JP6228910B2 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動する駆動制御装置、および、モータ駆動制御方法に関する。

従来、モータ駆動制御装置には、電源が電力供給路に対して逆接続されたときに回路の破壊を防ぐために、逆接続防止手段を備えるものがある。
また、ブラシレスモータの相切替時やＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動時のスイッチング時にコイルから電源側に電流が流れてしまう現象（負電流）があり、このことで顧客システムに障害をきたす可能性がある。上記逆接続防止手段は、電力供給路を通じて顧客回路に負電流が流れることを防止する役割も担っている。
逆接続防止手段を有するモータ駆動制御装置には、例えば以下の文献がある。

特許文献１には、単相コイルの一方向への駆動電流の供給を停止したとき、第１吐出側スイッチ素子および第１吸込側スイッチ素子をオフすることによって第１制御素子の出力に基づいて第１吸込側スイッチ素子をオンし、単相コイルの逆方向への駆動電流の供給を停止したとき、第２吐出側スイッチ素子および第２吸込側スイッチ素子をオフすることによって第２制御素子の出力に基づいて第２吸込側スイッチ素子をオンする第２モードを実行するための制御手段を備える単相モータ駆動装置が記載されている。

特許文献２には、直流電源の正負の電極間に接続されて、交流モータに給電可能なインバータ回路と、前記直流電源の正電極と前記インバータ回路との間を連絡する給電ラインの途中に、１対の寄生ダイオードが互いに逆向きになるように直列接続された１対の不使用時遮断用ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）と、を備えるモータ駆動回路が記載されている。

特開２００９−６５８３２号公報 特開２０１０−１１４９５７号公報

しかしながら、特許文献１記載の単相モータ駆動装置は、逆接続防止手段として、逆接続防止ダイオードが用いられている。逆接続防止ダイオードは、負電流を抑制することはできるものの、ダイオードによる電圧降下が発生して電源の効率が低下するという問題がある。
また、特許文献２記載のモータ駆動回路は、逆接続防止手段として、ＭＯＳＦＥＴのスイッチ素子が用いられている。スイッチ素子は、電源の効率は殆ど低下しないという利点がある半面、顧客回路に負電流が流れることを防げないという問題がある。
近年、逆接続防止手段をダイオードで構成するよりも、効率改善が得られるＭＯＳＦＥＴで回路を構成するケースが多くなってきている。しかし、ＭＯＳＦＥＴでは負電流が防げないため、顧客の要求によってはダイオードで構成せざるを得ず、この場合、効率が悪化する。

そこで、本発明は、負電流を防止しつつ、電源の効率を高めることができるモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動制御装置は、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列接続されたレグを有し、当該レグが直流電源の正極と負極との間に接続されてモータを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路に駆動制御信号を出力するプリドライブ回路と、前記直流電源の正電極と負電極の少なくともどちらかと前記インバータ回路との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子を含む逆接続保護回路と、位置検出信号に基づき、前記プリドライブ回路に第１の制御信号を出力するとともに、前記第１の制御信号に同期した第２の制御信号を生成して出力する制御回路部と、前記第２の制御信号を入力し、該第２の制御信号に基づいて、前記逆接続防止用スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する第３の制御信号を前記逆接続保護回路に出力する負電流防止回路と、を備え、前記負電流防止回路は、前記第２の制御信号に基づき、負電流が発生するおそれがあるときに前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせることを特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、負電流を防止しつつ、電源の効率を高めることができるモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法を提供することができる。

