JP6100640B2 - 電源システム - Google Patents

Description

この発明は、電源システムに関し、より特定的には、複数の直流電源と電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの起動時の制御に関する。

複数の電源を組合せて負荷へ電源を供給する電源システムが種々提供されている。たとえば、特開２０１２−７０５１４号公報（特許文献１）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切換えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特許文献１に記載の電力変換器によれば、動作モードの使い分けによって２つの直流電源を有効に活用しつつ、負荷への出力電圧を制御することができる。

特開２０１２−７０５１４号公報

一般に、直流電源を有する電源システムでは、平滑キャパシタが直流電源に対して並列に接続される。したがって、電源システムの起動時には、平滑キャパシタが直流電源の電圧まで充電される動作が必要となる。

起動時に過大な突入電流が発生するのを防止するために、電流制限回路を経由して平滑キャパシタを充電（プリチャージ）する制御が一般的に行なわれている。たとえば、電流制限回路は、直列接続された電流制限抵抗および開閉器が、直流電源および平滑キャパシタの間に接続された主開閉器と並列に接続されることによって構成される。

主開閉器をオフした状態で電流制限抵抗を経由した電流によって平滑キャパシタをプリチャージした後で、主開閉器をオンすることにより、起動時に過大な突入電流が生じることを回避できる。

しかしながら、特許文献１に記載されるように複数個の直流電源を有する電源システムでは、各直流電源に対応させて上述の電流制限回路の配置が必要となるため、回路素子の増加によって、サイズの大型化およびコスト上昇が懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源を含む電源システムにおいて、システム起動時のプリチャージ制御によって、一部の直流電源に対する電流制限回路の配置を省略することである。

この発明のある局面では、電源システムは、負荷と接続された第１および第２の電力線間に直流電圧（ＶＨ）を出力するための電源システムであって、第１の直流電源と、第２の直流電源と、第１の直流電源に対応する第１の開閉器と、第２の直流電源に対応する第２の開閉器と、第１のキャパシタと、第２のキャパシタと、第３のキャパシタと、第１および第２の電力線の間に順に直列接続された第１から第４のスイッチング素子と、第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、電流制限回路と、第１から第４のスイッチング素子のオンオフおよび第１から第３の開閉器のオンオフを制御するための制御装置とを含む。第１のキャパシタは、第１の開閉器を経由して第１の直流電源と並列に接続される。第２のキャパシタは、第２の開閉器を経由して第２の直流電源と並列に接続される。第３のキャパシタは、第１および第２の電力線の間に電気的に接続される。第１のリアクトルは、第２および第３のスイッチング素子の接続ノードと、第１の直流電源の正極端子との間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと、第２の直流電源の正極端子との間に電気的に接続される。さらに、第１の直流電源の負極端子は、第２の電力線と電気的に接続され、第２の直流電源の負極端子は、第３および第４のスイッチング素子の接続ノードと電気的に接続される。電流制限回路は、第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源のみに対応して設けられ、第１および第２の開閉器のうちの対応する一方の開閉器に対して並列に接続される。電流制限回路は、直列に接続された第３の開閉器および電流制限抵抗を有する。制御装置は、電源システムの起動時において、第１および第２の開閉器がオフされた状態で第３の開閉器をオンすることにより、第１および第２のキャパシタのうちの第３の開閉器と接続された一方のキャパシタおよび第３のキャパシタを一方の直流電源の出力電圧へプリチャージするための第１のプリチャージ手段と、一方のキャパシタのプリチャージ完了に応じて、第３の開閉器をオフする一方で第１および第２の開閉器のうちの一方の開閉器をオンするための手段と、一方の開閉器がオンされる一方で、第１および第２の開閉器のうちの他方の開閉器と第３の開閉器とがオフされている状態で、第１および第２のキャパシタのうちの他方のキャパシタを、第１および第４のスイッチング素子の周期的なオンオフ制御を伴って第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源の出力電圧へプリチャージするための第２のプリチャージ手段と、他方のキャパシタのプリチャージ完了に応じて、他方の開閉器をオンするための手段とを含む。

