JP6239206B1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
製品分類ごとに電磁ノイズの規格が定められていることから、電力変換器で発生する電磁ノイズが規格を超過する場合は対策が必要となる。一般的にはノイズフィルタ等のノイズ対策部品を備えることが考えられるが、装置構成の大型化およびコスト上昇に繋がる。
上記問題を改善するため、従来の電力変換装置では、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、それに従ったスイッチング周波数でスイッチング素子のオンオフ制御を行う制御器を備える(例えば、特許文献1参照)。
また、別例による従来の電力変換装置では、時間に対して複数の周波数を規定した基本パターンを繰り返し時間毎に繰り返すメイン拡散パターンと、隣接する周波数の間隔がメイン拡散パターンより小さい、前記繰り返し時間毎に周波数が切り替わるサブ拡散パターンとを合成したスイッチング周波数拡散パターンに従って、スイッチング周期数を拡散させる(例えば、特許文献2参照)。
また、上記特許文献2記載の電力変換装置では、同じ時間間隔で複数のスイッチング周波数を切り替えるため、切り替え時の電流リプルの抑制を考慮するとスイッチング周波数毎の継続時間が過度に長くなることがあった。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の構成図である。
図1に示すように、電力変換装置は、直流電源6と負荷7との間に接続された昇圧チョッパ回路から成る電力変換回路1と制御装置20とを備える。電力変換回路1は、高電圧側のスイッチング素子2と、低電圧側のスイッチング素子3と、2つのスイッチング素子2、3の接続点である入力端子8に接続された昇圧用リアクトル4と、キャパシタ5とを備える。そして、各スイッチング素子2、3のスイッチング動作により、直流電源6からの入力電力の電圧を昇圧して負荷7に所望の電圧の出力電力を供給する。
各スイッチング素子2、3には、ダイオードが逆並列接続されたMOSFET(Metal oxide semiconductor field effect transistor)あるいはIGBT(Insulated gate bipolar transistor)等の自己消弧型半導体スイッチング素子が用いられる。
制御器22は、各スイッチング周波数fをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を生成し、キャリア波と指令値との比較により各スイッチング素子2、3への制御信号Gを生成する。この場合、制御器22の制御周期はキャリア周期と一致するものとする。
なお、上記指令値は、低電圧側のスイッチング素子3のオンDUTYに基づいて与えられる。また、制御器22は、各キャリア周波数をキャリア波の上下何れかのピークに同期して変化させる。
図2に示すように、周波数決定部23は、2個の第1周波数fc1、fc2と、第2周波数fdefとを用い、各第1周波数fc1、fc2(fc1<fc2)を挟むように各第1周波数fc1、fc2に第2周波数fdefを加減算することにより4個のスイッチング周波数f(fc1−fdef、fc1+fdef、fc2−fdef、fc2+fdef)を決定する。なお、第2周波数fdefは、n個の第1周波数fcの互いの差分の最小値より小さい値、この場合、fc2−fc1より小さい値が用いられる。
そして、遷移決定部24は、fc1−fdef、fc2−fdef、fc1+fdef、fc2+fdefの遷移順序で各スイッチング周波数fを2周期ずつ継続させた繰り返しパターンである周波数変化パターン25を生成する。即ち、周波数変化パターン25は、fc1−fdef、fc1−fdef、fc2−fdef、fc2−fdef、fc1+fdef、fc1+fdef、fc2+fdef、fc2+fdefとなる。各スイッチング周波数fは異なるため、2周期分の各継続時間は異なる。
なお、スイッチング周波数fの遷移順序の決定についての詳細は後述する。
図4は、この実施の形態1による、スイッチング周波数に対する高調波成分のスペクトルを説明する図であり、上述した周波数変化パターン25に応じて発生する高調波成分を示す。高調波成分のスペクトルが拡散されてピークが低減されていることが、図4に示されるが、これについて説明するのに先立って、一般的な電磁ノイズの特性について説明する。
しかし、スイッチング周波数の遷移順に応じて発生スペクトルが変化することが新たに分かっており、単に各スイッチング周波数の継続時間を長くしてパターン周期を長くするだけでは電磁ノイズのピーク分散効果が十分に得られない。
図5は、固定のスイッチング周波数Fcを用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。図6は、2種のスイッチング周波数fc1、fc2を1周期毎に遷移させて用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。図7は、2種のスイッチング周波数fc1、fc2を10周期毎に遷移させて用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。
