JP6221286B2 - 液体吐出装置および容量性負荷駆動回路 - Google Patents
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Description
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、エネルギー効率が高く、EMIの発生を抑え、圧電素子のような容量性負荷を精細に制御する液体吐出装置および容量性負荷駆動回路を提供することにある。
なお、上記態様において、所定値としては、第1トランジスター、第2トランジスターおよび第3トランジスターが理想的であれば、ゼロで良いが、例えばバイポーラトランジスターであれば、バイアス電圧に相当する電圧とし、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:電界効果トランジスター)であれば、しきい値電圧に相当する電圧とするのが好ましい。
上記別態様に係る容量性負荷駆動回路によれば、容量性負荷の充電または放電について、第1信号経路または第2信号経路に容量性負荷を電気的に接続することによって実行されるとともに、この電気的な接続については、制御信号の電圧のみならず、容量性負荷の保持電圧も勘案して規定されるので、保持電圧を考慮して、容量性負荷を精細に制御することができる。なお、上記容量性負荷駆動回路によれば、容量性負荷の充電および放電については、段階的に進行するので、電源電圧間で一気に行う従来構成と比較してエネルギー効率を高くすることができる。また、D級増幅のように大電流をスイッチングしないので、EMIの発生を抑えることができる。
本発明の実施形態に係る印刷装置は、ホストコンピューターから供給された画像データに応じて液体のインクを吐出することによって紙などの被記録材にインクドット群を形成し、これにより、当該画像データに応じた画像(文字、図形等を含む)を印刷するインクジェットプリンター、すなわち液体吐出装置である。
この図に示されるように、印刷装置1は、ホストコンピューターから供給された画像データに基づいて画像の印刷のための演算処理を実行する制御ユニット10と、複数のノズルを有する印刷ヘッド20とを含んだ構成となっている。なお、制御ユニット10と印刷ヘッド20とは、フレキシブルケーブル190を介して電気的に接続される。また、印刷ヘッド20は、被記録材の送り方向(副走査方向)に対してほぼ直交する方向(主走査方向)に移動可能なキャリッジ(図示省略)に搭載される。
主制御部120は、ホストコンピューターから取得した画像データに基づいて、画像展開処理や、色変換処理、インク色分版処理、ハーフトーン処理などの印刷のための演算処理を実行して、印刷ヘッド20のノズルからインクを吐出させるための複数種類の信号を生成する。複数種類の信号には、DAC160に供給されるデジタルの制御データdCOMや、後述するヘッド制御部220に供給される各種信号が含まれる。
なお、主制御部120が実行する印刷のための各演算処理の内容は、印刷装置の技術分野において周知の事項であるため、説明を省略する。また、印刷装置1としては、印刷ヘッド20を搭載したキャリッジを主走査方向に移動させるキャリッジモーターや、被記録材を副走査方向に搬送するための搬送モーターなどを含み、また、制御ユニット10としては、これらのモーターに駆動信号を供給する構成を含むが、同様に周知の事項であるため、説明を省略する。
主電源回路180は、制御ユニット10の各部や印刷ヘッド20に電源電圧を供給する。特に主電源回路180は、印刷ヘッド20に対しては、印刷ヘッド20に電源電圧としてVH、Gを供給する。
なお、G(グランド)は接地電位であり、この説明において特に説明のない限り、電圧ゼロの基準としている。また、電圧VHは、実施形態においてグランドGに対し高位側としている。
ヘッド制御部220は、主制御部120から供給された各種信号にしたがって選択部230の選択を制御するものである。
圧電素子40の一端は、対応するドライバー30の出力端に接続される一方、圧電素子40の他端はグランドGに共通接地されている。このため、圧電素子40に保持される電圧は、ドライバー30の出力電圧の意味を兼ねるので、電圧Voutと表記している。
補助電源回路50は、具体的な構成については後述するが、主電源回路180から供給される電源電圧VH、Gをチャージポンプ回路によって分圧・再配分することによって、電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6および5VH/6を生成して、複数のドライバー30にわたって共通に供給する。
