JP6309173B2 - Motor drive device, heat pump device using the motor drive device, refrigeration air conditioner, and blower - Google Patents
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Description
本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置ならびに当該モータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置、冷凍空調装置および送風装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device that drives a motor, and a heat pump device, a refrigeration air conditioner, and a blower device that use the motor drive device.
下記特許文献１には、永久磁石を設けた回転子と巻線を設けた電機子からなる永久磁石式同期モータと、回転子の磁極の回転位置を検出する磁極位置検出器と、回転子の回転速度を検出する速度検出器と、電機子に流れる電流値を検出する電流検出器と、永久磁石式同期モータの電流制御および速度制御を行う制御装置とで構成され、負荷トルクの一定時に、励磁電流ｉｄを変化させ、前回の励磁電流ｉｄと電流情報とから電流が小さくなる方向に励磁電流ｉｄを変化させつつ電流最小となる位相に近づける技術が開示されている。
しかしながら、上記特許文献１に示す技術では、電流最小となる通電位相は制御の過程では求められず、電流最小となる電流位相角に達するまでに時間を要していた。このため、特許文献１の手法では、電流最小となる通電位相への収束があまり良くなく、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差が生じ、インバータからの出力電圧が理想的な出力電圧から外れ、高出力または高効率の運転ができない場合があるという課題があった。
However, in the technique shown in
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差がある場合においても、高出力または高効率の運転を可能とするモータ駆動装置ならびにモータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置、冷凍空調装置および送風装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and a motor drive device that enables high-output or high-efficiency operation even when there is an error between the output voltage command value and the actual output voltage, and An object of the present invention is to provide a heat pump device, a refrigerating and air-conditioning device, and a blower using a motor driving device.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、負荷を駆動するモータと、モータに電圧を印加するインバータと、インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、モータの回転数の増加に応じてインバータが出力する電圧を増加させ、モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数においてモータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、インバータが出力する電圧を制御するものである。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a motor driving device according to the present invention includes a motor that drives a load, an inverter that applies a voltage to the motor, and an inverter control unit that controls a voltage output from the inverter. The voltage output from the inverter is increased in accordance with the increase in the number of revolutions of the motor so that the current flowing to the motor at the first number of revolutions within the range of the number of revolutions of the motor approaches the voltage value that minimizes the current. The voltage output from the inverter is controlled.
本発明によれば、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差がある場合においても、高出力または高効率の運転が可能になるという効果を奏する。 According to the present invention, even when there is an error between the output voltage command value and the actual output voltage, there is an effect that high output or high efficiency operation becomes possible.
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。 A motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited by embodiment shown below.
実施の形態．
まず、本実施の形態におけるモータ駆動装置の基本的な構成および動作について説明する。図１は、本実施の形態におけるモータ駆動装置１の構成を示すブロック図であり、図２は、図１に示すインバータ３の一構成例を示す図である。Embodiment.
First, the basic configuration and operation of the motor drive device in the present embodiment will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
本実施の形態におけるモータ駆動装置１は、図１に示すように、交流モータであるモータ５に交流電力を供給してモータ５を回転駆動する装置であり、直流電力の供給源である直流電源２と、直流を交流に変換してモータ５に交流電圧を印加するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを備えて構成される。
As shown in FIG. 1, the
インバータ３は、図２に示すように、トランジスタ素子（図２ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示）およびトランジスタ素子に逆並列、すなわち電流の流れる方向がトランジスタ素子と逆向きとなるように並列接続されたダイオード素子を有して構成される２つのスイッチング素子３ａ，３ｂが直列に接続されて１相のアーム（図２ではＵ相アーム）を構成し、これら２つのスイッチング素子による組が３組並列に接続されてインバータ回路を構成する。なお、図２のように構成されたインバータ回路において、上側に位置する高圧側のスイッチング素子は「上アーム」または「正側アーム」、下側に位置する低圧側のスイッチング素子は「下アーム」または「負側アーム」と称される。
As shown in FIG. 2, the
スイッチング素子３ａとスイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ｂとスイッチング素子３ｅおよびスイッチング素子３ｃとスイッチング素子３ｆの各接続点はインバータ３から引き出され、モータ５に接続される。
Each connection point of the
インバータ制御部４は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するために、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）されたゲート駆動信号（「ＰＷＭ信号」とも称される）ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを生成してインバータ３に出力する。ゲート駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮによって指令された交流電圧はモータ５に印加され、モータ５が回転する。
The
図１に戻り、インバータ３とモータ５とを接続する電気配線には、電気配線に流れる電流を検出するための電流検出部６ａ，６ｂが設けられている。電流検出部６ａは、モータ５に流出入する電流のうちのＵ相電流ｉｕを検出し、電流検出部６ｂは、モータ５に流出入する電流のうちのＷ相電流ｉｗを検出する。なお、図示の電流検出部６ａ，６ｂの配置は例示であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの少なくとも２相の電流を検出できればよく、何れか２相に配置できればよい。電流検出部６ａ，６ｂは、検出した電流を電流値あるいは電流信号に変換して、後述する３相２相変換部７に出力する。
Returning to FIG. 1,
次に、インバータ制御部４について説明する。インバータ制御部４は、図１に示すように、電流検出部６ａ，６ｂにより検出された電流値あるいは電流信号を電気角位相θを用いて励磁電流成分およびトルク電流成分で表される電流値または電流信号に変換する３相２相変換部７と、を備える。なお、本実施の形態では、励磁電流成分およびトルク電流成分としてγ−δ軸上の電流値であるγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδを制御に使用する。
Next, the
また、インバータ制御部４は、３相２相変換部７により得られたδ軸電流ｉδから回転周波数の補償量である周波数補償量ωｄを演算する周波数補償器８と、周波数補償器８により得られた周波数補償量ωｄを用いて外部から与えられる目標周波数である周波数指令値ω＊を補償して補償された周波数指令値である一次周波数ω１を求める一次周波数演算部９と、一次周波数演算部９により得られた一次周波数ω１を基に電気角位相θを演算する電気角位相演算部１３と、内部で生成される励磁電流指令値ｉγ＊、入力されたγ軸電流ｉγおよび一次周波数ω１を基に、モータ５を駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する電圧指令値演算部１０と、電圧指令値演算部１０により得られたγ-δ軸電圧指令値Ｖγ＊，Ｖδ＊を電気角位相演算部１３により得られた電気角位相θを用いて、３相座標系における３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する２相３相変換部１１と、２相３相変換部１１より得られる３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を基に、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１２と、を備えて構成される。Further, the
なお、一次周波数演算部９は、図示のように加減算器を用いて構成することができる。また、電気角位相演算部１３は、図示のように積分器を用いて構成することができる。
The primary
また、電圧指令値演算部１０には、δ軸電流ｉδを基に、モータ５の効率が最大となる条件に近づくように制御したときに最適となる励磁電流指令値ｉγ＊を演算する励磁電流指令値演算部１４が設けられる。In addition, the voltage command
次に、上記のように構成されたモータ駆動装置１において、モータ５に流出入する電流を検出してから、インバータ３を制御するためのＰＷＭ信号を生成するための一連の動作について、図１の図面を参照して説明する。
Next, in the
まず、インバータ３の駆動負荷であるモータ５に流出入する相電流のうちの２相分の相電流であるＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗが電流検出部６ａ，６ｂにて検出される。検出されたＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗは、インバータ制御部４の３相２相変換部７に入力される。３相２相変換部７は、電流検出部６ａ，６ｂにより検出されたＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗをγ−δ軸上の電流値であるγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδに変換する。変換されたγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδのうち、δ軸電流ｉδは周波数補償器８および電圧指令値演算部１０に入力され、γ軸電流ｉγは電圧指令値演算部１０に入力される。
First, U-phase current iu and W-phase current iw, which are phase currents for two phases of the phase current flowing into and out of
周波数補償器８は、δ軸電流ｉδを基に、インバータ制御部４の外部より与えられる周波数指令値ω＊を補償する周波数補償量ωｄを演算する。周波数補償器８が演算した周波数補償量ωｄは、一次周波数演算部９に入力される。一次周波数演算部９は、周波数指令値ω＊を周波数補償量ωｄにより補償した一次周波数ω１を演算により求める。演算された一次周波数ω１は、補償された周波数指令値として電圧指令値演算部１０に入力される。The
電圧指令値演算部１０は、補償された周波数指令値である一次周波数ω１を用いてモータ５を駆動するためのγ−δ軸における出力電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を演算により求める。電圧指令値演算部１０では、さらに、γ−δ軸における出力電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊をｄ−ｑ軸における出力電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する演算を行う。ここで、電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は、励磁電流成分およびトルク電流成分を表すγ−δ軸とは異なる直交軸であるｄ−ｑ軸上の電圧指令である。なお、γ−δ軸とｄ−ｑ軸との差異については後述する。電圧指令値演算部１０で演算されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、２相３相変換部１１に入力される。The voltage
電圧指令値演算部１０内の励磁電流指令値演算部１４は、δ軸電流ｉδを基に、最適となる励磁電流指令値ｉγ＊を演算にて求める。ここで、最適な励磁電流指令値ｉγ＊とは、与えられた条件の基で制御した際に効率値が最も高くなるγ軸電流の指令値である。別言すると、与えられた条件下で、出力トルクが最大もしくは所望するある値以上となるγ軸電流の指令値、または、モータ５に流れる電流が最小もしくは所望するある値以下となるγ軸電流の指令値である。The excitation current command value calculation unit 14 in the voltage command
なお、図１では、トルク電流成分であるδ軸電流ｉδを基に、励磁電流指令値ｉγ＊を求めるものとしているが、γ軸電流ｉγ、周波数指令値ω＊、一次周波数ω１を基に、励磁電流指令値ｉγ＊を求める公知の手法を用いてもよい。励磁電流指令値ｉγ＊の求め方については後述する。In FIG. 1, the excitation current command value iγ * is obtained based on the δ-axis current iδ that is a torque current component. However, based on the γ-axis current iγ, the frequency command value ω * , and the primary frequency ω1, A known method for obtaining the excitation current command value iγ * may be used. A method for obtaining the excitation current command value iγ * will be described later.
