JP6301942B2 - 負荷駆動電流検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷駆動電流検出方式、及びそれを用いた装置に関する。

各種制御対象が電子制御されるに従って、電気信号を機械的運動や油圧に変換するためにモータやソレノイドなどの電動アクチュエータが広く用いられるようになっている。これらの電動アクチュエータを駆動するためには、駆動対象である負荷に流れる電流を高精度に検出する必要がある。

負荷を駆動するドライバ用ＭＯＳまたはトランジスタ（以下ではＭＯＳという）に対して並列に小型な電流検出用ＭＯＳを接続し、電流検出用ＭＯＳに流れる小電流を検出する負荷駆動電流検出装置を提供する方法が用いられている(例えば、特許文献１、特許文献２)。

負荷（例えば、ソレノイド）を駆動するために接続されたドライバ用ＭＯＳを例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御のために、オンオフして負荷駆動するとき、ドライバ用ＭＯＳの出力電圧の高周波成分によるＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズが発生する。

十分な負荷駆動電圧波形の立上り時間及び立下り時間（以下では傾きないしはスロープともいう）を持たせ、ＥＭＩノイズを低減させる方法は公知である。

特開２０１１−６９８０９号公報 特開２００６−２０３４１５号公報

従来の負荷駆動電流検出装置の１例として、図１３の構成と図１４のタイミングチャートを用いて説明する。

図１３に示す負荷駆動電流検出装置１００はグランドＧＮＤに接続されたソレノイド、インダクタ等の電磁負荷４に駆動電流Ｉｏｕｔを流すハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と電気的に並列に接続したハイサイド電流検出回路１２と、電磁負荷４に駆動電流Ｉｏｕｔを流し、かつハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と電気的に直列に接続されるローサイドドライバ用ＭＯＳ２１と、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨを電圧値に変換する抵抗３と、抵抗３で変換した電圧値に対する電圧測定回路５を備える。

図１４に、図１３の従来例の負荷駆動電流検出装置のタイミングチャートの一例を示す。

ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１及びハイサイド電流検出回路のゲート駆動信号ＨＧＡＴＥと、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のゲート駆動信号ＬＧＡＴＥと、電磁負荷４への出力端子であるＯＵＴ端子の電圧と、ハイサイドドライブ用ＭＯＳ１１の出力電流ＩｍＨと、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨと、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＨと、ＩｍＨ×ＶＤＳＨで求まるハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電力損失ＰｄＨを図１４に示す。

ハイサイドドライバのＥＭＩ低減のため、図１４に示すように、スロープを持たせることにより、特にハイサイドドライバ立下り時に電力損失ＰｄＨが増大する。

ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とハイサイド電流検出回路１２の発熱に対する特性の差異により、電流検出する際に仮定していたハイサイドドライバ駆動電流ＩｏｕｔＨとハイサイド電流検出回路の出力電流ＩｃｕｒＨとの関係に誤差が発生し、電流検出誤差が発生する。

そこで、本発明は、ハイサイドドライバのＥＭＩ低減と電流検出機能の高精度化の両立を可能とする負荷駆動電流検出装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明は、グランドに接続された電磁負荷に駆動電流を流すハイサイドドライバ用ＭＯＳと前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したハイサイド電流検出回路と、前記電磁負荷に駆動電流を流し、かつ前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に直列に接続されるローサイドドライバ用ＭＯＳと、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したローサイド電流検出回路と、前記ハイサイド電流検出回路の出力電流を電圧値に変換する抵抗と、前記抵抗で変換した電圧値に対する電圧測定回路と、前記ローサイド電流検出回路の出力電流に基づいて前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の電流検出信号に基づいて、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの還流電流を検出し、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号の立下りエッジから前記還流電流の開始までの期間は、イネーブル信号生成回路の出力信号であるイネーブル信号を用い、前記電圧測定回路による前記ハイサイド電流検出回路の出力電流に基づいた前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流の検出を停止することを特徴とする負荷駆動電流検出装置を有する。