図に示されるように吐出部400は、圧電素子40と振動板421とキャビティ(圧力室)431とリザーバー441とノズル451とを含む。このうち、振動板421は、図において上面に設けられた圧電素子40によって変形して、インクが充填されるキャビティ431の内部容積を拡大/縮小させる。ノズル451は、キャビティ431に連通する開口部である。
なお、圧電素子40は、ユニモルフ型に限らず、バイモルフ型や積層型など、圧電素子を変形させてインクのような液体を吐出させることができる型であれば良い。
この図に示されるように、制御信号COMは、圧電素子40を駆動する信号の最小単位である駆動パルスPCOM1からPCOM4までが印刷周期Taにおいて時系列的に連続している。なお、制御信号COMは、実際には、当該印刷周期Taを1周期とした繰り返し波形である。
この印刷期間Taにおいて、最初の1番目の期間T1には駆動パルスPCOM1が位置し、次の2番目の期間T2には駆動パルスPCOM2が位置し、3番目の期間T3には駆動パルスPCOM3が位置し、4番目の期間T4には駆動パルスPCOM4が位置している。
ヘッド制御部220は、主制御部120から供給された各種信号にしたがって、制御信号COMをドライバー30ごとに次のように選択して制御信号Vinとして供給する。
また、あるノズルに対応する印字データが(01)のとき、ヘッド制御部220は、当該ノズルに対応するスイッチ232を、期間T3、T4においてオンさせる。このため、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM3、PCOM4が選択されて、制御信号Vinとなる。制御信号Vinに追従した電圧Voutによって圧電素子40が駆動されるので、当該ノズルからそれぞれに対応して中程度および小程度の量のインクが2回にわけて吐出される。したがって、被記録材上ではそれぞれのインクが着弾して合体する結果、中ドットが形成される。
そして、あるノズルに対応する印字データが(00)であれば、ヘッド制御部220は、当該ノズルに対応するスイッチ232を期間T1においてのみオンさせる。このため、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM1が選択されて、制御信号Vinとなる。制御信号Vinに追従した電圧Voutによって圧電素子40が駆動されるが、期間T1においてノズルの開口部付近のインクが微振動するのみである。したがって、インクは吐出されないので、被記録材上ではドットが形成されない、すなわち非記録となる。
このような印字データに応じて制御信号COMを選択して制御信号Vinとして供給することによって、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の4階調が表現される。なお、このような選択動作は、ノズル毎に同時並行的において実行される。また、図3に示した波形等は、あくまでも一例である。
ドライバー30に供給される制御信号Vinは、DAC160によって変換された駆動信号COMを、当該ドライバー30に対応するスイッチ232のオンによって抜き出した信号である。このため、制御信号Vinは、ドライバー30の前段である主制御部120、DAC160、選択部230(スイッチ232)を1つのブロックとした制御信号生成部15から当該ドライバー30に供給される、ということができる。
なお、図4において括弧書で記載されているように、補助電源回路50が電荷供給源に相当し、ドライバー30が接続経路選択部に相当する。また、電圧VH/6、2VH/6、…のそれぞれを第1電圧、第2電圧、…としたときに、電源配線511、512、…のそれぞれが第1信号経路、第2信号経路、…に相当することになる。
圧電素子40は、印刷ヘッド20における複数のノイズルの各々に対応して設けられるとともに、各々が組となるドライバー30によって駆動される。
この図に示されるように、ドライバー30は、オペアンプ32と、単位回路34a〜34fと、コンパレーター38a〜38eとを含み、制御信号Vinにしたがって圧電素子40を駆動する構成となっている。
ドライバー30は、電圧ゼロを含めると、7種類の電圧、詳細には低い順に電圧ゼロ(グランドG)、VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6、VHを用いる。
このうち、電圧ゼロおよび電圧VHを除いた5種類の電圧は、それぞれ電源配線511、512、513、514、515を介して補助電源回路50から供給される。