好ましくは、第２のプリチャージ手段は、第１のスイッチング制御手段と、第１のスイッチング制御手段とを含む。第１のスイッチング制御手段は、他方のキャパシタおよび第３のキャパシタの電圧を、第１および第２の直流電源のそれぞれの出力電圧のうちの低い方の電圧まで上昇させるように、第１からの第４のスイッチング素子を周期的にオンオフ制御する。第２のスイッチング制御手段は、他方のキャパシタの電圧が低い方の電圧まで上昇した後に、他方のキャパシタおよび第３のキャパシタの電圧を、他方の直流電源の出力電圧まで上昇させるように、第１からの第４のスイッチング素子を周期的にオンオフ制御する。

さらに好ましくは、第１のスイッチング制御手段は、他方のキャパシタの電圧が低い方の電圧に上昇するまでの間、第１および第２の動作を周期的に繰り返すように、第１からの第４のスイッチング素子の周期的なオンオフを制御するための手段を有する。第１の動作では、他方のキャパシタを第１および第２のリアクトルを経由して一方の直流電源に対して並列に接続するように、第１からの第４のスイッチング素子が制御される。第２の動作では、一方の直流電源および他方のキャパシタを直列に第１および第２のリアクトルを経由して第１および第２の電力線の間に電気的に接続するように、第１からの第４のスイッチング素子が制御される。

あるいは、さらに好ましくは、第２のスイッチング制御手段は、他方のキャパシタの電圧が他方の直流電源の出力電圧へ上昇するまでの間、第３および第４の動作を周期的に繰り返すように、第１からの第４のスイッチング素子の周期的なオンオフを制御するための手段を有する。第３の動作では、一方の直流電源および第１または第２のリアクトルによる電流循環経路を形成するように、第１からの第４のスイッチング素子のオンオフが制御される。第４の動作では、一方の直流電源および第１または第２のリアクトルを直列に第１および第２の電力線の間に電気的に接続するように、第１からの第４のスイッチング素子が制御される。

また好ましくは、電源システムは、電源システムの起動時に、他方の直流電源の出力電圧が所定電圧よりも低いときに、第１および第４のスイッチング素子の周期的なオンオフ制御を実行することなく、他方の開閉器をオンするための手段をさらに含む。

好ましくは、電源システムは、第１および第２の開閉器がオンされた状態において、複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択的に適用されて動作することによって直流電圧を制御するように構成される。複数の動作モードは、第１から第６のモードを有する。電力変換器は、第１のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。電力変換器は、第２のモードでは、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する。電力変換器は、第３のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する。電力変換器は、第４のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する。電力変換器は、第５のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が第１および第２の電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が第１および第２の電力線から電気的に切り離された状態を維持する。電力変換器は、第６のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の電力線に対して第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する。

この発明によれば、複数の直流電源を含む電源システムにおいて、システム起動時のプリチャージ制御によって、一部の直流電源に対する電流制限回路の配置を省略することができる。

本発明の実施の形態１に従う電源システムの構成を示す回路図である。 電源システムの負荷の構成例を説明するための概念図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。 図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。 実施の形態１に従う電源システムの起動時におけるプリチャージ制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。 Ｃｂプリチャージの状態遷移図である。 Ｃｂプリチャージにおける第１および第２のプリチャージモードでの回路動作を説明するための図表である。 Ｃｂプリチャージの第１のプリチャージモードにおける回路動作を説明するための概念的な回路図である。 各プリチャージモードにおけるスイッチング制御でのデューティ比を設定するためのパルス幅変調制御を説明する概念的な波形図である。 Ｃｂプリチャージの第２のプリチャージモードにおける回路動作を説明するための概念的な回路図である。 本実施の形態に従う電源システムの起動処理におけるプリチャージ制御の第１の動作例を説明するための波形図である。 プリチャージ制御の第２の動作例を説明するための波形図である。 本発明の実施の形態２に従う電源システムの構成を示す回路図である。 実施の形態２に従う電源システムの起動時におけるプリチャージ制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。 Ｃａプリチャージの状態遷移図である。 Ｃａプリチャージにおける第１および第２のプリチャージモードでの回路動作を説明するための図表である。 Ｃａプリチャージの第１のプリチャージモードにおける回路動作を説明するための概念的な回路図である。 Ｃａプリチャージの第２のプリチャージモードにおける回路動作を説明するための概念的な回路図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に従う電源システム５の構成を示す回路図である。