本実施形態におけるモータ駆動制御装置を示す概略の構成図である。 ハイサイドスイッチング素子にＰＷＭ信号が入力されている場合の電源電流を示すタイミングチャートである。 通電切換えの際の電源電流を示すタイミングチャートである。 モータ制御処理を示すフローチャートである。 インバータ回路をＰＷＭ駆動させている状態の電源電流波形を示すタイミングチャートである。 インバータ回路をデューティ１００％で駆動させている状態の電源電流波形を示すタイミングチャートである。 本実施形態におけるモータ駆動制御装置の単相ファンモータに用いた場合の風量Ｑに対する静圧Ｐと効率ηを示すグラフである。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。以下、給電ラインにダイオードを設けて逆接続を防止する従来の形態を、第１比較例という。給電ラインに逆接続防止用ＭＯＳＦＥＴを設けて、このＭＯＳＦＥＴを常時オンする従来の形態を、第２比較例という。
図１は、本実施形態におけるモータ駆動制御装置１を示す概略の構成図である。
図１に示すように、モータ駆動制御装置１は、単相のブラシレスモータであるモータ２０の駆動を制御する。モータ２０は、例えば、ホール素子である位置検出器３０を備える。このモータ駆動制御装置１は、制御回路部４と、プリドライブ回路３と、Ｈブリッジ回路からなるインバータ回路２と、逆接続保護回路５と、負電流防止回路６と、を備える。

制御回路部４は、位置検出器３０からの位置検出信号Ｓｐ（位置情報）に基づき、駆動制御信号Ｓｄ（第１の制御信号の一例）を生成してプリドライブ回路３に出力する。
また、制御回路部４は、駆動制御信号Ｓｄに同期したＦＤ信号（第２の制御信号の一例）を生成してＦＤ端子４ａから負電流防止回路６に出力する。具体的には、制御回路部４は、各相の通電期間においては、駆動制御信号Ｓｄがハイ（Ｈ）レベルであれば、ＦＤ信号をハイ（Ｈ）レベルとし、駆動制御信号Ｓｄがロー（Ｌ）レベルであれば、ＦＤ信号をロー（Ｌ）レベルとする。その結果、制御回路部４は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の駆動信号がハイレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフさせず、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の駆動信号がローレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフする。また、制御回路部４は、インバータ回路２における通電切換えの開始からその後の所定期間に亘って、ＦＤ信号（第２の制御信号の一例）を負電流防止回路６に出力して、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフさせる。
なお、各相の通電期間における第２の制御信号（ＦＤ信号）の立下がりタイミングは、必ずしも、第１の制御信号に同期している必要はなく、負電流の発生開始前であれば、第１の制御信号の立下がりタイミングよりも遅延したタイミングであってもよい。

プリドライブ回路３は、駆動制御信号Ｓｄ（第１の制御信号の一例）に基づいて、駆動信号Ｈ１，Ｈ２，Ｌ１，Ｌ２を生成する。生成した駆動信号Ｈ１，Ｈ２，Ｌ１，Ｌ２は、インバータ回路２に出力される。

インバータ回路２は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１とローサイドスイッチング素子Ｑ２とが直列接続された第１レグと、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３とローサイドスイッチング素子Ｑ４とが直列接続された第２レグとを有している。これら第１レグと第２レグとが、直流電源Ｖｄｄの正極と負極との間に接続されてモータ２０を駆動する。
ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。ローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。

第１レグにおいて、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１は、ソースが直流電源Ｖｄｄに接続され、そのドレインがローサイドスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続される。このローサイドスイッチング素子Ｑ２のソースは抵抗Ｒ０を介してグランドに接続される。第２レグは、第１レグと同様に構成される。
ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のドレインとローサイドスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続ノードと、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のドレインとローサイドスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続ノードとの間には、モータ２０が接続される。
なお、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３とローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４とは、ＭＯＳＦＥＴに限られず、他の種類の半導体スイッチ素子を用いてもよい。

モータ駆動制御装置１は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１とローサイドスイッチング素子Ｑ４の組み合わせ、および、ローサイドスイッチング素子Ｑ２とハイサイドスイッチング素子Ｑ３の組み合わせを相補的にオン／オフしてモータコイルに流れるコイル電流の方向を変化させる。これにより、モータ２０を駆動する。

逆接続保護回路５は、直流電源Ｖｄｄの正電極とインバータ回路２のハイサイド側との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備える。逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソースがインバータ回路２に接続され、ドレインが直流電源Ｖｄｄに接続される。逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のゲートは、抵抗Ｒ２を介してグランドに接続されると共に、抵抗Ｒ１を介して自身のソースに接続される。
逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１は、寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードは、カソードがインバータ回路２側に配されている。これにより、直流電源がモータ駆動制御装置１に正負が逆に接続された場合でも、このモータ駆動制御装置１のインバータ等に負の電圧が印加されなくなる。