本発明によれば、ハイサイドドライバのＥＭＩ低減と電流検出機能の高精度化の両立を可能とする負荷駆動電流検出装置を提供できる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の第１の実施形態である負荷駆動電流検出装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す実施例の電磁負荷の例である。 図１に示す実施例の電磁負荷の例である。 図１に示す実施例の電磁負荷の例である。 図１に示す実施例の別形態による実施例である。 図１に示す実施例の別形態による実施例である。 図１に示す実施例の別形態による実施例である。 図５に示す負荷駆動電流検出装置を電磁負荷駆動に適用した実施例である。 図６に示す実施例のタイミングチャートの一例である。 図６に示す実施例のイネーブル信号生成回路の一例である。 図６に示す実施例の立下りエッジ検出回路の一例である。 図６に示す実施例のイネーブル信号ＥＮ生成のタイミングチャートの一例である。 本発明の第２の実施形態である負荷駆動電流検出装置の構成を示すブロック図である。 図１１に示す負荷駆動電流検出装置を電磁負荷駆動に適用した実施例である 負荷駆動電流検出装置の従来例の構成を示すブロック図である。 図１３に示す従来例のタイミングチャートの一例である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として本発明の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

本発明の第１の実施形態では、ハイサイドドライバのＥＭＩ低減と電流検出機能の高精度化の両立を可能とする負荷駆動電流検出装置の構成及び動作について説明する。

図５は本発明の実施形態である負荷駆動電流検出装置の全体構成である。

図５に示す負荷駆動電流検出装置１００は、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とローサイドドライバ用ＭＯＳ２１とが同時に導通しないようにＰＷＭ信号に応じて、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のゲート駆動信号ＨＧＡＴＥと、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のゲート駆動信号ＬＧＡＴＥを生成するプリドライバ回路９と、ＰＷＭ信号の立下りエッジ検出回路１０を備え、ＰＷＭ信号の立下りエッジタイミングを検出し、電流検出回路６の電流検出信号ＤＣＵＲＬに基づいて、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１の還流電流を検出し、ＰＷＭ信号の立下りエッジタイミングから還流電流の開始までの期間には、イネーブル信号生成回路７の出力信号であるイネーブル信号ＥＮを用い、電圧測定回路５によるハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨに基づいたハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の駆動電流ＩｏｕｔＨの検出を停止することを特徴とする。

図６では図５に示した実施例をリニアソレノイドドライバに適用した例として、ハイサイドドライバ１のドライバ用ＭＯＳ１１と電流検出回路１２と、ローサイドドライバ２のドライバ用ＭＯＳ１２と電流検出回路２２と、電流検出回路６と、イネーブル信号生成回路７と、プリドライバ回路９と、立下りエッジ検出回路１０の具体的なブロック例または回路例を示し、図７および図１０でそのタイミングチャートを用いて動作を説明する。

図６に示すリニアソレノイドドライバは、電源ＶＢと、電源ＶＢより高電位を出力するＶＣＰ昇圧回路１２５と、グランドＧＮＤとＯＵＴ端子の間に接続された駆動対象となる電磁負荷４と、電源ＶＢと電磁負荷４の間に接続して電磁負荷４を駆動するハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と並列に接続してハイサイドの駆動電流ＩｏｕｔＨを検出するハイサイド電流検出回路１２と、電磁負荷４とグランドＧＮＤの間に接続して電磁負荷４を駆動するローサイドドライバ用ＭＯＳ２１と、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１と並列に接続してローサイドの駆動電流ＩｏｕｔＬを検出するローサイド電流検出回路２２と、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨを電圧に変換する検出抵抗３と、入力信号ＰＷＭからハイサイドドライブ用ＭＯＳ１１と検出用ＭＯＳ１２１を駆動するためのゲート電圧ＨＧＡＴＥと、入力信号ＰＷＭからローサイドドライブ用ＭＯＳドラ２１と検出用ＭＯＳ２２１を駆動するためのゲート電圧ＬＧＡＴＥとを生成するローサイドプリドライバ回路９を備えている。