図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力変換器５０とを備える。電源システム５の負荷３０は、電力線２０および２１の間に接続される。

本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。

電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０および２１との間に接続される。電力変換器５０は、電力線２０，２１間の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０，２１は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

負荷３０は、電力変換器５０が電力線２０，２１間に出力する出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑キャパシタＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載
しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

負荷３０（モータジェネレータ３５）の動作は、電動車両の走行状態（代表的には車速）およびドライバ操作（代表的には、アクセルペダルおよびブレーキペダルの操作）に応じて、必要な車両駆動力または車両制動力が得られるように制御される。すなわち、負荷３０の動作指令（たとえば、モータジェネレータ３５のトルク指令値）は、電動車両の走行制御によって設定される。当該走行制御は、制御装置４０（図１）とは別個の上位ＥＣＵによって実行されることが好ましい。

再び図１を参照して、平滑キャパシタＣａは、リレー１２ａを経由して、直流電源１０ａと並列に接続される。同様に、平滑キャパシタＣｂは、リレー１２ｂを経由して、直流電源１０ｂと並列に接続される。リレー１２ａおよび１２ｂは、電源システム５の起動時に、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれを電力変換器５０に接続する。

直流電源１０ａのみに対して、電流制限回路１３が配置される。電流制限回路１３は、リレー１２ａに対して並列に接続される。電流制限回路１３は、直列に接続されたリレー１４および電流制限抵抗１５を有する。リレー１２ａがオフされた状態で、リレー１４のオンによって電流制限回路１３を作動させることにより、電流制限抵抗１５を経由した電流経路によって、平滑キャパシタＣａを緩やかにプリチャージすることができる。

リレー１２ａ，１２ｂ，１４は、制御装置４０からの制御信号（図示せず）に応答してオンオフされる。なお、電磁リレーや半導体リレー等のオンオフ制御可能な任意の開閉器を、リレー１２ａ，１２ｂ，１４として適用することができる。

電源システム５では、直流電源１０ａに対応して電流制限回路１３が配置される一方で、直流電源１０ｂおよび平滑キャパシタＣｂに対しては電流制限回路が配置されていない。このように、本実施の形態に従う電源システムでは、電流制限回路１３は、全ての直流電源に対応して設けられるのではなく、一部の直流電源に対しては電流制限回路の配置が省略される点が特徴である。

電力変換器５０は、電力線２０および２１の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。リアクトルＬ２はノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。すなわち、ノードＮ１は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続モードに対応し、ノードＮ２は、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の接続モードに対応する。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および電力線２１の間に電気的に接続される。電力線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。すなわち、ノードＮ３は、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続モードに対応する。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成されて、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。さらに、制御装置４０は、リレー１２ａ，１２ｂ，１４のオンオフを制御する制御信号（図示せず）をさらに生成する。

電圧センサ４１は、平滑キャパシタＣａの電圧Ｖｃａを検出する。電圧センサ４２は、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃａを検出する。電圧センサ４３は、平滑キャパシタＣＨの電圧、すなわち、出力電圧ＶＨを検出する。電圧センサ４１〜４３の検出値は、制御装置４０へ与えられる。

なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」〜「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。また、リレー１２ａ，１２ｂ，１４は、「第１の開閉器」、「第２の開閉器」および「第３の開閉器」にそれぞれ対応する。

（起動後の電力変換器の動作）
電源システム５では、システム起動処理によって、平滑キャパシタＣａ，Ｃｂを電圧Ｖａ，Ｖｂまでプリチャージした後、リレー１２ａ，１２ｂをオンする一方で、リレー１４をオフした状態で動作する。起動処理の詳細については、後程詳細に説明する。

電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
図３を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献１での「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献１での「シリーズ接続モード」に対応する。

さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御については後述する。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和に従って一意に決まる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

図３において、ＰＢモードは「第１のモード」に対応し、ＳＢモードは「第２のモード」に対応し、ＳＤモードは「第３のモード」に対応する。さらに、ａＢモードおよびｂＢモードは「第４のモード」に対応し、ａＤモードおよびｂＤモードは「第５のモード」に対応し、ＰＤモードは「第６のモード」に対応する。