また、図6に示すように、2種のスイッチング周波数fc1、fc2が1スイッチング周期毎に交互に変化する場合は、スイッチング周波数fc1、fc2の中央値成分(fc1+fc2)/2のm倍成分にスペクトルが発生する。さらに、中央値成分のm次高調波成分に対してパターン周期((1/fc1)+(1/fc2))の逆数の周波数間隔で側帯波にスペクトルが発生する。
また、図7に示すように、2種のスイッチング周波数fc1、fc2が10スイッチング周期毎に交互に変化する場合は、各スイッチング周波数fc1、fc2のm倍成分にスペクトルが発生する。
同一スイッチング周波数を継続して用いる場合には、そのスイッチング周波数のm次高調波成分が大きなピークとして出現し、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合には遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分のm次高調波成分が大きなピークとして出現する。複数のスイッチング周波数を用いて各スイッチング周波数をそれぞれ比較的長く継続する場合(図7参照)には、遷移によって発生するスペクトルよりも各スイッチング周波数のm次高調波成分が支配的となる。
周波数変化パターン25を用いたスイッチング時に発生するスペクトルの主要成分は、図4に示すように、同一スイッチング周波数を継続する(この場合2周期)場合に生じる、スイッチング周波数成分とその高調波成分m(fc1±fdef)、m(fc2±fdef)、および異なるスイッチング周波数成分に遷移させる場合に生じる、遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分とその高調波成分m(fmid)、m(fmid±fdef)である。但し、fmid=(fc1+fc2)/2
このように、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合に出現するスペクトルと、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合に出現するスペクトルとの双方を、重なることなく発生させることで、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。また、4個のスイッチング周波数fを2周期ずつ継続させた繰り返しパターンである周波数変化パターン25を生成する事でパターン周期Tfを長くすることによるノイズ低減効果も得られる。さらに、選択したスイッチング周波数fを複数周期継続することによって、そのスイッチング周波数の高調波成分で電磁ノイズを発生させることができ、電磁ノイズの周波数分散効果がより高まる。
4個のスイッチング周波数fを2周期ずつ継続させた周波数変化パターン25のパターン周期Tfは、以下の式(1)で示される。
なお、第2周波数fdefは、式(2)を用いる方法に限らず、図4で示す各スペクトルの周波数間隔が1/Tfとなるように設定しても良い。例えば、以下の式(3)、式(4)のいずれかを満たすように第2周波数fdefを設定しても良い。
比較例Aとして、2個の第1周波数fc1、fc2のみをそれぞれ2周期ずつ継続させたスイッチング周波数の変化パターンを用いた場合を想定する。この比較例Aによるキャリア波を図8に示す。
この比較例Aでは、パターン周期Tfcは以下の式(5)で示される。そして、パターン周期Tfcの逆数1/Tfcで表される周波数間隔でスペクトルのピークが出現する。
この場合、遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分とその高調波成分m(fmid)、m(fmid±fdef)のスペクトルが周波数間隔1/2Tfcで発生するように、以下に示す式(6)を満たす第2周波数fdefを設定する。
なお、(1/(2m・Tfc))に基づいて設定する第2周波数fdefは、式(6)を用いる方法に限らず、図4で示す各スペクトルの周波数間隔が1/2Tfcとなるように設定しても良い。例えば、以下の式(7)、式(8)のいずれかを満たすように第2周波数fdefを設定しても良い。
図9、図10に示すように、比較例Aの場合は、固定のスイッチング周波数を用いた比較例Bに比べて格段とスペクトル拡散によるピーク分散効果が得られ、この実施の形態による実施例では、比較例Aよりも、さらに電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減が達成されている。
次に、現スイッチング周波数fの現周期が継続周期λ以下であるか、即ち継続させる周期であるか判定し(ステップS2)、継続させる周期であれば(YESの場合)、現スイッチング周波数fを選択して制御器22に入力した後、現周期の数を1増やし(ステップS3)、ステップS2に戻る。
ステップS2において、現スイッチング周波数fの現周期が継続周期λを超えると(NOの場合)、f=fc(1)−fdefであるか判定し(ステップS4)、YESの場合、f=fc(2)−fdef、現周期は1とし(ステップS5)、ステップS3に戻る。
ステップS4において、NOの場合、f=fc(n−1)+fdefであるか判定し(ステップS6)、YESの場合、f=fc(n)+fdef、現周期は1とし(ステップS7)、ステップS3に戻る。