また、本実施の形態では電流検出部を備えた場合を記載しているが、電流検出部を備えない場合でも実現可能である。例えば、モータのロータ回転位置に応じた位置信号に基づきモータ制御を行う場合、位置信号の周期等によりロータ回転数を検出可能であるため、その回転数検出値に基づき励磁電流指令値を求めてもよく、回転数に応じた励磁電流指令値のテーブル等により記憶させる手法などがある。また、回転数検出値に基づいたトルク電流も合わせてテーブルとして記憶し、トルク電流より励磁電流指令値を設定してもよい。 Moreover, although the case where the current detection unit is provided is described in the present embodiment, it can be realized even when the current detection unit is not provided. For example, when performing motor control based on a position signal corresponding to the rotor rotational position of the motor, the rotor rotational speed can be detected by the period of the position signal, etc., so the excitation current command value is obtained based on the rotational speed detection value. Alternatively, there is a method of storing the excitation current command value according to the number of rotations by a table or the like. Further, the torque current based on the rotation speed detection value may also be stored as a table, and the excitation current command value may be set from the torque current.
２相３相変換部１１は、２相座標系の出力電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を３相座標系の出力電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。生成されたＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊は、ＰＷＭ信号生成部１２に入力される。The two-phase / three-
ＰＷＭ信号生成部１２は、３相座標系の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を基にＰＷＭ信号を生成して、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御する。このＰＷＭ信号により、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆは、オンまたはオフ動作し、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃが３相交流に変換され、駆動負荷であるモータ５に印加され、モータ５が駆動される。The
次に、図３を用いて、駆動負荷としてのモータ５が埋込磁石型同期モータ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor：以下「ＩＰＭＳＭ」と表記）を使用した場合のある運転状態における電流位相角βと出力トルクの関係について説明する。図３は、ＩＰＭＳＭを電流一定で駆動したある運転状態における電流位相角βと出力トルクの関係の一例を示す図である。図３において、横軸はモータ５への印加電圧に対するモータ電流の位相角βを表し、縦軸は出力トルクを表している。
Next, referring to FIG. 3, the current phase angle β in an operating state in which the
また、図中には、ＩＰＭＳＭの回転子磁石による磁石トルク、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差により生じるリラクタンストルク、および、磁石トルクとリラクタンストルクの合成トルクである出力トルクについて示している。なお、横軸は、電流位相角βが０〜９０［ｄｅｇ］の範囲であり、磁石トルク、リラクタンストルクおよび合成トルクの各特性は、電流進み角に対する関係が表されていることになる。 Also, the figure shows the magnet torque generated by the IPMSM rotor magnet, the reluctance torque generated by the difference between the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, and the output torque that is the combined torque of the magnet torque and the reluctance torque. Yes. The horizontal axis represents the range where the current phase angle β is in the range of 0 to 90 [deg], and each characteristic of the magnet torque, the reluctance torque, and the combined torque represents the relationship with the current advance angle.
図３に示すように、ＩＰＭＳＭでは、同一電流条件であっても電流位相角βにより出力トルクが変化する。このため、同一電流条件であっても電流位相角βを制御することによって、出力トルクをある値以上もしくは最大値に設定させることが可能となり、高出力な装置を得ることができる。 As shown in FIG. 3, in the IPMSM, the output torque changes depending on the current phase angle β even under the same current condition. For this reason, by controlling the current phase angle β even under the same current condition, it becomes possible to set the output torque to a certain value or more or a maximum value, and a high output device can be obtained.
したがって、負荷トルクが一定の条件下では、電流位相角βを適切に制御することで、負荷トルクと同一の出力トルクを得るために必要な電流値をある値以下もしくは最小値に制御することが可能となり、高効率な装置を得ることができる。 Therefore, under the condition where the load torque is constant, the current value required to obtain the same output torque as the load torque can be controlled to a certain value or less or a minimum value by appropriately controlling the current phase angle β. It becomes possible, and a highly efficient apparatus can be obtained.
また、電流一定の条件下で出力トルクをある値以上もしくは最大値に制御すると、負荷トルク一定のもとでは電流値がある値以下もしくは最小値になる。このため、電流一定の条件下で出力トルクをある値以上もしくは最大値に制御すれば、負荷トルクが一定のもとでは電流値がある値以下もしくは最小値となり、電流値をある値以下もしくは最小値に制御することが可能となり、高出力または高効率な装置を得ることができる。なお、以下、電流値をある値以下もしくは最小値に制御する手法を、適宜、「電流値最小制御手法」もしくは「電流値最小制御」と称する。 Further, if the output torque is controlled to a certain value or more or the maximum value under a constant current condition, the current value becomes a certain value or less or a minimum value under a constant load torque. For this reason, if the output torque is controlled to a certain value or more or the maximum value under a constant current condition, the current value becomes a certain value or less or a minimum value when the load torque is constant, and the current value becomes a certain value or less The value can be controlled, and a high-power or high-efficiency device can be obtained. Hereinafter, the method of controlling the current value to be a certain value or less or the minimum value is appropriately referred to as “current value minimum control method” or “current value minimum control”.
図４は、回転周波数一定条件にてＩＰＭＳＭの負荷トルクを変化させて駆動した場合の、電流位相角βと電流値との関係を示す図である。図４において、横軸は電流位相角β、縦軸は電流値を表している。図中のτｎ（ｎ＝０、１、２、３、４）はＩＰＭＳＭの出力トルクを示し、その大きさの大小関係はτ４＞τ３＞τ２＞τ１＞τ０である。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the current phase angle β and the current value when driven by changing the load torque of the IPMSM under a constant rotational frequency condition. In FIG. 4, the horizontal axis represents the current phase angle β, and the vertical axis represents the current value. In the figure, τn (n = 0, 1, 2, 3, 4) indicates the output torque of the IPMSM, and the magnitude relationship is τ4> τ3> τ2> τ1> τ0.
図４において、黒丸は電流が最小となる点である。すなわち、ＩＰＭＳＭが同一回転周波数条件で駆動されている場合に、負荷トルクが変化すると（τ０→τ１→……→τ４）、負荷トルクの変化に応じて電流値が最小となる電流位相角βも変化する。しかしながら、負荷トルクが変化した場合においても、図４に示されるように、電流値が最小となる電流位相角βに制御することは可能であり、電流値が最小の状態でＩＰＭＳＭを駆動することが可能となる。 In FIG. 4, a black circle is a point where the current is minimized. That is, when the IPMSM is driven under the same rotational frequency condition, if the load torque changes (τ0 → τ1 → …… → τ4), the current phase angle β at which the current value becomes the minimum according to the change of the load torque is also obtained. Change. However, even when the load torque changes, as shown in FIG. 4, it is possible to control the current phase angle β to minimize the current value, and to drive the IPMSM with the current value being minimum. Is possible.
ＩＰＭＳＭを電流値最小で駆動すれば、ＩＰＭＳＭの銅損を最小にすることができ、また、ＩＰＭＳＭを電流値最小で駆動すれば、インバータのスイッチング素子の導通損も最小にすることができるので、ＩＰＭＳＭを高効率に運転することができる。さらに、インバータのスイッチング素子のうちの少なくとも１つをワイドバンドギャップ（Wide Band Gap）半導体（以下「ＷＢＧ半導体」と表記）とすれば、更なる損失低減が可能となる。 If the IPMSM is driven with the minimum current value, the copper loss of the IPMSM can be minimized, and if the IPMSM is driven with the minimum current value, the conduction loss of the switching element of the inverter can be minimized. The IPMSM can be operated with high efficiency. Further, if at least one of the switching elements of the inverter is a wide band gap semiconductor (hereinafter referred to as “WBG semiconductor”), further loss reduction is possible.
