JP6108981B2 - Band attenuation filter device and frequency conversion device - Google Patents
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Description
本発明は、帯域減衰フィルタ装置および周波数変換装置に関するものである。 The present invention relates to a band attenuation filter device and a frequency conversion device.
特許文献１には、可変キャパシタまたは可撓インダクタを用いることで、温度変化によって共振周波数が変化しにくいノッチフィルタが開示されている。
また、特許文献２には、ＬＣ共振回路のキャパシタを可変にすることで、所望の特性を実現するノッチフィルタが開示されている。
また、特許文献３，４には、共振周波数を調整可能なヘリカル共振器を用いた帯域フィルタが開示されている。
従来の周波数変換装置では、ＩＦ周波数帯の信号を準ミリ波帯にアップコンバートする場合、周波数変換に用いるローカル信号周波数と、アップコンバートされた信号周波数が近接してしまい、ローカル信号を抑圧するフィルタには高Ｑが要求される。例えば、図２２の従来構成では、中間周波数（ＩＦ）回路１０から出力される中間周波数帯の信号と、ローカル（ＬＯ）信号制御部１１の制御によりローカル信号発生部１４から出力されるローカル信号を、ミキサ１６によってミキシングすることでＲＦ帯にアップコンバートする。アップコンバートされた信号は、バンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ）１７によってローカル信号が抑圧され、増幅回路１８で増幅された後、高周波（ＲＦ）回路１９に供給される。このような従来構成では、バンドリジェクションフィルタ１７は、アップコンバートされた信号は通過させ、アップコンバートされた信号に周波数が近いローカル信号を減衰させる特性を有する必要があるため、バンドリジェクションフィルタ１７には、急峻な特性（高Ｑ）が要求される。このため、従来は、サイズの大きい導波管型フィルタを用いるのが通常であり、装置の小型化を図ることが困難であったり、レイアウトが制限されたりするなどの問題点がある。
In a conventional frequency conversion device, when an IF frequency band signal is up-converted to a quasi-millimeter wave band, the local signal frequency used for frequency conversion and the up-converted signal frequency are close to each other, and the filter suppresses the local signal. Requires a high Q. For example, in the conventional configuration of FIG. 22, an intermediate frequency band signal output from the intermediate frequency (IF)
そこで、複数の周波数変換部を有する周波数変換装置を構成することで、ローカル周波数とアップコンバートされた信号周波数ができるだけ近接しないようにローカル周波数を選択し、先行技術文献に記載されたような帯域減衰フィルタを用いてローカル信号を抑圧する方法が知られている。 Therefore, by configuring a frequency conversion device having a plurality of frequency conversion units, a local frequency is selected so that the local frequency and the up-converted signal frequency are not as close as possible, and band attenuation as described in the prior art document is performed. A method of suppressing a local signal using a filter is known.
ところで、特許文献１に開示された技術では可変キャパシタを用いることから、周波数によってはサイズが大きくなるため、装置の小型化を図ることが困難であるという問題点がある。
By the way, since the technology disclosed in
また、特許文献２に開示された技術では、スイッチによって回路に容量を付加することから、周波数の微調整を行うことができないという問題点がある。
Further, the technique disclosed in
さらに、特許文献３，４に開示された技術では、信号同調回路として、同調周波数帯内の平たん度およびスカート特性の両立のためにヘリカルフィルタが使用されているが、前記フィルタを使用して特定の信号を減衰させることに特化した記載はない。
Furthermore, in the techniques disclosed in
本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、装置の小型化を図るとともに、周波数特性の微調整が可能で、特定の信号を効果的に減衰させることが可能な帯域減衰フィルタ装置および周波数変換装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above points, and is intended to reduce the size of the apparatus, finely adjust the frequency characteristics, and effectively attenuate a specific signal. And it aims at providing a frequency converter.
上記課題を解決するために、本発明は、接地された導電性の筐体内に収容され、一端を開放端とし、他端を給電ピンと電気的に接続するヘリカル状コイルと、前記ヘリカル状コイルとの距離を調整可能な態様にて保持され、前記ヘリカル状コイルの前記開放端との距離を調整することで共振周波数を設定可能な調整部材と、を有する少なくとも１つの共振回路と、入力端子もしくは出力端子と前記給電ピンとの間、または、前記給電ピン同士の間に装荷される少なくとも１以上のインピーダンス整合回路と、を有し、前記入力端子に入力された信号のうち、少なくとも１つ以上の所定の周波数帯域の信号を減衰して前記出力端子から出力することを特徴とする。
このような構成によれば、装置の小型化を図るとともに、周波数特性の微調整が可能で、特定の信号を効果的に減衰させることが可能となる。
In order to solve the above-described problems, the present invention includes a helical coil housed in a grounded conductive casing, one end of which is an open end and the other end is electrically connected to a power feed pin, and the helical coil. At least one resonance circuit having an adjustment member capable of setting a resonance frequency by adjusting a distance between the helical coil and the open end of the helical coil, and an input terminal or At least one impedance matching circuit loaded between the output terminal and the power supply pin or between the power supply pins, and at least one of signals input to the input terminal A signal of a predetermined frequency band is attenuated and output from the output terminal.
According to such a configuration, it is possible to reduce the size of the apparatus and finely adjust the frequency characteristics, thereby effectively attenuating a specific signal.
また、他の発明は、上記発明に加えて、前記調整部材は導電性部材である雄ねじによって構成され、前記筐体には前記雄ねじに係合する雌ねじが形成され、前記雄ねじを回転させ、前記雄ねじと前記ヘリカル状コイルの前記開放端との距離を調整することにより、前記雄ねじと前記ヘリカル状コイルとの間に生じるキャパシタンス成分を増減して前記共振周波数を設定することを特徴とする。
このような構成によれば、雄ねじを回転することにより、共振周波数を精度良く、確実に調整することが可能になる。
According to another aspect of the invention, in addition to the above-described invention, the adjustment member is configured by a male screw that is a conductive member, the housing is formed with a female screw that engages with the male screw, the male screw is rotated, By adjusting the distance between the male screw and the open end of the helical coil, the resonance frequency is set by increasing or decreasing the capacitance component generated between the male screw and the helical coil.
