JP6119735B2 - 送信装置および送信方法 - Google Patents

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Description


本発明は、送信装置および送信方法に関し、主として、無線通信で使用され、複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する送信装置および送信方法に関する。
無線通信で使用される送信装置においては、送信するＲＦ信号を増幅する電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）が、送信装置の構成要素の中でも特に電力を消費する。そのため、送信装置の開発においては、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率改善が重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のために線形変調が主流になっている。この線形変調は、信号歪に対する要求が厳しい。
そこで、電力増幅器（ＰＡ）においては、線形性を維持するために、瞬時最大出力（ピーク）電力が飽和出力電力以下になるように、平均出力電力が設定される。すなわち、電力増幅器（ＰＡ）においては、増幅する信号のピーク電力と平均電力との比（Peak-to-Average Ratio、以下、ＰＡＲと略称する）が大きい値を持つ場合ほど、線形性維持のために、平均出力電力を飽和出力電力から一層低く設定することが必要である。
しかしながら、一般に、電力増幅器（ＰＡ）は、平均出力電力を飽和出力電力から低い比率に下げるほど、電力増幅器（ＰＡ）へ供給される供給電力と電力増幅器（ＰＡ）から取り出される出力電力との比（電力効率）が低下する性質を持つ。電力効率の低下は、省エネ化に反する問題である。
ＲＦ信号のＰＡＲは、通信規格毎に固有の値を有している。近年用いられているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）、地上デジタル放送、ＬＴＥ（Long Term Evolution）などの高速無線通信においては、ＰＡＲはおよそ数ｄＢから十数ｄＢという大きな値となる。このようなＰＡＲの大きさが、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率を大きく低下させる要因となっている。
電力増幅器（ＰＡ）において、平均出力電力を低く設定した場合の電力効率の低下の問題を解決するため、ポーラ変調技術が近年盛んに研究されている。
図１は、ポーラ変調技術の一種であるＥｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ（ＥＴ）方式の電力増幅器の例である。
ＥＴ方式では、ポーラ変調器４１１の入力端子４０１に送信信号データを入力し、ポーラ変調器４１１の出力端子４０２に送信信号データの振幅成分信号４０３を出力し、ポーラ変調器４１１の出力端子４０７に送信信号データの振幅成分及び位相成分を搬送波に載せたＲＦ変調信号４０８を出力する。ポーラ変調器４１１は、振幅成分信号４０３とＲＦ変調信号４０８の出力タイミングを個別に所望値に設定できる機能も備えている。
電源変調器４０４は、振幅成分信号４０３を増幅した振幅成分信号４０５を出力し、振幅成分信号４０５によってＲＦ−ＰＡ（Radio Frequency Power Amplifier）４０６の電源端子４０９の変調を行う。ポーラ変調器４１１の出力端子４０７に出力されたＲＦ変調信号４０８はＲＦ−ＰＡ４０６に入力される。ＲＦ−ＰＡ４０６の出力端子４１２には、送信信号データの振幅成分及び位相成分が搬送波に載り且つ増幅されたＲＦ変調信号４１０が出力される。
上記のＥＴ方式では、ＲＦ変調信号４１０の振幅に合わせてＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を制御する。特にＲＦ変調信号４１０が低出力電力である場合は、それに合わせてＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を低下させるので、低出力時に電源変調器４０４からＲＦ−ＰＡ４０６への供給電力を必要最低限の量に抑制し、無駄な消費電力を抑制する事ができる。
一方で、近年の通信規格においては、さらなる高速無線通信の実現に向けて、非特許文献１においても示されているように、断片化した複数の帯域を集めて利用するCarrier Aggregation（ＣＡ）技術が用いられている。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
また、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBよりも十分に大きい）Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいては、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。また、ＣＡ技術を適用することによって、複数の事業者が断続的に帯域を割り当る場合や、複数の事業者が帯域を共用する場合にも、これに対応した通信を行うことができる。
上記ＣＡ技術を用いた無線通信システムでは、複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する送信装置および送信方法が必要となる。そのような送信装置においても、電力効率の改善が求められる。
図２は、特許文献１に無線通信機として開示された送信装置の機能構成図である。図２の送信装置は、複数の帯域のＲＦ信号を送信する機能とともに、ポーラ変調技術の適用により電力効率を改善する機能も備えている。
具体的には、図２に示された送信装置においては、変調信号発生器６１により発生させた変調信号は、ポーラ制御部６２において直交座標系の信号から極座標系の信号に変換され、位相情報を持つＰＭ信号と振幅情報を持つＡＭ信号とに分離される。分離されたＰＭ信号は、ＰＭ制御部６３により、周波数発生器１１に対する位相変調に用いられる。同様にＡＭ信号は、電源変調器６４により、ＰＡ２１及び３１に対する電源変調に用いられる。すなわち、ＰＡ２１及びＰＡ３１の出力電力の増減に応じて、電源変調器６４からＰＡ２１及びＰＡ３１への供給電力も増減させるポーラ変調技術が適用される。これにより、平均出力電力を低く取った高バックオフ状態においても電力効率の低下が抑制される。
また、図２に示された送信装置においては、ＰＡ２１が設けられたＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）信号経路２０と、ＰＡ３１が設けられたＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）信号経路３０と、を切り替えるパス選択スイッチ１４および４１が備えられている。ＰＡ２１はキャリア周波数ｆc1の無線通信システム（ＧＳＭ）のＲＦ信号を、ＰＡ３１はキャリア周波数ｆc2の無線通信システム（ＵＭＴＳ）のＲＦ信号を、それぞれ増幅する。キャリア周波数ｆc1の無線通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ１５からの制御信号により、ＰＡ２１がＲＦ信号を入力及び出力するようにパス選択スイッチ１４及び４１が切り替えられる。また、キャリア周波数ｆc2の無線通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ１５からの制御信号により、ＰＡ３１がＲＦ信号を入力及び出力するようにパス選択スイッチ１４及び４１が切り替えられる。
図２に示された送信装置は、２つの所望周波数成分ｆc1及びｆc2を同時に出力するＣＡ技術に対応していないが、時間的に周波数成分ｆc1及びｆc2を切り替えて片方の周波数に対する動作を行うマルチバンド動作の機能を備えている。
図２に示された送信装置と同じく、使用バンド数と同数のＰＡを用意し、バンド毎に各ＰＡを割り当て、ＰＡの入力側もしくは出力側にバンド選択スイッチを設置し、使用中のバンドに対応するＰＡがＲＦ信号を入力ないし出力するようにバンド選択スイッチを切り替え、各ＰＡに電源からの供給電力を制御するポーラ変調技術を適用し、平均出力電力を低く設定した場合でも電力効率を高く維持するようにした技術は、特許文献２〜５においても開示されている。
特開２００６−３２４８７８号公報 特表２０１１−５１２０９８号公報 特開２００５−２４４８２６号公報 特開２００６−２７０９２３号公報 特開２００８−２０５８２１号公報
三木信彦他、"ＬＴＥ-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation",NTT DoCoMoテクニカルジャーナル，Vol．１８，No．２ P．Colantonio，et.al. ，"A Design Technique for Concurrent Dual-Band Harmonic Tuned Power Amplifier，" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，vol．５６，no．１１，pp．２５４５−２５５５，２００８ S．Kousai，et.al. ，"An Octave-Range，Watt-Level，Fully-Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off-Efficiency Improvement，" IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol．４４，no．１２，pp．３３７６−３３９２，２００９ P．Saad，et.al. ，"Design of a Highly Efficient ２−４GHz Octave Bandwidth ＧａＮ-ＨＥＭＴ Power Amplifier，" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， ｖｏｌ．５８， ｎｏ．７， ｐｐ．１６７７−１６８５，２０１０ F．Wang，et.al. ，"An Improved Power-Added Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications，"IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， ｖｏｌ．５４， ｎｏ．１２， ｐｐ．４０８６−４０９９，２００６ 安藤繁、"電子回路 基礎からシステムまで", 培風館
しかし、特許文献１〜５に記載の技術の場合、使用バンド数と同数の電力増幅器を設置する必要がある。この事は、特に使用バンド数の多い無線通信システムにおいて、送信装置の回路サイズとコストの増大という問題の原因となる。
そこで、本発明の目的は、上述の課題を解決することができる送信装置および送信方法を提供することにある。
本発明の送信装置は、
電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、
前記ポーラ変調器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、
前記ポーラ変調器からの前記電源変調信号を増幅した信号で前記電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、
前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数で設定されることを特徴とする。
また、本発明の送信方法は、
複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を発生させて電力増幅器を介して送信する送信装置による送信方法であって、
前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を検知するステップと、
検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として電源変調信号を設定するステップと、
電源変調器から出力される前記電源変調信号によって、前記電力増幅器の電源端子を変調するステップと、を有することを特徴とする。
本発明による送信装置および送信方法によれば、単一の電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅し、かつ単一の電源変調器で電力増幅器の電源端子を変調するため、送信装置の回路サイズとコストとを削減することができるという効果を奏する。
関連技術に基づく、ポーラ変調技術を適用した電力増幅器を備えた送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和出力と電源電圧の関係を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し一定の電源電圧下でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し一定の電源電圧下でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１４の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１４の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１７の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１７の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号を示す特性図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における制御器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）検出器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例ないし第二の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例ないし第四の変形例の送信装置における制御器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成の他の例を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成を示すブロック構成図である。