ＷＢＧ半導体としては、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどが例示される。ＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子およびダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。 Examples of the WBG semiconductor include silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), and diamond. A switching element and a diode element formed of a WBG semiconductor have a high voltage resistance and a high allowable current density. Therefore, it is possible to reduce the size of the switching element and the diode element. By using these reduced switching element and diode element, it is possible to reduce the size of the semiconductor module incorporating these elements.
また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。 In addition, the switching element and the diode element formed of such a WBG semiconductor have high heat resistance. As a result, the heat sink fins of the heat sink can be miniaturized and the water cooling part can be air cooled, so that the semiconductor module can be further miniaturized.
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、インバータの運転をより高効率化することが可能となる。 Furthermore, the switching element and the diode element formed by such a WBG semiconductor have low power loss. As a result, the inverter can be operated more efficiently.
つぎに、本実施の形態に係るモータ駆動装置の要部動作を具現する「電流値最小制御手法」について説明する。 Next, a “current value minimum control method” that embodies the main operation of the motor drive device according to the present embodiment will be described.
まず、モータが、特にＩＰＭＳＭである場合のｄ−ｑ軸座標における電圧方程式は一般的に下記（１）式で与えられる。ここで、ｄ軸およびｑ軸は、モータの回転子の磁極方向をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に所定角度（２極の場合は９０度）進んだ位相をなす軸をｑ軸と定義している。 First, the voltage equation in the dq axis coordinates when the motor is IPMSM in particular is generally given by the following equation (1). Here, the d-axis and the q-axis are defined as the q-axis, where the magnetic pole direction of the rotor of the motor is the d-axis, and the axis that makes a phase advanced from the d-axis in the rotation direction by a predetermined angle (90 degrees in the case of two poles). doing.
上記（１）式において、ＶｄはＩＰＭＳＭのｄ軸電圧、ＶｑはＩＰＭＳＭのｑ軸電圧、ＲはＩＰＭＳＭの１相あたりの抵抗値、ＬｄはＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンス、ＬｑはＩＰＭＳＭのｑ軸インダクタンス、ΦｆはＩＰＭＳＭの誘起電圧定数、ｉｄはＩＰＭＳＭのｄ軸電流、ｉｑはＩＰＭＳＭのｑ軸電流、ωはＩＰＭＳＭの回転周波数、ｐは時間ｔによる微分演算子、をそれぞれ表している。また、ＩＰＭＳＭの極対数をＰｍとすると、ＩＰＭＳＭの出力トルクτｍは一般的に下記（２）式で与えられる。 In the above equation (1), Vd is the IPMSM d-axis voltage, Vq is the IPMSM q-axis voltage, R is the IPMSM resistance per phase, Ld is the IPMSM d-axis inductance, Lq is the IPMSM q-axis inductance, Φf represents the induced voltage constant of IPMSM, id represents the d-axis current of IPMSM, iq represents the q-axis current of IPMSM, ω represents the rotational frequency of IPMSM, and p represents the differential operator according to time t. If the number of pole pairs of the IPMSM is Pm, the output torque τm of the IPMSM is generally given by the following equation (2).
また、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、および、電流の大きさである電流値Ｉａは下記（３）式のように定義される。 Further, the d-axis current id, the q-axis current iq, and the current value Ia that is the magnitude of the current are defined as the following equation (3).
上記（２）式のｉｄ，ｉｑに上記（３）式のｉｄ，ｉｑを代入すると、上記（２）式は、トルクτｍは下記（４）のように表される。Substituting i d and i q in the above equation (3) into i d and i q in the above equation (2), the torque τm in the above equation (2) is expressed as in the following (4).
ここで、出力トルクが最大となる電流位相角、または、モータ電流が最小となる電流位相角をβｍとし、以下、この電流位相角βｍを求める手順について説明する。 Here, the current phase angle at which the output torque is maximized or the current phase angle at which the motor current is minimized is βm, and the procedure for obtaining the current phase angle βm will be described below.
まず、上記（４）式を電流位相角βで偏微分し、偏微分した式が０、すなわち右辺の偏微分式＝０を解くことにより、最大トルクを与える、または、電流が最小となる電流位相角βｍとして、下記（５）式が得られる。 First, the above equation (4) is partially differentiated with respect to the current phase angle β, and the equation obtained by partial differentiation is 0, that is, the partial differential equation = 0 on the right side is given, thereby giving the maximum torque or the current at which the current is minimized. The following equation (5) is obtained as the phase angle βm.
ただし、電流位相角βｍの演算においては、上記（５）式のように、出力トルクが最大となる、または、電流が最小となる値を演算せずに、出力トルクがある値以上となる電流位相角、または、電流がある値以下となる電流位相角をβｍとし、以下に示す（６）式のような近似式を用いてもよい。 However, in the calculation of the current phase angle βm, as shown in the above equation (5), the current that causes the output torque to become a certain value or more without calculating the value that maximizes the output torque or minimizes the current. The phase angle or the current phase angle at which the current becomes a certain value or less may be βm, and an approximate expression such as the following expression (6) may be used.
ここで、上記（６）式は、上記（５）式をマクローリン級数展開して２次の項まで求めたものである。近似式である上記（６）式を用いると、出力トルクは最大とはならず、また、電流は最小とならないが、出力トルクを所望するある値以上にすることができ、また、電流を所望するある値以下にすることができるので、高出力で低電流のモータ駆動装置を得ることができる。 Here, the above formula (6) is obtained by expanding the above formula (5) to the second order term by expanding the Macrolin series. By using the above equation (6), which is an approximate expression, the output torque is not maximized and the current is not minimized, but the output torque can be increased to a desired value or more, and the current is desired. Therefore, it is possible to obtain a motor drive device with high output and low current.
また、上述の通り、上記（６）式は近似式であり簡略化されているため、マイコンでの演算負荷を低減させることができる。このため、上記（６）式の演算式を実装した場合には、演算時間の短縮を図ることができる。また、上記（６）式の演算式を実装する場合には、低コストのマイコンでの対応が可能となり、マイコンの選定の自由度を高めることができる。さらに、上記（６）式の演算式を実装した場合には、演算時間の短縮によって、演算の収束性も改善されるので、制御において追従性を高めることができる。 Further, as described above, since the above expression (6) is an approximate expression and simplified, the calculation load on the microcomputer can be reduced. For this reason, when the calculation formula (6) is implemented, the calculation time can be shortened. Further, when the arithmetic expression (6) is implemented, it is possible to cope with a low-cost microcomputer, and the degree of freedom in selecting the microcomputer can be increased. Further, when the arithmetic expression (6) is implemented, the convergence of the calculation is improved by shortening the calculation time, so that the followability can be improved in the control.
なお、近似式を用いる手法を採用する場合でも、制御精度を向上させる必要がある場合には、マクローリン級数の展開数を増やすなどして近似式の精度を向上させてもよい。無論、上記（５）式の演算式をそのまま使用してもよい。 Even when a method using an approximate expression is employed, if the control accuracy needs to be improved, the accuracy of the approximate expression may be improved by increasing the number of expansions of the Macrolin series. Of course, the arithmetic expression (5) may be used as it is.
つぎに、ｄ−ｑ軸座標系とγ−δ座標系の関係について説明する。本実施の形態では、同期モータを回転子位置検出のための位置センサを用いずに駆動することを想定している。位置センサを用いずに駆動する場合、実際には埋込磁石（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＩＰＭ）回転子のｄ−ｑ軸を検出することが困難である。このため、本実施の形態では、制御上の座標軸、すなわち制御軸として、図５に示すようなγ−δ軸を用いるようにしている。なお、以下の説明では、制御軸として、電流成分が検出しやすいγ−δ軸を用いた場合で行うが、γ−δ軸を用いずにＩＰＭＳＭの回転子位置を基準にしたｄ−ｑ軸を用いてもよいことは言うまでもない。 Next, the relationship between the dq axis coordinate system and the γ-δ coordinate system will be described. In the present embodiment, it is assumed that the synchronous motor is driven without using a position sensor for detecting the rotor position. In the case of driving without using a position sensor, it is actually difficult to detect the dq axis of an interior permanent magnet (IPM) rotor. For this reason, in this embodiment, the γ-δ axes as shown in FIG. 5 are used as coordinate axes for control, that is, control axes. In the following description, the control axis is a case where the γ-δ axis, in which the current component is easily detected, is used. However, the dq axis is based on the rotor position of the IPMSM without using the γ-δ axis. It goes without saying that may be used.
