、混合器ＭＸ１にて生成され第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を、上述した第３伝送線路ＴＬ３にて遅延させることにより得られた第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）が入力される。第３伝送線路ＴＬ３に挿入する分散付与フィルタＤＦ２として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）が上記の式（１８）のように表されている場合、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）は、下記の式（２０）のように表される。

混合器ＭＸ２は、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）と第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）及び第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が上記の式（２０）及び上記の式（１９）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（２１）のように表される。

式（２１）から、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（２２）で表される。

上記の式（２２）によれば、以下のことが分かる。すなわち、時間遅延器１によれば、遅延δを第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに応じて自在に変化させることができる。更に、時間遅延器１においては、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝Δｆ_ＬＯ又はΔδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との和に近づけることにより、θ_２−θ_１-θ_３を０に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。特に、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との和に一致させることにより、θ_２−θ_１-θ_３＝０とすれば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存しなくなる。このため、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを制御変数とする遅延δの制御が従来よりも容易になる。

なお、ここでは、分散付与フィルタＤＦ１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合の動作について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いてもよい。この場合における遅延δは、下記の式（２３）で表される。この場合の作用効果は、既に説明した作用効果と全く同様である。

〔第２の実施形態〕
（時間遅延器の構成）
本発明の第２の実施形態に係る時間遅延器２の構成について、図２を参照して説明する。図２は、時間遅延器２の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図２に示すように、時間遅延器２は、前記時間遅延器１の構成に加えて、混合器ＭＸ２の出力側、すなわち混合器ＭＸ２から第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される伝送線路に、さらにサーキュレータＣ３と分散付与フィルタＤＦ３とを備えている。混合器ＭＸ２の出力端子は、サーキュレータＣ３の３つのポートのうち第１ポートに接続され、サーキュレータＣ３の第２ポートには分散付与フィルタＤＦ３が接続されている。

分散付与フィルタＤＦ３が与える分散は、分散付与フィルタＤＦ２が与える分散と逆符号に設定されている。つまり、分散付与フィルタＤＦ２が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ３は負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与え、分散付与フィルタＤＦ２が負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ３は正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える。

これにより、サーキュレータＣ３の第３ポートから、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）に含まれている遅延を修正した、より適切な遅延を有する第３無線周波数信号Ｖ_ＲＦ”（ｔ）が出力される。

（時間遅延器の動作）
時間遅延器２が、より適切な遅延を有する第３無線周波数信号Ｖ_ＲＦ”（ｔ）を生成できる理由は以下のとおりである。第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の周波数は、前記式（２１）からｆ_ＲＦである。したがって、分散付与フィルタＤＦ２が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与え、かつ、分散付与フィルタＤＦ３は負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、Ｖ_ＲＦ”（ｔ）＝Ｖ_ＲＦ’（ｔ−Ｄｆ_ＲＦ）となる。したがって、上記の（２２）式の遅延δに含まれる項Ｄｆ_ＲＦをキャンセルすることができる。

これにより、θ_２−（θ_１＋θ_３）＝０とした場合には、周波数ｆ_ＲＦを全く含まない遅延δを生成することができる。この場合、時間遅延器２は、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに比例して変動する最適な遅延δを生成することができる。

〔第３の実施形態〕
（時間遅延器の構成）
本発明の第３の実施形態に係る時間遅延器３の構成について、図３を参照して説明する。図３は、時間遅延器３の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図３に示すように、時間遅延器３は、前記時間遅延器１の構成に加えて、混合器ＭＸ１の入力側、すなわち混合器ＭＸ１に第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を入力する伝送線路に、さらにサーキュレータＣ４と分散付与フィルタＤＦ４とを備えている。サーキュレータＣ４の３つのポートのうち第１ポートに第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）が入力され、サーキュレータＣ４の第２ポートには分散付与フィルタＤＦ４が接続され、サーキュレータＣ４の第３ポートは混合器ＭＸ１の第２入力端子と接続されている。

分散付与フィルタＤＦ４が与える分散は、分散付与フィルタＤＦ２が与える分散と逆符号に設定されている。つまり、分散付与フィルタＤＦ２が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ４は負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与え、分散付与フィルタＤＦ２が負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ４は正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える。

これにより、混合器ＭＸ２の出力端子から、時間遅延器１に比べてより適切な遅延を有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される。

