JP6134312B2

JP6134312B2 - ダウンコンバータの制御回路および車両用灯具

Info

Publication number: JP6134312B2
Application number: JP2014512329A
Authority: JP
Inventors: 隆雄村松; 伊藤　昌康; 昌康伊藤; 翔平柳津
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2012-04-25
Filing date: 2013-04-16
Publication date: 2017-05-24
Anticipated expiration: 2033-04-16
Also published as: JPWO2013161215A1; WO2013161215A1

Description

本発明は、光源を制御する光源制御装置に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源が利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち明るさはＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。

本出願人は、前照灯の配光を可変とし、きめの細かい配光制御を行うために、光源としてＬＥＤのアレイを採用し、各ＬＥＤを個別に点消灯する技術を特許文献１において提案している。特許文献１に記載の点灯回路では、各ＬＥＤに並列にバイパススイッチが設けられ、そのバイパススイッチのオンオフによりＬＥＤの個別点灯・消灯が実現されている。

特開２０１１−１９２８６５号公報

しかしながら、特許文献１に記載のバイパス方式では、各バイパススイッチのオンオフ切り替えの際に負荷の変動が生じる。ＬＥＤに供給すべき電流を生成する駆動回路の応答速度によっては、負荷の変動に伴い電流が狙いの値から外れる可能性がある。

このような課題はバイパス方式に限らず、負荷が変動しうる任意の光源制御装置について生じうる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷の変動に対する応答性がより良い光源制御装置の提供にある。

本発明のある態様は、光源制御装置に関する。この光源制御装置は、入力電圧を目標電圧に変換するスイッチングレギュレータと、スイッチングレギュレータの出力キャパシタと並列に接続されたフライホイールダイオードと、出力キャパシタの一端から駆動対象の光源に至り、光源から出力キャパシタの他端に戻る電流の経路上に設けられたスイッチング素子であって出力キャパシタとフライホイールダイオードとの間に設けられたスイッチング素子と、経路上に設けられ、フライホイールダイオードと光源との間に設けられたインダクタと、を備える。

この態様によると、駆動対象の光源を流れる電流はインダクタを通る。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、負荷の変動に対する光源制御装置の応答性を改善できる。

実施の形態に係る半導体光源制御装置およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。図１のヒステリシス幅設定回路の構成を示す回路図である。駆動電圧の絶対値とオフセット電圧との関係を示すグラフである。図１のダウンコンバータ駆動回路の構成を示す回路図である。図５（ａ）〜（ｃ）は、駆動電流の時間変化を示すグラフである。比較例に係る半導体光源点灯回路の構成を示す回路図である。図７（ａ）〜（ｃ）は、第１、第２および第３変形例に係る半導体光源制御装置の構成を示す回路図である。

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

実施の形態に係る半導体光源制御装置は車載バッテリなどの直流電源から直流の入力電圧を受け、それをスイッチングレギュレータを使用して直流の目標電圧にＤＣ／ＤＣ変換する。この目標電圧は、予め設定された設定電圧の付近で略一定となり、入力電圧に比較的依存しない。半導体光源制御装置は、このように略一定の目標電圧をダウンコンバートすることにより、駆動対象の複数のＬＥＤに印加する駆動電圧および複数のＬＥＤに流す駆動電流を生成する。ダウンコンバータは出力キャパシタを有さず、代わりに駆動電流のヒステリシス制御が行われる。これにより、ＬＥＤのオンオフを個別に切り替えたときでも、出力キャパシタの充放電に起因する駆動電流の望まれない変化を抑制することができる。特に、ＬＥＤのオンオフの個別切り替え時、スイッチングレギュレータの出力キャパシタに起因する駆動電流の変化は後段のダウンコンバータのインダクタによって平滑化される。

図１は、実施の形態に係る半導体光源制御装置１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。半導体光源制御装置１００は、直列に接続された複数（Ｎ個）の車載用のＬＥＤ２−１〜２−Ｎに駆動電流Ｉｏｕｔを供給し、それらを点灯させる。Ｎは２以上の自然数である。半導体光源制御装置１００および複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎは、ヘッドライトなどの車両用灯具に搭載される。半導体光源制御装置１００は、車載バッテリ６、電源スイッチ８と接続される。

車載バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧（電源電圧）Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎ全体のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、車載バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、車載バッテリ６の正極端子からバッテリ電圧Ｖｂａｔが入力電圧として半導体光源制御装置１００に供給される。車載バッテリ６の負極端子は固定電圧端子と接続される、すなわち接地される。

半導体光源制御装置１００は、スイッチングレギュレータすなわちフライバックレギュレータ１０２と、ダウンコンバータ１０４と、制御回路１０６と、電流検出抵抗１０８と、複数のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎと、バイパス駆動回路１１２と、を備える。制御回路１０６はフライバックレギュレータ１０２およびダウンコンバータ１０４を制御し、フライバック駆動回路１３４と、ダウンコンバータ駆動回路１３６と、ヒステリシス幅設定回路１３８と、を含む。