オペアンプ32の電圧増幅率は、抵抗Rf、Rinによって設定することができるが、便宜上、以降においてはRfをゼロとし、Rinを無限大とする。すなわち、以降においては、オペアンプ32の電圧増幅率を「1」に設定して、制御信号Vinがそのまま単位回路34a〜34fに供給されるものとして説明する。なお、電圧増幅率が「1」以外であっても良い。
なお、単位回路34a〜34fについて、特定せずに一般的に説明するときには、単に符号を「34」として説明し、同様に、レベルシフター36a〜36fについて、特定せずに一般的に説明するときには、単に符号を「36」として説明する。
なお、所定値としては、エミッタ端子に電流が流れ始めるベース・エミッタ間の電圧(バイアス電圧、約0.6ボルト)としている。このため、所定値は、トランジスター341、342の特性に応じて定められる性質ものであって、トランジスター341、342が理想的であればゼロである。
具体的には例えば、コンパレーター38aは、電圧Voutが電圧VH/6以上であればHレベルとし、電圧VH/6未満であればLレベルとした信号を出力する。また例えば、コンパレーター38bは、電圧Voutが電圧2VH/6以上であればHレベルとし、電圧2VH/6未満であればLレベルとした信号を出力する。
例えば、電圧VH/6に対応するコンパレーター38aの出力信号は、当該電圧VH/6を高位側電圧として対応付けられた単位回路34aのレベルシフター36aの負入力端と、当該電圧VH/6を低位側電圧として対応付けられた単位回路34bのレベルシフター36bの正入力端とにそれぞれ供給される。また例えば、電圧2VH/6に対応するコンパレーター38bの出力信号は、当該電圧2VH/6を高位側電圧として対応付けられた単位回路34bのレベルシフター36bの負入力端と、当該電圧2VH/6を低位側電圧として対応付けられた単位回路34cのレベルシフター36cの正入力端とにそれぞれ供給される。
まず、圧電素子40で保持された電圧Voutに対して、コンパレーター38a〜38eおよびレベルシフター36がどのような状態になるのかについて説明する。
電圧Voutが電圧VH/6以上であって電圧2VH/6未満である状態(第2状態)において、コンパレーター38aの出力信号がHレベルとなり、他のコンパレーター38b〜38eの出力信号はLレベルとなる。このため、第2状態では、レベルシフター36bのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36c〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが電圧2VH/6以上であって電圧3VH/6未満である状態(第3状態)において、コンパレーター38a、38bの出力信号がHレベルとなり、他のコンパレーター38c〜38eの出力信号はLレベルとなる。このため、第3状態では、レベルシフター36cのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36b、36d〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが電圧3VH/6以上であって電圧4VH/6未満である状態(第4状態)において、コンパレーター38a、38b、38cの出力信号がHレベルとなり、他のコンパレーター38d、38eの出力信号はLレベルとなる。このため、第4状態では、レベルシフター36dのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36c、36e、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが電圧4VH/6以上であって電圧5VH/6未満である状態(第5状態)において、コンパレーター38a〜38dの出力信号がHレベルとなり、他のコンパレーター38eの出力信号はLレベルとなる。このため、第5状態では、レベルシフター36eのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36d、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが電圧5VH/6以上であって電圧VH未満である状態(第6状態)において、コンパレーター38a〜38eの出力信号はすべてがHレベルとなる。このため、第6状態では、レベルシフター36fのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36dはディセーブル状態になる。