負電流防止回路６は、スイッチ素子Ｑ１２と、スイッチ素子Ｑ１３と、５Ｖの定電圧源７と、抵抗Ｒ３，Ｒ４とを備える。負電流防止回路６は、ＦＤ信号が入力されと、制御信号Ｄ１（第３の制御信号の一例）を逆接続保護回路５に出力する。制御信号Ｄ１は、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のオン／オフ動作を制御する信号である。

スイッチ素子Ｑ１３は、ＮＰＮ型トランジスタであり、エミッタが抵抗Ｒ４を介して制御回路部４のＦＤ端子４ａに接続されて、ＦＤ信号によりオン／オフ制御される。スイッチ素子Ｑ１３のベースは、定電圧源７に固定されている。スイッチ素子Ｑ１３のコレクタは、抵抗Ｒ３でプルアップされて、スイッチ素子Ｑ１２のゲートに接続される。ＦＤ信号によりスイッチ素子Ｑ１２のゲート電位Ｄ０が変化し、スイッチ素子Ｑ１２がオン／オフ制御される。
ＦＤ信号がＨレベルならば、ゲート電位Ｄ０は閾値電圧よりも低く、このときスイッチ素子Ｑ１２はオフする。
ＦＤ信号がＬレベルならば、このとき、ゲート電位Ｄ０は抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比で決定され、スイッチ素子Ｑ１２のゲートの閾値よりも高くなるように調整されているため、スイッチ素子Ｑ１２はオンする。

スイッチ素子Ｑ１２は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであり、ゲートがスイッチ素子Ｑ１３のコレクタに接続される。スイッチ素子Ｑ１２のソースは、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のソースとインバータ回路２との間に接続されて、電源電圧が印加される。スイッチ素子Ｑ１２のドレインは、逆接続保護回路５の逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のゲートに接続される。スイッチ素子Ｑ１２は、制御信号Ｄ１（第３の制御信号の一例）により、この逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオン／オフ制御する。
スイッチ素子Ｑ１２がオンしているとき、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のゲート電圧とソース電圧の電位差が０Ｖとなるため、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１はオフする。
スイッチ素子Ｑ１２がオフしているとき、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のゲートには、電源電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧が印加されるので、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１はオンする。

このように、負電流防止回路６は、ＦＤ信号（第２の制御信号）に基づいて、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１にレベル変換した制御信号Ｄ１（第３の制御信号）を出力する。
つまり、ＦＤ信号がＨレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１はオンする。このとき、電源の損失は少なくなり、よって電源の効率を向上させることができる。ダイオードで逆接続を防止する第１比較例では、負電流の発生を防止できても、電源の効率を向上することはできなかった。
ＦＤ信号がＬレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１はオフする。このとき、負電流を防止することができる。給電ラインに逆接続防止用ＭＯＳＦＥＴを設けて常時オンする第２比較例では、電源の効率を向上することはできても、負電流の発生を防止できなかった。

次に、負電流発生タイミングにおけるＦＤ端子の制御について説明する。
負電流が発生するタイミングには、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３へＰＷＭが入力されている場合に発生する負電流発生タイミングであるパターン＃１と、スイッチング素子の通電切換えタイミングで発生する負電流発生タイミングであるパターン＃２とがある。
以下、図２および図３を参照して、負電流発生（図２（ａ）および図３（ａ）参照）と、負電流防止（図２（ｂ）および図３（ｂ）参照）について説明する。

図２（ａ），（ｂ）は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１にＰＷＭ信号が入力されている場合の電源電流を示すタイミングチャートである。
図２（ａ）は、第２比較例のタイミングチャートを示している。図上側のタイミングチャートは、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を電圧で示している。図下側のタイミングチャートは、直流電源Ｖｄｄに流れる電流を示している。
図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ駆動の際に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＬレベルになったのちの期間Ｐ₀に負電流（回生電流）が発生する。