フライバックレギュレータ１０２は電圧レギュレータであり、入力されるバッテリ電圧Ｖｂａｔを目標電圧Ｖｔに変換して出力する。フライバックレギュレータ１０２の高電位側の出力端子は接地側となるので、目標電圧Ｖｔはフライバックレギュレータ１０２の低電位側の出力端子に印加される電圧であり、負極性を有する。フライバックレギュレータ１０２は、入力キャパシタ１１４と、第１スイッチング素子１１６と、入力トランス１２４と、出力ダイオード１２６と、出力キャパシタ１２８と、電圧検出ダイオード１３０と、電圧検出キャパシタ１３２と、を含む。

入力キャパシタ１１４は、車載バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタ１１４は入力トランス１２４の近傍に設けられており、フライバックレギュレータ１０２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

入力トランス１２４の一次巻き線１１８および第１スイッチング素子１１６は直列に接続され、その直列回路は車載バッテリ６に対して入力キャパシタ１１４と並列に接続される。例えば第１スイッチング素子１１６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。入力トランス１２４の二次巻き線１２０の一端は出力キャパシタ１２８の一端と接続され、二次巻き線１２０の他端は出力ダイオード１２６のアノードと接続される。出力キャパシタ１２８の他端は出力ダイオード１２６のカソードと接続される。出力キャパシタ１２８の一端はフライバックレギュレータ１０２の低電位側の出力端子と接続され、目標電圧Ｖｔが印加される。出力キャパシタ１２８の他端はフライバックレギュレータ１０２の高電位側の出力端子と接続される。

第１スイッチング素子１１６の制御端子（ゲート）には、フライバック駆動回路１３４によって生成される矩形波状の前段制御信号Ｓ１が印加される。第１スイッチング素子１１６は、前段制御信号Ｓ１がアサートされるときすなわちハイレベルのときオンし、ネゲートされるすなわちローレベルのときオフする。

入力トランス１２４の電圧検出用巻き線１２２、電圧検出ダイオード１３０および電圧検出キャパシタ１３２は、目標電圧Ｖｔの大きさを正極性の電圧として検出するための正極電圧検出回路を構成する。電圧検出用巻き線１２２の一端は接地され、他端は電圧検出ダイオード１３０のアノードと接続される。電圧検出ダイオード１３０のカソードは電圧検出キャパシタ１３２の一端と接続される。電圧検出キャパシタ１３２の他端は接地される。電圧検出キャパシタ１３２の一端には目標電圧Ｖｔの絶対値に応じた正の電圧が印加される。この電圧は検出電圧Ｖｄとしてフライバック駆動回路１３４に供給される。

フライバック駆動回路１３４は検出電圧Ｖｄに基づき、目標電圧Ｖｔを略一定に保つための電圧フィードバック制御を行う。フライバック駆動回路１３４は、目標電圧Ｖｔが例えば−１００Ｖ程度の設定電圧に近づくよう前段制御信号Ｓ１の周波数やデューティ比を調整する。

ダウンコンバータ１０４はフライバックレギュレータ１０２の後段に設けられ、第２スイッチング素子１４０と、フライホイールダイオード１４２と、インダクタ１４４と、を含むが、出力電圧平滑用のキャパシタは含まない。

第２スイッチング素子１４０は例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第２スイッチング素子１４０の制御端子には、ダウンコンバータ駆動回路１３６によって生成される矩形波状の後段制御信号Ｓ２が印加される。第２スイッチング素子１４０は、後段制御信号Ｓ２がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。第２スイッチング素子１４０のドレインは、出力キャパシタ１２８の高電位側すなわちフライバックレギュレータ１０２の高電位側の出力端子と接続される。第２スイッチング素子１４０のソースはフライホイールダイオード１４２のカソードと接続される。

フライホイールダイオード１４２のアノードはインダクタ１４４の一端と接続される。フライホイールダイオード１４２のアノードとインダクタ１４４の一端との接続ノードは、出力キャパシタ１２８の低電位側すなわちフライバックレギュレータ１０２の低電位側の出力端子と接続される。インダクタ１４４の他端は、複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎのカソード側と接続される。

電流検出抵抗１０８は、駆動電流Ｉｏｕｔの経路上に設けられる。電流検出抵抗１０８の一端は、第２スイッチング素子１４０のソースとフライホイールダイオード１４２のカソードとの接続ノードと接続される。電流検出抵抗１０８の他端は接地されると共に複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎのアノード側と接続される。電流検出抵抗１０８には駆動電流Ｉｏｕｔに比例する電圧降下Ｖｍが発生する。

複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎのアノード側は接地されるので、複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎのカソード側すなわちインダクタ１４４の他端には負極性の駆動電圧Ｖｏｕｔが印加される。通常点灯時、駆動電圧Ｖｏｕｔは、発光状態となっている（＝対応するバイパススイッチがオフとなっている）ＬＥＤの数×ＬＥＤ１つの順方向降下電圧に相当する大きさの負の電圧となる。

ダウンコンバータ駆動回路１３６は電圧降下Ｖｍに基づき、駆動電流Ｉｏｕｔを所定の電流範囲内に保つための電流フィードバック制御を行う。ダウンコンバータ駆動回路１３６は、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが所定の電流上限値Ｉｔｈ１を上回ると第２スイッチング素子１４０をオフし、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが電流上限値Ｉｔｈ１よりも小さい電流下限値Ｉｔｈ２を下回ると第２スイッチング素子１４０をオンする。ダウンコンバータ駆動回路１３６は、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが電流上限値Ｉｔｈ１を上回ると後段制御信号Ｓ２をローレベルとし、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが電流下限値Ｉｔｈ２を下回ると後段制御信号Ｓ２をハイレベルとする。