ステップS6において、NOの場合、f=fc(n)+fdefであるか判定し(ステップS8)、YESの場合、f=fc(1)−fdef、現周期は1とし(ステップS9)、ステップS3に戻る。
ステップS8において、NOの場合、f=fc(k)−fdefであるか判定し(ステップS10)、YESの場合、f=fc(k−1)+fdef、現周期は1とし(ステップS11)、ステップS3に戻る。
ステップS10において、NOの場合、f=fc(k+2)−fdef、現周期は1とし(ステップS12)、ステップS3に戻る。
なお、周波数変化パターン25は繰り返しパターンであるため、どこから開始しても良い。
まず、f=fc(1)+fdefとし、スイッチング周波数fの現周期の初期値としてλより大きい値を設定する(ステップST1)。
次に、現スイッチング周波数fの現周期が継続周期λ以下であるか、即ち継続させる周期であるか判定し(ステップST2)、継続させる周期であれば(YESの場合)、現スイッチング周波数fを選択して制御器22に入力した後、現周期の数を1増やし(ステップST3)、ステップST2に戻る。
ステップST2において、現スイッチング周波数fの現周期が継続周期λを超えると(NOの場合)、f=fc(1)−fdefであるか判定し(ステップST4)、YESの場合、f=fc(n)+fdef、現周期は1とし(ステップST5)、ステップST3に戻る。
ステップST4において、NOの場合、f=fc(2)−fdefであるか判定し(ステップST6)、YESの場合、f=fc(1)−fdef、現周期は1とし(ステップST7)、ステップST3に戻る。
ステップST6において、NOの場合、f=fc(n)+fdefであるか判定し(ステップST8)、YESの場合、f=fc(n−1)+fdef、現周期は1とし(ステップST9)、ステップST3に戻る。
ステップS8において、NOの場合、f=fc(k)−fdefであるか判定し(ステップST10)、YESの場合、f=fc(k−2)+fdef、現周期は1とし(ステップST11)、ステップST3に戻る。
ステップST10において、NOの場合、f=fc(k+1)−fdef、現周期は1とし(ステップST12)、ステップST3に戻る。
これにより、スイッチング周波数の振り幅の増大を抑制して、広い周波数帯域にて効果的に電磁ノイズを低減でき、ノイズフィルタの小型化も図れる。またスイッチング周波数の振り幅の増大を抑制できるため、高いスイッチング周波数を用いる事によるスイッチング素子の発熱も抑制できる。
なお、各スイッチング周波数fの継続周期は異なるものでも良く、全てのスイッチング周波数fを複数周期継続させる事で大きな効果が得られるが、少なくとも1つのスイッチング周波数fを複数周期継続させる事でも効果がある。
また、第2周波数fdefを、パターンの周期Tfと低減対象の次数mとで演算される(1/(m・Tf))に基づいて決定することにより、低減対象の次数mの高調波成分のノイズを効果的に低減できる。
上記実施の形態1では、周波数変化パターン25は、2n個のスイッチング周波数fを、決定された遷移順序で各々所定の継続周期で継続させて生成されるものであった。この実施の形態2では、周波数変化パターン25Xは、2n個のスイッチング周波数fの遷移順序のみ決定して、継続周期(継続時間)の情報を含めずに生成される。
図13は、この発明の実施の形態2による電力変換装置の構成図である。
図13に示すように、パターン生成部21内の遷移決定部24Xは、周波数決定部23で決定されたスイッチング周波数fの遷移順序を決定して周波数変化パターン25Xを生成する。そして、制御器22Xは、周波数変化パターン25Xと継続周期情報(継続周期λ)とをそれぞれ取得して、2n個のスイッチング周波数fを、決定された遷移順序で各々所定の継続周期λで継続させてキャリア波を生成して、スイッチング素子2、3をスイッチングする制御信号Gを生成する。その他の構成は、上記実施の形態1と同様である。
なお、キャリア周波数はスイッチング周波数fと同等で、制御周期はキャリア周波数の整数倍で設定される。
また、制御周期をキャリア周期の何周期分に設定するかは、各キャリア周波数に対して可変としても良い。
上記実施の形態1において、電力変換回路1で発生する電磁ノイズはスペクトルアナライザで測定される。上述したように、各スイッチング周波数fを各々の時間で継続させて生成されるパターン周期Tfの逆数で求められる周波数間隔で、スペクトルが発生する。
この実施の形態では、パターン周期Tfの逆数1/Tfが、スペクトルアナライザで測定する際の分解能帯域幅(RBW)以上の値になるように、周波数変化パターン25を決定する。その他の構成は、上記実施の形態1と同様である。
これにより、スペクトルアナライザの測定結果において、ノイズ低減結果を確実に得ることができる。
また、この実施の形態は上記実施の形態2にも適用でき、その場合、パターン周期Tfは、周波数変化パターン25Xの周期と一致するものではなく、各スイッチング周波数fを各々の時間で継続させて生成される繰り返しパターンの周期である。
上記各実施の形態は、昇圧チョッパ回路から成る電力変換回路を用いたが、他の電力変換回路にも適用できる。図14は、この発明の実施の形態4による電力変換装置の構成図である。