ハイサイド電流検出回路１２は例えば、図６に示すように、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とソース端子とゲート端子を共通として、ドレイン端子はハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のドレイン端子とオペアンプ１２２とＭＯＳ１２３を用いた負帰還回路で等電位になるように接続されたハイサイド用電流検出用ＭＯＳ１２１と、ハイサイド用電流検出用ＭＯＳ１２１のドレイン電流ＩｓＨを入力としてグランドに入力に比例した電流ＩｃｕｒＨを出力する電流コピー回路１２４を備えている。電流コピー回路１２４は例えば、入力電流に対して一定の電流コピー比率ＲｃＨとして、出力電流＝入力電流／ＲｃＨ、すなわち、ＩｃｕｒＨ＝ＩｓＨ／ＲｃＨとする。

ローサイド電流検出回路２２は例えば、図６に示すように、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１とドレイン端子とゲート端子を共通としてソース端子はローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のソース端子とオペアンプ２２２とＭＯＳ２２３を用いた負帰還回路で等電位になるように接続された電流検出用ＮＭＯＳ２２１と、ローサイド用電流検出用ＭＯＳ２１のソース電流ＩｓＬを入力としてグランドに入力に比例した電流ＩｃｕｒＬを出力する電流コピー回路２２４を備えている。電流コピー回路２２４として例えば、入力電流に対して一定の電流コピー比率ＲｃＬとして、出力電流＝入力電流／ＲｃＬ、すなわち、ＩｃｕｒＬ＝ＩｓＬ／ＲｃＬとする。

ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と検出用ＭＯＳ１２１は同一シリコン基板上のＭＯＳであり、近傍に配置されることが好ましく、ゲート幅／ゲート長の比率で駆動する電流の比率を決定する。例えば、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と検出用ＭＯＳ１２１のゲート長が同じで、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のゲート幅／検出用ＭＯＳ１２１のゲート幅＝ＮＨ（ＮＨ＞１）としたとき、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の駆動電流ＩｍＨと検出用ＭＯＳ１２１の駆動電流ＩｓＨは
ＩｍＨ＝ＮＨ×ＩｓＨ
となり、ハイサイドドライバの出力電流ＩｏｕｔＨ＝ＩｓＨ＋ＩｍＨであるので、検出用ＭＯＳ１２１の電流ＩｓＨは、
ＩｓＨ＝ＩｏｕｔＨ／（ＮＨ＋１）
となる。検出用ＮＭＯＳ１２１の電流ＩｓＨは電流コピー比率ＲｃＨの電流コピー回路１２３によりハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨとして出力される。すなわち、
ＩｃｕｒＨ＝ＩｓＨ／ＲｃＨ＝ＩｏｕｔＨ／（（ＮＨ＋１）×ＲｃＨ）
であり、ハイサイド電流検出回路１２はハイサイドドライバの負荷電流ＩｏｕｔＨを１／（（ＮＨ＋１）×ＲｃＨ）倍した電流を出力する。ここで、例えば、ＮＨ＞１かつＲｃＨ＞１とすることで、ＩｃｕｒＨはＩｏｕｔＨに比べ小さな電流値とすることができる。

電磁負荷４は例えば、図２（ａ）に示すように、ＯＵＴ出力とグランドＧＮＤ間に接続されたリニアソレノイドあるいはインダクタ４１を備える。もしくは図２（ｂ）に示すように、リニアソレノイドあるいはインダクタ４１に加えて、コンデンサ４２をＯＵＴ出力とグランドＧＮＤ間に接続された構成でも良い。