図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

このように、種類および容量の異なる直流電源を組み合わせることにより、各直流電源の特性を活かして、システム全体で有効に蓄積エネルギを使用することができる。以下、本実施の形態では、直流電源１０ａが二次電池で構成され、直流電源１０ｂがキャパシタによって構成される例を説明する。ただし、直流電源１０ａ，１０ｂの組み合わせはこの例に限定されるものではなく、同種および／または同容量の直流電源（蓄電装置）によって構成することも可能である。

また、直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

このように、本実施の形態１に従う電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、電源システム５全体での効率が最適化されるように、図３に示した複数の動作モードの選択しながら動作することができる。

（電源システムの起動処理）。
電源システム５の起動時には、平滑キャパシタＣａ，Ｃｂ，ＣＨの電圧Ｖｃａ，Ｖｃｂ，ＶＨは０となっている。したがって、システム起動処理においては、過大電流を生じさせることなく、各平滑キャパシタＣａ，Ｃｂ，ＣＨのプリチャージを完了することが必要である。

本実施の形態に従う電源システムでは、一部の直流電源（図１の例では、直流電源１０ａ）のみに電流制限回路１３が配置されている。したがって、電流制限回路が設けられていない平滑キャパシタＣｂをプリチャージするために、以下のようなプリチャージ制御が実行される。

図５は、実施の形態１に従う電源システムの起動時におけるプリチャージ制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。プリチャージ制御は、制御装置４０が、以下に説明する処理手順に従って、リレー１２ａ，１２ｂ，１４およびスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することによって実現される。

図５を参照して、電源システム５の起動時に、制御装置４０は、まずステップＳ１００により、電流制限回路１３によって、平滑キャパシタＣａのプリチャージ（以下、単にＣａプリチャージとも称する）を実行する。

ステップＳ１００によるＣａプリチャージでは、リレー１２ａ，１２ｂがオフされる一方で、リレー１４がオンされる。これにより、電流制限回路１３が作動する。平滑キャパシタＣａは、電流制限抵抗１５を経由した電流経路によって、直流電源１０ａにより充電される。これにより、過大な突入電流が生じることを防止できる。平滑キャパシタＣａの電圧Ｖｃａが直流電源１０ａの電圧Ｖａまで上昇すると、Ｃａプリチャージは完了する。

Ｃａプリチャージ時には、平滑キャパシタＣＨも、ダイオードＤ１，Ｄ２によって形成される電流経路により、直流電源１０ａによって充電される。すなわち、Ｃａプリチャージでは、電流制限回路１３からの電流によって、平滑キャパシタＣａおよびＣＨが並列に充電される。したがって、Ｃａプリチャージの完了時点において、ＶＨ＝Ｖｃａ＝Ｖａである。

制御装置４０は、Ｃａプリチャージが完了すると、ステップＳ１５０により、リレー１４をオフするとともに、リレー１２ａをオンする。これにより、プリチャージ後の平滑キャパシタＣａと直流電源１０ａとは、電流制限抵抗１５を経由せずに電気的に接続される。

制御装置４０は、さらに、ステップＳ２００により、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御（スイッチング制御）を伴って、平滑キャパシタＣｂのプリチャージ（以下、Ｃｂプリチャージとも称する）を実行する。後述するように、Ｃｂプリチャージでは、リレー１２ｂがオフされた状態で、２つのプリチャージモードＰ１およびＰ２が順に選択される。

制御装置４０は、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂまで上昇すると、ステップＳ２５０により、Ｃｂプリチャージを完了する。

制御装置４０は、Ｃｂプリチャージが完了すると、ステップＳ３００により、リレー１２ｂをオンする。これにより、プリチャージ後の平滑キャパシタＣａおよびＣｂの両方が、直流電源１０ａおよび１０ｂとそれぞれ並列に接続された状態となって、起動処理が終了する。

次に、Ｃｂプリチャージの詳細について、さらに説明を進める。
図６には、Ｃｂプリチャージの状態遷移図が示される。

図６を参照して、Ｃｂプリチャージが開始されると、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂがまず判定される。電圧Ｖｂがほぼ０であるときには、リレー１２ｂをオンしても、直流電源１０ｂおよび平滑キャパシタＣｂの間に大きな電流が流れるおそれがない。したがって、Ｖｂ≒０の場合には、Ｃｂのプリチャージが開始されると、スイッチング制御によるプリチャージを省略して、直ちにＣｂプリチャージを完了して、リレー１２ｂをオンすることができる。