以下、本発明による送信装置および送信方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。
（本発明の概要）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の概要をまず説明する。
本発明は、信号発生器により発生された複数の周波数の信号を同時に増幅することが可能なＣＡ（Carrier Aggregation）技術に対応した電力増幅器を備えた送信装置を実現することを主要な特徴としている。
すなわち、本発明の送信装置は、電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、ポーラ変調器からのＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、ポーラ変調器からの電源変調信号を増幅した信号で電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、電源変調信号は、電力増幅器から出力される各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として設定されることを主要な特徴としている。
このように、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅するため、増幅するキャリア周波数のＲＦ信号の数によらず、電力増幅器の数は一つでよい。さらに、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器しか用いないため、電源変調器も一つで良い。したがって、本発明の送信装置においては、特許文献１〜５に記載の送信装置に比べて、より少ない数の電力増幅器および電源変調器によって高電力効率の送信装置を構成することができるため、回路サイズとコストとを削減することができる。
また、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅するため、電力増幅器の入力ないし出力に使用周波数帯を切り替えるためのスイッチを設置する必要が無い。したがって、本発明の送信装置においては、このようなスイッチの設置により回路サイズとコストが増大したり、スイッチの挿入損失により送信装置全体の電力効率が低下したりすることを回避することができる。
また、本発明の送信装置においては、複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅し同時に出力することが可能である。したがって、本発明の送信装置においては、ＣＡ技術への対応が可能である。
（第一の実施の形態）
図３は、本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図３に示す第一の実施の形態における送信装置は、ポーラ変調器６０１と、電源変調器６０２と、電力増幅器６０３と、カプラ６０４と、を少なくとも含んで構成される。ポーラ変調器６０１と電源変調器６０２とは端子６０７を介して接続されている。電源変調器６０２と電力増幅器６０３とは端子６０８を介して接続されている。ポーラ変調器６０１と電力増幅器６０３とは端子６０５を介して接続されている。カプラ６０４は電力増幅器６０３の出力側に設置されている。カプラ６０４とポーラ変調器６０１は端子６０９を介して接続されている。
ポーラ変調器６０１は、互いに異なるキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnをそれぞれ有するＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを同時に発生させ、端子６０５に出力する。ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nは、端子６０５を介して電力増幅器６０３に入力される。電力増幅器６０３は、入力のＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを増幅し、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nとして、カプラ６０４を経由して端子６０６に出力する。
なお、本実施の形態においては、電力増幅器６０３として、複数のキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnに対応して設計された、マルチバンド電力増幅器を用いることが望ましい。例えば、電力増幅器６０３には、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献２において開示されているような、２つ以上の周波数で入出力の整合設計を行った電力増幅器を用いても良い。
もしくは、電力増幅器６０３には、キャリア周波数ｆc1からｆcnまでの周波数範囲をカバーするような広帯域の電力増幅器を用いても良い。広帯域の電力増幅器の構成は、例えば、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献３または非特許文献４等に開示されている構成を採用しても良い。
カプラ６０４は、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nを分岐して、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nとして端子６０９に出力する。ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの損失を抑制するため、カプラ６０４で分岐されるＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの電力は低い方が望ましい。ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、端子６０９を経由してポーラ変調器６０１に入力される。ポーラ変調器６０１は、入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nのそれぞれの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を検知する。
ポーラ変調器６０１は、電源変調信号６２３を端子６０７に出力する。電源変調信号６２３の電圧波形ＶＡＭ＿ＩＮ（ｔ）は、ポーラ変調器６０１において検知されたＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの瞬時電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）を引数とする関数として定められる。
端子６０７に出力された電源変調信号６２３は、電源変調器６０２において増幅されて、電源変調信号６２４として端子６０８に出力される。電力増幅器６０３の電源電圧は、電源変調信号６２４の電圧波形ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）によって変調される。電源変調信号６２４の電圧波形ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）もまた、ＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの瞬時電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）を引数とする関数として定められる。
したがって、本実施の形態では、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの瞬時電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）が低下した時に、電源変調信号６２４の電圧波形ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）を低下させて電源変調器６０２から電力増幅器６０３への電力供給を抑える事で、電力増幅器６０３および送信装置全体の消費電力を抑制し、電力効率を改善させる事ができる。
前述の非特許文献の項に記載の非特許文献５等において開示されているように、一般に電源変調器の出力電圧波形の帯域が広くなると、電源変調器の効率低下や出力信号誤差の増大といった問題が生じる。そのため、非特許文献５に代表される現行技術で実現できる電源変調器の動作帯域は、数十ＭＨｚ以下に限定されている。
ＬＴＥ-Advancedを含む現行の無線通信システムにおいて、一つのキャリア周波数のＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBは、最大で２０ＭＨｚである。一方、例えばＬＴＥ-Advancedで用いられるInter-band Non-contiguous ＣＡモードではキャリア周波数を８００ＭＨｚと２ＧＨｚ帯に設定する場合があり、このように、各キャリア周波数の差Δｆは１ＧＨｚ以上に取られる事もある。
本実施の形態では、上記のとおり電源変調信号６２４の出力電圧波形ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は、ＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの瞬時電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）を引数とする関数である。そして、瞬時電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）の帯域は、各ＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの変調帯域幅ｆＢＢと同程度であり、各キャリア周波数の差Δｆと無関係に定まる。したがって、本実施の形態において、電源変調器６０２に必要な動作帯域は、各キャリア周波数の差Δｆの大きさに依存せず、各ＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの変調帯域幅ｆＢＢと同程度となる。非特許文献５に代表される現行技術により、電源変調器６０２に要求される動作帯域（最大２０ＭＨｚ）よりも高い動作帯域（数十ＭＨｚ）を実現できる。非特許文献５に代表される現行技術による電源変調器が、電源変調器６０２の望ましい実施の形態である。
ポーラ変調技術において、電力増幅器６０３の入力端子６０５におけるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと、電源増幅器６０３の電源端子６０８における電源変調信号６２４の送信タイミングに同期ずれが有ると、電力増幅器６０３の出力端子６０６におけるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nに信号歪が発生する。そこで、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ポーラ変調器６０１から出力されるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングを設定する事が望ましい。
次に、本実施の形態における、電源変調信号６２４の出力電圧波形ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の望ましい設定手法について、以下の説明を通じて開示する。なお、説明の簡略化のため、キャリア周波数がｆｃ１とｆｃ２との２つである場合について最初に開示する。
電力増幅器６０３として、８００ＭＨｚ／２ＧＨｚの両キャリア周波数に対応したデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）を用いる場合を例にとって説明する。図４は、図３の電力増幅器６０３の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。なお、ここでは、キャリア周波数ｆｃ１を８００ＭＨｚ、キャリア周波数ｆｃ２を２ＧＨｚとしている。また、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）は１．８Ｖに設定されている。
図４の特性図においては、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1のみを入力した時の電力増幅器６０３の入出力電力特性と、キャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2のみを入力した時の電力増幅器６０３の入出力電力特性とがそれぞれ示されている。図４の特性図に示されているように、ここで説明する電力増幅器６０３は、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1の入力時と、キャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の入力時との双方で、ほぼ同程度の飽和出力電力が得られるように設計されている。
図５は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。すなわち、図５は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２とを同時に入力した場合の、飽和時におけるキャリア周波数ｆ１のＲＦ信号６２２１の出力電力Ｐｏｕｔ１およびキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号６２２２の出力電力Ｐｏｕｔ２をプロットしたグラフである。なお、図５の特性図においては、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１の入力電力Ｐｉｎ１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２の入力電力Ｐｉｎ２との電力差分ΔＰｉｎ＝Ｐｉｎ１−Ｐｉｎ２（ｄＢ）を変えて、電力増幅器６０３の飽和時の出力電力をプロットしている。また、図５の特性図において、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）は１．８Ｖに設定されている。