According to such a configuration, it is possible to accurately and reliably adjust the resonance frequency by rotating the male screw.
また、他の発明は、上記発明に加えて、前記共振回路と前記インピーダンス整合回路は、プリント配線板に実装され、前記プリント配線板には、前記帯域減衰フィルタ装置の特性を測定する際に、測定装置のプローブを当接するための配線パターンが形成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、プリント配線板に実装後に周波数特性を精度良く調整することができる。
In addition to the above invention, in another invention, the resonance circuit and the impedance matching circuit are mounted on a printed wiring board, and when measuring the characteristics of the band attenuation filter device on the printed wiring board, A wiring pattern for contacting the probe of the measuring device is formed.
According to such a configuration, the frequency characteristics can be adjusted with high accuracy after being mounted on the printed wiring board.
また、他の発明は、上記発明に加えて、ローカル信号を用いて周波数変換を行う周波数変換部を少なくとも２つ有し、前記周波数変換部のいずれかの後段に、前記ローカル信号を減衰させるための帯域減衰フィルタ装置を有することを特徴とする。
このような構成によれば、ローカル信号を確実に減衰させることにより、小型で特性の良い周波数変換装置を実現することができる。
In addition to the above-described invention, another invention has at least two frequency conversion units that perform frequency conversion using a local signal, and attenuates the local signal in any subsequent stage of the frequency conversion unit. It is characterized by having the following band attenuation filter device.
According to such a configuration, it is possible to realize a small frequency conversion device with good characteristics by surely attenuating the local signal.
また、他の発明は、上記発明に加えて、前記ローカル信号の少なくとも１つの周波数が７０ＭＨｚ〜２ＧＨｚであり、前記周波数変換部によってアップコンバートされる少なくとも１つの周波数が４ＧＨｚ以上であることを特徴とする。
このような構成によれば、帯域減衰フィルタを小型化することで、装置全体のサイズを小型化することができる。
In addition to the above invention, another invention is characterized in that at least one frequency of the local signal is 70 MHz to 2 GHz, and at least one frequency up-converted by the frequency converter is 4 GHz or more. To do.
According to such a configuration, it is possible to reduce the size of the entire apparatus by reducing the size of the band attenuation filter.
本発明によれば、装置の小型化を図るとともに、周波数特性の微調整が可能で、特定の信号を効果的に減衰させることが可能な帯域減衰フィルタ装置および周波数変換装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide a band attenuation filter device and a frequency conversion device capable of miniaturizing the device and finely adjusting the frequency characteristics and effectively attenuating a specific signal. It becomes.
次に、本発明の実施形態について説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described.
（Ａ）第１実施形態の構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係る帯域減衰フィルタ装置を有する周波数変換装置の構成例を示すブロック図である。この図１に示すように、周波数変換装置は、中間周波数（ＩＦ）回路１０、ローカル（ＬＯ）信号制御部１１、ローカル信号発生部１３，１４、ミキサ１５，１６、バンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ）２０，１７、増幅回路１８、および、高周波（ＲＦ）回路１９を有し、中間周波数帯域（例えば、１００ＭＨｚ）の信号を、準ミリ波帯（例えば、２３ＧＨｚ）へアップコンバートして出力する。
(A) Description of Configuration of First Embodiment FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a frequency conversion device having a band attenuation filter device according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the frequency converter includes an intermediate frequency (IF)
中間周波数回路１０は、中間周波数帯域の信号を生成し、ミキサ１５に供給する。ローカル信号制御部１１は、ローカル信号発生部１３，１４を制御し、所定の周波数のローカル信号を出力させる。
The
ローカル信号発生部１３は、ローカル信号制御部１１の制御に応じて、例えば、１ＧＨｚ(マイクロ波帯)のローカル信号を生成してミキサ１５に供給する。ローカル信号発生部１４は、ローカル信号制御部１１の制御に応じて、例えば、２１．９ＧＨｚ(準ミリ波帯)のローカル信号を生成してミキサ１６に供給する。
The local
ミキサ１５は、中間周波数回路１０から出力される中間周波数帯域（例えば、１００ＭＨｚ）の信号に対して、ローカル信号発生部１３から供給されるローカル信号（例えば、１ＧＨｚ）をミキシング（乗算）することにより、アップコンバートした信号（例えば、１．１ＧＨｚの信号）を生成して出力する。
The
バンドリジェクションフィルタ２０は、ミキサ１５から出力される信号のうち、ローカル信号成分（例えば、１ＧＨｚの成分）を選択的に減衰して出力する。
The
ミキサ１６は、バンドリジェクションフィルタ２０から出力される信号（例えば、１．１ＧＨｚの信号）に対して、ローカル信号発生部１４から供給されるローカル信号（例えば、２１．９ＧＨｚ）をミキシングすることにより、アップコンバートした信号（例えば、２３ＧＨｚの信号）を生成して出力する。
The
バンドリジェクションフィルタ１７は、ミキサ１６から出力される信号のうち、ローカル信号成分（例えば、２１．９ＧＨｚの成分）を選択的に減衰して出力する。
The
増幅回路１８は、バンドリジェクションフィルタ１７から出力される高周波信号を所定の利得で増幅して出力する。高周波回路１９は、増幅回路１８から出力される高周波信号を、例えば、電波として送信する。
The
なお、図１に示す構成では、一般的に、ローカル信号の周波数を７０ＭＨｚ〜２ＧＨｚとし、周波数変換部によってアップコンバートされる周波数を４ＧＨｚ以上とすることができる。このように設定することで、帯域減衰フィルタを効率良く小型化し、装置全体のサイズを小型化することができる。 In the configuration shown in FIG. 1, generally, the frequency of the local signal can be set to 70 MHz to 2 GHz, and the frequency up-converted by the frequency conversion unit can be set to 4 GHz or more. By setting in this way, the band attenuation filter can be efficiently downsized and the size of the entire apparatus can be reduced.