通常時には、直流電圧Ｖｂ＞０であるから、Ｃｂプリチャージが開始されると、プリチャージモードＰ１が選択される。そして、プリチャージモードＰ１により、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが、電圧Ｖａ，Ｖｂのうちの低い方の電圧ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）近傍まで上昇すると、プリチャージモードＰ１が終了されて、プリチャージモードＰ２が選択される。たとえば、電圧Ｖｃｂがｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）−α（α：所定値）よりも高くなると、プリチャージモードＰ１が終了される。

さらに、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ近傍になると、プリチャージモードＰ２が終了されて、Ｃｂプリチャージが完了する。これにより、リレー１２ｂのオンが可能となる。たとえば、電圧Ｖｃｂが、Ｖｂ−β＜Ｖｃｂ＜Ｖｂ＋γ（β，γ：所定値）の範囲内になると、プリチャージモードＰ２が終了される。

図７は、ＣｂプリチャージにおけるプリチャージモードＰ１およびＰ２での回路動作を説明するための図表である。

図７を参照して、プリチャージモードＰ１，Ｐ２の各々では、デューティ比Ｄｐに従う制御パルス信号ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフが制御される。

プリチャージモードＰ１では、制御パルス信号ＳＤｐ，／ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３のペアと、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４のペアとが、相補的にオンオフされる。以下では、Ｖｂ＞Ｖａであるときの動作例を説明する。

図８には、プリチャージモードＰ１における回路動作が示される。
図８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフされる期間では、平滑キャパシタＣｂが、リアクトルＬ１，Ｌ２を経由して直流電源１０ａに対して並列に接続される。この際に、平滑キャパシタＣｂを流れる電流の増加量は、リアクトルＬ１およびＬ２、ならびに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオン期間の長さによって制限されるので、過大な電流は生じない。図８（ａ）の回路動作を継続すると、最終的にはＶｃｂ＝Ｖａとなる。

図８（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされる期間では、直流電源１０ａおよび平滑キャパシタＣｂは、リアクトルＬ１，Ｌ２を経由して、電力線２０および２１の間に直列に接続される。これにより、平滑キャパシタＣＨの電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｃｂ）へ向けて上昇する。この際にも、平滑キャパシタＣｂを流れる電流の増加量は、リアクトルＬ１およびＬ２、ならびに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のオン期間の長さによって制限される。

再び図８を参照して、プリチャージモードＰ１では、図８（ａ）および（ｂ）の期間の比率を決めるデューティ比Ｄｐは、下記（１）式に従って、０≦Ｄｐ＜Ｄｍａｘ（Ｄｍａｘ＜１）の範囲内で設定される。

Ｄｐ＝（ＶＨ−Ｖｃｂ）／ＶＨ …（１）
図９には、各プリチャージモードにおけるスイッチング制御でのデューティ比を設定するためのパルス幅変調制御を説明する概念的な波形図が示される。

図９を参照して、デューティ比Ｄｐと所定周期の搬送波ＣＷとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｐおよびその反転信号／ＳＤｐが生成される。搬送波ＣＷの電圧がデューティ比Ｄｐよりも大きい期間では、制御パルス信号ＳＤｐは、論理ローレベル（以下、Ｌレベルとも称する）に設定され、制御パルス信号／ＳＤｐは、論理ハイレベル（以下、単にＨレベルとも称する）に設定される。

制御パルス信号ＳＤｐのＬレベル期間では、図８（ａ）に示されるようにスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる一方で、制御パルス信号／ＳＤｐのＬレベル期間では、図８（ｂ）に示されるようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンされる。

プリチャージモードＰ１の開始時には、ＶＨ＝Ｖａである一方で、Ｖｃｂ＝０である。したがって、デューティ比Ｄｐの初期値はＤｍａｘとなる。Ｄｍａｘ＜１のため、ごく短時間、図８（ａ）の回路動作が実行されることにより、Ｖｃｂが上昇する。以降では、Ｖｃｂの上昇に伴ってデューティ比Ｄｐが低下することにより、図８（ａ）の回路動作の期間の比率が上昇する。そして、最終的には、Ｖｃｂ＝Ｖａとなった状態で、スイッチング動作が停止される。