図５は、ＩＰＭＳＭをある運転条件下で駆動したときのベクトル線図であり、横軸はγ軸、縦軸はδ軸を表している。また、図５では、ｄ軸およびｑ軸をγ軸およびδ軸に対してそれぞれΔθだけ回転した角度位置に示している。 FIG. 5 is a vector diagram when the IPMSM is driven under a certain operating condition. The horizontal axis represents the γ-axis and the vertical axis represents the δ-axis. In FIG. 5, the d-axis and the q-axis are shown at angular positions rotated by Δθ with respect to the γ-axis and the δ-axis, respectively.
図５において、ｉγはＩＰＭＳＭのγ軸電流であり、ｉδはＩＰＭＳＭのδ軸電流である。また、Ｉａはｉγとｉδの合成ベクトルであり、ＩＰＭＳＭに流れる電流の大きさ、すなわちモータ電流を表している。なお、図５に示すように、モータ電流Ｉａとｑ軸との成す角が電流位相角βであり、モータ電流Ｉａはｑ軸に対して電流位相角βだけ位相が進んでいる。 In FIG. 5, iγ is the γ-axis current of IPMSM, and iδ is the δ-axis current of IPMSM. Ia is a combined vector of iγ and iδ, and represents the magnitude of the current flowing through the IPMSM, that is, the motor current. As shown in FIG. 5, the angle formed between the motor current Ia and the q axis is the current phase angle β, and the phase of the motor current Ia is advanced by the current phase angle β with respect to the q axis.
δ軸電流ｉδまたはｑ軸電流ｉｑは、一般的に電流成分のトルクに関する成分を表すものとしてトルク電流と称される。δ軸電流ｉδまたはｑ軸電流ｉｑは、モータ５の出力トルクに応じた大きさとなる。
The δ-axis current iδ or the q-axis current iq is generally referred to as a torque current as a component representing a torque component of a current component. The δ-axis current iδ or the q-axis current iq has a magnitude corresponding to the output torque of the
なお、図５において、モータ電流Ｉａは、励磁電流ｉγとトルク電流ｉδの合成ベクトルとして示されているが、ｄ−ｑ軸座標系の励磁電流ｉｄとｄ−ｑ軸座標系の励磁電流ｉｑの合成ベクトルとして表すこともできる。 In FIG. 5, the motor current Ia is shown as a combined vector of the excitation current iγ and the torque current iδ, but the excitation current id of the dq axis coordinate system and the excitation current iq of the dq axis coordinate system are shown. It can also be expressed as a composite vector.
さらに図５において、Φｆは回転子磁石により生じる磁束ベクトルであり、ｄ軸上に位置する。Φｆはｄ軸上に位置するが故、ｄ軸座標が磁束ベクトルの大きさとなる。なお、磁束ベクトルの大きさは「誘起電圧定数」と称される。また、Ｌｑ・ｉδは固定子磁束のδ軸成分であり、Ｌｄ・ｉγは固定子磁束のγ軸成分であり、Φ０は固定子磁束と回転子磁束との合成磁束である。すなわち、合成磁束Φ０は、回転子磁束Φｆと、固定子磁束のδ軸成分Ｌｑ・ｉδと、固定子磁束のγ軸成分Ｌｄ・ｉγとの合成磁束ベクトルである。すなわち、励磁電流ｉγおよびトルク電流ｉδにより発生する固定子側の磁束（Ｌｄ・ｉγ＋Ｌｑ・ｉδ）と回転子磁石の磁束である回転子Φｆとにより合成磁束ベクトルΦ０が生じる。 Further, in FIG. 5, Φf is a magnetic flux vector generated by the rotor magnet and is located on the d axis. Since Φf is located on the d-axis, the d-axis coordinate is the magnitude of the magnetic flux vector. The magnitude of the magnetic flux vector is referred to as “induced voltage constant”. Lq · iδ is a δ-axis component of the stator magnetic flux, Ld · iγ is a γ-axis component of the stator magnetic flux, and Φ0 is a combined magnetic flux of the stator magnetic flux and the rotor magnetic flux. That is, the combined magnetic flux Φ0 is a combined magnetic flux vector of the rotor magnetic flux Φf, the δ-axis component Lq · iδ of the stator magnetic flux, and the γ-axis component Ld · iγ of the stator magnetic flux. That is, the resultant magnetic flux vector Φ0 is generated by the stator-side magnetic flux (Ld · iγ + Lq · iδ) generated by the excitation current iγ and the torque current iδ and the rotor Φf that is the magnetic flux of the rotor magnet.
さらに図５において、ω・Φ０は合成磁束により生じる電圧ベクトルであり、Ｒ・Ｉａはモータの抵抗により生じる電圧効果分を補償する電圧ベクトルであり、Ｖａは電圧ベクトルω・Φ０と電圧ベクトルＲ・Ｉａとの合成ベクトルであり、ＩＰＭＳＭに印加される電圧、すなわちモータ印加電圧を表している。 Furthermore, in FIG. 5, ω · Φ0 is a voltage vector generated by the combined magnetic flux, R · Ia is a voltage vector that compensates for the voltage effect caused by the resistance of the motor, and Va is the voltage vector ω · Φ0 and the voltage vector R · It is a combined vector with Ia and represents the voltage applied to the IPMSM, that is, the motor applied voltage.
つぎに、励磁電流ｉγについて説明する。励磁電流ｉγは、本実施の形態の「電流値最小制御」において、電流が最小となる電流位相角βにて駆動するための制御量である。 Next, the excitation current iγ will be described. The exciting current iγ is a control amount for driving at the current phase angle β at which the current is minimized in the “current value minimum control” of the present embodiment.
ＩＰＭＳＭの運転状態に応じて出力電圧ベクトルＶａを変化させると、励磁電流ｉγが変化する。励磁電流ｉγが変化することにより電流位相角βが変化する。励磁電流ｉγとトルク電流ｉδとの合成ベクトルがモータ電流Ｉａであるため、励磁電流ｉγおよびトルク電流ｉδのうちで励磁電流ｉγを制御して、出力電圧ベクトルＶａを制御すれば電流ベクトルＩａの電流位相角βを変化させることができる。 When the output voltage vector Va is changed according to the operation state of the IPMSM, the exciting current iγ changes. As the excitation current iγ changes, the current phase angle β changes. Since the combined vector of the excitation current iγ and the torque current iδ is the motor current Ia, the current of the current vector Ia can be controlled by controlling the excitation current iγ and controlling the output voltage vector Va among the excitation current iγ and the torque current iδ. The phase angle β can be changed.
ここで、本実施の形態では、制御軸としてγ−δ軸を用いているため、励磁軸のインダクタンスとしてはγ軸インダクタンスＬγ、トルク軸のインダクタンスとしてはδ軸インダクタンスＬδの値を使用すべきであるが、制御の簡素化のため、Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱う。Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱っても制御としては問題ない。なお、Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱うことは、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位相差ΔθをΔθ≒０と近似することに相当する。 In this embodiment, since the γ-δ axis is used as the control axis, the value of the γ-axis inductance Lγ should be used as the excitation axis inductance, and the value of the δ-axis inductance Lδ should be used as the torque axis inductance. However, for simplification of control, it is handled as Lγ≈Ld and Lδ≈Lq. Even if they are handled as Lγ≈Ld and Lδ≈Lq, there is no problem in control. Note that handling as Lγ≈Ld and Lδ≈Lq corresponds to approximating the phase difference Δθ between the dq axis and the γ−δ axis as Δθ≈0.
また、本実施の形態では速度制御器を有さない制御系、すなわちトルク電流指令値（ｉδ＊）を使用しない制御においても、「電流値最小制御」による最小電流位相角βｍが得られるようにγ軸励磁電流ｉγのみを制御することによって出力電圧ベクトルＶａを制御する。最小電流位相角βｍは、ｄ−ｑ軸座標系のｑ軸を基準とする電流ベクトルＩａのなす角である。なお、図５は、「電流値最小制御」によって最小電流位相角βｍが求められた状態を示しており、図示の電流位相角βが最小電流位相角βｍに相当する。Further, in the present embodiment, even in a control system that does not have a speed controller, that is, control that does not use the torque current command value (iδ * ), the minimum current phase angle βm by “current value minimum control” is obtained. The output voltage vector Va is controlled by controlling only the γ-axis excitation current iγ. The minimum current phase angle βm is an angle formed by the current vector Ia with respect to the q axis of the dq axis coordinate system. FIG. 5 shows a state where the minimum current phase angle βm is obtained by the “current value minimum control”, and the illustrated current phase angle β corresponds to the minimum current phase angle βm.
また、速度制御器を持たない制御方式および位置センサを持たない制御方式においては、実際のｄ−ｑ軸の位置が分からない。このため、本実施の形態では、制御軸（γ−δ軸）とモータ軸（ｄ−ｑ軸）との位相差Δθの影響を無視できるように、制御に用いる変数として電圧ベクトルの大きさであるモータ電圧Ｖａ、電圧指令値Ｖａ＊、電流ベクトルの大きさであるモータ電流Ｉａを用いるようにしている。Further, in the control method without the speed controller and the control method without the position sensor, the actual dq axis position is unknown. Therefore, in this embodiment, the magnitude of the voltage vector is used as a variable used for control so that the influence of the phase difference Δθ between the control axis (γ−δ axis) and the motor axis (dq axis) can be ignored. A certain motor voltage Va, voltage command value Va * , and motor current Ia which is the magnitude of the current vector are used.