入力電力の電力差分ΔＰinを変えて、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の入力電力の比率を変えた場合、その比率の変化に応じて、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力も変化する。ここで、この事例における電力増幅器６０３は、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1のみを入力した場合と、キャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2のみを入力した場合との双方において、電力増幅器６０３の飽和時における出力電力がほぼ同一値の飽和出力電力Ｐsatを取るように設計されている。
かくのごとく、単一のＲＦ信号入力時の飽和出力電力がキャリア周波数の如何によらず同一値Ｐsatを取る電力増幅器の場合は、図５に示すように、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の双方を同時入力し、その入力電力の差分ΔＰinを変えた場合においても、飽和時のＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）は、飽和出力電力Ｐsatになって、単一ＲＦ信号入力時からは変動しない、という結果が得られる。
この結果は、互いに大きく離れた複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合（Inter-band Non-contiguous ＣＡモード）において、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰinによらず、ＲＦ信号の出力電力の合計値が電力増幅器（ＰＡ）の飽和条件を定めるということ、すなわち、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）が飽和出力電力Ｐsatに達した時点で電力増幅器が飽和すること、を示している。
図６は、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）を０．９Ｖに設定して、図５と同じくキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆｃ１＝８００ＭＨｚおよびｆｃ２＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。図６で示したＶＡＭ＿ＯＵＴ＝０．９Ｖの場合においても、図５で示したＶＡＭ＿ＯＵＴ＝１．８Ｖの場合と同じく、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰｉｎによらず、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐｏｕｔ１＋Ｐｏｕｔ２）が飽和出力電力Ｐｓａｔに達した時点で電力増幅器が飽和する、という結果が得られている。
図５と図６で示した特性図によれば、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔは、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰｉｎに対して依存しない一定値となる。ただし、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔは、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）の値に対して依存性を示す。
図７は、図５および図６と同じくキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆｃ１＝８００ＭＨｚおよびｆｃ２＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合において、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）の関係をプロットしたグラフである。図７では、実際の電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔを実線で示している。また、図７では、破線でＰｓａｔ∝ＶＡＭ＿ＯＵＴ ２の関係式によるフィッティングを示している。図７の特性図から、キャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆｃ１＝８００ＭＨｚおよびｆｃ２＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合において、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ）の間には、
Figure 0006119735
という関係がある事が示されている。
ポーラ変調技術では、所望出力電力が飽和電力と常に一致するように電源電圧を制御する事で、出力電力の変動によらず高電力効率の飽和状態を常に実現している。したがって、本実施の形態においても、電力増幅器６０３が常に飽和状態になるように電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）を設定する事が望ましい。これまでの説明で得た、飽和出力電力ＰｓａｔはＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐｏｕｔ１＋Ｐｏｕｔ２）で定まるという結果および式（１）の結果から、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の望ましい設定は、ＲＦ出力信号６２２１および６２２２の瞬時電力Ｐｏｕｔ１（ｔ）およびＰｏｕｔ２（ｔ）を用いて、以下の式（２）で与えられる。
Figure 0006119735
式（２）において、Ｃは比例定数である。比例定数Ｃを小さく取り電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを低く設定すると、利得が低下するものの、電力効率が向上する傾向がある。逆に、比例定数Ｃを大きく取り電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを高く設定すると、電力効率が低下するものの、利得が向上する傾向がある。所望の特性に合わせて、比例定数Ｃを設定する事が望ましい。
以下、一つの例として、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２を電力増幅器６０３に同時に入力し、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）を式（２）で設定した場合の電力増幅器６０３の特性を通じて、本実施の形態の効果を示す。
電力増幅器６０３の特性を得る条件として、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１の入力電力Ｐｉｎ１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２の入力電力Ｐｉｎ２との電力差分ΔＰｉｎ＝Ｐｉｎ１−Ｐｉｎ２（ｄＢ）を−６ｄＢに設定した。また、式（２）に従い、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２１および６２２２の電力合計値（Ｐｏｕｔ１＋Ｐｏｕｔ２）に対し、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）を図８のように設定した。なお、図８において、比例定数Ｃ（＝１２．７Ｖ／Ｗ１／２）は、利得と電力効率が共に許容範囲内になるように選択したものであるとする。図８の条件における電力増幅器６０３の電力効率ηと、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２１および６２２２の電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２は、図９において示される。ここで、電力効率ηは、電源変調器６０２から電力増幅器６０３に向けて供給される電力ＰＡＭと、ＲＦ信号６２２１および６２２２の電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２を用いて、式（３）のように定義される。
Figure 0006119735
図９で示されているとおり、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2を約１０ｄＢ低下させても、電力増幅器６０３の電力効率ηはほぼ一定値に保たれている。
図９の結果を得た条件から、ＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰin＝Ｐin1−Ｐin2（ｄＢ）を−６ｄＢから＋１８ｄＢに変更した場合における、電力増幅器６０３の特性が図１０において示される。図９のΔＰin＝−６ｄＢの場合と同じく、図１０のΔＰin＝＋１８ｄＢの場合においても、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2を約１０ｄＢ低下させた場合において、電力増幅器６０３の電力効率ηはほぼ一定値に保たれている。上記のとおり、本実施の形態においては、電力増幅器６０３に入力される各キャリア周波数のＲＦ信号の電力差分ΔＰinの値によらず、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力の低下時において、電力増幅器６０３の電力効率ηを高効率に保つ事ができる。
比較対象として、図８で示した電力増幅器６０３の電源電圧制御を行わず、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを一定値（２．４Ｖ）に設定した場合の、電力増幅器６０３の特性を図１１および図１２に示す。電力増幅器６０３の特性を得る条件として、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１の入力電力Ｐｉｎ１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２の入力電力Ｐｉｎ２との電力差分ΔＰｉｎを、図１１においてΔＰｉｎ＝−６ｄＢ、図１２においてΔＰｉｎ＝＋１８ｄＢに設定している。図１１および図１２において、ＲＦ信号６２２１および６２２２の電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２が１０ｄＢ低下した場合、電力効率ηは最大値の約１／３にまで低下する。図１１および図１２で示すように、電源電圧制御を行わない場合、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下に伴い、電力効率ηは大きく低下する。図９および図１０で示した本実施の形態で提案した電源電圧制御を用いた場合の電力効率と、図１１および図１２で示した電源電圧制御を用いない場合の電力効率の比較により、本実施の形態の電源電圧制御により電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下時の電力効率が改善している事は明確である。
図１０の結果を得た場合と同条件、すなわち図８で示した電力増幅器６０３の電源電圧制御を行い、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１の入力電力Ｐｉｎ１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２の入力電力Ｐｉｎ２との電力差分ΔＰｉｎを＋１８ｄＢとした場合の、各キャリア周波数における電力利得Ｇ１およびＧ２を図１３に示す。本実施の形態では、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下に伴い、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを低下させるが、この電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの低下により電力利得Ｇ１およびＧ２が低下する傾向が見られる。
上記式（２）による電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は、電力増幅器６０３に２つのキャリア周波数のＲＦ信号６２１１および６２１２が入力された場合の望ましい設定である。電力増幅器６０３に２つ以上のキャリア周波数のＲＦ信号６２１１、６２１２、…、６２１ｎが入力された場合における電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の望ましい設定は、ＲＦ出力信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）を用いて、以下の式（４）のように拡張される。
Figure 0006119735
（第一の実施の形態の第一の変形例）
図１４は、本発明による第一の実施の形態の第一の変形例における、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定を示す図である。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下時における電力利得Ｇ１およびＧ２の低下を抑制するため、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを例えば図１４のように設定してもよい。図１４では、以下の式（５）のように電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴが設定されている。