図２（ｂ）は本実施形態のタイミングチャートを示している。図上側のタイミングチャートは、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を電圧で示している。図中側のタイミングチャートは、ＦＤ信号を電圧で示している。図下側のタイミングチャートは、直流電源Ｖｄｄに流れる電流を示している。
ＦＤ信号は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と同期している。ＰＷＭ駆動の際に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＬレベルになったならは、ＦＤ信号は同期してＬレベルになり、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオフする。これにより、期間Ｐ_１に直流電源Ｖｄｄに負電流（回生電流）が流れることを阻止できる。
ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＨレベルになったならは、ＦＤ信号は同期してＨレベルになり、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオンする。これにより、直流電源Ｖｄｄの効率を向上させることができる。

図３（ａ），（ｂ）は、通電切換えの際の電源電流を示すタイミングチャートである。
図３（ａ）は、第２比較例のタイミングチャートである。図の上側から順に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチングＱ２，Ｑ４のゲート信号の電圧のタイミングチャートが示されている。図の下側に電源電流のタイミングチャートが示されている。

図３（ａ）に示すように、時刻ｔ０以前には、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート信号とがＨレベルである。
時刻ｔ０において、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート信号とがＬレベルとなり、両素子がターンオフして通電切換えが開始する。これにより電源電流は次第に減少する。
時刻ｔ１において、電源電流は０Ａとなる。これ以降、時刻ｔ１から時刻ｔ３まで直流電源Ｖｄｄに負電流（回生電流）が流れる。
時刻ｔ２において、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ４のゲート信号とがＨレベルとなり、両素子がターンオンして通電切換えが終了する。電源電流は減少から増加に転ずる。時刻ｔ０〜ｔ２の期間を通電切換え期間と呼ぶ。
時刻ｔ３において、電源電流は０Ａとなる。以降も電源電流は増加する。

図３（ｂ）は、本実施形態のタイミングチャートである。図の上側から順に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチングＱ２，Ｑ４のゲート信号の電圧のタイミングチャートが示されている。その下側に、ＦＤ信号の電圧のタイミングチャートが示されている。図の最も下側に電源電流のタイミングチャートが示されている。
時刻ｔ０以前には、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート信号とＦＤ信号とがＨレベルである。ＦＤ信号がＨレベルなので逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオンし、良好な電源効率を得ることができる。
時刻ｔ０において、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート信号とがＬレベルとなり、両素子がターンオフして通電切換えが開始する。これにより電源電流は次第に減少する。ＦＤ信号は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３のゲート信号と同期してＬレベルとなる。これにより、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオフする。これにより、負電流を防止することができる。

時刻ｔ１において、電源電流は０［Ａ］となる。逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオフしているので、時刻ｔ１から時刻ｔ３まで、電源電流は０［Ａ］を維持する。
時刻ｔ２において、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とローサイドスイッチング素子Ｑ４のゲート信号とがＨレベルとなり、両素子がターンオンして通電切換えは終了する。このとき、電源電流は０［Ａ］を維持する。
時刻ｔ３以降、電源電流は増加する。
時刻ｔ４は、時刻ｔ２から所定期間Ｔ１が経過した時刻である。この時刻ｔ４に、ＦＤ信号はＨレベルとなる。これにより逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１がオンし、良好な電源効率を得ることができる。

本実施形態では、制御回路部４は、インバータ回路２における通電切換えと、その後の所定期間Ｔ１に亘ってＦＤ信号をＬレベルに設定し、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフさせる。これにより、負電流を防止することができる。

図４は、本実施形態におけるモータ制御処理を示すフローチャートである。
制御回路部４は、周期的に、このモータ制御処理を実行ずる。
ステップＳ１において、制御回路部４は、通電切換えの期間であるか否かを判断する。制御回路部４は、通電切換え期間であると判断したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２に進み、通電切換え期間でないと判断したならば（Ｎｏ）、ステップＳ８に進む。
ステップＳ２において、制御回路部４は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１またはハイサイドスイッチング素子Ｑ３の駆動信号が、Ｌｏｗ（Ｌレベル）であるか否かを判断する。制御回路部４は、この判断条件が成立しないならば（Ｎｏ）、このステップＳ２の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ３の処理に進む。