図14に示すように、電力変換装置は、直流電源16と三相負荷17との間に接続された三相インバータ回路から成る電力変換回路10と制御装置20Aとを備える。電力変換回路10の各相は、高電圧側のスイッチング素子12と、低電圧側のスイッチング素子13を備える。そして、各スイッチング素子12、13のスイッチング動作により、直流電源16から入力される直流電力を交流電力に変換して、出力端子18に接続される三相負荷17に供給する。
各スイッチング素子12、13は、ダイオードが逆並列接続されたMOSFETあるいはIGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子が用いられる。
このため、上記実施の形態1と同様に、電磁ノイズのスペクトルのピークが集中することを避け、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。
次に、この発明の実施の形態5による電力変換装置について説明する。図15は、この発明の実施の形態5による電力変換装置の構成図である。
図15に示すように、電力変換装置は、それぞれ三相インバータ回路から成る第1電力変換回路10Aと第2電力変換回路10Bとを並列配置して備える。各第1、第2電力変換回路10A、10Bは、上記実施の形態4の電力変換回路10と同様の構成であり、直流側が共通の直流電源16に接続される。第1電力変換回路10Aの交流側には三相負荷17Aが接続され、第2電力変換回路10Bの交流側には三相負荷17Bが接続され、各第1、第2電力変換回路10A、10Bは、直流電源16から入力される直流電力をそれぞれ交流電力に変換して各三相負荷17A、17Bに供給する。
なお、周波数変化パターン25Bの生成は、上記実施の形態4と同様であり、各周波数変化パターン25B、25Cに基づいて、各スイッチング素子12、13への制御信号Gを生成する手法も上記実施の形態4と同様である。
例えば、図2で示したように、2個の第1周波数fc1、fc2と、第2周波数fdefとを用いて決定された4個のスイッチング周波数f(fc1−fdef、fc1+fdef、fc2−fdef、fc2+fdef)にて周波数変化パターン25Bが構成されている場合、周波数変化パターン25Cの4個のスイッチング周波数fは、(fc2+fdef+2Δf、fc2+3fdef+2Δf、2fc2−fc1+fdef+2Δf、2fc2−fc1+3fdef+2Δf)となる。
RBWの設定には一般的にガウスフィルタを用いることで実現される。ガウスフィルタは、以下の式(9)で示されるインパルス応答h(t)とノイズ電圧のサンプリングデータとの畳み込みにより実装される。
図17は、周波数差2Δfの2つのスイッチング周波数fα、fβの電磁ノイズの周波数特性を示すイメージ図である。この場合、スイッチング周波数fαは、第1電力変換回路10Aで用いる周波数変化パターン25B内の最大のスイッチング周波数であり、スイッチング周波数fβは、第2電力変換回路10Bで用いる周波数変化パターン25C内の最小のスイッチング周波数である。
図18に示すように、スイッチング周波数fα、fβのスペクトル成分は互いに干渉し、特に中心周波数(fα+fβ)/2において、2つのスペクトル成分が合成されて電磁ノイズが増加する。このとき、2つのスイッチング周波数fα、fβの中心周波数(fα+fβ)/2における合成波は、以下の式(13)で表される。
但し、t[sec]:時間、θα,θβ[rad]:各周波数成分(fα、fβの成分)の位相、fa(=(fα+fβ)/2):中心周波数、Δf:中心周波数faと各周波数成分との差。
ここで、AはRBWにより中心周波数faに対して減衰される振幅を示しており、式(10)に基づいて以下の式(14)で表わされる。
図19は、2つのスイッチング周波数fα、fβの中心周波数faにおける合成波を示すイメージ図であり、特に、Δf=0[kHz]、θα=θβの場合を示す。図19に示す合成波を包絡線検波すると、包絡線の最大値、平均値は共に2である。
また、低減対象次数mの高調波成分の所望の減衰量ATTに応じて周波数差2Δfを決定するため、周波数差2Δfを不要に大きくすることなく、即ちスイッチング周波数全体の振り幅の増大を抑制し、効果的に電磁ノイズの低減が図れる。
次に、この発明の実施の形態6による電力変換装置について説明する。図21は、この発明の実施の形態6による電力変換装置の構成図である。
図21に示すように、電力変換装置は、直流電源16と三相負荷17との間に接続された三相インバータ回路から成る電力変換回路10と制御装置20Cとを備える。電力変換回路10は上記実施の形態4と同様である。
制御装置20Cは、周波数変化パターン25Aを生成するパターン生成部21Cと、周波数変化パターン25Aに応じて各スイッチング素子12、13をスイッチングする制御信号Gを生成する制御器22Aとを備えて、電力変換回路10内の各スイッチング素子12、13をスイッチング制御する。また、パターン生成部21Cは、周波数変化幅決定部28と、2n個のスイッチング周波数fを決定する周波数決定部23Aと、決定されたスイッチング周波数fの遷移順序を決定して周波数変化パターン25Aを生成する遷移決定部24Aとを備える。周波数決定部23A、遷移決定部24Aおよび制御器22Aは上記実施の形態4と同様の構成で同様に動作する。