なお、第1状態から第6状態までについては電圧Voutで規定しているが、これは、圧電素子40に保持(蓄積)された電荷の状態と言い換えることができる。
したがって、第1状態において、単位回路34aのトランジスター341、342は、電圧Voutを制御信号Vinに一致させるような制御を実行することになる。
制御信号Vinの電圧が電圧ゼロから電圧VHまで上昇変化するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して上昇する。この上昇の過程において、電圧Voutが電圧ゼロ以上電圧VH/6未満である第1状態のとき、レベルシフター36aがイネーブル状態になる。このため、同図の(a)で示されるように、レベルシフター36aによってトランジスター341のベース端子に供給される電圧(「P型」と表記)は、制御信号Vinをマイナス方向に所定値だけシフトさせた電圧となり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧(N型と表記)は、制御信号Vinをプラス方向に所定値だけシフトさせた電圧となる。一方、第1状態以外のときに、レベルシフター36aがディセーブル状態になるので、トランジスター341のベース端子に供給される電圧はVHとなり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧はゼロとなる。
また、制御信号Vinの電圧(または電圧Vout)の上昇過程におけるレベルシフター36c〜36eの動作についての説明や、制御信号Vinの電圧(または電圧Vout)の下降過程におけるレベルシフター36a〜36fの動作の説明についても省略する。
第1状態では、レベルシフター36aがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36b〜36fはディセーブル状態になるので、単位回路34aのみに着目すれば良い。
第1状態において制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも高いとき、単位回路34aのトランジスター341はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。したがって、単位回路34aのトランジスター341が第1トランジスターとして機能することになる。なお、このとき単位回路34aのトランジスター342はオフである。
一方で、制御信号Vinが電圧VH/6以上に上昇する場合、電圧Voutも制御信号Vinに追従するので、電圧VH/6以上になって、第1状態から第2状態(電圧Voutが電圧VH/6以上電圧2VH/6未満の状態)に移行する。
第2状態では、レベルシフター36bがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36c〜36fはディセーブル状態になるので、単位回路34bのみに着目すれば良い。
第2状態において制御信号Vinが電圧Voutよりも高いとき、単位回路34bのトランジスター341はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。したがって、単位回路34bのトランジスター341が第3トランジスターとして機能することになる。なお、このとき単位回路34bのトランジスター342はオフである。
このように、電圧Voutの上昇時において第1状態から第2状態に移行すると、電流の供給元が電源配線511から電源配線512に切り替わる。
一方で、制御信号Vinが電圧2VH/6以上に上昇する場合、電圧Voutも制御信号Vinに追従するので、電圧2VH/6以上になる結果、第2状態から第3状態(電圧Voutが電圧2VH/6以上電圧3VH/6未満の状態)に移行する。
なお、第3状態から第6状態までの充電動作については、特に図示しないが、電流の供給元が電源配線513、514、515、516に段階的に切り替わる。
第2状態では、レベルシフター36bがイネーブル状態になる。この状態において、制御信号Vinが電圧Voutよりも低いとき、単位回路34bのトランジスター342はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。したがって、単位回路34bのトランジスター341が第2トランジスターとして機能することになる。なお、このとき単位回路34bのトランジスター341はオフである。
なお、回収された電荷は、後述する補助電源回路50によって再分配、再利用されることなる。