Figure 0006119735
すなわち、Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＞（Ｖｔｈ／Ｃ）２を満たす期間において電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴはＣ√Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）に設定され、Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＜（Ｖｔｈ／Ｃ）２を満たす期間において電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴはＶｔｈに設定される。
なお、Ｃ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｖthの場合は、上段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
図１４および式（５）の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定では、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下時に電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴをしきい値Ｖｔｈより低下させないようにする事で、電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの低下による電力増幅器６０３の電力利得Ｇ１およびＧ２の低下を抑制する。
図１４および式（５）の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定で電源電圧制御を行った場合の、電力増幅器６０３の特性を図１５および図１６に示す。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下時において電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを一定値Ｖｔｈに保つため、図１５で示すように電力効率ηは若干の低下を示すものの、図１６で示すように低出力時の電力利得Ｇ１およびＧ２の低下を抑制できている。
（第一の実施の形態の第二の変形例）
図１７は、本発明による第一の実施の形態の第二の変形例における、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定を示す図である。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ１およびＰｏｕｔ２の低下時における電力利得Ｇ１およびＧ２の低下を抑制するため、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを例えば図１７のように設定してもよい。図１７では、以下の式（６）のように電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴが設定されている。
Figure 0006119735
なお、中段の式は、Ｃ2√Ｐth2とＣ1√Ｐth1とが同じ値になることを示している。
また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｐth2の場合は、上段の式と中段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｐth1の場合は、中段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
図１７および式（６）の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定では、しきい値電力Ｐｔｈ２以下の低出力電力時における比例定数Ｃ２の値を、しきい値電力Ｐｔｈ１以上の高出力電力時における比例定数Ｃ１の値以上に設定する事が望ましい実施の形態である。このような比例定数Ｃ１およびＣ２の設定により、図８で示した単一の比例係数Ｃを用いる場合に比べてしきい値電力Ｐｔｈ２以下の低出力電力時における電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴが若干高められ、低出力電力時の電力利得を若干引き上げる事ができる。また、しきい値電力Ｐｔｈ２以下の低出力電力時においても電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの制御が行われる事で、低出力電力時の電力効率ηの低下をある程度抑制できる。
図１７および式（６）の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定で電源電圧制御を行った場合の、電力増幅器６０３の特性を図１８および図１９に示す。図１９で示すように、しきい値Ｐｔｈ２（＝９．４ｄＢｍ）以下の低出力時において、電力利得の低下は抑制されている。この電力利得の低下は、しきい値電力Ｐｔｈ２以下の低出力電力時における比例定数Ｃ２の値を高めて電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを上げる事で実現されている。また、図１８で示すように、しきい値電力Ｐｔｈ１（＝１１．４ｄＢｍ）からＰｔｈ２（＝９．４ｄＢｍ）にかけて電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの比例係数をＣ１（＝１２．７Ｖ／Ｗ１／２）からＣ２（＝１６．０Ｖ／Ｗ１／２）に切り替えているため、同電力範囲（＝９．４ｄＢｍ〜１１．４ｄＢｍ）において電力効率ηに変動が生じているものの、電力増幅器６０３の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの制御の効果でどの電力範囲においても概ね高い電力効率が維持されている。
図１７および式（６）の電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの設定では、２つの比例係数Ｃ１およびＣ２を電力範囲毎に切り替えているが、３つ以上の比例係数を電力範囲毎に切り替えてもよい。
（第一の実施の形態の第三の変形例）
電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの関係が式（１）で与えられる場合において、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の望ましい設定は式（４）で与えられる。より一般に、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの関係が式（７）のように関数ｆで与えられる場合、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の望ましい設定は関数ｆの逆関数ｈ（＝ｆ−１）を用いて式（８）で与えられる。
Figure 0006119735
Figure 0006119735
上記関数ｈは、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの関係を測定する事で定める事ができる。もしくは、前記関数ｈとして、図１４および式（５）で示した関数を用いてもよく、図１７および式（６）で示した関数を用いてもよい。すなわち、所望の電力効率や利得が得られるように、関数ｈは任意に設定してもよい。
（第一の実施の形態の第四の変形例）
図２０は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１１とキャリア周波数ｆｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１２とを同時に入力した場合の、飽和時におけるキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号６２２１の出力電力Ｐｏｕｔ１と、キャリア周波数ｆｃ２のＲＦ信号６２２２の出力電力Ｐｏｕｔ２との関係を示したグラフである。図２０は、図５と同一のデータを用い、グラフの表示の仕方を変えている。
図２０のグラフで示すように、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2との間には、近似的に式（９）の関係が見られる。
Figure 0006119735
ただし、式（９）はあくまでも近似的な関係である。実際の特性に基づく、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2との関係は、図２０のグラフで示すように陰関数ｕを用いた式（１０）によって表現される。
Figure 0006119735
陰関数ｕは、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2の測定データから定められる。
より一般に、電力増幅器６０３に２つ以上のキャリア周波数のＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nが入力された場合において、飽和時のＲＦ出力信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）の間の関係は、以下の式（１１）のように拡張される。
Figure 0006119735
飽和時のＲＦ出力信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）の間の関係式（１１）と、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの関係式（７）を組み合わせる事で、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴは以下の式（１２）のように設定される。
Figure 0006119735
関数ｗは、関数ｆ−１と関数ｕの合成関数である。上記の議論で示したように、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴを式（１２）に従い電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、ＰＯＵＴ２（ｔ）、…、ＰＯＵＴｎ（ｔ）の一般的な関数ｗにより設定する事で、電力増幅器６０３は常に飽和状態で動作し、結果として高い電力効率が得られる。
（第二の実施の形態）
次に、本発明による第二の実施の形態の送信装置について、特に、送信装置内のポーラ変調器に着目して開示する。
図２１において、本発明による第二の実施の形態の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の送信装置において、電源変調器６０２と、電力増幅器６０３と、カプラ６０４は、第一の実施の形態の送信装置と同一の構成と機能を持つので、ここでは説明を繰り返さない。
図２１で示した第二の実施の形態の送信装置において、ポーラ変調器６０１は、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nと、局部発振（ＬＯ）信号発生器８０２1、８０２2、…、８０２nと、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nと、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nと、ＲＦ信号合成器８０５と、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nと、制御器８０７と、分波器８０８と、開平器８０９と、電源変調信号遅延調整器８１０と、加算器８１１と、を備えている。
ポーラ変調器６０１において、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）をそれぞれミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nへ出力する。局部発振（ＬＯ）信号発生器８０２1、８０２2、…、８０２nは、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＬＯ信号をそれぞれミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nへ出力する。ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）をそれぞれキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnへの周波数変換（アップコンバージョン）を行ない、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nをそれぞれ生成する。ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nは、それぞれＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nを経由してＲＦ信号合成器８０５に入力され、ＲＦ信号合成器８０５は合成されたＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを端子６０５へと出力する。ＲＦ信号合成器８０５は、例えばキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnの範囲で使用できる広帯域のハイブリッドカプラを用いて実装してもよい。
ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nは、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nの出力側にそれぞれ設置しているが、その代わりに、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nの入力側にそれぞれ設置してもよい。
ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）を、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nにそれぞれ入力する。可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nはそれぞれ利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnを持ち、入力された電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）をそれぞれＧAM1Ｐin1（ｔ）、ＧAM2Ｐin2（ｔ）、…、ＧAMnＰinn（ｔ）に増幅して、加算器８１１に出力する。ここで、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nは、０ｄＢ以上の利得を持つ必要は必ずしもなく、可変減衰器に置き換えてもよい。
可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nは、それぞれ利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nを備えている。制御器８０７から利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに出力される制御信号により、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nのそれぞれの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが設定される。
加算器８１１は、入力された信号の加算値となるＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）を開平器８０９に出力する。加算器８１１は、例えば前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第５章に開示された方法に従い、演算増幅器で実装してもよい。
ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nから、電力増幅器６０３の入力端子６０５を経由して、電力増幅器６０３の出力端子６０６に至るまでのそれぞれの経路における送信装置の電力利得を、ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinn、で定める。特に、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBよりも十分に大きい）Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいては、電力利得の周波数依存性の影響が大きく、電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnのそれぞれの値に大きな差が生じる。
この時、送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnは、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnと、以下の式(13)の関係を持つ事が望ましい。
Figure 0006119735
式(13)は、以下の式(14)と等価な関係でもある。
Figure 0006119735
本発明の第二の実施の形態では、制御器８０７で可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得を制御する事により、式(13)ないし式(14)の関係を満たすように、利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが設定される。この時、加算器８１１から開平器８０９に向けて出力される信号ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）は、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋…＋Ｐoutn（ｔ）に比例する。
上記の利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの設定により、送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnが周波数依存性を持つ場合においても、入力電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）から、出力電力の総和Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋…＋Ｐoutn（ｔ）が正しく算出される。この事は、送信装置の電力利得の周波数依存性の影響が大きいInter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいて特に有効である。
開平器８０９は、入力された信号ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）の平方根であるｓｑｒｔ[ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）]を、電源変調信号遅延調整器８１０を経由して端子６０７に電源変調信号６２３として出力する。開平器８０９は、例えば前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第７章に開示された方法に従い、ＩＣ乗算器で実装してもよい。
上記のように、式（１３）ないし式（１４）の関係を満たすように利得ＧＡＭ１、ＧＡＭ２、…、ＧＡＭｎが設定された時、端子６０７に出力される電源変調信号６２３は、ｓｑｒｔ［Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＋…＋Ｐｏｕｔｎ（ｔ）］に比例した信号となる。電源変調信号６２３は、電源変調器６０２において増幅されて、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）として端子６０８に出力される。上記動作により、本発明の第二の実施の形態では、本発明の第一の実施の形態と同じく、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は、式（４）で与えられるものに設定される。
以下では、制御器８０７の機能の詳細を示す。制御器８０７の入力端子８１２1、８１２2、…、８１２nには、それぞれベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）が入力される。
また、電力増幅器６０３の出力側に設置されたカプラ６０４を経由して、端子６０９に出力されたキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、分波器８０８に入力される。分波器８０８は、異なるキャリア周波数のＲＦ信号を、異なる出力端子に分けて出力する機能を持つ。すなわち分波器８０８は、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nを、それぞれ入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに分けて出力する。制御器８０７は、入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、電力増幅器６０３から出力されたＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を算出する。
上記動作により、制御器８０７は、送信装置の入力電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）と出力電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を検知する。制御器８０７は、検知した入力電力および出力電力から、送信装置の電力利得ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinnを検知する。制御器８０７は、上記動作で検知した送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnと、式(13)ないし式(14)に基づいて、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの所望値を算出する。制御器８０７は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが上記動作で算出した所望値になるように、利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに制御信号を出力する。
本発明の第二の実施の形態においても、第一の実施の形態と同じく、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ポーラ変調器６０１から出力されるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングを設定する。第二の実施の形態において、ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングは、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間によって設定される。制御器８０７は、入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を検知する。制御器８０７は、検知したＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を設定する機能を持つ。ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nの信号遅延時間は、制御器８０７から制御端子８１５に出力された制御信号によって設定される。また、電源変調信号遅延調整器８１０の信号遅延時間は、制御器８０７から制御端子８１６に出力された制御信号によって設定される。
上記動作に基づく一定期間の測定により、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnと、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間の最適値がそれぞれ求められる。上記利得および信号遅延時間は、一度求めた最適値で固定してもよく、もしくは適当な時間をおいて再更新してもよい。
図２２は、制御器８０７の内部構成を示すブロック図である。図２２で示すように、制御器８０７は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）１００１1、１００１2、…、１００１n、１００２1、１００２2、…、１００２n、１００５1、１００５2、…、１００５nと、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Digital Analog Converter）１００４1、１００４2、…、１００４n、１００７、１００８と、二乗検波器１００３1、１００３2、…、１００３nと、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel leakage Power Ratio）検出器１００６1、１００６2、…、１００６nと、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ：Micro Processor Unit）１００９と、を少なくとも備えている。ＭＰＵ１００９は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）ないしフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ：Field Programmable Gate Array）で実装してもよい。
図２２で示した制御器８０７において、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）のデータが入力端子８１２1、８１２2、…、８１２nに入力される。上記電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）は、それぞれＡＤＣ１００１1、１００１2、…、１００１nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。もしくは、制御器８０７において、ＡＤＣ１００１1、１００１2、…、１００１nを省き、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nからＭＰＵ１００９に向けて、デジタル信号で電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）のデータを転送してもよい。
図２２で示した制御器８０７において、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nのそれぞれが入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力される。二乗検波器１００３1、１００３2、…、１００３nは、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて算出されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）をそれぞれＡＤＣ１００２1、１００２2、…、１００２nに出力する。前記電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）は、それぞれＡＤＣ１００２1、１００２2、…、１００２nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。