半導体光源制御装置１００は複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎの点灯・消灯を個別に制御できるよう構成されている。複数のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎのそれぞれは対応するＬＥＤと並列に接続され、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。バイパス駆動回路１１２は、各バイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎの制御端子に制御信号を供給する。バイパス駆動回路１１２は、所望の輝度や配光パターンが得られるよう、各制御信号のレベルを個別に制御する。

ヒステリシス幅設定回路１３８は駆動電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流上限値Ｉｔｈ１と電流下限値Ｉｔｈ２との差であるヒステリシス幅ΔＩを設定する。ヒステリシス幅設定回路１３８は、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が目標電圧Ｖｔの絶対値よりも小さい電圧しきい値Ｖｔｈを下回る場合は、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が大きくなるほどヒステリシス幅ΔＩを大きくし、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈを上回る場合は、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が大きくなるほどヒステリシス幅ΔＩを小さくする。

図２は、ヒステリシス幅設定回路１３８の構成を示す回路図である。ヒステリシス幅設定回路１３８は、第１演算増幅器１４６と、第１ダイオード１４８と、第１抵抗１５０と、第２抵抗１５２と、第３抵抗１５４と、第４抵抗１５６と、第５抵抗１５８と、基準電圧源１６０と、を有する。第３抵抗１５４の一端には制御電源電圧Ｖｃｃが印加される。第３抵抗１５４の他端は、第２抵抗１５２の一端、第５抵抗１５８の一端および第４抵抗１５６の一端と接続される。第４抵抗１５６の他端は接地される。第５抵抗１５８の他端には駆動電圧Ｖｏｕｔが印加される。第２抵抗１５２の他端は第１演算増幅器１４６の反転入力端子と接続される。第１演算増幅器１４６の反転入力端子は第１抵抗１５０を介して第１ダイオード１４８のアノードと接続される。第１ダイオード１４８のカソードは第１演算増幅器１４６の出力端子と接続される。第１演算増幅器１４６の非反転入力端子には、基準電圧源１６０によって生成される基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。第１ダイオード１４８のアノードに印加される電圧をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと称す。後述する通り、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔはヒステリシス幅ΔＩに対応し、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが高いほどヒステリシス幅ΔＩも大きくなる。

第１演算増幅器１４６の周辺の抵抗値について、基準電圧Ｖｒｅｆとの差動となる第３抵抗１５４、第４抵抗１５６および第５抵抗１５８の値と比較して、増幅率を決める第１抵抗１５０、第２抵抗１５２の値を充分大きくし、帰還電流が基準電圧Ｖｒｅｆとの差動に影響しないようにする。

図３は、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値とオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとの関係を示すグラフである。負極性である駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が小さいとき、第３抵抗１５４、第４抵抗１５６および第５抵抗１５８の共通接続ノードの電圧は基準電圧Ｖｒｅｆに対して大きいため、第１演算増幅器１４６は電流シンクしてオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは小さくなる。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが最大になるのは共通接続ノードの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなったときである。

駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈとなったときにヒステリシス幅ΔＩすなわちオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが最大となる、という制御を実現するために、基準電圧Ｖｒｅｆを駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈに等しいときの共通接続ノードの電圧に設定する。特にフライバックレギュレータ１０２の設定電圧が−１００Ｖのときは、基準電圧Ｖｒｅｆを駆動電圧Ｖｏｕｔ＝−Ｖｔｈ＝−５０Ｖのときの共通接続ノードの電圧に設定する。

駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈを超えて大きくなると、第１演算増幅器１４６の作用は無くなり、共通接続ノードの電圧がそのままオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとなる。ヒステリシス幅設定回路１３８は、このように駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値に対して山型に変化するオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔをダウンコンバータ駆動回路１３６へ送ることでヒステリシス幅ΔＩを制御し、ダウンコンバータ１０４のスイッチング周波数を所定の範囲に収める。

図４は、ダウンコンバータ駆動回路１３６の構成を示す回路図である。ダウンコンバータ駆動回路１３６は、第２演算増幅器１６２と、比較器１６４と、ゲートドライバ１６６と、第１カレントミラー回路１７０と、第７抵抗１７２と、第８抵抗１７４と、第１０抵抗１７８と、第１２抵抗１８２と、第１３抵抗１８４と、第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０と、第３スイッチング素子２０２と、第４スイッチング素子２０４と、第２カレントミラー回路２０６と、を有する。

第２演算増幅器１６２の非反転入力端子にはオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが印加される。第２演算増幅器１６２の出力端子は第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０のベースと接続され、反転入力端子は第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０のエミッタと接続される。第８抵抗１７４の一端は第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０のエミッタと接続され、他端は接地される。第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０のコレクタは第７抵抗１７２を介して第１カレントミラー回路１７０と接続される。