図２は、図１に示すバンドリジェクションフィルタ２０に好適な構成例を示す回路図である。この図２に示すように、バンドリジェクションフィルタ２０は、入力端子２１、共振回路２２ａ〜２２ｄ、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃ、および、出力端子２４を有している。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example suitable for the
ここで、入力端子２１には、ミキサ１５の出力信号が入力される。共振回路２２ａ〜２２ｄは、後述するように、導電性の筐体内にヘリカル状コイルが配置されて構成され、直列共振によって対象となる周波数帯域を選択的に減衰させる。整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃは、例えば、数ｐＦ程度の容量を有するコンデンサによって構成される。共振回路２２ａ〜２２ｄは、共振周波数よりも高周波側において誘導成分を有することから、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃにより、通過帯域である高周波側においてインピーダンスの整合を図る。出力端子２４は、所定の周波数を選択的に減衰させた後の信号を、ミキサ１６に出力する。
Here, the output signal of the
図３は、図１に示す共振回路２２ａ〜２２ｄの構成例を示す斜視図である。なお、共振回路２２ａ〜２２ｄは同様の構成とされているので、以下では、これらをまとめて共振回路２２として説明する。図３に示す例では、共振回路２２は、非磁性であって、導電性を有する立方体形状の筐体２２０の上面２２１に、共振周波数を調整するための調整ねじ２２３が設けられている。調整ねじ２２３は、非磁性の導電性部材によって構成される。また、筐体２２０の下面には、共振回路２２をプリント配線板に取り付けるための脚部２２４，２２５が設けられるとともに、後述するヘリカル状コイルの一端に接続された給電ピン２２６が設けられている。
FIG. 3 is a perspective view illustrating a configuration example of the resonance circuits 22a to 22d illustrated in FIG. Since the resonance circuits 22a to 22d have the same configuration, they will be collectively described as the
図４は、図３に示す共振回路２２の内部の構成例を示す図である。この図４に示すように、共振回路２２の筐体２２０の内部には、ヘリカル状コイルモジュール２３０が配置されている。ここで、ヘリカル状コイルモジュール２３０は、例えば、樹脂等の絶縁体によって構成され、底面形状が略正方形である直方体形状を有する底部２３１と、底部２３１と一体的に構成されるとともに、底部２３１から突出した円柱形状を有するボビン部２３２を有している。このボビン部２３２には、線径はＱ値から求められた０．３ｍｍのＳｎ（錫）メッキ線とし、線長は共振周波数の１／４波長から求められた約７０ｍｍとした、ヘリカル状コイル２３３が巻回されており、このヘリカル状コイル２３３の一端は、底部２３１に設けられた給電ピン２２６に接続され、他端は開放端とされている。
FIG. 4 is a diagram illustrating an internal configuration example of the
また、ボビン部２３２の上面には凹部が形成され、その凹部内に調整ねじ２２３の一端が挿入される。調整ねじ２２３の端面には調整ねじ２２３を回転する際にドライバが挿入される溝２２３ａが形成されている。また、調整ねじ２２３の側面には雄ねじが形成され、筐体２２０の上面２２１には、調整ねじ２２３が挿入される穴２２１ａが形成され、この穴２２１ａの側面には雌ねじが形成されている。雌ねじに雄ねじを嵌合させるように穴２２１ａに調整ねじ２２３を挿入することで、これらを電気的に接続するとともに、ボビン部２３２の上面の凹部内への挿入深さを調整可能とする。
Further, a concave portion is formed on the upper surface of the bobbin portion 232, and one end of the adjusting
図５は、ヘリカル状コイル２３３と調整ねじ２２３との位置関係を模式的に示す図である。この図に示すように、ヘリカル状コイル２３３の開放端と調整ねじ２２３は、距離Ｄを隔てて配置されている。このため、これらの間にはキャパシタ成分が形成される。調整ねじ２２３を回転することで、これらの距離が調整されるため、キャパシタ成分の容量値が増減されることになる。ここで、調整ねじ２２３の一部の側面は筐体２２０に電気的に接続され、また、筐体２２０の脚部２２４，２２５はプリント配線板のグランドパターンに接地されている。このため、給電ピン２２６とグランドとの間には、ヘリカル状コイル２３３とキャパシタ成分による直列共振回路が形成され、この直列共振回路の共振周波数は、調整ねじ２２３を回転することで調整可能とされる。なお、共振回路２２の共振周波数については、例えば、ヘリカル状コイル２３３の長さを調整することで設定可能である。また、共振回路２２のＱ値については、例えば、ヘリカル状コイル２３３の線径を調整することで設定可能である。
FIG. 5 is a diagram schematically showing the positional relationship between the helical coil 233 and the adjusting
図６は、図２に示すバンドリジェクションフィルタ２０のプリント配線板への実装状態の一例を示す図である。この図６に示すように、バンドリジェクションフィルタ２０は、配線パターン３０〜３３、共振回路２２ａ〜２２ｄ、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃ、入力端子２１、出力端子２４、グランドパターン２１ａ，２１ｂ，２４ａ，２４ｂを有している。
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a state in which the
ここで、入力端子２１およびグランドパターン２１ａ，２１ｂは円形形状の導電性パターン（例えば、銅箔）によって構成される。入力端子２１にはミキサ１５の出力信号が入力される。また、バンドリジェクションフィルタ２０の特性を測定する際には、入力端子２１およびグランドパターン２１ａ，２１ｂをプロービングポイントとして図示しない測定器のプローブがこれらに当接される。
Here, the
配線パターン３０は、Ｔ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に入力端子２１が形成され、この入力端子２１と対向する他端に整合用コンデンサ２３ａが接続され、図中下方に分岐するパターンの一部に共振回路２２ａの給電ピン２２６ａが接続される。
The
配線パターン３１は、Ｌ字形状を有する導電性パターンであり、図中上端部に共振回路２２ｂの給電ピン２２６ｂが接続され、図中左右に伸びたパターンの左端に整合用コンデンサ２３ａが接続され、右端に整合用コンデンサ２３ｂが接続されている。
The
配線パターン３２は、Ｌ字形状を有する導電性パターンであり、図中下端部に共振回路２２ｃの給電ピン２２６ｃが接続され、図中左右に伸びたパターンの左端に整合用コンデンサ２３ｂが接続され、右端に整合用コンデンサ２３ｃが接続されている。