一方で、制御信号Vinが電圧VH/6未満に下降する場合、電圧Voutも制御信号Vinに追従するので、電圧VH/6未満になって、第2状態から第1状態に移行する。
第1状態では、レベルシフター36aがイネーブル状態になる。この状態において、制御信号Vinが電圧Voutよりも低いとき、単位回路34aのトランジスター342はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。
なお、このとき単位回路34aのトランジスター341はオフである。
また、このとき、電流は、図において矢印で示されるように、圧電素子40→(単位回路34aの)トランジスター342→グランドGという経路で流れて、圧電素子40から電荷が放電される。
すなわち、
電源配線512は、第2状態の充電時では電流(電荷)を供給し、第3状態の放電時では電流(電荷)を回収することになり、
電源配線513は、第3状態の充電時では電流(電荷)を供給し、第4状態の放電時では電流(電荷)を回収することになり、
電源配線514は、第4状態の充電時では電流(電荷)を供給し、第5状態の放電時では電流(電荷)を回収することになり、
電源配線515は、第5状態の充電時では電流(電荷)を供給し、第6状態の放電時では電流(電荷)を回収することになり、
電源配線516は、第6状態の充電時では電流(電荷)を供給することになり、
回収された電荷は、補助電源回路50によって再分配、再利用されることなる。
なお、各状態における放電経路および充電経路において、圧電素子40の一端からトランジスター341、342におけるエミッタ端子同士の接続点までの経路は共用である。
P=(C・E2)/2
で表される。
圧電素子40は、このエネルギーPによって変形して仕事をするが、インクを吐出させる仕事量は、エネルギーPに対して1%以下である。したがって、圧電素子40は、単なる容量とみなすことができる。容量Cを一定の電源で充電すると、(C・E2)/2と同等のエネルギーが充電回路によって消費される。放電するときにも同等のエネルギーが放電回路によって消費される。
本実施形態において、圧電素子40を電圧ゼロから電圧VHまで充電するとき、
電圧ゼロ から電圧 VH/6まで、
電圧 VH/6から電圧2VH/6まで、
電圧2VH/6から電圧3VH/6まで、
電圧3VH/6から電圧4VH/6まで、
電圧4VH/6から電圧5VH/6まで、
電圧5VH/6から電圧 VH まで、
という6段階を経て充電される。このため、本実施形態において充電時の損失は、図12の(a)においてハッチングが付された領域の面積に相当する分で済む。詳細には、本実施形態において圧電素子40において充電時の損失は、電圧ゼロから電圧VHまで一気に充電するリニア増幅と比較して、6/36(=16.7%)で済む。
一方、本実施形態では、放電時においても段階的となるので、放電時の損失は、図12の(b)においてハッチングが付された領域の面積に相当する分で示されるように、電圧VHから電圧ゼロまで一気に放電するリニア方式と比較して、同様に6/36(=16.7%)で済む。
ただし、本実施形態では、放電時の損失として計上された電荷のうち、電圧VH/6から電圧ゼロまで放電する場合を除き、後述する補助電源回路50に回収されて再分配、再利用されるので、さらなる低消費電力化を図ることができる。
なお、図12は、ドライバー30よる圧電素子40の駆動動作を説明するための概念図に過ぎない。圧電素子40は、実際には、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM1からPCOM4までのうち選択されたもので駆動されるので、常に電圧ゼロから電圧VHまでの振幅で駆動されるわけではない。
しかしながら、実際のD級増幅では、出力段の能動素子の抵抗は、飽和状態でもゼロではない、磁界が漏れる、インダクターLの抵抗成分によって損失が発生する、変調時にインダクターLが飽和する場合がある、などの問題がある。特に、印刷ヘッド20において共通の制御信号COMから選択部230で選択して複数の圧電素子40に供給する構成では、制御信号COMからみた負荷容量の総量が一定でないので、飽和しないインダクターLが増える。
D級増幅では、さらに波形品質が悪い、EMIの対策が必要である、という問題がある。波形品質については、ダミーの容量やフィルターを追加することによって改善することができるが、追加した分だけ消費電力の増加やコスト高を招く。EMIについては、D級増幅のスイッチングという根本的な問題による。すなわち、スイッチングしたときに、オン時に流れる電流がリニア増幅と比較して数倍から10数倍程度までになるだけでなく、これに伴って放射される磁界の量も多くなるからである。EMIの対策のために、フィルターを追加するなどが必要となり、コスト高を招く。