本実施の形態では、同期モータの駆動手段に速度制御ループまたは電流制御ループを持たない制御方式においても、「電流値最小制御」を実現可能とするため、励磁電流指令値演算部１４が演算する励磁電流指令値ｉγ＊を、以下のようにして求めている。In the present embodiment, the excitation current command value calculation unit 14 calculates the “current value minimum control” even in a control method in which the synchronous motor driving means does not have a speed control loop or a current control loop. The excitation current command value iγ * is obtained as follows.
図４において、出力トルクτｎが高くなるほど、電流最小となる電流位相角βが大きくなることがわかる。ここで、δ軸電流ｉδは電流成分のトルクに関する成分であり、モータの出力トルクに応じた大きさとなる。つまりトルクに応じて最小電流位相角βｍおよびモータ電流Ｉａが理論的に求まる。最小電流位相角βｍおよびモータ電流Ｉａが求まれば、上記した（３）式により、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを得ることができる。ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位相差ΔθがΔθ≒０の場合には、ｉｑ＝ｉδ、ｉｄ＝ｉγ＊とすることができる。よって、図６に示すように、δ軸電流ｉδに対する励磁電流指令値Ｉγ＊を求めることが可能となる。図６において、横軸にはδ軸電流ｉδを表し、縦軸には励磁電流指令値Ｉγ＊を表しており、図５に示す関係を演算式の形で実装するか、テーブル形式で実装することにより、励磁電流指令値演算部１４を実現することができる。In FIG. 4, it can be seen that the higher the output torque τn, the larger the current phase angle β at which the current is minimized. Here, the δ-axis current iδ is a component relating to the torque of the current component, and has a magnitude corresponding to the output torque of the motor. That is, the minimum current phase angle βm and the motor current Ia are theoretically determined according to the torque. If the minimum current phase angle βm and the motor current Ia are obtained, the d-axis current id and the q-axis current iq can be obtained from the above-described equation (3). When the phase difference Δθ between the dq axis and the γ-δ axis is Δθ≈0, iq = iδ and id = iγ * can be obtained. Therefore, as shown in FIG. 6, it is possible to obtain the excitation current command value Iγ * for the δ-axis current iδ. In FIG. 6, the horizontal axis represents the δ-axis current iδ, and the vertical axis represents the excitation current command value Iγ * . The relationship shown in FIG. 5 is implemented in the form of an arithmetic expression or in the form of a table. Thus, the excitation current command value calculation unit 14 can be realized.
なお、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との間の位相差Δθが無視できない場合には、予めΔθの影響を考慮した上でδ軸電流ｉδに対する励磁電流指令値Ｉγ＊を求めるようにすれば、すなわちΔθの影響を考慮したδ軸電流ｉδと励磁電流指令値Ｉγ＊との関係式またはテーブルを準備することにより、対応することができる。If the phase difference Δθ between the dq axis and the γ-δ axis is not negligible, the excitation current command value Iγ * for the δ-axis current iδ should be obtained in consideration of the influence of Δθ in advance. In other words, this can be dealt with by preparing a relational expression or table between the δ-axis current iδ and the excitation current command value Iγ * in consideration of the influence of Δθ.
電圧指令値演算部１０では、得られた励磁電流指令値Ｉγ＊を基に、γ−δ軸の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を求める。なお、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を求めるための演算式は、同期モータの制御方式によって異なるが、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊＊が求まるのであればどのような演算式を用いてもよい。The voltage command
ここで、電圧指令値演算部１０の出力であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を演算する数式の一例を下記（７）式に示す。Here, an example of an equation for calculating the γ-axis voltage command value Vγ * and the δ-axis voltage command value Vδ * , which are outputs of the voltage command
上記（７）式は、例えば一次磁束制御による同期モータの位置センサレス制御方式を用いた場合の演算式を表している。上記（７）式において、φγ＊は一次磁束制御における一次磁束指令値、Φγerrは一次磁束誤差、Ｋγはγ軸制御ゲイン、Ｋδはδ軸制御ゲインである。The above expression (7) represents an arithmetic expression in the case of using a synchronous motor position sensorless control method by primary magnetic flux control, for example. In the equation (7), φγ * is a primary magnetic flux command value in primary magnetic flux control, Φγerr is a primary magnetic flux error, Kγ is a γ-axis control gain, and Kδ is a δ-axis control gain.
γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊は電圧指令値演算部１０にてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換され、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は２相３相変換部１１にて３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換される。ＰＷＭ信号生成部１２は、３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成する。なお、ＰＷＭ信号を生成する場合、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆの上下短絡を防ぐために短絡防止時間であるデッドタイムが設けられることは周知の技術的事項である。The γ-axis voltage command value Vγ * and the δ-axis voltage command value Vδ * are converted into the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * by the voltage command
また、デッドタイムを使用してインバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを制御する場合、出力電圧指令値に対して、下記（８）式に示される電圧誤差ΔＶが発生することが知られている。
Further, when the
上記（８）式において、Ｔｄはデッドタイム、ｆｃはＰＷＭ信号を発生させるためのキャリア周波数、Ｖｄｃは直流電源２がインバータ３に印加する直流電圧である。この電圧誤差ΔＶにより、電流最小制御を実現可能とするための励磁電流指令値ｉγ＊を用いた場合においても、インバータ３が出力する電圧が低下し、不足励磁となって、電流が増加してしまうという課題が生じる。In the above equation (8), Td is a dead time, fc is a carrier frequency for generating a PWM signal, and Vdc is a DC voltage applied to the
そのため、モータ５を過負荷状態で運転している場合においては、モータ５に流れる電流が増加することを防止するための過電流遮断措置によりインバータ３の運転が停止するおそれがある。現実には、このような過電流遮断措置が働かないように、負荷を下げる制御を行う必要があり、その結果、最大出力が低下し、例えば空気調和機に適用されるモータの場合においては、冷房能力または暖房能力が低下するなどの不具合が発生する可能性がある。
Therefore, when the
そこで、最大効率となるモータ印加電圧Ｖａを出力するため、図７に示すようにデッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶを考慮したγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を用いることになる。図７は、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶを考慮した場合のベクトル線図である。図７において、図５のベクトル線図で示したベクトルと同一もしくは同等のベクトルには同一の符号を付して示している。Therefore, in order to output the motor applied voltage Va having the maximum efficiency, the γ-axis voltage command value Vγ * and the δ-axis voltage command value Vδ * in consideration of the voltage error ΔV due to the dead time Td are used as shown in FIG. Become. FIG. 7 is a vector diagram when the voltage error ΔV due to the dead time Td is taken into consideration. In FIG. 7, the same or similar vectors as those shown in the vector diagram of FIG.
ここで、「電流値最小制御」で制御する場合の最小電流位相角βｍにおけるｄｑ軸の電流をｉｄｍ，ｉｑｍとするとき、回転周波数ωにおけるモータ電圧Ｖａのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄｍおよびモータ電圧Ｖａのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑｍは、下記（９）式で表される。 Here, when the currents on the dq axis at the minimum current phase angle βm in the case of controlling by “current value minimum control” are idm and iqm, the d-axis voltage Vdm that is the d-axis component of the motor voltage Va at the rotational frequency ω and The q-axis voltage Vqm, which is the q-axis component of the motor voltage Va, is expressed by the following equation (9).
一方、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶの影響を考慮した場合のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊は、デッドタイムＴｄによるｄｑ軸の電圧誤差をΔＶｄ，ΔＶｑとすると、下記（１０）式で表すことができる。On the other hand, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage finger Vq * in consideration of the influence of the voltage error ΔV due to the dead time Td are as follows when the voltage errors on the dq axis due to the dead time Td are ΔVd, ΔVq 10) It can express with a formula.
ただし、ｄｑ軸の電圧誤差ΔＶｄ，ΔＶｑは下記（１１）式で表される。 However, the voltage errors ΔVd and ΔVq on the dq axis are expressed by the following equation (11).
上記（１１）式において、“Ａ”は比例定数である。 In the above equation (11), “A” is a proportionality constant.