The
配線パターン３３は、Ｌ字形状を有する導電性パターンであり、図中上端部に共振回路２２ｄの給電ピン２２６ｄが接続され、図中左右に伸びたパターンの左端に整合用コンデンサ２３ｃが接続され、右端に出力端子２４が形成されている。
The
出力端子２４およびグランドパターン２４ａ，２４ｂは円形形状の導電性パターンによって構成される。出力端子２４からは所定の周波数帯域が選択的に減衰された信号が出力され、ミキサ１６に供給される。また、バンドリジェクションフィルタ２０の特性を測定する際には、出力端子２４およびグランドパターン２４ａ，２４ｂをプロービングポイントとして図示しない測定器のプローブがこれらに当接される。
The
（Ｂ）第１実施形態の動作
つぎに、第１実施形態の動作について説明する。図７は、図２に示すバンドリジェクションフィルタ２０の実測による通過損失特性を示す図であり、図８はバンドリジェクションフィルタ２０の入力端２１の実測による反射係数をスミスチャートに表したものである。また、図９はバンドリジェクションフィルタ２０の実測によるキャパシタ容量、減衰量、および、通過損失を示している。第１実施形態では、減衰周波数（ローカル信号の周波数）は９２０ＭＨｚとされている。また、図２に示す整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃは５ｐＦとされている。このような設定において、第１実施形態では、図７および図９に示すように、９２０ＭＨｚにおける減衰量は７４．２９ｄＢであり、通過帯域（９２０ＭＨｚ＋７０ＭＨｚ）における通過損失は１．３５ｄＢである。なお、この例では、比帯域は７．３３％である。
(B) Operation of First Embodiment Next, the operation of the first embodiment will be described. FIG. 7 is a diagram showing the passing loss characteristics obtained by actual measurement of the
以上に示すように、第１実施形態に係るバンドリジェクションフィルタ２０によれば、ローカル信号の周波数である９２０ＭＨｚにおいて、７０ｄＢ以上の減衰量を得ることができるとともに、通過帯域（９２０ＭＨｚ＋７０ＭＨｚ）における通過損失を１ｄＢ程度にすることができる。これにより、図１に示す周波数変換装置に用いた場合に、ローカル信号発生部１３から出力されるローカル信号を確実に減衰させることができるとともに、アップコンバートした信号の損失を防ぐことができる。
As described above, according to the
また、第１実施形態では、図６に示す入力端子２１およびグランドパターン２１ａ，２１ｂにプローブを当接して信号を入力し、出力端子２４およびグランドパターン２４ａ，２４ｂにプローブを当接して出力信号を取得し、これら入出力特性を測定しながら、共振回路２２ａ〜２２ｄの調整ねじ２２３ａ〜２２３ｄを操作することにより、共振周波数を微調整するとともに、減衰量および通過損失を微調整することができる。これにより、バンドリジェクションフィルタ２０の特性を正確に設定することができる。
In the first embodiment, the probe is brought into contact with the
また、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｄは回転に応じてヘリカル状コイル２３３ａ〜２３３ｄとの距離が微調整されることから、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｄを回転させることで、共振周波数を微調整することができる。これにより、共振周波数を正確に設定することができる。 Moreover, since the distance between the adjusting screws 223a to 223d and the helical coils 233a to 233d is finely adjusted according to the rotation, the resonance frequency can be finely adjusted by rotating the adjusting screws 223a to 223d. Thereby, the resonance frequency can be set accurately.
また、共振回路２２ａ〜２２ｄの共振周波数は、ヘリカル状コイル２３３ａ〜２３３ｄの長さによってほぼ決定されることから、共振周波数を精度良く設定することができるとともに、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｄによって、プリント配線板に実装後にも微調整を行うことができる。また、共振回路２２ａ〜２２ｄは、巻回されたコイルを用いることから、小さなサイズである程度大きなインダクタンス値を得ることができる。このため、導波管を用いた構成に比較すると、回路のサイズを小さくすることができるため、例えば、可搬型の構成とすることも可能である。また、導波管を用いる構成では、導波管のレイアウトがある程度制限されてしまうが、本実施形態では、レイアウトを自由に決定することができるため、設計を容易にするとともに、使用目的に応じた適切なレイアウトを実現することができる。 In addition, since the resonance frequency of the resonance circuits 22a to 22d is substantially determined by the length of the helical coils 233a to 233d, the resonance frequency can be set with high accuracy and printed wiring is provided by the adjusting screws 223a to 223d. Fine adjustments can be made after mounting on the board. In addition, since the resonance circuits 22a to 22d use wound coils, it is possible to obtain a certain large inductance value with a small size. For this reason, compared with the structure using a waveguide, since the size of a circuit can be made small, it can also be set as a portable structure, for example. In addition, in the configuration using the waveguide, the layout of the waveguide is limited to some extent, but in this embodiment, the layout can be determined freely, so that the design can be facilitated and the use purpose can be determined. Appropriate layout can be realized.