電圧測定回路５は例えば、ＡＤコンバータ回路など電圧値を測定する機能を備える。ここで、電圧測定回路５はイネーブル信号ＥＮがＨのとき動作し、Ｌのとき停止することとする。
電流検出回路６は例えば、図６に示すように、コンパレータ６１と、抵抗６２と、基準電圧源６３を備えている。これにより、ローサイド電流検出回路２２の出力電流ＩｃｕｒＬを抵抗６２により、電圧値に変換後、基準電圧源６３の電圧レベル以上のとき、コンパレータ６１の出力信号である電流検出信号ＤＣＵＲＬはＨレベルとなる。

イネーブル信号生成回路７は例えば、図８に示すように、リセット優先リセットセット−フリップフロップ、ＲＳ−ＦＦ７１を備える。ここでリセット優先ＲＳ−ＦＦはインバータゲート７１１と、ＮＡＮＤゲート７１２で構成できる。

立下りエッジ検出回路１０は例えば、図９に示すように、クロック信号ＣＬＫの立上りエッジトリガー型のフリップフロップ１０１と、インバータゲート１０２と、ＡＮＤゲート１０３で構成できる。図１０に示すように、ＰＷＭ信号に対応した信号であるＩＮＨ０信号のＨ→Ｌの立下りエッジからクロック信号ＣＬＫの次ぎの立上りエッジまでの期間、立下りエッジ検出回路１０の出力信号ＤＥＴとして、Ｈパルス信号を生成できる。このＨパルス幅を調整するために例えば、クロック信号ＣＬＫの周波数またはデューティーまたはフリップフロップ１０１を複数個数珠つなぎとしても良い。図８に示したリセット優先ＲＳ−ＦＦ７１により、図１０に示すようにＤＥＴ信号のＬ→Ｈの信号変化から電流検出回路６の出力信号である電流検出信号ＤＵＲＬのＬ→Ｈまでの期間、イネーブル信号ＥＮをＬレベルにすることができる。

プリドライバ回路９は例えば、図６に示すように、ゲート駆動信号発生回路９１と、レベルシフト回路９２と、ハイサイドプリドライバ９３Ｈと、ローサイドドライバ９３Ｌを備える。ＰＷＭ入力信号に応じて、ゲート駆動信号生成回路９１により、出力信号ＩＮＨ０と出力信号ＩＮＬとの間に、図７に示すように、期間ＴＡ、ＴＢを生成し、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とローサイドドライバ用ＭＯＳ２１とが同時に導通しないように、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のゲート駆動信号ＨＧＡＴＥとローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のゲート駆動信号ＬＧＡＴＥとの間にデッドタイム期間ＴＨＬとＴＬＨを生成する。ここでデッドタイム期間とはハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のゲートがともにオフし、貫通電流が流れない期間のこととする。

図７に、図６の実施例の負荷駆動電流検出装置のタイミングチャートの一例を示す。

ＰＷＭ入力信号と、プリドライバ回路９におけるＩＮＨ０、ＩＮＨ１、ＩＮＬ信号と、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１及び電流検出用ＭＯＳ１２１のゲート駆動信号ＨＧＡＴＥと、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１及び電流検出用ＭＯＳ２２１のゲート駆動信号ＬＧＡＴＥと、電磁負荷４への出力端子であるＯＵＴ端子の電圧と、ハイサイドドライブ用ＭＯＳ１１の出力電流ＩｍＨと、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨと、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＨと、ＩｍＨ×ＶＤＳＨで求まるハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電力損失ＰｄＨと、ローサイドドライブ用ＭＯＳ２１の出力電流ＩｍＬと、ローサイド電流検出回路２２の出力電流ＩｃｕｒＬと、ローサイドドライブ用ＭＯＳ２１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＬと、ＩｍＬ×ＶＤＳＬで求まるローサイドドライバ用ＭＯＳ２１の電力損失ＰｄＬと、電流検出回路６の出力信号である電流検出信号ＤＣＵＲＬと、イネーブル生成回路７の出力信号であるイネーブル信号ＥＮとを図７に示す。