第１カレントミラー回路１７０は、第６抵抗１６８と、第９抵抗１７６と、第１１抵抗１８０と、第１ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１９２と、第２ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１９４と、第３ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１９６と、を有する。それらの回路素子は公知のカレントミラー回路を構成するよう互いに接続される。第１カレントミラー回路１７０は、第７抵抗１７２に流れる電流を入力、第１０抵抗１７８に流れる電流および第３スイッチング素子２０２に流れる電流を出力とし、入力電流の大きさと出力電流の大きさとを略等しくする。

第２カレントミラー回路２０６は、第１４抵抗１８６と、第１５抵抗１８８と、第２ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９８と、第３ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２００と、を有する。それらの回路素子は公知のカレントミラー回路を構成するよう互いに接続される。第２カレントミラー回路２０６は、第１０抵抗１７８に流れる電流を入力、第４スイッチング素子２０４に流れる電流を出力とし、入力電流の大きさと出力電流の大きさとを略等しくする。

第３スイッチング素子２０２は例えばＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第４スイッチング素子２０４は例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第３スイッチング素子２０２のソースは第１カレントミラー回路１７０と接続される。第３スイッチング素子２０２のゲートは比較器１６４の反転出力端子と接続される。第３スイッチング素子２０２のドレインは第４スイッチング素子２０４のドレインと接続される。第４スイッチング素子２０４のゲートは比較器１６４の反転出力端子と接続される。第４スイッチング素子２０４のソースは第２カレントミラー回路２０６と接続される。

第１２抵抗１８２および第１３抵抗１８４は制御電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間でこの順に直列に接続される。第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との接続ノードは、第３スイッチング素子２０２のドレインと第４スイッチング素子２０４のドレインとの接続ノードと接続される。第３スイッチング素子２０２のドレインと第４スイッチング素子２０４のドレインとの接続ノードは、比較器１６４の非反転入力端子と接続される。比較器１６４の反転入力端子には電圧降下Ｖｍが印加される。

比較器１６４の非反転出力端子はゲートドライバ１６６と接続される。ゲートドライバ１６６は、後段制御信号Ｓ２の位相を比較器１６４の非反転出力端子に現れる信号の位相と揃える。すなわち、ゲートドライバ１６６は、比較器１６４の非反転出力端子に現れる信号がハイレベル（ローレベル）となると後段制御信号Ｓ２をハイレベル（ローレベル）とする。

オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを入力とする第２演算増幅器１６２および第１ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１９０は、Ｖｏｆｆｓｅｔ／（第８抵抗１７４の抵抗値）の電流を出力する。この電流を、電圧降下Ｖｍを入力とする比較器１６４の出力の位相により、第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との分圧ノードへシンクまたはソースする。ブリッジ形態の第３スイッチング素子２０２および第４スイッチング素子２０４について、第２スイッチング素子１４０のゲートがハイレベル（第２スイッチング素子１４０がオン）のタイミングでは第３スイッチング素子２０２がオンし、第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との分圧ノードの電圧は上昇し、電流上限値Ｉｔｈ１が設定される。駆動電流Ｉｏｕｔが上昇し電流上限値Ｉｔｈ１に達すると、第２スイッチング素子１４０のゲートがローレベル（第２スイッチング素子１４０がオフ）になるのと実質的に同時に、第４スイッチング素子２０４がオンする。これにより第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との分圧ノードの電圧は低下し、電流下限値Ｉｔｈ２が設定される。

駆動電流Ｉｏｕｔの平均値は第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との分圧電圧で設定される。また、ヒステリシス幅設定回路１３８の作用により、駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈに近くなるとシンク／ソース電流は大きくなるため、電流上限値Ｉｔｈ１−電流下限値Ｉｔｈ２＝ヒステリシス幅ΔＩは大きくなる。駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈから離れるほど、ヒステリシス幅ΔＩは小さくなる。これは、後述の通り、ダウンコンバータ１０４のスイッチング周波数を所定の範囲に収めるよう作用する。

以上の構成による半導体光源制御装置１００の動作を説明する。
図５（ａ）〜（ｃ）は、駆動電流Ｉｏｕｔの時間変化を示すグラフである。まずＬＥＤを１つだけ点灯させ、次に約半数を点灯させ、次に全てのＬＥＤを点灯させる状況を考える。図５（ａ）はＬＥＤを１つだけ点灯させ、残りのＮ−１個のＬＥＤは対応するバイパススイッチをオンすることにより消灯させたときの駆動電流Ｉｏｕｔの時間変化を示す。図５（ｂ）は約半数すなわちＮ／２個のＬＥＤを点灯させ、残りを消灯させたときの駆動電流Ｉｏｕｔの時間変化を示す。図５（ｃ）は全てのＬＥＤを点灯させたときの駆動電流Ｉｏｕｔの時間変化を示す。

図５（ａ）〜（ｃ）ではＬＥＤの点灯数、消灯数によらずに第２スイッチング素子１４０のスイッチング周波数すなわちスイッチング周期Ｔｓが略一定となるよう、ヒステリシス幅ΔＩが調整される場合が示される。しかしながら、本実施の形態では、ＬＥＤの点灯数、消灯数の変化によるスイッチング周期Ｔｓの変化が抑えられるようにヒステリシス幅ΔＩが制御されればよいことは、本明細書に触れた当業者には理解される。