ＭＰＵ１００９は、入力された上記電力データ、すなわちベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）と、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）から、送信装置の各キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnにおける電力利得ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinnを算出する。さらにＭＰＵ１００９は、算出した上記電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnと、式(13)に基づいて、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの所望値を算出する。
ＭＰＵ１００９は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが、上記動作で算出した所望値に設定されるように、ＤＡＣ１００４1、１００４2、…、１００４nを介して制御信号を可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに出力する。
図２２で示した制御器８０７において、ＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nは、入力されたＲＦ信号の歪量であるＡＣＰＲを算出し出力する機能を持つ。入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、それぞれＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nへと入力される。ＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nは、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nのそれぞれの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを、ＡＤＣ１００５1、１００５2、…、１００５nに出力する。上記電力ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnは、それぞれＡＤＣ１００５1、１００５2、…、１００５nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。
図２２で示した制御器８０７において、ＭＰＵ１００９は、ＤＡＣ１００７を介して、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nの制御信号を制御端子８１５に出力する。また、ＭＰＵ１００９は、ＤＡＣ１００８を介して、電源変調信号遅延調整器８１０の制御信号を制御端子８１６に出力する。もしくは、ＤＡＣ１００７および１００８を省き、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０をＭＰＵ１００９からのデジタル信号で直接制御するようにしてもよい。
制御器８０７において、ＭＰＵ１００９は、制御端子８１５および８１６を介してＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を変化させ、同時にＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを検知する。ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを基に、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪量が検知される。上記動作により、ＭＰＵ１００９は、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnの、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間に対する依存性を検知する。そして、ＭＰＵ１００９は、上記依存性のデータに基づき、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを最小化するように、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を設定する。
図２３は、ＡＣＰＲ検出器１００６1の内部構成を示すブロック図である。図２３で示すように、ＡＣＰＲ検出器１００６1は、局部発振（ＬＯ）信号発生器１２０１と、増幅器１２０２および１２０５と、ミキサ１２０３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low pass filter）１２０４と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band pass filter）１２０６と、ログアンプ１２０７と、検波器１２０８と、を少なくとも備えている。
図２３で示したＡＣＰＲ検出器１００６1において、局部発振（ＬＯ）信号発生器１２０１は、局所発信（ＬＯ）信号を出力する。ＬＯ信号発生器１２０１から出力されたＬＯ信号は増幅器１２０２で増幅された後、ミキサ１２０３に出力される。ミキサ１２０３は、入力端子８１３1に入力されたＲＦ信号６２５1と上記ＬＯ信号とをミキシングし、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号をＬＰＦ１２０４に出力する。ＬＰＦ１２０４は、上記ＩＦ信号に含まれる不要な高周波成分を除去する。ＬＰＦ１２０４から出力されたＩＦ信号は増幅器１２０５で増幅された後、ＢＰＦ１２０６に入力される。ＢＰＦ１２０６は、隣接チャネルに対応する周波数成分のみを通過させる。ここで、ＢＰＦ１２０６の中心周波数は、ＩＦ周波数＋オフセット周波数もしくはＩＦ周波数−オフセット周波数のいずれかに設定される。上記オフセット周波数及びＢＰＦ１２０６の通過帯域幅は通信規格によって定められる。例えば、ＷＣＤＭＡ（Wideband-CDMA）の規格の場合は、オフセット周波数を５ＭＨｚ、通過帯域幅を３．８４ＭＨｚに設定すればよい。ＢＰＦ１２０６から出力された隣接チャネルに対応する周波数成分はログアンプ１２０７に入力され、ログアンプ１２０７は隣接チャネルに対応する周波数成分信号をログスケール変換して検波器１２０８に出力する。検波器１２０８は、ダイオード１２０９と容量１２１０及び抵抗１２１１とで構成される。検波器１２０８はログアンプ１２０７の出力信号をＩＦ帯からベースバンド帯へとダウンコンバートし、ＡＣＰＲ1として端子１０１０1に出力する。
ＡＣＰＲ検出器１００６2、…、１００６nは、上記ＡＣＰＲ検出器１００６1と同一の内部構成と機能を持つ。
上記の回路構成および動作に基づき、本発明の第二の実施の形態では、第一の実施の形態と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第一の変形例）
図２４において、本発明による第二の実施の形態の第一の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第一の変形例の送信装置では、図２１の第二の実施の形態の送信装置に対し、直流電源９０１と、スイッチ９０２と、スイッチ９０２の制御端子９０３と、が新たに追加されている。直流電源９０１は、一定の電圧Ｖthを出力する。スイッチ９０２は、電源変調信号遅延調整器８１０の入力を、直流電源９０１の出力もしくは開平器８０９の出力と接続する機能を持つ。スイッチ９０２が、直流電源９０１の出力と開平器８０９の出力のいずれを電源変調信号遅延調整器８１０の入力に接続するかは、制御端子９０３に入力された制御信号によって指定される。
直流電源９０１と、スイッチ９０２と、制御端子９０３以外の要素は、図２１で示した本発明による第二の実施の形態と、図２４で示した本発明による第二の実施の形態の第一の変形例とで同一の構成である。以下では、第二の実施の形態の第一の変形例において、第二の実施の形態から変更された動作についてのみ記述する。
図２５は、本発明による第二の実施の形態の第一の変形例における制御器８０７の内部構成を示すブロック図である。制御端子９０３は、ＭＰＵ１００９に接続されている。
第二の実施の形態の第一の変形例において、制御器８０７内のＭＰＵ１００９は、検出したＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）に基づいて、上記電力の総和ＰOUT1（ｔ）＋ＰOUT2（ｔ）＋…＋ＰOUTn（ｔ）を算出する。上記電力総和が設定したしきい値以上になる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。また、上記電力総和が設定したしきい値以下になる期間において、スイッチ９０２が直流電源９０１の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。
上記動作により、本発明の第二の実施の形態の第一の変形例において、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は以下の式（１５）で与えられるものに設定される。
Figure 0006119735
すなわち、Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＋・・・＋Ｐｏｕｔｎ（ｔ）＞（Ｖｔｈ／Ｃ）２を満たす期間において電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴはＣ√Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＋・・・＋Ｐｏｕｔｎ（ｔ）に設定され、Ｐｏｕｔ１（ｔ）＋Ｐｏｕｔ２（ｔ）＋・・・＋Ｐｏｕｔｎ（ｔ）＜（Ｖｔｈ／Ｃ）２を満たす期間において電源電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴはＶｔｈに設定される。
なお、Ｃ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｖthの場合は、上段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
式（１５）で与えられる電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は、第一の実施の形態の第一の変形例における式（５）を複数バンドに拡張したものに対応する。
したがって、本発明の第二の実施の形態の第一の変形例では、第一の実施の形態の第一の変形例と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率と電力利得を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第二の変形例）
本発明による第二の実施の形態の第二の変形例による送信装置は、第二の実施の形態の第一の変形例と同じく、図２４のブロック構成を持つ。以下では、第二の実施の形態の第二の変形例において、第二の実施の形態の第一の変形例から変更された動作についてのみ記述する。
本発明の第二の実施の形態の第二の変形例において、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は以下の式（１６）で与えられるものに設定される。
Figure 0006119735
なお、中段の式は、Ｃ2√Ｐth2とＣ1√Ｐth1とが同じ値になることを示している。
また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｐth2の場合は、上段の式と中段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｐth1の場合は、中段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
式（１６）で与えられる電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は、第一の実施の形態の第二の変形例における式（６）を複数バンドに拡張したものに対応する。
第二の実施の形態の第二の変形例では、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）を式（１６）で与えられるものに設定するため、送信装置は以下の動作を行う。ＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの電力の総和ＰＯＵＴ１（ｔ）＋ＰＯＵＴ２（ｔ）＋…＋ＰＯＵＴｎ（ｔ）が、第一のしきい値Ｐｔｈ１以上となる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３にスイッチ９０２の制御信号を出力する。また、上記電力総和が第一のしきい値Ｐｔｈ１以下かつ第二のしきい値Ｐｔｈ２以上となる期間において、スイッチ９０２が直流電源９１０の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３にスイッチ９０２の制御信号を出力する。また、上記電力総和が第二のしきい値Ｐｔｈ２以下となる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。上記電力総和が第一のしきい値Ｐｔｈ１以上となる期間と、第二のしきい値Ｐｔｈ２以下となる期間とで、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６１、８０６２、…、８０６ｎの利得ＧＡＭ１、ＧＡＭ２、…、ＧＡＭｎの設定値を変更する事で、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）の比例係数Ｃ１とＣ２の切り替えを実現する。
上記動作により、本発明の第二の実施の形態の第二の変形例では、第一の実施の形態の第二の変形例と同一の動作が実現される。したがって、本発明の第二の実施の形態の第二の変形例では、第一の実施の形態の第二の変形例と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率と電力利得を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第三の変形例）