（時間遅延器の動作）
上記の構成を備えた時間遅延器３が、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を入力して、最終的に無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を出力する動作を以下説明する。

まず、分散付与フィルタＤＦ２が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与えるともに、分散付与フィルタＤＦ４が負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与えるとした場合、上記の式（１５）で表される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、分散付与フィルタＤＦ４を伝送されることによって、遅延Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_５を与えられる。したがって、混合器ＭＸ１の第２入力端子に入力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（２４）で表される。

混合器ＭＸ１は、この第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を、上記の式（１７）で表される第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いてダウンコンバートすることによって、下記の式（２５）のように表される第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。

第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、第３伝送線路ＴＬ３及び分散付与フィルタＤＦ２から前述したとおりの遅延を与えられ、下記の式（２６）で表される第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）となって、混合器ＭＸ２の第２入力端子に入力される。

混合器ＭＸ２は、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）を、上記の式（１９）で表される第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いてアップコンバートすることによって、下記の式（２７）のように表される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。

上記の式（２７）から、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）に含まれた遅延には、式（２２）または式（２３）で表された時間遅延器１における遅延δに含まれたＤｆ_ＲＦ項が消えていることがわかる。

このように、第２の実施形態及び第３の実施形態から、遅延δから項Ｄｆ_ＲＦをキャンセルする働きをする分散付与フィルタＤＦ４は、混合器ＭＸ１に第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を入力する伝送線路に挿入されてもよいし、ＭＸ２から第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される伝送線路に挿入されてもよいことがわかる。

〔第４の実施形態〕
第４の実施形態として、前記時間遅延器１を備えた送信用のフェイズドアレイアンテナ４について、図４を参照して説明する。図４は、フェイズドアレイアンテナ４の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

フェイズドアレイアンテナ４は、図４に示すように、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎと、を備えた送信用アンテナである。各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）（上述した第１無線周波数信号に相当）が共通に供給される。各時間遅延器ＴＤ１ｉにより遅延された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δi）（上述した第２無線周波数信号に相当）は、対応する放射素子Ａｎに供給される。

フェイズドアレイアンテナ４において、局所信号源ＬＯ１，ＬＯ２，…，ＬＯｎが生成する局所信号Ｖ_ＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯｉは、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎが第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、周波数差Δｆ_ＬＯ＝ｆ_ＬＯ２−ｆ_ＬＯ１＝ｆ_ＬＯ３−ｆ_ＬＯ２＝…＝ｆ_ＬＯｎ−ｆ_{ＬＯｎ−１}を設定すれば、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く送信することができる。

≪本発明と従来技術とで得られる主ビーム方向の対比≫
（本発明の主ビーム方向）
まず、式（２２）に基づいて、各時間遅延器ＴＤｉの遅延δｉは、下記の式（２８）で表される。

そうすると、隣り合う時間遅延器ＴＤ１ｉ，ＴＤ１ｉ−１の時間遅延差Δｔ＝δｉ−δｉ−１は、下記の式（２９）で表される。

隣り合う時間遅延器ＴＤ１ｉ，ＴＤｉ−１に入力する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数をｆ_ＬＯｉ，ｆ_{ＬＯｉ−１}とし、式（２９）における周波数差（ｆ_ＬＯｉ−ｆ_{ＬＯｉ−１}）をΔｆ_ＬＯとすると、時間遅延差Δｔは、下記の式（３０）で表される。

この式（３０）から、本発明の時間遅延器１を備えた送信用フェイズドアレイアンテナ４は、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦがどのように変化しても、時間遅延差Δｔは、分散付与フィルタＤＦ１，ＤＦ２の分散Ｄと第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数差Δｆ_ＬＯとによって一意に定まることがわかる。このことは、時間遅延器２及び時間遅延器３を送信用フェイズドアレイアンテナにも当てはまる。

ここで、具体的な主ビーム方向の設定例を説明する。例えば、６０ＧＨｚ帯（５７ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数６１．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．４４ｍｍに設定すればよい。また、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を、第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との合計と等しくすることによって、θ_２−（θ_１＋θ_３）＝０とする。分散付与フィルタＤＦ１，ＤＦ２の分散の大きさＤを５．７ｐｓ／ＧＨｚとし、周波数差Δｆ_ＬＯを０．５ＧＨｚに設定する。この場合、式（３０）の分散Ｄ及び周波数差Δｆ_ＬＯに各値を代入すると、時間遅延差Δｔは、５．７ｐｓとなる。時間遅延差Δｔのこの値と、ｄ＝２．４４ｍｍとから、Δｔ＝ｄsinα／ｃから求まる主ビーム方向の角度αは、約４５°となる。