なお、以上の第１実施形態では、上記の構成および素子値となっているが、特性インピーダンスや周波数帯、目標となる特性他の条件により、上記以外の構成および素子値とすることができる。例えば、４個の共振回路２２ａ〜２２ｄと、３個の整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｃを組み合わせるようにしたが、これ以外の個数の組み合わせとしてもよい。図１０，１１は、共振回路を２〜４個組み合わせた場合の特性を示している。具体的には、図１０，１１の例では、共振周波数を９５２ＭＨｚとし、共振回路の個数を２個、３個、４個とした場合のシミュレーションによる特性を示している。例えば、共振回路が２個の場合には減衰周波数（９５２ＭＨｚ）における減衰量は５４．３７ｄＢ、通過帯域（９５２ＭＨｚ＋７０ＭＨｚ）における通過損失は０．８ｄＢであり、３個の場合には減衰量は６６．５３ｄＢ、通過損失は１．０ｄＢであり、また、４個の場合には減衰量は８７．７４ｄＢ、通過損失は１．２ｄＢである。このように、目標となる特性（減衰量および通過損失）に応じて、共振回路の個数を設定することで、所望の特性を実現することができる。 In the first embodiment described above, the above-described configuration and element values are used. However, other configurations and element values may be used depending on the characteristic impedance, frequency band, target characteristics, and other conditions. For example, the four resonant circuits 22a to 22d and the three matching capacitors 23a to 23c are combined, but other combinations may be used. 10 and 11 show characteristics when 2 to 4 resonance circuits are combined. Specifically, the examples of FIGS. 10 and 11 show characteristics by simulation when the resonance frequency is 952 MHz and the number of resonance circuits is two, three, and four. For example, when there are two resonance circuits, the attenuation at the attenuation frequency (952 MHz) is 54.37 dB, the pass loss in the passband (952 MHz + 70 MHz) is 0.8 dB, and when there are three resonance circuits, the attenuation is 66.37 dB. 53 dB, the passage loss is 1.0 dB, and in the case of four, the attenuation is 87.74 dB and the passage loss is 1.2 dB. Thus, desired characteristics can be realized by setting the number of resonance circuits according to target characteristics (attenuation amount and passage loss).
（Ｃ）第２実施形態の構成
つぎに、本発明の第２実施形態に係るバンドリジェクションフィルタについて説明する。図１２は第２実施形態に係るバンドリジェクションフィルタ２０Ａの構成例を示す図である。なお、図１２において、図２と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１２では、図２と比較すると、共振回路が４個から３個へ変更されている。また、入力端子２１と共振回路２２ａの間に整合用コイル２５と整合用コンデンサ２３ａが配置され、出力端子２４と共振回路２２ｃの間に整合用コンデンサ２３ｄと整合用コイル２６が配置されている。また、図１２の例では、共振周波数は１６９６ＭＨｚとされている。
(C) Configuration of Second Embodiment Next, a band rejection filter according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a band rejection filter 20A according to the second embodiment. In FIG. 12, parts corresponding to those in FIG. In FIG. 12, compared with FIG. 2, the number of resonance circuits is changed from four to three. A matching
図１３は、図１２に示すバンドリジェクションフィルタ２０Ａのプリント配線板への実装状態の一例を示す図である。この図１３に示すように、バンドリジェクションフィルタ２０Ａは、配線パターン３０〜３４、共振回路２２ａ〜２２ｃ、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｄ、入力端子２１、出力端子２４、グランドパターン２１ａ，２４ａ、整合用コイル２５，２６、および、グランドパターン４０を有している。
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a state in which the band rejection filter 20A illustrated in FIG. 12 is mounted on a printed wiring board. As shown in FIG. 13, the band rejection filter 20A includes
ここで、入力端子２１およびグランドパターン２１ａは円形形状の導電性パターンによって構成される。入力端子２１にはミキサ１５の出力信号が入力される。また、バンドリジェクションフィルタ２０Ａの特性を測定する際には、入力端子２１およびグランドパターン２１ａ，４０をプロービングポイントとして図示しない測定器のプローブが当接される。
Here, the
配線パターン３０は、Ｉ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に入力端子２１が形成され、この入力端子２１と対向する他端に整合用コンデンサ２３ａが接続され、グランドパターン４０のスルーホール４１の近傍に、整合用コイル２５が並列に接続されている。なお、高周波特性を確保するため、整合用コイル２５はグランドパターン４０に設けたスルーホール４１の近傍に配置することができる。
The
配線パターン３１は、Ｔ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に整合用コンデンサ２３ａが接続され、図中右端部に整合用コンデンサ２３ｂが接続され、図中上端部に共振回路２２ａの給電ピン２２６ａが接続されている。
The
配線パターン３２は、Ｔ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に整合用コンデンサ２３ｂが接続され、図中右端部に整合用コンデンサ２３ｃが接続され、図中上端部に共振回路２２ｂの給電ピン２２６ｂが接続されている。
The
配線パターン３３は、Ｔ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に整合用コンデンサ２３ｃが接続され、図中右端部に整合用コンデンサ２３ｄが接続され、図中上端部に共振回路２２ｃの給電ピン２２６ｃが接続されている。
The
配線パターン３４は、Ｉ字形状を有する導電性パターンであり、図中左端部に整合用コンデンサ２３ｄが接続され、図中右端部に出力端子２４が形成され、グランドパターン４０のスルーホール４２の近傍に、整合用コイル２６が並列に接続されている。なお、高周波特性を確保するため、整合用コイル２６はグランドパターン４０に設けたスルーホール４２の近傍に配置することができる。
The
グランドパターン４０は、矩形形状を有し、配線パターン３０〜３４と略平行となるように配置されている。また、グランドパターン４０にはスルーホール４１，４２が形成されており、配線基板の図示しないグランド層に接続される。なお、図１３の例では、２つのスルーホール４１，４２を設けているが、もちろん、３つ以上のスルーホールを設けるようにしてもよい。
The
（Ｄ）第２実施形態の動作
つぎに、以上の第２実施形態の動作について説明する。図１４は共振回路２２ａ〜２２ｃの共振周波数を１６９６ＭＨｚに設定した場合の通過損失特性のシミュレーション結果を示す図である。この図１４に示すように、減衰周波数である１６９６ＭＨｚにおいて減衰量が約８２．３８ｄＢとなり、また、通過帯である１６９６ＭＨｚ＋７０ＭＨｚにおける通過損失が約２．２ｄＢとなる。このように、３個の共振回路２２ａ〜２２ｃと、整合用コイル２５，２６および整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｄを用いることにより、減衰量８２．３８ｄＢおよび通過損失２．２ｄＢを実現することができる。なお、この例では、比帯域は４．０６％であり、第１実施形態における７．３３％よりも厳しい条件であるが、３個の共振回路２２ａ〜２２ｃを用いることで、７０ｄＢ以上の減衰量を確保することができる。
(D) Operation of Second Embodiment Next, the operation of the second embodiment will be described. FIG. 14 is a diagram showing a simulation result of the passage loss characteristic when the resonance frequency of the resonance circuits 22a to 22c is set to 1696 MHz. As shown in FIG. 14, the attenuation amount is about 82.38 dB at the attenuation frequency of 1696 MHz, and the pass loss at the passband of 1696 MHz + 70 MHz is about 2.2 dB. As described above, by using the three resonance circuits 22a to 22c, the matching coils 25 and 26, and the matching capacitors 23a to 23d, an attenuation of 82.38 dB and a passing loss of 2.2 dB can be realized. In this example, the specific band is 4.06%, which is a stricter condition than 7.33% in the first embodiment, but by using the three resonance circuits 22a to 22c, the attenuation is 70 dB or more. The amount can be secured.