デッドタイムＴｄを設けた場合、モータ５に供給する電気エネルギーは、電圧デッドタイムＴｄを設けた時間分の電気エネルギーが削られることになる。そこで、削られた分の電気エネルギーを補償すべく、ｄ軸電圧誤差ΔＶｄおよびｑ軸電圧誤差ΔＶｑをそれぞれ加算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊を用いる。ｄ軸電圧誤差ΔＶｄおよびｑ軸電圧誤差ΔＶｑを加算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊を用いることにより、最大効率となるモータ電圧Ｖａをモータ５に印加することが可能となる。When the dead time Td is provided, the electrical energy supplied to the
なお、一次磁束制御において、一次磁束指令値Φγ＊は、励磁電流指令値Ｉγ＊によって下記（１２）式となるように制御されると共に、一次磁束指令値Φγ＊のγ軸成分が合成磁束ベクトルΦ０のγ軸成分に一致するように制御される。In the primary magnetic flux control, the primary magnetic flux command value Φγ * is controlled by the exciting current command value Iγ * to be expressed by the following equation (12), and the γ-axis component of the primary magnetic flux command value Φγ * is the combined magnetic flux vector. It is controlled so as to coincide with the γ-axis component of Φ0.
また、上記（７）式において、一次磁束誤差Φγｅｒｒが０になるよう制御されているとすると、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊は、下記（１３）式にて表される。If the primary magnetic flux error Φγerr is controlled to be 0 in the above equation (7), the γ-axis voltage command value Vγ * and the δ-axis voltage command value Vδ * are expressed by the following equation (13). Is done.
よって、上記（１０）式のスカラ値と上記（１３）式のスカラ値が一致する条件、すなわち下記（１４）式が成立する条件の下で励磁電流指令値Ｉγ＊を算出し、計測によって得られたγ軸励磁電流ｉγが励磁電流指令値Ｉγ＊に一致するように制御することで、「電流値最小制御」の実現が可能となる。Therefore, the excitation current command value Iγ * is calculated under the condition that the scalar value of the above equation (10) and the scalar value of the above equation (13) coincide, that is, the condition that the following equation (14) is satisfied, and is obtained by measurement. By performing control so that the obtained γ-axis excitation current iγ coincides with the excitation current command value Iγ * , “current value minimum control” can be realized.
なお、励磁電流指令値Ｉγ＊の演算式は、下記（１５）式で表せる。The calculation formula of the excitation current command value Iγ * can be expressed by the following formula (15).
上記（１５）式において、αｍは、δ軸電流ｉδとｑ軸との成す角、すなわちｑ軸から見たδ軸電流の位相角である。このαｍは、γ軸電流ｉγとｄ軸との成す角、すなわちｄ軸から見たγ軸電流の位相角でもある。 In the above equation (15), αm is an angle formed by the δ-axis current iδ and the q-axis, that is, the phase angle of the δ-axis current viewed from the q-axis. This αm is also the angle formed between the γ-axis current iγ and the d-axis, that is, the phase angle of the γ-axis current viewed from the d-axis.
また、上記（１５）式に示されるように、励磁電流指令値Ｉγ＊は、デッドタイムＴｄ、キャリア周波数ｆｃの設定値に依存するため、予めこれらの設定値に合わせて励磁電流指令値Ｉγ＊を設定することが望ましいことは言うまでもない。Further, as shown in the above equation (15), since the excitation current command value Iγ * depends on the set values of the dead time Td and the carrier frequency fc, the excitation current command value Iγ * is matched with these set values in advance . It goes without saying that setting is desirable.
なお、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃおよび回転周波数ωは、運転中に変動することが予想されるため、直流電圧Ｖｄｃを検出して励磁電流指令値Ｉγ＊を制御したり、周波数指令値ω＊または一次周波数ω１に応じて励磁電流指令値Ｉγ＊を制御したりしてもよい。これらの制御部は図示していないが、図１の励磁電流指令値演算部１４に構成することができる。このような制御を行えば、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶの影響を更に低減させることができ、「電流値最小制御」での運転をより確実に行うことができる。Since the DC voltage Vdc and the rotational frequency ω of the
さらに、本実施の形態の手法では、電流を最小となるよう励磁電流指令値Ｉγ＊を徐々に制御するのに比べて、前述の値に応じて励磁電流指令値Ｉγ＊を制御するため、負荷変動または回転数変動による不安定動作を回避できるため、制御が収束するまでの時間を短縮することができる。この効果は、従来技術には見られない効果である。Further, in the method of this embodiment, as compared to gradually control the exciting current command value i? * So that the minimum current, for controlling the excitation current command value i? * According to the above value, the load Since unstable operation due to fluctuations or rotation speed fluctuations can be avoided, the time until control converges can be shortened. This effect is an effect not seen in the prior art.
以上のように、一次磁束制御における励磁電流指令値Ｉγ＊の演算手法について説明したが、モータ５の電気角を推定する推定部、または、電気角を検出する検出部を有する制御系の場合には、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸がほぼ一致するように動作するため、上記（１０）式に示されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊にそれぞれ一致するような励磁電流指令値Ｉγ＊を選択すればよく、本実施の形態によるものと同様の効果が得られる。As described above, the calculation method of the excitation current command value Iγ * in the primary magnetic flux control has been described. However, in the case of a control system having an estimation unit that estimates the electrical angle of the
図８および図９は、本実施の形態に係る「電流値最小制御手法」を適用した場合の特性曲線の一例であり、図８は回転数に対する電圧の変化を示す図であり、図９は回転数に対する電流の変化を示す図である。なお、横軸は、負荷トルクと読み替えてもよい。 8 and 9 are examples of characteristic curves when the “current value minimum control method” according to the present embodiment is applied. FIG. 8 is a diagram illustrating a change in voltage with respect to the rotational speed, and FIG. It is a figure which shows the change of the electric current with respect to rotation speed. The horizontal axis may be read as load torque.
図８および図９において、破線で示す（１）の波形はデッドタイムＴｄがない場合の理想波形であり、細実線で示す（２）の波形はデッドタイムＴｄを設定し、且つ、従来手法を適用した場合の波形である。両者の波形には、図示のように、デッドタイムＴｄによる電圧誤差（図８参照）または電流誤差（図９参照）が生じている。 8 and 9, the waveform (1) indicated by a broken line is an ideal waveform when there is no dead time Td, the waveform (2) indicated by a thin solid line sets the dead time Td, and the conventional method is used. It is a waveform when applied. As shown in the figure, a voltage error (see FIG. 8) or a current error (see FIG. 9) due to the dead time Td occurs in both waveforms.
一方、図８および図９において、太実線で示す（３）の波形はデッドタイムＴｄを設定し、且つ、本実施の形態の手法を適用した場合の波形である。（１）と（３）の波形を比較すれば明らかなように、回転数が小さいときには電圧誤差または電流誤差が大きく、回転数が増加するに従って電圧誤差または電流誤差が小さくなる状況が示されている。 On the other hand, in FIG. 8 and FIG. 9, the waveform (3) indicated by the bold solid line is a waveform when the dead time Td is set and the method of the present embodiment is applied. As is clear from the comparison of the waveforms of (1) and (3), the voltage error or current error is large when the rotational speed is small, and the voltage error or current error decreases as the rotational speed increases. Yes.
デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶは、上記（８）式に示されるようにキャリア周波数ｆｃが一定で、直流電圧Ｖｄｃが変動しない場合には固定値である。このため、出力電圧の小さい低速域では、出力電圧に対する電圧誤差ΔＶの比率が高くなり、図８および図９に示されるように、相対的に補償量が大きくなる低速域において電圧誤差または電流誤差が大きくなる。 The voltage error ΔV due to the dead time Td is a fixed value when the carrier frequency fc is constant and the DC voltage Vdc does not fluctuate as shown in the above equation (8). Therefore, the ratio of the voltage error ΔV to the output voltage is high in the low speed region where the output voltage is small, and as shown in FIGS. 8 and 9, the voltage error or current error is low in the low speed region where the compensation amount is relatively large. Becomes larger.
そこで、本実施の形態の手法を適用する場合、回転数が小さいときには補償量を小さくし、定格回転数に近づくにつれて補償量が大きくなるように制御することが好ましい。このような制御を行えば、低速域での安定動作が可能となる。また、このような制御を行えば、定格回転数付近における電流の増加も抑制できるため、運転電流限界による運転範囲の縮小を防止することができ、広い運転範囲の確保が可能となる。 Therefore, when applying the method of the present embodiment, it is preferable to control so that the compensation amount is reduced when the rotational speed is small and the compensation amount is increased as the rotational speed approaches the rated rotational speed. If such control is performed, stable operation in a low speed range is possible. Further, if such control is performed, an increase in current near the rated speed can be suppressed, so that the operation range can be prevented from being reduced due to the operation current limit, and a wide operation range can be secured.