また、７０ＧＨｚ帯（７１ＧＨｚ以上７６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数７３．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．０４ｍｍに設定すればよい。この場合にも、主ビーム方向の角度αは、上記と全く同じ求め方になるので、約４５°となる。

（従来技術の主ビーム方向）
特許文献１の構成（図１６）を備えた時間遅延器２０における遅延δは、式（６）で与えられることを既に説明した。

周波数ｆ_ＲＦが５７ＧＨｚの場合、隣り合う時間遅延器間で必要な第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数差Δｆ_ＬＯは３．２ＧＨｚになる。この条件で、位相器ＰＳによって与えられる遅延θ_１を１００ｐｓとし、周波数ｆ_ＲＦを６６ＧＨｚとした場合の時間遅延差Δｔを、式（６）に基づいて求めると、約４．９ｐｓとなる。この時間遅延差に対応した主ビーム方向の角度αは約３７°になる。

また、周波数ｆ_ＲＦが７１ＧＨｚの場合、隣り合う時間遅延器間で必要な第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数差Δｆ_ＬＯは３．４ＧＨｚになる。この条件で、位相器ＰＳによって与えられる遅延θ_１を１００ｐｓとし、周波数ｆ_ＲＦを７６ＧＨｚとした場合の時間遅延差Δｔを、式（６）に基づいて求めると、約４．５ｐｓとなる。この時間遅延差に対応した主ビーム方向の角度αは約４１°になる。

このように、特許文献１の時間遅延器では、周波数ｆ_ＲＦが変わると、主ビーム方向の角度αも変わってしまうので、本発明に係る時間遅延器の優位性が明らかである。

〔第５の実施形態〕
第５の実施形態として、前記時間遅延器１を備えた受信用のフェイズドアレイアンテナ５について、図５を参照して説明する。図５は、フェイズドアレイアンテナ５の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

フェイズドアレイアンテナ５は、図５に示すように、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎと、を備えた受信用アンテナである。各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）には、対応する放射素子Ａｉから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｉ）（上述した第１無線周波数信号に相当）が個別に入力される。各時間遅延器ＴＤ２ｉにより遅延された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）（上述した第２無線周波数信号に相当）は、合波された後、外部に出力される。

フェイズドアレイアンテナ５において、局所信号源ＬＯ１，ＬＯ２，…，ＬＯｎが生成する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯは、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、周波数差Δｆ_ＬＯ＝ｆ_ＬＯ２−ｆ_ＬＯ１＝ｆ_ＬＯ３−ｆ_ＬＯ２＝…＝ｆ_ＬＯｎ−ｆ_{ＬＯｎ−１}を設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。

〔第６の実施形態〕
第６の実施形態として、前記時間遅延器１を備えた送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ６について、図６を参照して説明する。図６は、フェイズドアレイアンテナ６の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図６に示すように、フェイズドアレイアンテナ６は、図４に示す送信用のフェイズドアレイアンテナ４と、図５に示す受信用のフェイズドアレイアンテナ５とを組み合わせた、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナである。

ただし、フェイズドアレイアンテナ６は、局所信号源ＬＯ１〜ＬＯｎを１組だけ備え、フェイズドアレイアンテナ４及びフェイズドアレイアンテナ５とは、これを共有している。より具体的には、各局所信号源ＬＯｉは、フェイズドアレイアンテナ４において対応する時間遅延器ＴＤ１ｉ、及び、フェイズドアレイアンテナ５において対応する時間遅延器ＴＤ２ｉの双方に接続されている。また、フェイズドアレイアンテナ６は、放射素子Ａ１〜Ａｎを１組だけ備え、フェイズドアレイアンテナ４及びフェイズドアレイアンテナ５とは、これを共有している。より具体的には、各放射素子Ａｉは、フェイズドアレイアンテナ４において対応する時間遅延器ＴＤ１ｉ、及び、フェイズドアレイアンテナ５において対応する時間遅延器ＴＤ２ｉの双方に接続されている。

〔第７の実施形態〕
第７の実施形態として、前記時間遅延器１を備えた他の送信用のフェイズドアレイアンテナ７について、図７を参照して説明する。図７は、フェイズドアレイアンテナ７の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