周波数変化幅決定部28による変化幅fvarの決定は、以下のように行う。周波数変化幅決定部28は、スイッチング周波数fの中央値fmidおよび変化幅fvarに基づく各高調波次数のノイズ低減量が予め設定されたテーブルを保持する。そして、低減対象次数の高調波成分において、所望のノイズ低減量に応じた変化幅fvarをテーブルを参照して決定する。
例えば、中央値fmidが12kHzの場合、9次高調波成分haを6[dB]低減したい時、(2×fvar×9/fcmid)×100=200となるように変化幅fvarを決定する(図22(b)参照)。
このため、上記実施の形態4と同様に、電磁ノイズのスペクトルのピークが集中することを避け、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。
さらに、周波数変化幅決定部28は、スイッチング周波数fの中央値fmidおよび変化幅fvarに基づく各高調波次数のノイズ低減量が予め設定されたテーブルを保持して変化幅fvarを決定するため、容易に変化幅fvarを決定できる。
Claims (14)
- スイッチング素子を有し、該スイッチング素子のスイッチング動作により入力電力を電力変換して出力する電力変換回路と、上記電力変換回路を制御する制御装置とを備え、
上記制御装置は、nを2以上の整数とし、2n個のスイッチング周波数fを遷移させて周波数変化パターンを生成するパターン生成部と、生成された上記周波数変化パターンに応じて上記2n個のスイッチング周波数fを各々異なる継続時間で用い上記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御器とを備え、
上記パターン生成部は、
n個の第1周波数fcと、該n個の第1周波数fcの互いの差分の最小値より小さい第2周波数fdefとを用い、上記各第1周波数fcを挟むように該各第1周波数fcに上記第2周波数fdefを加減算することにより生成される上記2n個のスイッチング周波数fを決定する周波数決定部と、
上記2n個のスイッチング周波数fの遷移順序を、遷移前後の2つのスイッチング周波数fの中央値が、上記各スイッチング周波数fの値と重ならないように決定する遷移決定部とを備え、
上記制御器は、上記各スイッチング周波数fをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を用い、上記各キャリア周波数を上記キャリア波の上下何れかのピークに同期して変化させる、
電力変換装置。 - 上記制御器は、上記2n個のスイッチング周波数fの少なくとも1つを、2周期以上で継続させて用いる
請求項1に記載の電力変換装置。 - 上記制御器は、上記2n個のスイッチング周波数fの全てを、2周期以上で継続させて用いる
請求項2に記載の電力変換装置。 - 上記各第1周波数fcに加減算される上記第2周波数fdefは共通である、
請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記2n個のスイッチング周波数fを各々上記継続時間で継続させたパターンの周期Tfと、上記スイッチング周波数fの高調波成分の内、低減対象の次数mとで演算される(1/(m・Tf))に基づいて上記第2周波数fdefが決定される、
請求項4に記載の電力変換装置。 - 上記2n個のスイッチング周波数fは同じ周期数λである上記継続時間で継続され、上記n個の第1周波数fcをそれぞれ周期数λで継続させたパターンの周期Tfcと、上記スイッチング周波数fの高調波成分の内、低減対象の次数mとで演算される(1/(2m・Tfc))に基づいて上記第2周波数fdefが決定される、
請求項4に記載の電力変換装置。 - nが2の時の上記第1周波数fcをfc1、fc2とすると、上記2n個のスイッチング周波数fの繰り返される上記遷移順序は、fc2+fdef、fc1−fdef、fc2−fdef、fc1+fdef、の正順、逆順の一方である、
請求項1から請求項6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - nが3以上の時の上記第1周波数fcを、fc(k)、但しkは1からnの整数、とすると、上記2n個のスイッチング周波数fの繰り返される上記遷移順序は、
fc(n)−fdef、fc(n−1)+fdef、fc(n)+fdef、fc(1)−fdef、fc(2)−fdef、の順序を満たし、かつ、kが1からn−2のときに、fc(k+1)−fdef、fc(k)+fdef、fc(k+2)−fdef、の順序を満たす、正順、逆順の一方である、
請求項1から請求項6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記パターン生成部は、上記2n個のスイッチング周波数fを各々異なる上記継続時間で用いて上記遷移順序で遷移させた上記周波数変化パターンを生成する、
請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記パターン生成部は、上記2n個のスイッチング周波数fを上記遷移順序で遷移させた上記周波数変化パターンを生成し、