ハイサイドドライバのオン期間は、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１から電磁負荷４に出力電流Ｉｏｕｔを流すため、リーク電流の影響を無視すると、出力端子ＯＵＴは電源電圧ＶＢから、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のオン電圧ＶｏｎＨ分、電圧降下した電圧となる。ここで、オン電圧ＶｏｎＨはハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のオン抵抗をＲｏｎＨ、駆動電流をＩｍＨとした時、ＶｏｎＨ＝ＩｍＨ×ＲｏｎＨである。

ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１のソース電圧はＯＵＴ端子電圧であるため、ＭＯＳの閾値電圧Ｖｔｈとすると、大電流を駆動するドライバ回路においてオン抵抗ＲｏｎＨは低抵抗であることが好ましく、ＩｍＨ×ＲｏｎＨ＜Ｖｔｈとなる。これより、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１をオンさせるために必要なＨＧＡＴＥの電圧は、
ＨＧＡＴＥ電圧＝ＶＢ−ＶｏｎＨ＋Ｖｔｈ＝ＶＢ−ＩｍＨ×ＲｏｎＨ＋Ｖｔｈ＞ＶＢ
となる。よって、ＨＧＡＴＥ電圧はＶＢ電圧以上であることが必要である。ＨＧＡＴＥ電圧を出力するプリドライバ９３Ｈに供給するＶＣＰ電圧もＶＢ電圧より高電位であることが必要である。

ＶＣＰ電圧は、例えば、装置外部電源から端子経由で供給しても、ＶＢ電源からチャージポンプやＤＣＤＣコンバータやブートストラップなどから生成して構成してもよい。

ハイサイドドライバのオン期間からハイサイドドライバのオフ期間へ遷移するとき、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１がオフしたとき、電磁負荷４のフライバック電圧が発生し、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のボディダイオードによってグランドＧＮＤから出力電流Ｉｏｕｔに流れる。このときリーク電流の影響を無視すると、出力端子ＯＵＴはグランドＧＮＤからローサイドドライバ用ＭＯＳ２１のボディダイオードの順方向電圧ＶＯＦＦ電圧降下した電圧となる。このとき流れる電流を還流電流と呼ぶこととする。還流電流はローサイド電流検出回路２２により、ＩｃｕｒＨ電流として、電流検出回路６の出力信号である電流検出信号ＤＣＵＲＬがＬからＨとなることで検出する。

ハイサイドドライバのオン期間からハイサイドドライバのオフ期間への遷移開始の検出方法として、例えば、ＰＷＭ入力信号の立下りもしくはＰＷＭ信号に対応した信号、図６及び図７に示すようなゲート駆動信号生成回路９１の出力信号であるＩＮＨ０の立下りエッジタイミングを立下りエッジ検出回路１０を用いて検出する。

立下りエッジ検出回路１０により、立下りエッジを検出してから電流検出回路６による還流電流を検出するまでの期間を図７に示すように、イネーブル信号生成回路７により、イネーブル信号ＥＮをＬとすることで、ハイサイドドライバの立下り期間、電圧測定回路５を停止することができる。

ソレノイド駆動時のＥＭＩ低減のため、ハイサイドドライバの駆動電圧波形ＯＵＴに関して、スロープもしくは傾きを持たせることが有効である。しかしながら、図７に示すように、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電力損失ＰｄＨはハイサイドドライバの立下り期間に局所的、過渡的に増加し、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１での局所的、過渡的な発熱が発生する。このため、
ＩｃｕｒＨ＝ＩｓＨ／ＲｃＨ＝ＩｏｕｔＨ／（（ＮＨ＋１）×ＲｃＨ）
の比例関係を前提として、ハイサイドドライバのソレノイド駆動電流ＩｏｕｔＨの検出を行うと、ハイサイドドライバの駆動電圧波形ＯＵＴの立下り期間はハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と検出用ＭＯＳ１２１との発熱に対する特性の差異により、電流検出する際に仮定していたハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電流ＩｍＨと検出用ＭＯＳ１２１の電流ＩｓＨの以下の関係において、
ＩｍＨ＝ＮＨ×ＩｓＨ
比例係数ＮＨに誤差が発生する。比例係数ＮＨが大きいほど、より大きな電流検出誤差が発生する。