フェイズドアレイアンテナ７は、図７に示すように、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎと、を備えた送信用アンテナである。各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）が共通に供給される。各時間遅延器ＴＤ１ｉにより遅延された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δｉ）は、対応する放射素子Ａｎに供給される。

フェイズドアレイアンテナ７において特徴的な点は、局所信号源ＬＯ及び混合器ＭＸ１をそれぞれ１つだけ備えており、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎがこれを共有している点である。

共通の混合器ＭＸ１に関して、第１入力端子は、共通の無線周波数信号源ＲＦの出力端子に接続されており、第２入力端子は、共通の第１伝送線路ＴＬ１を介して共通の局所信号源ＬＯの出力端子に接続されている。したがって、共通の混合器ＭＸ１には、共通の無線周波数信号源ＲＦにて生成された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、共通の局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を共通の第１伝送線路ＴＬ１にて遅延させることにより得られる第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とが入力される。共通の混合器ＭＸ１は、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。

各時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２に関して、第１入力端子は、その時間遅延器ＴＤ１ｉの第２伝送線路ＴＬ２（分散付与フィルタＤＦ１を含む）を介して共通の局所信号源ＬＯの出力端子に接続されており、第２入力端子は、その時間遅延器ＴＤ１ｉの第３伝送線路ＴＬ３（分散付与フィルタＤＦ２を含む）を介して共通の混合器ＭＸ１の出力端子に接続されている。したがって、各時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２には、共通の局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を、その時間遅延器ＴＤ１ｉの第２伝送線路ＴＬ２にて遅延させることにより得られる第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と、共通の混合器ＭＸ１にて生成された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を、その時間遅延器ＴＤ１ｉの第３伝送線路ＴＬ３にて遅延させることより得られる第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とが入力される。各時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２は、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）をアップコンバートすることによって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。各時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２にて生成された第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、その時間遅延器ＴＤ１ｉに対応する放射素子Ａｉに供給される。なお、時間遅延素子ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎの第２伝送線路ＴＬ２及び第３伝送線路ＴＬ３の電気長は、それぞれ共通であるとする。

なお、各混合器ＭＸ２から出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を、対応する放射素子Ａｉに向けて伝送する伝送線路に、分散付与フィルタＤＦ２とは逆符号の分散を与える分散付与フィルタＤＦ３（第３分散付与フィルタ）を挿入してもよい。より具体的には、各混合器ＭＸ２と対応する放射素子Ａｉとの間にサーキュレータＣ３を挿入し、サーキュレータＣ３の第１ポートを各混合器ＭＸ２の出力端子に接続し、第２ポートを分散付与フィルタＤＦ３に接続し、第３ポートを放射素子Ａｉに接続する。

これにより、各時間遅延器ＴＤ１ｉから出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δｉから第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに比例する項＋Ｄｆ_ＲＦ又は−Ｄｆ_ＲＦを除去することができる。この結果、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が放射素子Ａｉに向けて伝送される伝送線路によって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。

フェイズドアレイアンテナ７において、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎの分散付与フィルタＤＦ１，ＤＦ２が与える分散は、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。すなわち、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎの分散付与フィルタＤＦ１が与える分散は、それぞれ、−Ｄ，−（Ｄ＋ΔＤ），…，−（Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤ）に設定されており、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎの分散付与フィルタＤＦ２が与える分散は、それぞれ、Ｄ，Ｄ＋ΔＤ，…，Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤに設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、分散差ΔＤを設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く送信することができる。

フェイズドアレイアンテナ７において、時間遅延差Δｔは、下記の式（３１）に示すように、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに比例し、その比例係数は、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存しない。したがって、フェイズドアレイアンテナ７によれば、電磁波を効率良く送信することができる方向（放射する電磁波の主ビーム方向）を広い帯域に亘って正確に制御することが可能である。

〔第８の実施形態〕
第８の実施形態として、前記時間遅延器１の変形例を備えた送信用のフェイズドアレイアンテナ８について、図８を参照して説明する。図８は、フェイズドアレイアンテナ８の構成を示すブロック図である。

フェイズドアレイアンテナ８は、図８に示すように、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎと、を備えた受信用アンテナである。各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）には、対応する放射素子Ａｉから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｉ）（上述した第１無線周波数信号に相当）が個別に入力される。各時間遅延器ＴＤ２ｉにより遅延された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）（上述した第２無線周波数信号に相当）は、合波された後、外部に出力される。