上記制御器は、上記各キャリア周波数に対応する上記各継続時間と同等期間の制御周期で上記制御信号を生成する、
請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記2n個のスイッチング周波数fを各々上記継続時間で継続させたパターンの周期Tfの逆数は、スイッチングノイズのスペクトルを測定するスペクトルアナライザの分解能帯域幅以上である、
請求項1から請求項10のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記パターン生成部は、上記周波数変化パターン内での上記スイッチング周波数の変化幅と高調波成分の低減量との対応を示すテーブルを保持し、低減対象次数の高調波成分の所望の低減量に応じた上記変化幅を上記テーブルを用いて決定して、決定された変化幅に応じて上記周波数変化パターンを生成する
請求項1から請求項11のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記電力変換回路は、第1電力変換回路と第2電力変換回路とを並列配置して構成するものであり、
上記制御装置は、上記第1、第2電力変換回路を、それぞれ第1パターン、第2パターンとなる上記周波数変化パターンを生成して制御し、
上記第2パターン内の最小のスイッチング周波数fは、上記第1パターン内の最大のスイッチング周波数fより大きい、
請求項1から請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記第2パターン内の最小のスイッチング周波数fと上記第1パターン内の最大のスイッチング周波数fとの周波数差は、低減対象次数の高調波成分の所望の減衰量に応じて決定される、
請求項13に記載の電力変換装置。
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Citations (3)
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JP2007295744A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置の制御装置および制御方法 |
WO2012172684A1 (ja) * | 2011-06-17 | 2012-12-20 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機 |
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US7342528B2 (en) * | 2006-06-15 | 2008-03-11 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Circuit and method for reducing electromagnetic interference |
JP5239235B2 (ja) * | 2006-10-13 | 2013-07-17 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換方法 |
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KR101765407B1 (ko) * | 2013-05-27 | 2017-08-07 | 가부시끼가이샤 도시바 | 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법 |
US9520780B2 (en) * | 2014-02-17 | 2016-12-13 | Trw Automotive U.S. Llc | Switching mode power supply with spread spectrum oscillator |
US9680375B2 (en) * | 2014-02-26 | 2017-06-13 | Texas Instruments Incorporated | Switching mode power supply with adaptively randomized spread spectrum |
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---|---|---|---|---|
JP2007295744A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置の制御装置および制御方法 |
WO2012172684A1 (ja) * | 2011-06-17 | 2012-12-20 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機 |
US20130200828A1 (en) * | 2012-02-07 | 2013-08-08 | Ford Global Technologies Llc | PWM Frequency Pattern Optimization for NVH |
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