ハイサイドドライバの立下り期間、イネーブル信号ＥＮにより、電圧測定回路５を停止することにより、ハイサイドドライバの駆動電圧波形ＯＵＴの立下り期間におけるハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電力損失ＰｄＨによる局所的、過渡的な発熱によるハイサイドドライバ駆動電流の検出誤差をなくすことができ、電流検出精度を向上することができる。
以上より、ハイサイドドライバのＥＭＩ低減と電流検出機能の高精度化の両立できる負荷駆動電流検出装置を可能とする。

以上では、リニアソレノイドドライバに適用した例として、電磁負荷４として、図２（ａ）または図２（ｂ）に示すように、ＯＵＴ出力とグランドＧＮＤ間に接続されたリニアソレノイドあるいはインダクタ４１を備えた場合であったが、図２（ｃ）に示すように、ＯＵＴ出力にインダクタ４１とコンデンサ４２が接続した、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ構成でもよい。ここで、負荷４３とはＤＣ−ＤＣコンバータが電力を供給する、例えば、ばハードディスクドライブＨＤＤ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、拡張カード（ＰＣＩ ＣＡＲＤ
）、メモリ（ＤＤＲメモリ、ＤＲＡＭ（Dynamic RAM）、フラッシュメモリ等）、ＣＰＵ
（Central Processing Unit）等である。

図５および図６の構成において、イネーブル信号ＥＮを用いた電圧測定回路５の停止期間の開始は図５および図６で示したプリドライバ回路９、立下りエッジ検出回路１０を用いたが、これに限定されることなく、以下、図１または図３または図４にて示す負荷駆動電流検出装置１００の構成としても良い。

図１は本発明の別実施形態である負荷駆動電流検出装置の全体構成である。

図１に示す負荷駆動電流検出装置１００はグランドＧＮＤに接続されたソレノイド、インダクタ等の電磁負荷４に駆動電流Ｉｏｕｔを流すハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１とハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と電気的に並列に接続したハイサイド電流検出回路１２と、電磁負荷４に駆動電流Ｉｏｕｔを流し、かつハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１と電気的に直列に接続されるローサイドドライバ用ＭＯＳ２１と、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１と電気的に並列に接続したローサイド電流検出回路２２と、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨを電圧値に変換する抵抗３と、抵抗３で変換した電圧値に対する電圧測定回路５と、ローサイド電流検出回路２２の出力電流ＩｃｕｒＬに基づいてローサイドドライバ用ＭＯＳ２１の駆動電流ＩｏｕｔＬを検出する電流検出回路６と、電流検出回路６の電流検出信号ＤＣＵＲＬに基づいて、ローサイドドライバ用ＭＯＳ２１の還流電流を検出し、還流電流の開始までの期間は、イネーブル信号生成回路７の出力信号であるイネーブル信号ＥＮを用い、電圧測定回路５によるハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨに基づいたハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の駆動電流ＩｏｕｔＨの検出を停止することを特徴とする。

図３は本発明の別実施形態である負荷駆動電流検出装置の全体構成である。

図３に示す負荷駆動電流検出装置１００は、イネーブル信号ＥＮに対応して、電圧測定回路５を停止させるのではなく、電圧測定回路５は常時動作させるがその電流検出結果に対して、イネーブル信号ＥＮに対応して、ハイサイドドライバ用ＭＯＳ１１の電力損失ＰｄＨによる局所的、過渡的な発熱によるハイサイドドライバ駆動電流の検出誤差分を予め反映して補正する電流値補正手段８を備えることを特徴とする。