実際には、図６に示したように、Ｖｃｂ＞ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）−α（α：所定値）の条件が成立すると、プリチャージモードＰ１は終了される。プリチャージモードＰ１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が同時にオンされないため、平滑キャパシタＣＨおよびＣｂの間に突入電流が流れることを防止できる。したがって、電圧Ｖｃｂが低い間には、プリチャージモードＰ１が適用される。

再び、図７を参照して、プリチャージモードＰ２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４はオンに固定される一方で、制御パルス信号ＳＤｐ，／ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ２とＳ３とが相補的にオンオフされる。

図１０には、プリチャージモードＰ２における回路動作が示される。
図１０（ａ）には、制御パルス信号／ＳＤｐのＨレベル期間における回路動作が示される一方で、図１０（ｂ）には、制御パルス信号ＳＤｐのＨレベル期間における回路動作が示される。

図１０（ａ），（ｂ）を通じて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに維持されるので、プリチャージモードＰ２中には、平滑キャパシタＣｂおよびＣＨは、並列に接続された状態を維持する。

一方で、図１０（ｂ）に示されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンされる期間と、図１０（ａ）に示されたスイッチング素子Ｓ３がオフされる期間とを繰り返すことにより、いわゆる昇圧チョッパの回路動作によって、出力電圧ＶＨが、直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも昇圧される。すなわち、プリチャージモードＰ２では、並列接続された平滑キャパシタＣｂおよびＣＨを、直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高い電圧にプリチャージすることができる。

再び図７を参照して、プリチャージモードＰ２では、図１０（ａ）および（ｂ）の期間の比率を決めるデューティ比Ｄｐは、下記（２）式に従って、０≦Ｄｐ＜Ｄｍａｘ（Ｄｍａｘ＜１）の範囲内で設定される。

Ｄｐ＝（Ｖｂ−Ｖｃｂ）／Ｖｂ …（２）
したがって、デューティ比Ｄｐに基づく図９に示したパルス幅変調制御によって、ＶＨ＊＝Ｖｃｂを電圧指令値として出力電圧ＶＨを制御するように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフは制御される。そして、最終的には、ＶＨ＝Ｖｂとなった状態で、スイッチング動作が停止される。この結果、平滑キャパシタＣＨと並列に接続される平滑キャパシタＣｂについても、Ｖｃｂ＝Ｖｂとなるまで、プリチャージすることが可能となる。

実際には、図６に示したように、Ｖｂ−β＜Ｖｃｂ＜Ｖｂ＋γ（β，γ：所定値）の条件が成立すると、プリチャージモードＰ２は終了されて、Ｃｂプリチャージが完了する。

図１１は、本実施の形態に従う電源システム５の起動処理におけるプリチャージ制御の第１の動作例を説明するための波形図である。図１１には、上述したＶｂ＞Ｖａのときの動作例が示される。

図１１を参照して、電源システム５の起動が指示されると、時刻ｔ１において、電流制限回路１３のリレー１４がオンされる。これにより、電流制限回路１３が設けられた直流電源１０ａに対応する平滑キャパシタＣａのプリチャージが開始される。

時刻ｔ１より、電流制限抵抗１５を経由した充電電流によって、平滑キャパシタＣａおよびＣＨが充電される。この際には、電流制限抵抗１５の作用によって、リレー１４をオン状態に維持しても、過大な充電電流は発生しない。

時刻ｔ２において、平滑キャパシタＣａ，ＣＨの電圧Ｖｃａ，ＶＨが、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等になると、Ｃａプリチャージの完了に応じて、リレー１２ａがオンされる。さらに、時刻ｔ３において、リレー１４がオフされる。これにより、電流制限回路１３は停止されて、電流制限抵抗１５を経由せずに、直流電源１０ａおよび平滑キャパシタＣａが電気的に接続される。

Ｃａプリチャージの完了に応じて、Ｃｂプリチャージが開始されると、まず、時刻ｔ４から、プリチャージモードＰ１が開始される。プリチャージモードＰ１では、図７および図８で説明したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、スイッチング制御された電流によって平滑キャパシタＣｂが充電されることにより、電圧Ｖｂが上昇する。電圧ＶＨもＶａ＋Ｖｃｂに従って上昇する。