図２６において、本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置では、図２１の第二の実施の形態の送信装置から、開平器８０９が除去され、非線形回路９０４と、端子９０３、９０５、９０６と、が新たに追加されている。第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、制御器８０７の内部構成は、図２５で示したものと同一である。
図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、非線形回路９０４は、端子９０５に入力された信号ｘに対し、端子９０６に信号ｈ（ｘ）を出力する機能を持つ。端子９０５にはＲＦ信号６２２１、６２２２、…、６２２ｎの電力の総和ＰＯＵＴ１（ｔ）＋ＰＯＵＴ２（ｔ）＋…＋ＰＯＵＴｎ（ｔ）が入力されるため、端子９０６には信号ｈ（ＰＯＵＴ１（ｔ）＋ＰＯＵＴ２（ｔ）＋…＋ＰＯＵＴｎ（ｔ））が出力される。すなわち、図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置においては、上記動作により、第一の実施の形態の第三の変形例の送信装置と同じく、電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴ（ｔ）は式（８）に設定される。
図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、非線形回路９０４の非線形特性を示す関数ｈは、制御器８０７のＭＰＵ１００９により、制御端子９０３を通じて指定される。第一の実施の形態の第三の変形例の送信装置と同じく、第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置においても、関数ｈは、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐｓａｔと電源変調器６０２の出力電圧ＶＡＭ＿ＯＵＴの関係を測定する事で定めてもよく、もしくは電力増幅器６０３において所望の電力効率や利得が得られるように設定してもよい。
図２７は、第二の実施の形態の第三の変形例における非線形回路９０４の一例である。図２７において、非線形回路９０４は、ＡＤＣ１０２１と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：Lookup Table）１０２２と、ＤＡＣ１０２３と、で構成される。ＡＤＣ１０２１は、端子９０５に入力された信号ｘをデジタル信号に変換して、端子１０２４を経由してＬＵＴ１０２２に出力する。ＬＵＴ１０２２は、ＭＰＵ、ＤＳＰ、もしくはＦＰＧＡで実装されている。ＬＵＴ１０２２には、信号ｘを引数とする関数ｈ（ｘ）が格納されている。関数ｈ（ｘ）は、制御器８０７内のＭＰＵ１００９において指定され、制御端子９０３を通じてＬＵＴ１０２２に入力される。ＬＵＴ１０２２は、入力された信号ｘと格納されている関数ｈを参照して、端子１０２５を経由してＤＡＣ１０２３に信号ｈ（ｘ）のデジタル値を出力する。ＤＡＣ１０２３は、信号ｈ（ｘ）をアナログ値に変換して、端子９０６に出力する。
図２８は、第二の実施の形態の第三の変形例における非線形回路９０４の他の例である。図２８において、非線形回路９０４は、ｍ−１個の乗算器１０３１1、１０３１2、…、１０３１m-1と、ｍ個のＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mと、加算器１０３３と、で構成されている。ここでｍは、関数ｈを多項式で表した際の多項式次数である。乗算器１０３１1、１０３１2、…、１０３１m-1は、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第７章に開示されたアナログ乗算回路で実装してもよい。加算器１０３３は、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第５章に開示された方法に従い、演算増幅器で実装してもよい。図２８で示した非線形回路９０４において、乗算器１０３１1には、端子９０５における信号ｘが入力され、乗算器１０３１1は冪信号ｘ2を出力する。また、乗算器１０３１kに（ｋ＝２、３、…、ｍ）は、端子９０５における信号ｘと、乗算器１０３１k-1の出力信号ｘkが入力され、信号ｘと信号ｘkの積である冪信号ｘk+1を出力する。上記動作によって生成された信号ｘ、ｘ2、ｘ3、…、ｘmはＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mにそれぞれ入力される。ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mはそれぞれ利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmを持ち、上記利得で増幅した信号Ｄ1ｘ、Ｄ2ｘ2、Ｄ3ｘ3、…、Ｄmｘmを加算器１０３３に出力する。加算器１０３３は、ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mからの入力信号を加算して、信号ｈ（ｘ）＝Ｄ1ｘ＋Ｄ2ｘ2＋Ｄ3ｘ3＋…＋Ｄmｘmを端子９０６に出力する。ここで関数ｈ（ｘ）はＤ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmを係数とするｘの多項式として表現されている。ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mの利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmは、制御端子９０３を通じて、制御器８０７内のＭＰＵ１００９によって制御される。このＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mの利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmの制御により、関数ｈ（ｘ）が指定される。
（第二の実施の形態の第四の変形例）
図２９において、本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置では、図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置から、加算器８１１が除去され、ＶＧＡ８０６1、８０６2、…、８０６nの出力信号が端子９０５1、９０５2、…、９０５nを経由して非線形回路９０４に直接入力されるようになっている。端子９０５1、９０５2、…、９０５nには、それぞれＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）に比例する信号が入力される。非線形回路９０４は、入力された信号ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を引数として、端子９０６に信号ｗ[ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）]を出力する機能を持つ。すなわち、第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置は、第一の実施の形態の第四の変形例と同一の動作を行なう。
図３０は、第二の実施の形態の第四の変形例における非線形回路９０４の一例である。図３０において、非線形回路９０４は、ＡＤＣ１０２１1、１０２１2、…、１０２１nと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）１０２２と、ＤＡＣ１０２３と、で構成される。非線形回路９０４において、端子９０５1、９０５2、…、９０５nに信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnがそれぞれ入力される。ＡＤＣ１０２１1、１０２１2、…、１０２１nは、端子９０５1、９０５2、…、９０５nの信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnをそれぞれデジタル値に変換して、端子１０２４1、１０２４2、…、１０２４nを経由してＬＵＴ１０２２に出力する。ＬＵＴ１０２２には、信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnを引数とする関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）が格納されている。関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）は、制御器８０７内のＭＰＵ１００９において指定され、制御端子９０３を通じてＬＵＴ１０２２に入力される。ＬＵＴ１０２２は、入力された信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnと関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）を参照し、端子１０２５を経由してＤＡＣ１０２３に信号ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）のデジタル値を出力する。ＤＡＣ１０２３は、信号ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）をアナログ値に変換して、端子９０６に出力する。
本発明における送信装置は、上記特許文献１ないし特許文献５において開示されている送信装置に比べて、以下の効果がある。
上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、一つの電力増幅器（ＰＡ）で一つのキャリア周波数のＲＦ信号を増幅するため、ｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を増幅する場合はｎ個の電力増幅器（ＰＡ）が必要となる。また、一つのＰＡ毎に個別に電源変調（ポーラ変調）を適用するため、ｎ個の電源変調器が必要となる。
これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、一個の電力増幅器（ＰＡ）でｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に増幅するため、増幅するキャリア周波数のＲＦ信号の数ｎによらずＰＡの数は一つでよい。さらに、本発明においては一つのＰＡしか用いないため、電源変調器も一つで良い。したがって、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置に比べ、本実施の形態の送信装置においては、より少ない数の電力増幅器（ＰＡ）および電源変調器によって高電力効率の送信装置を構成することができるため、回路サイズとコストとを削減することができる。
上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、電力増幅器の入力ないし出力に使用バンドを切り替えるためのスイッチを設置する必要がある。このようなスイッチの使用は、部品点数の増加による回路サイズとコストの増大の問題に加え、スイッチの挿入損失により送信装置全体の電力効率が低下するという問題の原因になった。
これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、電力増幅器の入力ないし出力に使用バンドを切り替えるためのスイッチを設置する必要が無いため、スイッチによる回路サイズとコストの増大や、スイッチの挿入損失による送信機全体の電力効率の低下の問題が解決される。
さらに、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、バンド切替スイッチで使用する電力増幅器を切り替える方式のため、送信装置が対応している全てのバンドのＲＦ信号を同時に出力できないという制約がある。この制約のため、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置は、複数のバンドを同時に用いて通信するＣＡ技術に適さないという問題があった。
これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、任意の数のバンドのＲＦ信号を同時に出力する事が可能であり、ＣＡ技術への対応が可能であるという効果がある。
以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、前述の各特許文献等に開示されている内容は、本発明に引用をもって繰り込むことも可能とする。本発明の全開示（特許請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施の形態の変更・調整が可能である。また、本発明の特許請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせあるいは選択も可能である。すなわち、本発明は、特許請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって、当業者であればなし得ることが可能な各種変形、修正を含むことは勿論である。
例えば、本発明の第二の実施形態においては、信号歪の指標として隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）を用い、信号歪検出器としてＡＣＰＲ検出器を設けたが、本発明はこれに限定されない。信号歪検出器は、信号歪の指標として、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）、ＩＭＤ（Inter-modulation distortion：相互変調歪)、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）等を用いたものであっても良い。