また、本実施形態では、電圧Voutが、制御信号Vinの電圧に追従する動作となるので、圧電素子40を精細に制御することができる。すなわち、圧電素子40に印加する電圧Voutの開始電圧および終了電圧については、駆動に用いる電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6および5VH/6とは無関係である。
図13は、補助電源回路50の構成の一例を示す図である。
この図に示されるように、補助電源回路50は、スイッチSw1d、Sw1u、Sw2d、Sw2u、Sw3d、Sw3u、Sw4d、Sw4u、Sw5d、Sw5uと、容量素子C12、C23、C34、C45、C56、C1、C2、C3、C4、C5、C6とを含んだ構成となっている。
これらのうち、スイッチは、いずれも単極双投であり、共通端子を制御信号A/Bにしたがって端子a、bのいずれかに接続する。制御信号A/Bは、簡略化して説明すれば、例えばデューティ比が約50%のパルス信号であり、その周波数は、制御信号COMの周波数に対して例えば20倍程度に設定される。このような制御信号A/Bは、補助電源回路50における内部発振器(図示省略)により生成しても良いし、フレキシブルケーブル190を介して制御ユニット10から供給しても良い。
一方、容量素子C12、C23、C34、C45、C56は電荷移動用であり、容量素子C1、C2、C3、C4、C5はバックアップ用である。なお、容量素子C6は、電源電圧VHの供給用である。
上記スイッチは、実際には半導体集積回路においてトランジスターを組み合わせて構成され、容量素子は、当該半導体集積回路に対して外付けで実装される。なお、上記半導体集積回路には、上述した複数個のドライバー30についても形成される構成が望ましい。
なお、スイッチSw5u、Sw4u、Sw3u、Sw2u、Sw1uの各端子bは、スイッチSw1dの端子aとともに、容量素子C1の一端に接続される。また、容量素子C6、C5、C4、C3、C2、C1の各他端と、スイッチSw5d、Sw4d、Sw3d、Sw2d、Sw1dの各端子bとは、グランドGに共通接地される。
各スイッチは、制御信号A/Bによって共通端子が端子aに接続される状態(状態A)と、共通端子が端子bに接続される状態(状態B)との2状態をとる。同図の(a)は、補助電源回路50における状態Aの接続を、(b)は、状態Bの接続を、それぞれ等価回路で簡易的に示したものである。
状態Aでは、容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1が電圧VHからグランドGまでの間で直列に接続される。状態Bでは、容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1の一端同士が接続されるので、これらの容量素子は並列に接続されて、保持電圧が均等化される。
一方、ドライバー30によって圧電素子40が放電されると、容量素子C1〜C5のうち保持電圧が上昇するものが現れるが、状態Aの直列接続で電荷が吐き出されるとともに、状態Bの並列接続による再配分で均等化されるので、補助電源回路50の全体でみれば、電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6に保つようにバランスする。なお、吐き出される電荷が容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1で吸収できずに余ったとき、余った電荷は、容量素子C6に吸収される、すなわち電源系へに回生される。このため、圧電素子40以外の他の負荷があれば、その負荷の駆動に用いられる。他の負荷がなければ、容量素子C6を含む他の容量素子に吸収されるので、電源電圧VHが上昇する、すなわちリップルが発生することになるが、容量素子C6を含めてカップリングコンデンサの容量を大きくすることによって実用的には回避できる。
電源電圧VHの振幅は、圧電素子40の個別性能に合わせて設定されるべき性質を有する。このため、性能が高い(高効率の)圧電素子40については、図15の(a)においてランクAで示されるように比較的低振幅で駆動すれば良い。これに対し、性能が低い(低効率の)圧電素子40については、ランクBで示されるように比較的大振幅で駆動する必要がある。
ランクA、Bの双方の圧電素子40を駆動するために、ランクBに合わせて電圧VHを高い状態で固定化してしまうと、損失が増える。特に、低振幅で十分なランクAを駆動するときに無駄が多い。