つぎに、実測結果について説明する。図１５〜１７は、実測結果を示す図であり、図１５はバンドリジェクションフィルタ２０Ａの通過損失特性を示し、図１６はバンドリジェクションフィルタ２０Ａの入力端子２１の反射係数をスミスチャートに表したものであり、図１７は整合回路定数、減衰量、および、通過損失の具体的数値を示している。
Next, the actual measurement result will be described. 15 to 17 are diagrams showing actual measurement results, FIG. 15 shows the pass loss characteristics of the band rejection filter 20A, and FIG. 16 shows the reflection coefficient of the
この例では、共振回路の共振周波数は１４７８ＭＨｚとされ、比帯域は４．６３％とされている。また、図１７に示すように、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｄは３ｐＦとされ、また、整合用コイル２５，２６は３．９ｎＨとされている。より詳細には、ヘリカル状コイル２３３としては、線径が０．４ｍｍのＳｎ（錫）メッキ線であって、線長が共振周波数の１／４波長に対応する約４０〜５０ｍｍのコイルが使用されている。 In this example, the resonance frequency of the resonance circuit is 1478 MHz, and the ratio band is 4.63%. Further, as shown in FIG. 17, the matching capacitors 23a to 23d are set to 3 pF, and the matching coils 25 and 26 are set to 3.9 nH. More specifically, the helical coil 233 is a Sn (tin) plated wire having a wire diameter of 0.4 mm and a wire length of about 40 to 50 mm corresponding to a quarter wavelength of the resonance frequency. Has been.
図１５〜１７に示すように、１４７８ＭＨｚにおける減衰量は約６４．２６ｄＢであり、通過帯域である１４７８ＭＨｚ＋７０ＭＨｚにおける通過損失は約１．５６ｄＢとなっている。これにより、図１に示す周波数変換装置に用いた場合に、ローカル信号発生部１３から出力されるローカル信号を確実に減衰させることができるとともに、アップコンバートした信号の損失を防ぐことができる。
As shown in FIGS. 15 to 17, the attenuation at 1478 MHz is about 64.26 dB, and the pass loss at 1478 MHz + 70 MHz, which is the pass band, is about 1.56 dB. Thereby, when used in the frequency converter shown in FIG. 1, the local signal output from the
なお、図１に示す周波数変換装置のＲＦ１９出力端における、バンドリジェクションフィルタ２０Ａによるローカル信号の遮断効果として、アップコンバートされた準ミリ波帯通過帯域の出力電力に対して、ローカル信号がどれだけ減衰できているかを数値で示すと、バンドリジェクションフィルタによるローカル信号の遮断効果は約８３ｄＢであった。すなわち、通過帯域における出力電力は約＋６ｄＢｍであり、図１に示すＬＯ１３の信号が、ミキサ１５を通過して漏れる信号が、ミキサ１６でアップコンバートされた出力電力は約−７７ｄＢｍであった。
なお、このときの、スペクトラムアナライザの設定値は、以下の通りである。
中心周波数：図１に示すＬＯ１３＋ＬＯ１４、周波数スパン：１ＧＨｚ、分解能帯域幅：１０ｋＨｚ、ビデオフィルタ：３ｋＨｚ、表示雑音レベル：−９０ｄＢｍ
As a local signal blocking effect by the band rejection filter 20A at the
Note that the set values of the spectrum analyzer at this time are as follows.
Center frequency: LO13 + LO14 shown in FIG. 1, frequency span: 1 GHz, resolution bandwidth: 10 kHz, video filter: 3 kHz, display noise level: -90 dBm
また、第２実施形態では、図１３に示す入力端子２１およびグランドパターン２１ａ，４０に図示しない測定器のプローブを当接して信号を入力し、出力端子２４およびグランドパターン２４ａ，４０に図示しない測定器のプローブを当接して出力信号を取得し、これら入出力特性を測定しながら、共振回路２２ａ〜２２ｃの調整ねじ２２３ａ〜２２３ｃを操作することにより、共振周波数を微調整するとともに、減衰量および通過損失を微調整することができる。これにより、バンドリジェクションフィルタ２０Ａの特性を正確に設定することができる。
In the second embodiment, a signal of a measuring instrument (not shown) is brought into contact with the
また、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｃは回転に応じてヘリカル状コイル２３３ａ〜２３３ｃとの距離が微調整されることから、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｃを回転させることで、共振周波数を微調整することができる。これにより、共振周波数を正確に設定することができる。 Further, since the distance between the adjusting screws 223a to 223c and the helical coils 233a to 233c is finely adjusted according to the rotation, the resonance frequency can be finely adjusted by rotating the adjusting screws 223a to 223c. Thereby, the resonance frequency can be set accurately.