図５（ａ）を参照すると、点灯させるＬＥＤの個数が少ない場合、第２スイッチング素子１４０のオン時間Ｔｏｎにおいて駆動電流Ｉｏｕｔは比較的速く上昇し、第２スイッチング素子１４０のオフ時間Ｔｏｆｆにおいて駆動電流Ｉｏｕｔは比較的遅く下降する。このときのヒステリシス幅をΔＩ１と表記する。駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値は比較的低く、ヒステリシス幅設定回路１３８により生成されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔも比較的低い。

図５（ｂ）を参照すると、点灯させるＬＥＤの個数と消灯させるＬＥＤの個数とが同数程度となる場合、駆動電圧Ｖｏｕｔはフライバックレギュレータ１０２の設定電圧の半分程度となり、第２スイッチング素子１４０のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとは拮抗する。駆動電流Ｉｏｕｔの全体的な変化の速さは、点灯させるＬＥＤの個数が少ない場合よりも大きくなる。

ヒステリシス幅設定回路１３８は図３に示されるようにより高いオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを発生させる。ダウンコンバータ駆動回路１３６は高いオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを受け、ヒステリシス幅ΔＩ２をＬＥＤの点灯数が１のときのヒステリシス幅ΔＩ１よりも大きくする。これにより、駆動電流Ｉｏｕｔの全体的な変化の速さの増大分が相殺され、スイッチング周期Ｔｓは略一定に保たれる。

図５（ｃ）を参照すると、消灯させるＬＥＤの個数が少ないまたはない場合、第２スイッチング素子１４０のオン時間Ｔｏｎにおいて駆動電流Ｉｏｕｔは比較的遅く上昇し、第２スイッチング素子１４０のオフ時間Ｔｏｆｆにおいて駆動電流Ｉｏｕｔは比較的速く下降する。駆動電流Ｉｏｕｔの全体的な変化の速さは、ＬＥＤの点灯数と消灯数とが拮抗する場合よりも小さくなる。駆動電圧Ｖｏｕｔの絶対値は比較的高く、ヒステリシス幅設定回路１３８により生成されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは比較的低い。

ダウンコンバータ駆動回路１３６は低いオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを受け、ヒステリシス幅ΔＩ３をＬＥＤの点灯数と消灯数とが拮抗する場合のヒステリシス幅ΔＩ２よりも小さくする。これにより、駆動電流Ｉｏｕｔの全体的な変化の速さの減少分が相殺され、スイッチング周期Ｔｓは略一定に保たれる。

本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では、複数のＬＥＤ２−１〜２−Ｎへの出力段に平滑用のキャパシタが設けられていないので、第２スイッチング素子１４０に対する駆動電流Ｉｏｕｔの追従性がより良くなる。特に、第２スイッチング素子１４０がオフされると駆動電流Ｉｏｕｔは小さくなり、第２スイッチング素子１４０がオンされると駆動電流Ｉｏｕｔは大きくなる。そして、駆動電流Ｉｏｕｔを目標値付近で安定化させるために、平滑化の代わりに駆動電流Ｉｏｕｔのヒステリシス制御が採用されている。これらの結果、電流フィードバックにおける応答を高速化できる。例えば、バイパス駆動回路１１２およびバイパススイッチの作用によりＬＥＤの点灯数が変化したときに、駆動電流Ｉｏｕｔをそのような負荷の変動により速く追従させることができる。特に、ＬＥＤの点灯数を増やしたときの駆動電流Ｉｏｕｔのアンダーシュートや点灯数を減らしたときの駆動電流Ｉｏｕｔのオーバーシュートを抑制することができる。

また、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では、前段のフライバックレギュレータ１０２は負極出力とされ、かつ、後段のダウンコンバータ１０４もまた負極出力とされている。これにより、バイパススイッチとしてより特性の良いＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを採用することができる。
負極出力であることに加え、インダクタ１４４はフライホイールダイオード１４２のカソードと出力との間ではなくアノードと出力との間に設けられるので、ダウンコンバータ１０４の第２スイッチング素子１４０としてより特性の良いＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを採用することができる。また、駆動電圧Ｖｏｕｔを安定して検出できる。

また、半導体光源制御装置が正極出力の場合、ＬＥＤが地絡した場合を考慮して駆動電流の検出はハイサイドで行われる場合が多い。ここで負荷が変化すると、検出箇所の電位も変化するので、正確な駆動電流の検出が困難となる。また、検出回路の構成もより複雑となりうる。そこで、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では負極出力が採用され、正極側すなわち接地側の出力に電流検出抵抗１０８が設けられる。これにより、負荷（駆動電圧Ｖｏｕｔ）が変化しても、その変化による駆動電流Ｉｏｕｔの検出箇所の電位への影響は少なく、安定して駆動電流Ｉｏｕｔを検出できる。また、検出回路の構成を簡素化できる。

駆動電流Ｉｏｕｔをヒステリシス制御する際、ダウンコンバータ１０４への入力電圧または駆動電圧Ｖｏｕｔもしくはその両方が変化すると駆動電流Ｉｏｕｔの上昇や下降の傾きが変化するので、第２スイッチング素子１４０のスイッチング周波数が変化しうる。そこで、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では、スイッチング周波数の変化が抑えられるように、ヒステリシス幅ΔＩが調整される。特に、狙いのスイッチング周波数を既知のラジオノイズの周波数帯域を避けるよう設定することにより、ラジオノイズによる半導体光源制御装置１００への悪影響を抑えることができる。