そこで、本実施の形態の手法を適用する場合、回転数が小さいときには補償量を小さくし、定格回転数に近づくにつれて補償量が大きくなるように制御することが好ましい。このような制御を行えば、低速域での安定動作が可能となる。また、このような制御を行えば、定格回転数付近における電流の増加も抑制できるため、運転電流限界による運転範囲の縮小を防止することができ、広い運転範囲の確保が可能となる。なお、本実施の形態では目標とする回転数すなわち第一の回転数を定格回転数とした例を示しているが、定格回転数に限らず定格回転数よりも低い回転数においても同様の特性曲性が得られる。 Therefore, when applying the method of the present embodiment, it is preferable to control so that the compensation amount is reduced when the rotational speed is small and the compensation amount is increased as the rotational speed approaches the rated rotational speed. If such control is performed, stable operation in a low speed range is possible. Further, if such control is performed, an increase in current near the rated speed can be suppressed, so that the operation range can be prevented from being reduced due to the operation current limit, and a wide operation range can be secured. In this embodiment, an example in which the target rotation speed, that is, the first rotation speed is set as the rated rotation speed is shown. However, not only the rated rotation speed but also a rotation speed lower than the rated rotation speed has similar characteristics. The music can be obtained.
なお、電圧誤差ΔＶを補償する手法として、モータ５に流れる電流を電流検出部６ａ，６ｂで検出し、電流検出部６ａ，６ｂの検出値の極性に応じて、出力電圧を補償する手法がある。しかしながら、この手法の場合、直流電圧Ｖｄｃが高い場合には、インバータ３に流れる電流が小さくなる。このため、電流検出部６ａ，６ｂの検出精度が低い場合には、ノイズの影響などによって検出極性に誤りが生じ、電圧誤差ΔＶに対して逆補償することになり、かえって電圧誤差ΔＶが拡大し、モータ５の動作が不安定になるという課題がある。
As a method of compensating for the voltage error ΔV, there is a method of detecting the current flowing through the
一方、本実施の形態の手法では、電流の極性によらず電圧誤差ΔＶを考慮した励磁電流指令値Ｉγ＊を選択するのみであるため、デッドタイム補正の逆補償によるモータ５の不安定動作を回避しつつ、「電流値最小制御」の実現が可能となる。On the other hand, in the method of the present embodiment, since the excitation current command value Iγ * is only selected in consideration of the voltage error ΔV regardless of the polarity of the current, the unstable operation of the
ただし、モータ５が不安定にならない範囲でデッドタイム補正の時間を設定することも可能である。例えば、上記（１１）式において、実際のデッドタイム（例えば５μｓ）とデッドタイム補正の時間（例えば２μｓ）との差分値である３μｓを上記（１１）式のＴｄに設定するようにしてもよい。このような制御を行うことにより、必要最小限のデッドタイム補正を行いつつ、「電流値最小制御」の実現が可能となる。
However, it is possible to set the dead time correction time within a range where the
また、駆動負荷であるモータ５を駆動する場合、起動からある低速の回転数に到達するまでの間に、上述した励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行した場合、制御実行時のモータ５の出力トルクの変動等により同期運転を維持できず脱調する場合がある。このため、モータ５が設定回転数以上に到達するまでは、励磁電流指令値演算部１４による演算処理の実行を一時的に停止してもよい。低速での演算処置をバイパスすることにより、意図しない脱調を回避することができ、信頼性の高い装置を得ることができる。
Further, when driving the
また、ＰＷＭ信号が過変調となる領域においては、過変調により出力電圧の制御が困難となるため、励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行する効果がほとんどなくなる。このため、過変調領域では、励磁電流指令値演算部１４による演算処理の実行を一時的に停止して、制御の簡素化を図ってもよい。特に、励磁電流の制御などに積分制御を用いている場合には、過変調時に積分器の動作が異常となるため、過変調領域での電流位相制御は行わない方が安定した制御となり、高効率で信頼性の高い装置を得ることができる。 Further, in the region where the PWM signal is overmodulated, it becomes difficult to control the output voltage due to overmodulation, so that the effect of executing the calculation process by the excitation current command value calculation unit 14 is almost eliminated. For this reason, in the overmodulation region, the execution of the calculation process by the excitation current command value calculation unit 14 may be temporarily stopped to simplify the control. In particular, when integral control is used for excitation current control, etc., the operation of the integrator becomes abnormal during overmodulation. An efficient and reliable device can be obtained.
また、起動時、加速運転時または減速運転時などの非定常状態での運転時において、励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行させると、制御が不安定になったり、脱調したりする場合もある。このため、このような非定常運転状態では、強め励磁制御手法を適用し、上記（１５）式により得られる励磁電流指令値Ｉγ＊よりも強め励磁となる励磁電流指令値Ｉγ＊を設定することで、制御が不安定になったり、脱調したりするような状況を回避することができ、制御の安定性および信頼性の高い装置を得ることが可能となる。In addition, if the calculation process by the excitation current command value calculation unit 14 is executed during operation in an unsteady state such as start-up, acceleration operation, or deceleration operation, the control may become unstable or step out. There is also a case. Therefore, such a non-steady operation state, strengthened by applying the excitation control method, the above (15) to set the excitation current command value i? * To be exciting current command value i? * Be stronger than the excitation obtained by equation Thus, it is possible to avoid a situation where the control becomes unstable or step out, and it is possible to obtain a device with high control stability and reliability.
なお、「強め励磁」とは、一般的に合成磁束ベクトルΦ０が回転子磁石による磁束ベクトルΦｆを強めるように励磁電流を流す場合（ｉｄ＞０の場合）を言う。逆に合成磁束ベクトルΦ０が回転子磁石による磁束ベクトルΦｆを弱めるように励磁電流を流す場合（ｉｄ＜０の場合）を弱め励磁と言う。 Note that “higher excitation” generally refers to a case where an excitation current is passed so that the resultant magnetic flux vector Φ0 intensifies the magnetic flux vector Φf by the rotor magnet (when id> 0). On the contrary, the case where the excitation current flows so that the combined magnetic flux vector Φ0 weakens the magnetic flux vector Φf by the rotor magnet (when id <0) is called weakening excitation.
また、本実施の形態において説明したモータ駆動装置１は、駆動負荷であるモータ５の回転子位置を検出する位置センサを用いないセンサレス駆動方式の例であり、位置センサが不要のため低コストで信頼性の高い装置が得られる。なお、本実施の形態の手法は、回転子位置を検出する駆動方式においても適用可能であり、同等の効果を得ることができる。
The
また、本実施の形態において説明したモータ駆動装置１においては、励磁電流指令値Ｉγ＊の演算において、ＩＰＭＳＭの１相あたりの抵抗値Ｒ、ＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンスＬｄ、ＩＰＭＳＭのｑ軸インダクタンスＬｑ、ＩＰＭＳＭの誘起電圧定数Φｆのようなモータの特性を示すモータ定数を用いて演算を行っている。このため、モータの発熱、モータの周囲環境の変化などによりモータの温度が変化すると、モータ定数が変化し、実際のモータ定数と演算に用いるモータ定数との間に誤差が生じる場合がある。この誤差が生じると、所望する動作点での制御が困難となる場合がある。In the
このようなモータ定数の変化に対しても、本実施の形態に係る「電流値最小制御」をより効果的に実現するためには、例えば本実施の形態で説明した電圧指令値演算部１０などに、モータ５に流れる電流値およびモータ５への印加電圧値などを用いてモータ定数を測定するモータ定数測定手段、制御ゲインおよび周波数補償ゲインなどの制御定数を変更する制御定数変更手段などを設け、モータ定数測定手段にてモータ定数を測定すると共に、測定したモータ定数を温度などの周囲環境の変化に対して補正し、補正されたモータ定数に応じて制御定数変更手段にて制御定数を変更するようにすればよい。なお、モータ定数の測定は、オンラインで行ってもよいし、オフラインで行ってもよい。
In order to more effectively realize the “current value minimum control” according to the present embodiment even for such a change in motor constant, for example, the voltage command
上記のような制御を行うようにすれば、モータ定数を温度変化によるモータ特性の変化に追従させて制御定数も変更することができ、モータの温度変化など周囲環境の変化によりモータ定数に変動が生じた場合であっても、本実施の形態に係る「電流値最小制御」をより効果的に実行することが可能となる。 If the control as described above is performed, the motor constant can be changed following the change in the motor characteristics due to the temperature change, and the control constant can be changed. Even if it occurs, the “current value minimum control” according to the present embodiment can be more effectively executed.