ステップＳ３において、制御回路部４は、ＦＤ信号をＬレベルに設定にする。この処理は、図３（ｂ）の時刻ｔ１の動作に相当する。これにより、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１はオフし、負電流を抑止できる。
ステップＳ４において、制御回路部４は、次相のハイサイドスイッチング素子Ｑ３またはハイサイドスイッチング素子Ｑ１の駆動信号が、Ｈｉｇｈ（Ｈレベル）であるか否かを判断する。ここで次相とは、ステップＳ２以前においてハイサイドスイッチング素子Ｑ１の駆動信号がＨレベルならば、ハイサイドスイッチング素子Ｑ３を駆動する相のことをいう。ステップＳ２以前においてハイサイドスイッチング素子Ｑ３の駆動信号がＨレベルならば、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１を駆動する相のことをいう。
制御回路部４は、この判断条件が成立しないならば（Ｎｏ）、このステップＳ４の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ５の処理に進む。これにより通電切り換えが終了する。

ステップＳ５において、制御回路部４は、この時点から所定期間Ｔ１を計時するタイマを設定する。
ステップＳ６において、制御回路部４は、タイマ設定したのち所定期間Ｔ１が経過し、タイムアウトしたか否かを判断する。制御回路部４は、この判断条件が成立しないならば（Ｎｏ）、このステップＳ６の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ７の処理に進む。
ステップＳ７において、制御回路部４は、ＦＤ信号をＨｉｇｈ（Ｈレベル）に設定し、ステップＳ８に進む。
ステップＳ８において、制御回路部４は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１またはハイサイドスイッチング素子Ｑ３の駆動信号をＦＤ信号として出力し、図４の処理を終了する。

次に、図５および図６の電源電流波形を参照して本実施形態の効果を説明する。
図５（ａ），（ｂ）は、インバータ回路２をＰＷＭ駆動させている状態の電源電流波形を示すタイミングチャートである。
図５（ａ）は、第２比較例の電源電流波形を示している。
第２比較例では、給電ラインに逆接続防止用ＭＯＳＦＥＴを使用する構成であったため、負電流が発生していた。この負電流は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１またはハイサイドスイッチング素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号に同期している。なお、電源電流波形には、スイッチングノイズが重畳している。

図５（ｂ）は、本実施形態の電源電流波形を示している。
本実施形態では、負電流を有効に防止できていることが分かる。ここでは、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１またはハイサイドスイッチング素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号に同期して、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフしている。

図６は、インバータ回路２をデューティ１００％で駆動させている状態の電源電流波形を示すタイミングチャートである。
図６（ａ）は、第２比較例の電源電流波形を示している。
第２比較例では、各ゲートをデューティ１００％で駆動させているので、通電切換え期間とその直後に負電流が発生する。

図６（ｂ）は本実施形態の電源電流波形を示している。
本実施形態では、比較例で負電流が発生しているときに、電源電流は０［Ａ］となる。よって、負電流を有効に防止できていることが分かる。

第１比較例では、給電ラインにダイオードを使用する。このときダイオードの損失Ｌ₁により、電源の効率が下がる。

第２比較例では、給電ラインに逆接続防止用ＭＯＳＦＥＴを使用する。このとき入力電流がＭＯＳＦＥＴに流れることによるＭＯＳＦＥＴの損失Ｌ₂は、以下の式で算出される。

第１比較例のダイオードによる損失Ｌ₁よりも第２比較例のＭＯＳＦＥＴによる損失Ｌ₂の方が小さく、電源の効率がよい。しかし、負電流を防止するためには、第１比較例のようにダイオードを使用しなければならなかった。