フェイズドアレイアンテナ８において特徴的な点は、局所信号源ＬＯを１つだけ備えており、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎがこれを共有している点である。

各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１に関して、第１入力端子は、対応する放射素子Ａｉに接続されており、第２入力端子は、その時間遅延器ＴＤ２ｉの第１伝送線路ＴＬ１を介して共通の局所信号源ＬＯの出力端子に接続されている。したがって、各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１には、対応する放射素子Ａｉから出力された第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、共通の局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）をその時間遅延器ＴＤ２ｉの第１伝送線路ＴＬ１にて遅延させることにより得られる第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とが入力される。各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１は、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。

各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ２に関して、第１入力端子は、その時間遅延器ＴＤ２ｉの第２伝送線路ＴＬ２（分散付与フィルタＤＦ１を含む）を介して共通の局所信号源ＬＯの出力端子に接続されており、第２入力端子は、その時間遅延器ＴＤ２ｉの第３伝送線路（分散付与フィルタＤＦ２を含む）を介してその時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１の出力端子に接続されている。したがって、各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ２には、共通の局所信号源ＬＯにて生成された第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を、その時間遅延器ＴＤ２ｉの第２伝送線路ＴＬ２にて遅延させることにより得られる第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と、その時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１にて生成された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を、その時間遅延器ＴＤ２ｉの第３伝送線路ＴＬ３にて遅延させることより得られる第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とが入力される。各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ２は、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）をアップコンバートすることによって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ２にて生成された第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、合波された後、外部に出力される。なお、時間遅延素子ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎの第１伝送線路ＴＬ１、第２伝送線路ＴＬ２、及び第３伝送線路ＴＬ３の電気長は、それぞれ共通であるとする。

なお、各混合器ＭＸ２から第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される伝送線路に、分散付与フィルタＤＦ２とは逆符号の分散を与える分散付与フィルタＤＦ３（第３分散付与フィルタ）を挿入してもよい。より具体的には、各混合器ＭＸ２と、各時間遅延器ＴＤ２ｉから出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の和信号が出力される合流端子との間にサーキュレータＣ３を挿入し、サーキュレータＣ３の第１ポートを各混合器ＭＸ２の出力端子に接続し、第２ポートを分散付与フィルタＤＦ３に接続し、第３ポートを合流端子に接続する。

これにより、各時間遅延器ＴＤ２ｉから出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δｉから第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに比例する項＋Ｄｆ_ＲＦ又は−Ｄｆ_ＲＦを除去することができる。この結果、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）が出力される伝送線路によって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。

なお、各時間遅延器ＴＤ２ｉから出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の伝送線路に分散付与フィルタＤＦ３を設ける代わりに、各時間遅延器ＴＤ２ｉに第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）が入力される伝送線路に、分散付与フィルタＤＦ２とは逆符号の分散を与える分散付与フィルタＤＦ４を、前記第３分散付与フィルタとして挿入してもよい。より具体的には、各放射素子Ａｉと各時間遅延器ＴＤ２ｉとの間にサーキュレータＣ４を挿入し、サーキュレータＣ４の第１ポートを各放射素子Ａｉに接続し、第２ポートを分散付与フィルタＤＦ４に接続し、第３ポートを各時間遅延器ＴＤ２ｉの混合器ＭＸ１の第１入力端子に接続する。分散付与フィルタＤＦ４を追加したことによる作用効果は、分散付与フィルタＤＦ３を追加したことによる、既に説明した作用効果と同じである。

フェイズドアレイアンテナ８において、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ１，ＤＦ２が与える分散は、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。すなわち、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ１が与える分散は、それぞれ、−Ｄ，−（Ｄ＋ΔＤ），…，−（Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤ）に設定されており、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ２が与える分散は、それぞれ、Ｄ，Ｄ＋ΔＤ，…，Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤに設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、分散差ΔＤを設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。

〔第９の実施形態〕
第９の実施形態として、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ９について、図９を参照して説明する。図９は、フェイズドアレイアンテナ９の構成を示すブロック図である。

図９に示すように、フェイズドアレイアンテナ９は、図４に示す送信用のフェイズドアレイアンテナ４と、図８に示す受信用のフェイズドアレイアンテナ８とを組み合わせた、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナである。