図４は本発明の別実施形態である負荷駆動電流検出装置の全体構成である。

図４に示す負荷駆動電流検出装置１００は、ハイサイド電流検出回路１２の出力電流ＩｃｕｒＨとローサイド電流検出回路２２の出力電流ＩｃｕｒＬ２との和となる和電流Ｉｃｕｒを抵抗３により電圧に変換することを特徴とする。

これによりハイサイドドライバの駆動電流だけでなく、ローサイドドライバの駆動電流も電圧測定回路５を用いて、検出することが可能となる。

本発明の第２の実施形態では、ハイサイドドライバのＥＭＩ低減と電流検出機能の高精度化の両立に加え、ハイサイドドライバのオン期間からハイサイドドライバのオフ期間へ遷移するときのデッドタイム期間ＴＨＬを最適に制御できる負荷駆動電流検出装置の構成及び動作について説明する。

図１１は本発明の第２の実施形態の１形態であり、以下では実施例１の１形態である図５からの差分に関して説明する。図１２でそのタイミングチャートを用いて動作を説明する。

図１１に示す負荷電流検出装置１００は、図１２のタイミングチャートに示すように、ハイサイドドライバ、オフによる還流電流発生は電流検出回路６の電流検出信号ＤＣＵＲＬがＬ→Ｈとなることで検出でき、その後にローサイドドライバ２のゲート駆動信号ＬＧＡＴＥをオンするようにプリドライバ回路９を制御することにより、デッドタイム期間ＴＨＬを短く、最適に制御することが可能となる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換える事が可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について他の構成の追加・削除・置換をする事が可能である。

また、制御線や信号線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や信号線を示しているとは限らない。

１ ハイサイドドライバ
２ ローサイドドライバ
３ 抵抗
４ 電磁負荷
５ 電圧測定回路
６ 電流検出回路
７ イネーブル信号生成回路
８ 電流値補正手段
９ プリドライバ回路
１０ 立下りエッジ検出回路
１００ 負荷駆動電流検出装置
ＨＧＡＴＥ，ＬＧＡＴＥ ゲート駆動信号
ＰＷＭ ＰＷＭ信号
ＤＣＵＲＬ 電流検出信号
ＥＮ イネーブル信号
ＤＥＴ 立下りエッジ検出信号
ＣＬＫ クロック信号
ＶＢ 電源
ＧＮＤ グランド

Claims (10)