本実施形態では、制御回路部４が、ＦＤ信号を生成して、負電流が発生するおそれがあるときに逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフして負電流を防止する。このようにすることで、負電流が発生するおそれがあるときのみ、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフして寄生ダイオードに切り替え、負電流が発生するおそれがないときには、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオンすることが可能になる。このため、第１比較例のダイオードによる損失と比較して効率改善を図ることができる。

図７は、モータ２０を単相ファンモータに用いた場合の風量Ｑ（ｍ^３／ｍｉｎ）に対する静圧Ｐ（Ｐａ）と効率η（％）を示すグラフである。図７中、三角形の符号は、本実施形態のＰ−Ｑカーブを表す。バツマークの符号は、本実施形態のη−Ｑカーブを表す。また、四角形の符号は、第１比較例のＰ−Ｑカーブを表す。十字の符号は、第１比較例のη−Ｑカーブを表す。
η−Ｑカーブの符号ａで示した部分でわかるように、本実施形態は、第１比較例と較べて最大効率を１．５４[％]改善することができる。よって本実施形態は、負電流防止と効率改善を両立させることができた。

以上説明したように、本実施形態のモータ駆動制御装置１は、プリドライブ回路３への駆動制御信号Ｓｄ（第１の制御信号）に同期したＦＤ信号（第２の制御信号）をＦＤ端子４ａから負電流防止回路６に出力する制御回路部４と、ＦＤ信号に基づいて、逆接続保護回路５の逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のオン／オフ動作を制御する制御信号Ｄ１（第３の制御信号）を出力する負電流防止回路６と、を備える。

そして、図２（ｂ）に示すように、制御回路部４は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の駆動信号がハイレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフさせない。また、図３（ｂ）に示すように、制御回路部４は、インバータ回路２における通電切換え期間（ｔ０〜ｔ２）とその後の所定期間Ｔ１に亘って、ＦＤ信号をＬレベルにしてスイッチ素子Ｑ１３をオフ、スイッチ素子Ｑ１２をオンし、このスイッチ素子Ｑ１２の制御信号Ｄ１により逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１をオフさせる。

これにより、負電流発生時のときのみ、逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに切り替えることが可能になる。したがって、損失は、負電流発生時のときに上記寄生ダイオードの損失、それ以外は、ＭＯＳＦＥＴによる損失となるため、常時ダイオードによる損失と比較して効率の改善を図ることができる。

本実施形態の具体的な効果は、下記の通りである。
（１） 逆接続防止用スイッチ素子Ｑ１１のゲートを制御回路部４で制御する回路構成にすることで、負電流の発生を抑えつつ、電源の効率を維持することができる。
（２） ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がＰＷＭ信号で駆動されている場合に、好適に、負電流の発生を防止することができる。
（３） ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がデューティ１００％で駆動されている場合の通電切換えタイミングに、負電流の発生を防止することができる。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｋ）のようなものがある。
（ａ） モータ駆動制御装置１の各構成要素は、少なくともその一部がハードウェアによる処理ではなく、ソフトウェアによる処理であってもよい。
（ｂ） モータ駆動制御装置１は、少なくともその一部を集積回路としてもよい。
（ｃ） モータ２０は、ブラシレスモータに限定されず、他の種類のモータであってもよい。
（ｄ） モータ２０の相数は限定されない。

（ｅ） 逆接続用スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。例えば、バイポーラトランジスタとダイオードの組み合わせであってもよい。
（ｆ） 負電流防止回路６のスイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。例えば、バイポーラトランジスタであってもよい。
（ｇ） 逆接続保護回路５は、直流電源Ｖｄｄの正電極と負電極の少なくともどちらかとインバータ回路２との間に直列接続されていればよい。