フェイズドアレイアンテナ９をこのように構成した場合でも、フェイズドアレイアンテナ９は、既に説明した送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ６と同様の効果を奏する。

〔第１０の実施形態〕
第１０の実施形態として、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ１０について、図１０を参照して説明する。図１０は、フェイズドアレイアンテナ１０の構成を示すブロック図である。

図１０に示すように、フェイズドアレイアンテナ１０は、図７に示す送信用のフェイズドアレイアンテナ７と、図５に示す受信用のフェイズドアレイアンテナ５とを組み合わせた、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナである。

フェイズドアレイアンテナ１０をこのように構成した場合でも、フェイズドアレイアンテナ１０は、既に説明した送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ６と同様の効果を奏する。

〔第１１の実施形態〕
第１１の実施形態として、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ１１について、図１１を参照して説明する。図１１は、フェイズドアレイアンテナ１１の構成を示すブロック図である。

図１１に示すように、フェイズドアレイアンテナ１１は、図７に示す送信用のフェイズドアレイアンテナ７と、図８に示す受信用のフェイズドアレイアンテナ８とを組み合わせた、送受信兼用のフェイズドアレイアンテナである。

フェイズドアレイアンテナ１１をこのように構成した場合でも、フェイズドアレイアンテナ１１は、既に説明した送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ６と同様の効果を奏する。

〔付記事項〕
本発明は上述した実施形態や各変形例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、実施形態又は各変形例に開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

１、２、３ 時間遅延器
４、５、６、７、８、９、１０、１１ フェイズドアレイアンテナ
Ａ１、Ａ２、…、Ａｎ 放射素子
ＤＦ１ 分散付与フィルタ（第１分散付与フィルタ）
ＤＦ２ 分散付与フィルタ（第２分散付与フィルタ）
ＤＦ３、ＤＦ４ 分散付与フィルタ（第３分散付与フィルタ）
ＴＤ１１、ＴＤ１２、…、ＴＤ１ｎ 時間遅延器
ＴＤ２１、ＴＤ２２、…、ＴＤ２ｎ 時間遅延器
ＭＸ１ 混合器（第１混合器）
ＭＸ２ 混合器（第２混合器）
ＴＬ１ 第１伝送線路
ＴＬ２ 第２伝送線路
ＴＬ３ 第３伝送線路

Claims (7)

1. ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１〜Ａｎと、
   ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎと、
   周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ'（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、
   周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ'（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、を備えており、
   各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、
   第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ"（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、
   前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ'と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記第１中間周波数信号Ｖ _ＩＦ （ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ'（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ'−θ_３）を生成する第３伝送線路と、
   前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ"（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ'（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ'（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
   各時間遅延器ＴＤ１ｉにて生成された前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ'（ｔ）を、対応する放射素子Ａｉに供給する、
   ことを特徴とするフェイズドアレイアンテナ。
2. 前記第２分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第３分散付与フィルタが、前記第２混合器から出力される前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ'（ｔ）を伝送する伝送線路に挿入されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフェイズドアレイアンテナ。
3. 各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが与える分散は、それぞれ、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のフェイズドアレイアンテナ。
4. ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１〜Ａｎと、
   ｎ個の時間遅延器ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎと、を備えており、
   各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、
   周波数ｆ_ＬＯを有する共通の第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ'（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、
   周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ'（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、
   第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ"（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、
   前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ'と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記第１中間周波数信号Ｖ _ＩＦ （ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ'（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ'−θ_３）を生成する第３伝送線路と、
   前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ"（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ'（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ'（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
   各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号として対応する時間遅延器ＴＤ２ｉに供給する、
   ことを特徴とするフェイズドアレイアンテナ。
5. 前記第２分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第３分散付与フィルタが、前記第１混合器に入力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を伝送する伝送線路、又は、前記第２混合器から出力される前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ'（ｔ）を伝送する伝送線路に挿入されている、
   ことを特徴とする請求項４に記載のフェイズドアレイアンテナ。
6. 各時間遅延器ＴＤ２ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが与える分散は、それぞれ、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載のフェイズドアレイアンテナ。
7. 請求項１から３のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナを送信用アンテナとして備えているとともに、請求項４から６のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナを受信用アンテナとして備えており、
   前記放射素子Ａ１〜Ａｎが、前記送信用アンテナ及び前記受信用アンテナに共用されている、
   ことを特徴とするフェイズドアレイアンテナ。

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