また、共振回路２２ａ〜２２ｃの共振周波数は、ヘリカル状コイル２３３ａ〜２３３ｃの長さによってほぼ決定されることから、共振周波数を精度良く設定することができるとともに、調整ねじ２２３ａ〜２２３ｃによって、実装後にも微調整を行うことができる。また、共振回路２２ａ〜２２ｃは、巻回されたコイルを用いることから、小さなサイズである程度大きなインダクタンス値を得ることができる。このため、導波管を用いた構成に比較すると、回路のサイズを小さくすることができるため、例えば、可搬型の構成とすることも可能である。また、導波管を用いる構成では、導波管のレイアウトがある程度制限されてしまうが、本実施形態では、レイアウトを自由に決定することができるため、設計を容易にするとともに、使用目的に応じた適切なレイアウトを実現することができる。 In addition, since the resonance frequency of the resonance circuits 22a to 22c is substantially determined by the length of the helical coils 233a to 233c, the resonance frequency can be set with high accuracy, and after the mounting by the adjusting screws 223a to 223c. Can also be fine-tuned. Further, since the resonance circuits 22a to 22c use a wound coil, it is possible to obtain a certain large inductance value with a small size. For this reason, compared with the structure using a waveguide, since the size of a circuit can be made small, it can also be set as a portable structure, for example. In addition, in the configuration using the waveguide, the layout of the waveguide is limited to some extent, but in this embodiment, the layout can be determined freely, so that the design can be facilitated and the use purpose can be determined. Appropriate layout can be realized.
なお、以上の第２実施形態では、上記の構成および素子値となっているが、特性インピーダンスや周波数帯、目標となる特性他の条件により、上記以外の構成および素子値とすることができる。例えば、３個の共振回路２２ａ〜２２ｃと、４個の整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｄ、および、２つの整合用コイル２５，２６を組み合わせるようにしたが、これ以外の個数の組み合わせとしてもよい。
In the second embodiment described above, the above-described configuration and element values are used. However, other configurations and element values may be used depending on the characteristic impedance, frequency band, target characteristics, and other conditions. For example, although the three resonance circuits 22a to 22c, the four matching capacitors 23a to 23d, and the two matching
（Ｅ）変形実施形態の説明
以上の各実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、共振回路２２は、調整ねじによって共振周波数を調整するようにしたが、ヘリカル状コイル２３３との距離を変更できる手段であれば、調整ねじ以外の手段を用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、ヘリカル状コイル２３３との距離を調整可能なスライダーを用いるようにしてもよい。
(E) Description of Modified Embodiment Each of the above embodiments is an example, and it is needless to say that the present invention is not limited to the case described above. For example, in each of the embodiments described above, the
また、以上の各実施形態では、バンドリジェクションフィルタを構成する場合を例に挙げて説明したが、本発明は、例えば、ハイパスフィルタおよびローパスフィルタにも適用可能である。具体的には、ハイパスフィルタの場合には減衰する周波数よりも低い周波数を遮断するように構成し、また、ローパスフィルタの場合には減衰する周波数よりも高い周波数を遮断するように構成すればよい。また、ハイパスフィルタとローパスフィルタを組み合わせたバンドパスフィルタのような構成にも適用可能である。 In each of the above embodiments, the case where the band rejection filter is configured has been described as an example. However, the present invention can be applied to, for example, a high-pass filter and a low-pass filter. Specifically, in the case of a high-pass filter, it is configured to cut off a frequency lower than the frequency to be attenuated, and in the case of a low-pass filter, it may be configured to cut off a frequency higher than the frequency to be attenuated. . Further, the present invention can be applied to a configuration such as a band pass filter in which a high pass filter and a low pass filter are combined.