そこで、図15の(b)に示されるように、圧電素子40の性能(効率)に合わせて適切に電圧VHに設定すると、特にランクAを駆動するときでも、無駄な損失を抑えることができる。
図3における制御信号COM(Vin)の電圧波形を見ても判るように、インクを引き込むための電圧上昇と、インクを吐出させるための電圧下降とがセットであり、印刷動作では、当該セットが繰り返される。このため、補助電源回路50では、圧電素子40の放電によって回収された電荷が、次回以降における充電に際して利用される。
したがって、本実施形態では、印刷装置1の全体でみたときに、圧電素子40から放電された電荷の回収・再利用と、ドライバー30における段階的な充電・放電(図15参照)とによって、消費される電力を低く抑えることができるのである。
このため、スイッチの切り替え時には、一旦、端子a、bのいずれにも接続しない中立状態を経て、上記短絡の発生を抑える構成が好ましい。
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば次に述べるような各種の応用・変形が可能である。なお、次に述べる応用・変形の態様は、任意に選択された一または複数を適宜に組み合わせることもできる。
図16は、実施形態の応用例(その1)に係るドライバー30の構成の一例を示す図である。この図に示されるように、この応用例では、圧電素子40の一端の電圧Voutがオペアンプ32の入力端(−)に負帰還される構成となっている。この構成では、制御信号Voutの電圧と電圧Voutとに相違しているときに、その相違をなくす方向にトランジスター341、342が制御される。このため、レベルシフター36a〜36fやトランジスター341、342の応答特性が悪い場合でも、制御信号Vinに電圧Voutを比較的迅速に、高精度に追従させることができる。
なお、負帰還量については、レベルシフター36a〜36fやトランジスター341、342の特性に合わせて適切に設定可能な構成が好ましい。例えば、図の例では、オペアンプ32は、制御信号Vinの電圧から電圧Voutを差し引いた電圧を出力する構成であるが、この差し引いた電圧に適切な係数を乗算してレベルシフター36a〜36fに供給する構成としても良い。
MOSFET351、352を用いる場合、各ドレイン端子と圧電素子40の一端との間に、それぞれ逆流防止用のダイオードを設ければ良い。また、MOSFET351、352を用いる場合、レベルシフター36a〜36fについては、イネーブル状態にあれば、制御信号Vinの電圧をマイナス方向に所定値として閾値電圧に相当する分だけシフトさせてPチャネル型のMOSFET351のゲート端子に供給する一方、制御信号Vinの電圧をプラス方向に閾値電圧に相当する分だけシフトさせてNチャネル型のMOSFET352のゲート端子に供給する構成となる。
また、MOSFET351、352を用いる場合に、図16に示したような、電圧Voutを負帰還する構成を適用しても良い。
実施形態では、ドライバー30の駆動対象としてインクを吐出する圧電素子40を例にとって説明した。本発明では、駆動対象として圧電素子40に限られず、例えば超音波モーターや、タッチパネル、平面スピーカー、液晶などのディスプレイなどの容量性成分を有する負荷のすべてに適用可能である。
実施形態において、7種類の電圧のうち、互いに隣り合う2つの電圧に対応するように電圧の低い順に単位回路34a〜34fの6段を設けた構成であったが、本発明では、単位回路の段数は、これに限られず、2段以上であれば良い。また、電圧については、必ずしも等間隔である必要はない。
実施形態では、例えばコンパレーター38aの判別結果が偽(出力信号がLレベル)であれば、第1状態であると検出し、コンパレーター38aの判別結果が真(出力信号がHレベル)であって、かつ、コンパレーター38bの判別結果が偽であれば、第2状態であると検出する構成であった。すなわち、第1状態、第2状態を検出する構成は、それぞれ別体ではなく、一部重複する構成であって、第1状態から第6状態までをコンパレーター38a〜38eの全体で検出する構成であった。これに限られず、各状態を個別に検出する構成であっても良い。
実施形態において、ディセーブル状態のレベルシフター36a〜36fは、トランジスター341(351)のベース(ゲート)端子に電圧ゼロを供給し、トランジスター342(352)のベース(ゲート)端子に電圧VHを供給する構成としたが、トランジスター341、342をオフさせることができれば、これに限定されない。例えば、レベルシフター36a〜36fは、ディセーブル状態のときに、制御信号Vinの電圧をプラス方向にシフトさせたオフ信号を、トランジスター341(351)のベース(ゲート)端子に供給し、制御信号Vinの電圧をマイナス方向にシフトさせたオフ信号を、トランジスター342(351)のベース(ゲート)端子に供給する構成としても良い。