本出願は、２０１２年３月１２日に出願された日本出願特願２０１２−５４３９８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (20)

  1. 電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、
    前記ポーラ変調器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、
    前記ポーラ変調器からの前記電源変調信号を増幅した信号で前記電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、
    前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数により設定される、
    ことを特徴とする送信装置。
  2. 前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和を引数とする関数により設定される、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和の平方根に比例する関数により設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  4. 前記電源変調信号は、
    前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和があるしきい値以上になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定され、
    前記電力の総和が前記しきい値以下になる期間において一定値に設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  5. 前記電源変調信号は、
    前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和が第一のしきい値以上になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定され、
    前記電力の総和が前記第一しきい値以下かつ第二のしきい値以上になる期間において一定値に設定され、
    前記電力の総和が前記第二のしきい値以下になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  6. 前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量が最小になるように、前記電源変調器から出力される前記電源変調信号に対して、前記ポーラ変調器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の送信タイミングが設定される、
    ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  7. 前記ポーラ変調器は、
    複数のベースバンド信号発生器と、
    前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、非線形回路および電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記非線形回路に送出し、
    前記非線形回路は、前記各可変利得増幅器からの信号を、前記制御器により指定された非線形関数により変換した上で、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  8. 前記ポーラ変調器は、
    複数のベースバンド信号発生器と、
    前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、非線形回路、電源変調信号遅延調整器および加算器と、を備え、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    前記非線形回路は、前記各加算器からの信号を、前記制御器により指定された非線形関数により変換した上で、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  9. 前記非線形回路は、
    アナログデジタル変換器と、
    ルックアップテーブルと、
    デジタルアナログ変換器と、を備え、
    前記アナログデジタル変換器は、前記非線形回路への入力信号をデジタル信号に変換して前記ルックアップテーブルに出力し、
    前記ルックアップテーブルは、前記アナログデジタル変換器からの入力信号に、前記制御器により指定された非線形関数を適用して得られる値を前記デジタルアナログ変換器に出力し、
    前記デジタルアナログ変換器は、前記ルックアップテーブルから入力された信号をアナログ信号に変換し、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の送信装置。
  10. 前記非線形回路は、
    少なくとも一つの乗算器および可変増幅器と、
    一つの加算器と、を備え、
    前記乗算器は、前記非線形回路の入力信号の各次の冪信号を前記各可変増幅器に出力し、
    前記各可変増幅器は、前記各次の冪信号を前記制御器により指定された利得で増幅して前記加算器へ出力し、
    前記加算器は、前記各可変増幅器からの出力信号の総和を、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の送信装置。
  11. 前記ポーラ変調器は、
    複数のベースバンド信号発生器と、
    前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、加算器、開平器および電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    前記加算器は、前記各可変利得増幅器からの信号の総和を、前記開平器に送出し、
    前記開平器は、前記各加算器からの信号の平方根に比例する信号を、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
  12. 前記ポーラ変調器は、
    複数のベースバンド信号発生器と、
    前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、加算器、開平器、直流電源、スイッチおよび電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    前記加算器は、前記各可変利得増幅器からの信号の総和を、前記開平器に送出し、
    前記開平器は、前記各加算器からの信号の平方根に比例する信号を、前記スイッチに出力し、
    前記直流電源は、指定された直流電圧を前記スイッチに出力し、
    前記スイッチは、前記制御器において検知された前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和に基づいて、前記加算器からの信号もしくは前記直流電源からの信号のいずれかを選択し、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の送信装置。
  13. 前記制御器は、
    前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力と、をそれぞれ検知し、
    検知した前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力と、から、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得を算出し、
    前記各可変利得増幅器の利得の比率が、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得の比率と等しくなるように、前記各可変利得増幅器の利得を設定する、
    ことを特徴とする請求項７から１２のいずれか１項に記載の送信装置。
  14. 前記制御器は、
    少なくとも一つのアナログデジタル変換器と、
    デジタルアナログ変換器と、
    マイクロプロセッサユニットと、
    二乗検波器と、
    信号歪検出器と、を備え、
    前記マイクロプロセッサユニットには、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値が直接もしくは前記アナログデジタル変換器を経由して入力され、
    前記二乗検波器は、前記電力増幅器から出力され前記制御器に入力された前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値を前記アナログデジタル変換器へと出力し、
    前記信号歪検出器は、前記電力増幅器から出力され前記制御器に入力された前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量を検出して前記アナログデジタル変換器へと出力し、
    前記アナログデジタル変換器は、前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値および信号歪量をデジタル値に変換して前記マイクロプロセッサユニットに出力し、
    前記マイクロプロセッサユニットは、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値と、から、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得を算出し、
    前記マイクロプロセッサユニットは、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得に基づいて、前記可変利得増幅器の利得の制御信号を前記デジタルアナログ変換器に出力し、
    前記デジタルアナログ変換器は、前記可変利得増幅器の利得の制御信号をアナログ信号に変換して前記可変利得増幅器へと出力し、
    前記マイクロプロセッサユニットは、前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量に基づいて、前記ＲＦ信号遅延調整器および前記電源変調信号遅延調整器の信号遅延時間の制御信号を、前記ＲＦ信号遅延調整器および前記電源変調信号遅延調整器へと直接もしくは前記デジタルアナログ変換器を経由して出力する、
    ことを特徴とする請求項７から１３のいずれか１項に記載の送信装置。
  15. 複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を発生させて電力増幅器を介して送信する送信装置による送信方法であって、
    前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を検知するステップと、
    検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として電源変調信号を設定するステップと、
    電源変調器から出力される前記電源変調信号によって、前記電力増幅器の電源端子を変調するステップと、を有する、
    ことを特徴とする送信方法。
  16. 前記電源変調信号を設定するステップでは、
    前記電源変調信号を、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和を引数とする関数として設定する、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の送信方法。
  17. 前記電源変調信号を設定するステップでは、
    前記電源変調信号を、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和の平方根に比例する関数として設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  18. 前記電源変調信号を設定するステップでは、
    検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和があるしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定し、
    前記電力の総和が前記しきい値以下になる期間において、前記電源変調信号を一定値に設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  19. 前記電源変調信号を設定するステップでは、
    検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和が第一のしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定し、
    前記電力の総和が前記第一のしきい値以下かつ第二のしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を一定値に設定し、
    前記電力の総和が前記第二のしきい値以下になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  20. ポーラ変調器から前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号を前記電力増幅器に出力するステップと、
    前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量を検知するステップと、
    前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量が最小になるように、前記電源変調器から出力される前記電源変調信号に対して、前記ポーラ変調器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の送信タイミングを設定するステップと、をさらに有する、
    ことを特徴とする請求項１５から１９のいずれか１項に記載の送信方法。
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