また、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では、フライバックレギュレータ１０２の作用により、バッテリ電圧Ｖｂａｔの変動によるダウンコンバータ１０４への入力電圧の変動が抑えられる。したがって、ダウンコンバータ１０４への入力電圧の変動によるスイッチング周波数の変化は抑えられる。言い換えると、ダウンコンバータ１０４への入力電圧と駆動電圧Ｖｏｕｔとの組み合わせでヒステリシス幅ΔＩを選ぶ必要はなく、主に駆動電圧Ｖｏｕｔに基づいてヒステリシス幅ΔＩを選べばよくなるので、ヒステリシス幅ΔＩを調整するための制御がより簡素化される。これは、制御回路の小規模化、高速化に寄与する。

また、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００では、フライバックレギュレータ１０２の出力段に出力キャパシタ１２８が設けられている。バイパススイッチをオンとしたときに第２スイッチング素子１４０がオンであれば、この出力キャパシタ１２８に蓄えられた電荷は一気にＬＥＤに流れようとする。しかしながら、半導体光源制御装置１００には駆動電流Ｉｏｕｔの経路上にインダクタ１４４が設けられているので、そのような電荷の流れは平滑化され、駆動電流Ｉｏｕｔのオーバーシュートが抑制される。バイパススイッチをオフする際も同様に駆動電流Ｉｏｕｔのアンダーシュートが抑制される。

バイパススイッチ切り替え時の駆動電流Ｉｏｕｔのオーバーシュートやアンダーシュートを抑制するために独自に創作された以下の比較例に係る半導体光源点灯回路３００を考える。
図６は、比較例に係る半導体光源点灯回路３００の構成を示す回路図である。半導体光源点灯回路３００は基本的には平滑キャパシタを用いないフォワードコンバータである。半導体光源点灯回路３００は、制御回路３０２と、入力キャパシタ３０６と、リセット回路３０８と、トランス３１０と、第５スイッチング素子３１２と、第２ダイオード３１４と、第３ダイオード３１６と、インダクタ３１８と、電流検出抵抗３２０と、を備える。
制御回路３０２は、駆動電流の大きさが所定の電流上限値を上回ると第５スイッチング素子３１２をオフし、駆動電流の大きさが電流下限値を下回ると第５スイッチング素子３１２をオンする。

半導体光源点灯回路３００について、トランス３１０の巻き線比をＮ_ｓ／ｐ、インダクタ３１８のインダクタンスをＬｓ’、駆動電流のヒステリシス幅をΔＩ’、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ（＜０）、第５スイッチング素子３１２のオン時間をＴｏｎ’、同オフ時間をＴｏｆｆ’、スイッチング周波数をＦ’とし、整流ダイオードの順方向降下電圧は小さいため無視すると、Ｆ’は以下の式から求めることができる。

半導体光源点灯回路３００において、トランス３１０の巻き線比＝１６．７（入力＝６Ｖを出力＝１００Ｖに変換）、インダクタ３１８のインダクタンス＝５００μＨ、ヒステリシス幅＝０．１Ａに設定したときに、式１から求められるＶｉｎとＶｏｕｔとＦ’との関係は以下の第１表の通りである。ここでは、入力電圧変動＝６Ｖ〜２０Ｖ、出力（負荷）電圧変動＝−４Ｖ〜−８８Ｖ（Ｖｆ＝４ＶのＬＥＤを２２個直列）を想定した。

この場合、スイッチング周波数Ｆ’は最大／最小で約１７倍変動する。インダクタンスを大きくすればこの変動幅を抑えることができるが、回路が大型化する。またこのスイッチング周波数Ｆ’の大きな変動を、入力電圧と出力電圧から演算して所定の範囲に抑える機能を実現した場合、制御回路規模が大きくなる。

本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００について同様の計算を行う。半導体光源制御装置１００について、インダクタ１４４のインダクタンスをＬｓ、スイッチング周波数をＦとし、フライホイールダイオード１４２の順方向降下電圧は小さいため無視すると、Ｆは以下の式から求めることができる。

半導体光源制御装置１００において、目標電圧Ｖｔ＝−１００Ｖ、インダクタ１４４のインダクタンス＝５００μＨ、ヒステリシス幅＝０．１Ａに設定したときに、式２から求められるＶｔとＶｏｕｔとＦとの関係は以下の第２表の通りである。

この場合、スイッチング周波数Ｆの変動は約６．５倍に抑えられる。またこの変動を引き起こす主なパラメータは駆動電圧Ｖｏｕｔであり、目標電圧Ｖｔは実質的に固定されているので、スイッチング周波数Ｆの変動を抑えるようヒステリシス幅ΔＩを調整する制御回路の規模を比較的小さくできる。