この構成によれば、トランジスター341(351)、342(352)の耐圧が低くて済むので、半導体基板に形成するときのトランジスターサイズを小さくすることができる。
Claims (7)
- 液体を吐出するノズルと、前記ノズルに連通する圧力室と、前記圧力室毎に設けられる圧電素子と、を含む吐出部と、
電荷供給源と、
前記電荷供給源により第1電圧が印加された第1信号経路と、
前記電荷供給源により前記第1電圧よりも高い第2電圧が印加された第2信号経路と、
制御信号を供給する制御信号生成部と、
前記制御信号の電圧と前記圧電素子の保持電圧とに応じて、
前記第1信号経路または前記第2信号経路を用いて前記圧電素子と前記電荷供給源とを電気的に接続する接続経路選択部と、
を具備し、
前記電荷供給源は、前記第1信号経路を介して前記圧電素子から放電される電荷を用いて前記第2電圧を生成し、前記第2信号経路に印加する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 請求項1記載の液体吐出装置において、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1電圧未満であるか否か、または、前記第1電圧以上前記第2電圧未満であるか否かを検出する検出部を、
を有することを特徴する液体吐出装置。 - 請求項1または2記載の液体吐出装置において、
前記接続経路選択部は、
前記第1電圧未満においては、
前記第1信号経路を介して前記圧電素子に充電される電荷を、前記制御信号の電圧にしたがって制御し、
前記第1電圧以上前記第2電圧未満においては、
前記第1信号経路を介して前記圧電素子から放電される電荷、または、前記第2信号経路を介して前記圧電素子に充電される電荷を、前記制御信号の電圧に応じて制御する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 請求項1乃至3のいずれかに記載の液体吐出装置において、
第1トランジスター、第2トランジスターおよび第3トランジスターを有し、
前記第1電圧未満においては、
前記第1トランジスターは、前記制御信号の電圧を所定値だけ低位側にシフトした電圧に応じて、前記第1信号経路を介して前記圧電素子に充電される電荷を制御し、
前記第1電圧以上前記第2電圧未満においては、
前記第2トランジスターは、前記制御信号の電圧を前記所定値だけ高位側にシフトした電圧に応じて、前記第1信号経路を介して前記圧電素子から放電される電荷を制御し、
前記第3トランジスターは、前記制御信号の電圧を前記所定値だけ低位側にシフトした電圧に応じて、前記第2信号経路を介して前記圧電素子に充電される電荷を制御する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 請求項4に記載の液体吐出装置において、
前記第1電圧未満でなければ、
前記第1トランジスターはオフし、
前記第1電圧以上前記第2電圧未満でなければ、
前記第2トランジスターおよび第3トランジスターはオフする
ことを特徴する液体吐出装置。 - 請求項3、4または5に記載の液体吐出装置において、
前記制御信号の電圧から、前記圧電素子が保持する電圧を差し引いた電圧を所定数倍した電圧で、前記圧電素子に充電される電荷または前記圧電素子から放電される電荷を制御する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 容量性負荷に充電と放電とを繰り返させる容量性負荷駆動回路であって、
電荷供給源と、
前記電荷供給源により第1電圧が印加された第1信号経路と、
前記電荷供給源により前記第1電圧よりも高い第2電圧が印加された第2信号経路と、
制御信号を供給する制御信号生成部と、
前記制御信号の電圧と前記容量性負荷の保持電圧とに応じて、
前記第1信号経路または前記第2信号経路を用いて前記容量性負荷と前記電荷供給源とを電気的に接続する接続経路選択部と、
を具備し、
前記電荷供給源は、前記第1信号経路を介して前記容量性負荷から放電される電荷を用いて前記第2電圧を生成し、前記第2信号経路に印加する
ことを特徴する容量性負荷駆動回路。
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