また、本実施の形態においては、モータ５としてＩＰＭＳＭを例示したが、同期モータであればどのようなモータであっても同等の効果を得ることができる。例えば永久磁石型同期モータ（Permanent Magnet Synchronous Motor：ＰＭＳＭ）、ブラシレスＤＣモータ（Brushless Direct Current Motor：ＢＬＤＣＭ）などの永久磁石を有する同期モータであれば、本実施の形態と同等の数式を使用することにより実現できる。特にＰＭＳＭにおいて、表面磁石型同期モータ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor：ＳＰＭＳＭ）では、各数式中のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑをＬｄ＝Ｌｑとすればよく、また、リラクタンスモータ（Reluctance Motor：ＲＭ）、シンクロナスリラクタンスモータ（Synchronous Reluctance Motor：ＳｙｎＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（Switched Reluctance Motor：ＳＲＭ）などの永久磁石を有さない同期モータであれば、（１）〜（１５）までの数式中にある誘起電圧定数Φｆを、Φｆ＝０として演算すればよい。
In the present embodiment, the IPMSM is exemplified as the
また、図６に示すδ軸電流ｉδと励磁電流指令値ｉγ＊の関係で動作させる際に、δ軸電流ｉδをローパスフィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を使用してノイズを除去することにより、励磁電流指令値Ｉγ＊の急激な変化を防止することが可能であり、安定したモータ５の駆動が可能となる。Further, when operating in the relationship between the δ-axis current iδ and the excitation current command value iγ * shown in FIG. 6, the δ-axis current iδ is removed by using a low-pass filter to reduce the excitation current. It is possible to prevent a sudden change in the command value Iγ * , and it is possible to drive the
さらに、δ軸電流ｉδと励磁電流指令値ｉγ＊の関係を予めテーブルデータとして記憶しておき参照することで、インバータ制御部２に用いられるマイコンなどの処理を必要最小限に抑えることができ、安価なマイコンを使用することで、コスト削減が可能となる。Furthermore, by storing and referring to the relationship between the δ-axis current iδ and the excitation current command value iγ * in advance as table data, processing such as a microcomputer used in the
また、テーブルデータに多くの値を記憶させるとマイコンの必要メモリが増大するため、必要最小限のデータ数とし、データ間の値については、線形補完を初めとする種々の補完手法を用いることで、必要メモリ数を削減でき、安価なマイコンを使用することでコスト削減が可能となる。 In addition, if many values are stored in the table data, the necessary memory of the microcomputer increases. Therefore, the number of necessary data is set to the minimum, and various interpolation methods such as linear interpolation are used for the values between the data. The number of required memories can be reduced, and the cost can be reduced by using an inexpensive microcomputer.
なお、本実施の形態に係るモータ駆動装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等の圧縮機を駆動するモータ駆動装置、および、送風装置のモータを駆動するモータ駆動装置として用いることができる。これらの応用例のうち、以下では、本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合について説明する。 The motor drive device according to the present embodiment is used as a motor drive device that drives a compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator, and a motor drive device that drives a motor of a blower. be able to. Among these application examples, the case where the motor drive device according to the present embodiment is applied to a heat pump device will be described below.
図１０は、本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合の概略構成図である。図１０に示すヒートポンプ装置１００では、モータ５および圧縮機構５０を有する圧縮機５１と、四方弁５９と、熱交換器５２と、膨張機構６１と、熱交換器５７とが配管により順次接続されて構成されている。以下、ヒートポンプ装置１００について、さらに詳細に説明する。
FIG. 10 is a schematic configuration diagram when the motor drive device according to the present embodiment is applied to a heat pump device. In the
図１１は、本実施の形態に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図であり、図１２は、図１１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図１２において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the
ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。
In the
熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
A
まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
First, the operation | movement at the time of the heating operation of the
圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図１２の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
The gas-phase refrigerant (
熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図１２の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
The liquid-phase refrigerant liquefied by the
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図１２の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
The liquid-phase refrigerant flowing through the main
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
On the other hand, as described above, the refrigerant flowing through the
圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図１２の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図１２の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図１２の点１１）に、インジェクション冷媒（図１２の点１０）が合流して、温度が低下する（図１２の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図１２の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図１２の点１）。
In the
なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
When the injection operation is not performed, the opening degree of the
つぎに、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ること、冷凍することなども含む。
Next, the operation of the
圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図１２の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図１２の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図１２の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図１２の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
The gas-phase refrigerant (
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図１２の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
The liquid-phase refrigerant flowing through the main
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
On the other hand, as described above, the refrigerant flowing through the
なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
When the injection operation is not performed, the opening degree of the
また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
In the above description, the
以上に説明したヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。このため、上述した本実施の形態に係るモータ駆動装置１をヒートポンプ装置に適用することで、ヒートポンプ装置を利用する空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫及び冷凍機において、上述した本実施の形態の効果を享受することができる。
The
なお、上述した実施の形態におけるインバータを構成するスイッチング素子と、これに並列に接続されるダイオード素子にＷＢＧ半導体を用いれば、より高い周波数でのスイッチングが可能となるので、圧縮機モータにより高い周波数の電流を流すことができ、また、圧縮機モータの巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータへ流れる電流を低減でき、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらには、高周波数化が容易であるため、可聴周波数帯域以上の周波数に設定することができ、騒音対策が容易となる等の利点がある。 In addition, if a WBG semiconductor is used for the switching element constituting the inverter in the above-described embodiment and the diode element connected in parallel to the switching element, switching at a higher frequency is possible. The current flowing to the inverter can be reduced by reducing the winding current by increasing the winding impedance of the compressor motor, and a more efficient heat pump device can be obtained. Furthermore, since it is easy to increase the frequency, it is possible to set the frequency to be higher than the audible frequency band, and there is an advantage that noise countermeasures are easy.
なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した実施の形態における効果を得ることができる。 Although both the switching element and the diode element are preferably formed of a WBG semiconductor, any one of the elements may be formed of a WBG semiconductor, and the effects in the above-described embodiments can be obtained. .
ＷＢＧ半導体の他にも、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いても、同様の効果を得ることが可能である。 In addition to the WBG semiconductor, a similar effect can be obtained by using a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) having a super junction structure, which is known as a highly efficient switching element.
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations shown in the above embodiments are examples of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
１ モータ駆動装置、２ 直流電源、３ インバータ、４ インバータ制御部、５ モータ、６ａ，６ｂ 電流検出部、７ ３相２相変換部、８ 周波数補償器、９ 一次周波数演算部、１０ 電圧指令値演算部、１１ ２相３相変換部、１２ ＰＷＭ信号生成部、１３ 電気角位相演算部、１４ 励磁電流指令値演算部、５０ 圧縮機構、５１ 圧縮機、５２，５７ 熱交換器、５３，５６，６１ 膨張機構、５４ レシーバ、５５ 内部熱交換器、５８ 主冷媒回路、５９ 四方弁、６０ ファン、６２ インジェクション回路、６３ 水回路、１００ ヒートポンプ装置。
DESCRIPTION OF
Claims (12)
前記モータに電圧を印加するインバータと、
前記インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記モータの回転数の増加に応じて前記インバータが出力する電圧を増加させ、前記モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数において前記モータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、前記インバータが出力する電圧を制御し、
弱め励磁制御時の実行中は、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する
モータ駆動装置。 A motor driving the load;
An inverter for applying a voltage to the motor;
An inverter control unit for controlling the voltage output by the inverter,
The voltage output from the inverter is increased in accordance with the increase in the rotation speed of the motor so that the current flowing through the motor becomes close to the voltage value at which the current flowing through the motor becomes the minimum at the first rotation speed within the range of the drive rotation speed of the motor. Controlling the voltage output by the inverter ;
During execution of weak excitation control, execution of control to compensate by increasing the voltage output by the inverter is stopped.
Motor drive.
前記モータに電圧を印加するインバータと、
前記インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記モータの回転数の増加に応じて前記インバータが出力する電圧を増加させ、前記モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数において前記モータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、前記インバータが出力する電圧を制御し、
前記モータの回転数が小さいときには前記インバータのデッドタイムによる電圧誤差の補償量を小さくし、前記モータの回転数が前記第一の回転数に近づくにつれて前記補償量が大きくなるように制御する
モータ駆動装置。 A motor driving the load;
An inverter for applying a voltage to the motor;
An inverter control unit for controlling the voltage output by the inverter,
The voltage output from the inverter is increased in accordance with the increase in the rotation speed of the motor so that the current flowing through the motor becomes close to the voltage value at which the current flowing through the motor becomes the minimum at the first rotation speed within the range of the drive rotation speed of the motor. Controlling the voltage output by the inverter;
When the rotational speed of the motor is small, the compensation amount of the voltage error due to the dead time of the inverter is reduced, and the compensation amount is controlled to increase as the rotational speed of the motor approaches the first rotational speed.
Motor drive.
前記電流検出部の出力に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。 A current detector for detecting a current flowing in the prior SL motor,
The motor drive device according to claim 1 or 2 for controlling the voltage which the inverter outputs based on the output of the current detector.
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項３に記載のモータ駆動装置。 Includes a coordinate conversion means for converting the output of the previous SL current detector to the exciting current and the torque current,
The motor driving device according to claim 3 , wherein a voltage output from the inverter is controlled based on the excitation current command.
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項４に記載のモータ駆動装置。 Excitation magnetic axis current, torque current, based on the frequency command value or primary frequency, an arithmetic unit for generating an excitation current command value,
The motor driving device according to claim 4 , wherein a voltage output from the inverter is controlled based on the excitation current command.
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