（ｈ） 図２および図５に示した信号波形は一例であり、これに限定されない。例えば、各相の通電期間におけるＦＤ信号のレベル切換え（ＨレベルからＬレベル）のタイミングは、必ずしも、ハイサイドスイッチング素子のＨレベルからＬレベルへの切換えタイミングでなくてもよく、ハイサイドスイッチング素子のＬレベルへの切換えタイミング以降であって負電流発生前の所定のタイミングであればよい。具体的には、図２（ｂ）において、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がＰＷＭ信号で駆動されているとき、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がＬレベルになったのち、負電流が発生するまでの所定期間が経過するまでＦＤ信号をＨレベルとし、所定期間経過後にＦＤ信号をＬレベルとしてもよい。これにより、更に電源の効率を向上させることができる。
（ｉ） 図３および図６に示した信号波形は一例であり、これに限定されない。例えば、通電切換え期間におけるＦＤ信号のレベル切換え（ＨレベルからＬレベル）のタイミングは、必ずしも、通電切換えの開始タイミングでなくてもよく、通電切換え開始以降の負電流発生前の所定のタイミングであればよい。具体的には、図３（ｂ）において、時刻ｔ１ののち、負電流が発生するまでの所定期間が経過するまでＦＤ信号をＨレベルとし、所定期間経過後にＦＤ信号をＬレベルとしてもよい。これにより、更に電源の効率を向上させることができる。
（ｊ） 図７に示したη−Ｑカーブは一例であり、これに限定されない。
（ｋ） 図４に示したフローチャートは一例であり、これに限定されない。例えば、各ステップ間に他の処理が実行されてもよい。

１ モータ駆動制御装置
２ インバータ回路
３ プリドライブ回路
４ 制御回路部
４ａ ＦＤ端子
５ 逆接続保護回路
６ 負電流防止回路
２０ モータ
３０ 位置検出器
Ｑ１，Ｑ３ ハイサイドスイッチング素子
Ｑ２，Ｑ４ ローサイドスイッチング素子
Ｑ１２，Ｑ１３ スイッチ素子
Ｑ１１ 逆接続防止用スイッチ素子
Ｒ０〜Ｒ４ 抵抗
Ｓｄ 駆動制御信号（第１の制御信号の一例）
Ｄ１ 制御信号（第３の制御信号の一例）

Claims (4)

1. ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列接続されたレグを有し、当該レグが直流電源の正極と負極との間に接続されてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に駆動制御信号を出力するプリドライブ回路と、
   前記直流電源の正電極と負電極の少なくともどちらかと前記インバータ回路との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子を含む逆接続保護回路と、
   位置検出信号に基づき、前記プリドライブ回路に第１の制御信号を出力するとともに、前記第１の制御信号に同期した第２の制御信号を生成して出力する制御回路部と、
   前記第２の制御信号を入力し、該第２の制御信号に基づいて、前記逆接続防止用スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する第３の制御信号を前記逆接続保護回路に出力する負電流防止回路と、を備え、
   前記負電流防止回路は、前記第２の制御信号に基づき、負電流が発生するおそれがあるときに前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせる
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記制御回路部は、
   前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号と同期している前記第２の制御信号を出力し、
   ＰＷＭ駆動の際に、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号がＬレベルになったならば、前記第２の制御信号は同期してＬレベルになり、前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせ、
   前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号がＨレベルになったならば、前記第２の制御信号は同期してＨレベルになり、前記逆接続防止用スイッチ素子をオンさせる、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記制御回路部は、
   前記インバータ回路における通電切換え開始以降の所定期間、前記第２の制御信号を前記負電流防止回路に出力して、前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせる、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
4. ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列接続されたレグを有し、当該レグが直流電源の正極と負極との間に接続されてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に駆動制御信号を出力するプリドライブ回路と、
   前記直流電源の正電極と負電極の少なくともどちらかと前記インバータ回路との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子を含む逆接続保護回路と、
   前記プリドライブ回路に第１の制御信号を出力するとともに、前記第１の制御信号に基づく所定のタイミングで第２の制御信号を生成する制御回路部と、
   前記第２の制御信号を入力し、該第２の制御信号に基づいて、前記逆接続防止用スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する第３の制御信号を前記逆接続保護回路に出力する負電流防止回路と、
   を備えるモータ駆動制御装置が実行するモータ駆動制御方法であって、
   前記制御回路部は、
   前記インバータ回路に出力する前記第１の制御信号に同期した前記第２の制御信号を前記負電流防止回路に出力する、
   ことを特徴とするモータ駆動制御方法。

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