第２表のスイッチング周波数Ｆの理論計算値を見ると、駆動電圧Ｖｏｕｔが−４Ｖから−４４Ｖへ下降するにしたがってスイッチング周波数Ｆは上昇し、駆動電圧Ｖｏｕｔが−４４Ｖから−８８Ｖへ下降するにしたがってスイッチング周波数Ｆは低下する。スイッチング周波数Ｆの上昇／低下の境界は、第１段（前段）のフライバックレギュレータ１０２の出力電圧（第２段（後段）のダウンコンバータ１０４の入力電圧）の約半分にあたる−５０Ｖである。したがって、Ｖｏｕｔ＞−５０Ｖでは駆動電圧Ｖｏｕｔが低いほどヒステリシス幅ΔＩを大きくするように、Ｖｏｕｔ＜−５０Ｖでは小さくするように制御することで、スイッチング周波数Ｆを所定の範囲に容易に収めることが可能となる。

また、本実施の形態ではスイッチング周波数Ｆの上昇／低下の境界がフライバックレギュレータ１０２の出力電圧の約半分にあることが見出されたが、他の回路配置を伴う他の実施の形態では、この境界が出力電圧の三分の一や四分の一などとなることも考えられる。共通して言えるのは、Ｖｏｕｔの最大値と最小値との間に、ヒステリシス幅を一定としたときのスイッチング周波数Ｆの最大値を与えるＶｏｕｔが存在しうるということである。したがって、実験やシミュレーションなどによりそのようなＶｏｕｔを見出し、ヒステリシス幅ΔＩがそのようなＶｏｕｔにおいて最小となるように回路を構成すると、スイッチング周波数Ｆの変動をより好適に抑えることができる。

本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００についてのパラメータの設定例を以下の第３表に示す。

Ｖｏｆｆｓｅｔは、図２に示されるヒステリシス幅設定回路１３８の回路定数を調整し、Ｖｏｕｔ＝−５０Ｖ付近で図３に示されるグラフのように電圧値が高くなるようにしたものである。下限電圧・上限電圧は、図４に示されるダウンコンバータ駆動回路１３６の第１２抵抗１８２と第１３抵抗１８４との分圧ノードの電圧であり、電流下限値Ｉｔｈ２、電流上限値Ｉｔｈ１にそれぞれ対応する。下限電圧・上限電圧は、第８抵抗１７４、第１２抵抗１８２、第１３抵抗１８４の各抵抗値と制御電源電圧Ｖｃｃを設定し、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔから算出したものである。平均電流は電流上限値Ｉｔｈ１と電流下限値Ｉｔｈ２との平均値である。スイッチング周波数は、式２と同じ算出式において、ΔＩ＝Ｉｔｈ１−Ｉｔｈ２、Ｖｔ＝−１００Ｖ、Ｌｓ＝２００μＨとして求めたものである。
Ｌｓを５００μＨから２００μＨへと小さくしても、スイッチング周波数を５５０ｋＨｚ強〜４００ｋＨｚ弱の範囲に収めることができることが分かる。すなわち、本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００によると、駆動電流Ｉｏｕｔを平滑化するためのインダクタンスを小型化できる。

また、比較例に係る半導体光源点灯回路３００と本実施の形態に係る半導体光源制御装置１００とを比較すると、半導体光源制御装置１００ではフライバックレギュレータ１０２の出力キャパシタ１２８とダウンコンバータ１０４の第２スイッチング素子１４０が増加するが、半導体光源点灯回路３００からリセット回路３０８を削減できるので、回路規模はほぼ同等となる。

以上、実施の形態に係る半導体光源制御装置の構成と動作について説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、ダウンコンバータ１０４の素子配置として、第２スイッチング素子１４０をフライホイールダイオード１４２のカソード側、インダクタ１４４をフライホイールダイオード１４２のアノード側にそれぞれ配置する場合について説明したが、これに限られない。フライホイールダイオードは、フライバックレギュレータ１０２の出力キャパシタ１２８と並列に接続されていればよい。第２スイッチング素子は、出力キャパシタ１２８の一端からＬＥＤに至り、ＬＥＤから出力キャパシタ１２８の他端に戻る駆動電流Ｉｏｕｔの経路上に設けられると共に出力キャパシタ１２８とフライホイールダイオードとの間に設けられればよい。第２スイッチング素子のオンオフは駆動電流に基づいて制御されてもよい。インダクタ１４４は、駆動電流Ｉｏｕｔの経路上に設けられ、フライホイールダイオードとＬＥＤとの間に設けられればよい。

図７（ａ）〜（ｃ）は、第１、第２および第３変形例に係る半導体光源制御装置４００、５００、６００の構成を示す回路図である。図７（ａ）は第１変形例に係る半導体光源制御装置４００の構成を示す。第２スイッチング素子４４０の一端はフライバックレギュレータ１０２の高電位側出力と接続され、他端はフライホイールダイオード４４２のカソードと接続される。インダクタ４４４の一端は、第２スイッチング素子４４０の他端とフライホイールダイオード４４２のカソードとの接続ノードと接続される。インダクタ４４４の他端は接地されると共にＬＥＤへの高電位側出力端子となる。フライホイールダイオード４４２のアノードはフライバックレギュレータ１０２の低電位側出力と接続されると共にＬＥＤへの低電位側出力端子となる。

図７（ｂ）は第２変形例に係る半導体光源制御装置５００の構成を示す。フライホイールダイオード５４２のカソードはフライバックレギュレータ１０２の高電位側出力と接続されると共に接地され、ＬＥＤへの高電位側出力を形成する。第２スイッチング素子５４０の一端はフライバックレギュレータ１０２の低電位側出力と接続され、他端はフライホイールダイオード５４２のアノードと接続される。インダクタ５４４の一端は、第２スイッチング素子５４０の他端とフライホイールダイオード５４２のアノードとの接続ノードと接続される。インダクタ５４４の他端はＬＥＤへの低電位側出力端子となる。