図１８は、ローパスフィルタの構成例を示す図である。この構成例では、ローパスフィルタ２０Ｂは、図１２に示すバンドリジェクションフィルタ２０Ａに比較すると、整合用コイル２５，２６が整合用コンデンサ３２，３３に置換され、また、整合用コンデンサ２３ａ〜２３ｄが整合用コイル３１ａ〜３１ｄに置換されている。このような構成により、所望の周波数を通過させるとともに、それ以上の周波数を減衰させることができる。
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a low-pass filter. In this configuration example, as compared with the band rejection filter 20A shown in FIG. 12, the low-pass filter 20B has matching
図１９は、バンドパスフィルタの構成例を示す図である。この構成例では、バンドパスフィルタ２０Ｃは、図１２に示すバンドリジェクションフィルタ２０Ａに比較すると、整合用コンデンサ２３ｂ，２３ｃが整合用コイル３５ａ，３５ｂに置換され、整合用コンデンサ３４ａ，３４ｂが共振回路２２ａ，２２ｃとそれぞれ並列になるように追加接続されている。図２０は、図１９に示すバンドパスフィルタのプリント配線板への実装状態の一例を示す図である。この図２０では、図１３の例に比較すると、配線パターン３１とグランドパターン４０の間に整合用コンデンサ３４ａが追加され、配線パターン３３とグランドパターン４０の間に整合用コンデンサ３４ｂが追加され、配線パターン３１，３２の間の整合用コンデンサ２３ｂが整合用コイル３５ａに置換され、配線パターン３２，３３の間の整合用コンデンサ２３ｃが整合用コイル３５ｂに置換されている。図２１は、図１９，２０に示すバンドパスフィルタ２０Ｃの実測による通過損失特性を示す図である。図１９，２０に示すバンドパスフィルタの、通過帯域の損失に対する減衰量は、ローカル信号周波数に対応する１６２５ＭＨｚにおいて約３２ｄＢである。また、２ＬＯ−ＩＦ（２８７５〜３１２５ＭＨｚ）においては２２ｄＢで、２ＬＯ（３２５０ＭＨｚ）においては２２ｄＢとなっており、周波数変換器のスプリアスを効果的に抑圧することが可能となる。図１９，２０の例では、３つの共振器の共振周波数が１６２５ＭＨｚ、２６００ＭＨｚ、および、１６２５ＭＨｚとなるように、線径が０．４ｍｍのＳｎ（錫）メッキ線であって、線長が共振周波数の１／４波長に対応する両端約３０ｍｍ、中央約２０ｍｍのコイルが使用されている。また、図１９に示す各素子の素子値としては、以下のものを使用している。
Ｃ１：１．５ｐＦ、Ｃ２：４．０ｐＦ、Ｃ３：１．０ｐＦ、Ｃ４：１．５ｐＦ
Ｌ１：２．７ｎＨ、Ｌ２：２．２ｎＨ、Ｌ３：３．３ｎＨ、Ｌ４：３．３ｎＨ
なお、本実施形態では上記の素子値となっているが、特性インピーダンスや周波数帯、目標となる特性他の条件により、上記以外の素子値とすることができる。
FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration example of a bandpass filter. In this configuration example, compared to the band rejection filter 20A shown in FIG. 12, in the
C1: 1.5 pF, C2: 4.0 pF, C3: 1.0 pF, C4: 1.5 pF
L1: 2.7 nH, L2: 2.2 nH, L3: 3.3 nH, L4: 3.3 nH
In the present embodiment, the above-described element values are used. However, other element values may be used depending on the characteristic impedance, frequency band, target characteristics, and other conditions.
また、以上の各実施形態では、本発明の帯域減衰フィルタを周波数変換装置に適用する場合を例に挙げて説明したが、これ以外の装置に適用することも可能である。例えば、アンテナで受信した近接した周波数信号のうちの一方のみを減衰する用途に用いることも可能である。 In each of the above embodiments, the case where the band attenuation filter of the present invention is applied to a frequency conversion device has been described as an example, but the present invention can also be applied to other devices. For example, it is also possible to use for the purpose of attenuating only one of the adjacent frequency signals received by the antenna.
１０ 中間周波数回路
１１ ローカル信号制御部
１３，１４ ローカル信号発生部
１５，１６ ミキサ
１７，２０ バンドリジェクションフィルタ
１８ 増幅回路
１９ 高周波回路
２１ 入力端子
２２ａ〜２２ｄ 共振回路
２３ａ〜２３ｄ 整合用コンデンサ（インピーダンス整合回路）
２４ 出力端子
２５，２６ 整合用コイル（インピーダンス整合回路）
３１ａ〜３１ｄ 整合用コイル（インピーダンス整合回路）
３２，３３ 整合用コンデンサ（インピーダンス整合回路）
３４ａ，３４ｂ 整合用コンデンサ（インピーダンス整合回路）
３５ａ，３５ｂ 整合用コイル（インピーダンス整合回路）
２２０ 筐体
２２３ 調整ねじ（調整部材）
２２４，２２５ 脚部
２２６ 給電ピン
２３０ ヘリカル状コイルモジュール
２３１ 底部
２３２ ボビン部
２３３ ヘリカル状コイル
DESCRIPTION OF
24
31a to 31d Coil for matching (impedance matching circuit)
32,33 Matching capacitor (impedance matching circuit)
34a, 34b Matching capacitor (impedance matching circuit)
35a, 35b Matching coil (impedance matching circuit)
220
224, 225
Claims (5)
入力端子もしくは出力端子と前記給電ピンとの間、または、前記給電ピン同士の間に装荷される少なくとも１以上のインピーダンス整合回路と、
を有し、前記入力端子に入力された信号のうち、少なくとも１つ以上の所定の周波数帯域の信号を減衰して前記出力端子から出力する、
ことを特徴とする帯域減衰フィルタ装置。 Held in a grounded conductive casing, one end is an open end, the other end is electrically connected to a power supply pin, and held in a manner in which the distance between the helical coil can be adjusted, An adjustment member capable of setting a resonance frequency by adjusting a distance from the open end of the helical coil, and at least one resonance circuit;
At least one impedance matching circuit loaded between an input terminal or an output terminal and the power supply pins, or between the power supply pins;
And attenuating at least one signal of a predetermined frequency band among the signals input to the input terminal and outputting from the output terminal,
A band-attenuating filter device.
前記プリント配線板には、前記帯域減衰フィルタ装置の特性を測定する際に、測定装置のプローブを当接するための配線パターンが形成されている、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の帯域減衰フィルタ装置。 The resonant circuit and the impedance matching circuit are mounted on a printed wiring board,
The printed wiring board is formed with a wiring pattern for contacting the probe of the measuring device when measuring the characteristics of the band attenuation filter device.
The band attenuation filter device according to claim 1 or 2, wherein
前記周波数変換部のいずれかの後段に、前記ローカル信号を減衰させるための前記請求項１乃至３のいずれか1項に記載の帯域減衰フィルタ装置を有する、
ことを特徴とする周波数変換装置。 Having at least two frequency conversion units that perform frequency conversion using a local signal;
The band attenuation filter device according to any one of claims 1 to 3 for attenuating the local signal at a subsequent stage of any of the frequency conversion units.
The frequency converter characterized by the above-mentioned.
前記周波数変換部によってアップコンバートされる少なくとも１つの周波数が４ＧＨｚ以上である、
ことを特徴とする請求項４に記載の周波数変換装置。 At least one frequency of the local signal is between 70 MHz and 2 GHz;
At least one frequency up-converted by the frequency converter is 4 GHz or more,
The frequency converter according to claim 4.
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