1. グランドに接続された電磁負荷に駆動電流を流すハイサイドドライバ用ＭＯＳと前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したハイサイド電流検出回路と、前記電磁負荷に駆動電流を流し、かつ前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に直列に接続されるローサイドドライバ用ＭＯＳと、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したローサイド電流検出回路と、前記ハイサイド電流検出回路の出力電流を電圧値に変換する抵抗と、前記抵抗で変換した電圧値に対する電圧測定回路と、前記ローサイド電流検出回路の出力電流に基づいて前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流を検出する電流検出回路と、
   を備え、
   前記電流検出回路の電流検出信号に基づいて、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの還流電流を検出し、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号の立下りエッジから前記還流電流の開始までの期間は、イネーブル信号生成回路の出力信号であるイネーブル信号を用い、前記電圧測定回路による前記ハイサイド電流検出回路の出力電流に基づいた前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流の検出を停止することを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
2. グランドに接続された電磁負荷に駆動電流を流すハイサイドドライバ用ＭＯＳと前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したハイサイド電流検出回路と、前記電磁負荷に駆動電流を流し、かつ前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に直列に接続されるローサイドドライバ用ＭＯＳと、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳと電気的に並列に接続したローサイド電流検出回路と、前記ハイサイド電流検出回路の出力電流を電圧値に変換する抵抗と、前記抵抗で変換した電圧値に対する電圧測定回路と、前記ローサイド電流検出回路の出力電流に基づいて前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流を検出する電流検出回路と、
   を備え、
   前記電流検出回路の電流検出信号に基づいて、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの還流電流を検出し、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号の立下りエッジから、前記還流電流の開始までの期間は、イネーブル信号生成回路の出力信号であるイネーブル信号に応じて、前記電圧測定回路の出力信号である電流検出結果を補正する電流値補正手段を、さらに備えることを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
3. 請求項１に記載の負荷駆動電流検出装置において、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと前記ローサイドドライバ用ＭＯＳとが同時に導通しないようにＰＷＭ信号に応じて、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号と、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号を生成するプリドライバ回路を備え、
   前記電流検出信号は、前記プリドライバ回路により生成される前記ローサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号と、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号とが共にオフとなるデッドタイム生成に用いることを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
4. 請求項２に記載の負荷駆動電流検出装置において、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳと前記ローサイドドライバ用ＭＯＳとが同時に導通しないようにＰＷＭ信号に応じて、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号と、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号を生成するプリドライバ回路を備え、
   前記電流検出信号は、前記プリドライバ回路により生成される前記ローサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号と、前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのゲート駆動信号とが共にオフとなるデッドタイム生成に用いることを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
5. 請求項３に記載の負荷駆動電流検出装置において、前記プリドライバ回路と、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジ検出回路を備え、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジタイミングを検出し、前記電流検出回路の電流検出信号に基づいて、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの還流電流を検出し、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジタイミングから前記還流電流の開始までの期間には、イネーブル信号生成回路の出力信号であるイネーブル信号を用い、前記電圧測定回路による前記ハイサイド電流検出回路の出力電流に基づいた前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳの駆動電流の検出を停止することを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
6. 請求項４に記載の負荷駆動電流検出装置において、前記プリドライバ回路と、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジ検出回路を備え、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジタイミングを検出し、前記電流検出回路の電流検出信号に基づいて、前記ローサイドドライバ用ＭＯＳの還流電流を検出し、前記ＰＷＭ信号もしくは前記ＰＷＭ信号に対応した信号の立下りエッジタイミングから前記還流電流の開始までの期間には、イネーブル信号生成回路の出力信号であるイネーブル信号を用い、前記電圧測定回路による前記ハイサイド電流検出回路の前記電流検出結果に対して、前記電流値補正手段を適用することを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
7. 請求項１に記載の負荷駆動電流検出装置において、前記ハイサイド電流検出回路の前記出力電流と前記ローサイド電流検出回路の出力電流との和となる和電流を前記抵抗により電圧に変換することを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
8. 請求項１に記載の負荷駆動電流検出装置であって、
   前記ハイサイド電流検出回路は前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳとソース端子とゲート端子を共通として、ドレイン端子は前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳのドレイン端子とオペアンプを用いた負帰還回路で等電位になるように接続されたハイサイド用電流検出用ＭＯＳと、前記ハイサイド用電流検出用ＭＯＳのドレイン電流を入力としてグランドに入力に比例した電流を出力する電流コピー回路とを有し、
   前記ローサイド電流検出回路は前記ローサイドドライバ用ＭＯＳとドレイン端子とゲート端子を共通としてソース端子は前記ローサイドドライバ用ＭＯＳのソース端子とオペアンプを用いた負帰還回路で等電位になるように接続された電流検出用ＭＯＳと、前記ローサイド用電流検出用ＭＯＳのソース電流を入力としてグランドに入力に比例した電流を出力する電流コピー回路とを有することを特徴とする負荷駆動電流検出装置。
9. 請求項１に記載の負荷駆動電流検出装置であって、少なくとも前記ハイサイドドライバ用ＭＯＳ及び前記ハイサイド電流検出回路を同一のシリコン基板上に形成することを特徴とした負荷駆動電流検出装置。
10. 請求項１に記載の負荷駆動電流検出装置であって、前記電磁負荷として、インダクタから、コンデンサ及び負荷を介して、グランドと接続していることを特徴とする負荷駆動電流検出装置。

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