図７（ｃ）は第３変形例に係る半導体光源制御装置６００の構成を示す。第２スイッチング素子６４０の一端はフライバックレギュレータ１０２の低電位側出力と接続され、他端はフライホイールダイオード６４２のアノードと接続される。第２スイッチング素子６４０の他端とフライホイールダイオード６４２のアノードとの接続ノードは、ＬＥＤへの低電位側出力を形成する。フライホイールダイオード６４２のカソードはインダクタ６４４の一端と接続される。フライホイールダイオード６４２のカソードとインダクタ６４４の一端との接続ノードは、フライバックレギュレータ１０２の高電位側出力と接続される。インダクタ６４４の他端は接地されると共に、ＬＥＤへの高電位側出力端子となる。

第１、第２および第３変形例に係る半導体光源制御装置４００、５００、６００のそれぞれによると、実施の形態に係る半導体光源制御装置１００と同様に、駆動電流Ｉｏｕｔのオーバーシュートやアンダーシュートを低減できる。

実施の形態では、出力の高電位側すなわち複数のＬＥＤのアノード側が接地されることによって負極出力が実現される場合について説明したが、これに限られず、例えば複数のＬＥＤのアノード側を、バッテリ電圧Ｖｂａｔなどの直流電圧が印加されている端子に接続してもよい。

実施の形態では、スイッチング周波数をリアルタイムで測定せず、代わりに駆動電圧Ｖｏｕｔとスイッチング周波数との既知の関係に基づいて駆動電圧Ｖｏｕｔとヒステリシス幅ΔＩとの関係を定め、ヒステリシス幅ΔＩがその関係にしたがって変化するように回路を構成する場合について説明したが、これに限られない。例えば、半導体光源制御装置は第２スイッチング素子１４０のスイッチング周波数を測定する回路を備え、そのように測定されたスイッチング周波数が狙いの周波数範囲に入るようにヒステリシス幅を調整してもよい。

実施の形態では、半導体光源制御装置１００は複数のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎを含む場合について説明したが、これに限られず、バイパススイッチは半導体光源制御装置とは別体として設けられてもよい。

実施の形態では、駆動電流のヒステリシス制御が行われる場合について説明したが、これに限られず、例えば電圧降下Ｖｍを適宜フィルタリングした電圧が目標電流に対応する基準電圧に近づくように、第２スイッチング素子１４０のデューティ比が制御されてもよい。

６車載バッテリ、８電源スイッチ、１００半導体光源制御装置、１０２フライバックレギュレータ、１０４ダウンコンバータ、１０６制御回路、１０８電流検出抵抗、１２８出力キャパシタ、１４２フライホイールダイオード、１４４インダクタ。

本発明は、光源を制御する光源制御装置に利用できる。

Claims

スイッチング素子を含み、光源に駆動電流を供給するダウンコンバータの制御回路であって、
前記光源に流れる電流の大きさが所定の電流上限値を上回ると前記スイッチング素子をオフし、電流の大きさが前記電流上限値よりも小さい電流下限値を下回ると前記スイッチング素子をオンし、
前記電流上限値と前記電流下限値との差であるヒステリシス幅を、前記光源の両端間電圧に基づいて変化させることを特徴とする制御回路。
前記光源は直列に接続された複数の半導体光源を含み、
前記複数の半導体光源のうちの少なくとも一部と並列に、バイパススイッチが設けられることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
前記光源の両端間電圧が所定のしきい値よりも小さい領域において、前記光源の両端間電圧が小さくなるほど前記ヒステリシス幅を小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
前記光源の両端間電圧が所定のしきい値より大きい領域において、前記光源の両端間電圧が大きくなるほど前記ヒステリシス幅を小さくすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の制御回路。
前記制御回路は、
前記光源の両端間電圧が所定の電圧値であるときにピークをとるオフセット電圧を生成するヒステリシス幅設定回路と、
前記オフセット電圧および前記光源に流れる電流に比例した電圧にもとづいて制御信号を発生し、当該制御信号にもとづいて前記スイッチング素子を駆動するダウンコンバータ駆動回路と、
を備え、
前記ダウンコンバータ駆動回路は、
所定電圧を分圧する第１抵抗および第２抵抗と、
（i）前記制御信号が第１レベルのとき、前記オフセット電圧に応じた電流を前記第１抵抗と前記第２抵抗の分圧ノードにソースし、（ii）前記制御信号が第２レベルのとき、前記オフセット電圧に応じた電流を前記第１抵抗と前記第２抵抗の分圧ノードからシンクする回路と、
前記分圧ノードの電圧を、前記光源に流れる電流に比例した電圧と比較し、比較結果を示す前記制御信号を生成する比較器と、
前記制御信号にもとづいて前記スイッチング素子を駆動するゲートドライバと、
を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の制御回路。
光源と、
前記光源に駆動電流を供給するダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータを制御する請求項１から５のいずれかに記載の制御回路と、
を備えることを特徴とする車両用灯具。