図１０の例では、ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａのため、時刻ｔ５において、電圧ＶｃｂがＶａまで上昇すると、プリチャージモードＰ１は終了されて、プリチャージモードＰ２が開始される。プリチャージモードＰ２では、図７および図９で説明したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが、直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも昇圧されて、電圧Ｖｂへ向かって上昇する。電圧ＶＨも同様に、電圧Ｖｂへ向かって上昇する。

時刻ｔ６において、平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとほぼ一致すると、プリチャージモードＰ２が終了されて、Ｃｂプリチャージが完了する。これにより、時刻ｔ７において、リレー１２ｂがオンされる。

これにより、電源システム５の起動時におけるプリチャージ制御が完了する。この結果、直流電源１０ａ，１０ｂの各々は、リレー１２ａ，１２ｂを経由して、平滑キャパシタＣａ，Ｃｂと並列接続された状態で、電力変換器５０と接続される。すなわち、電源システム５は、起動時処理を終了して、図３に示された複数の動作モードのいずれかを適用して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御する動作を実行可能な状態となる。

上述した起動時におけるプリチャージ制御は、直流電源１０ａ，１０ｂがＶｂ＜Ｖａの関係にある場合にも、同様に適用することができる。

図１２は、本実施の形態に従う電源システム５の起動処理におけるプリチャージ制御の第２の動作例を説明するための波形図である。図１２には、図１１とは逆に、上述したＶｂ＜Ｖａのときの動作例が示される。

図１２を参照して、時刻ｔ１〜ｔ３において、図１１と同様にＣａプリチャージが実行されるとともに、時刻ｔ４からはプリチャージモードＰ１が開始される。これにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４によりスイッチング制御された電流によって、平滑キャパシタＣｂが充電される。プリチャージモードＰ１では、平滑キャパシタＣＨの電圧ＶＨは、電圧Ｖａからさらに上昇する。

図１２の例では、ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂのため、時刻ｔ５において、電圧ＶｃｂがＶｂまで上昇すると、プリチャージモードＰ１は終了されて、プリチャージモードＰ２が開始される。しかしながら、プリチャージモードＰ２の開始時において、電圧Ｖｃｂは電圧Ｖｂ近傍まで上昇しているので、即座に、プリチャージモードＰ２の終了条件である、Ｖｂ−β＜Ｖｃｂ＜Ｖｂ＋γが、時刻ｔ６において成立することになる。

この結果、Ｃｂプリチャージが完了するので、時刻ｔ７において、リレー１２ｂがオンされる。すなわち、プリチャージモードＰ２はごく短期間で終了されて、電源システム５の起動時におけるプリチャージ制御が完了する。時刻ｔ７以降では、図１１の場合と同様に、直流電源１０ａ，１０ｂの各々は、リレー１２ａ，１２ｂを経由して、平滑キャパシタＣａ，Ｃｂと並列接続された状態で、電力変換器５０と接続される。

図１１および図１２に示したように、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの高低に関わらず、電流制限抵抗が設けられていない平滑キャパシタＣｂを電圧Ｖｂへプリチャージすることができる。

このように、実施の形態１に従う電源システムでは、直流電源１０ａのみに電流制限回路１３が配置されている構成としても、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４によってスイッチング制御された電流によって、電流制限抵抗が設けられていない平滑キャパシタＣｂを充電することができる。この結果、直流電源の個数よりも電流制限回路の配置個数を少なくした回路構成によって、電源システムの起動時に、過大な突入電流を生じさせることなく、各平滑キャパシタをプリチャージすることができる。これにより、電源システムの部品点数削減による小型化および低コスト化を図ることができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、直流電源１０ｂに対応する電流制限回路１３の配置を省略する構成を説明した。実施の形態２では、実施の形態１とは反対に、直流電源１０ａに対する電流制限回路１３の配置を省略した構成における起動時制御について説明する。

図１３は、本実施の形態２に従う電源システム５♯の構成を示す回路図である。
図１３を図１と比較して、実施の形態２に従う電源システム５♯では、電流制限回路１３が、リレー１２ｂと並列に接続されている。一方で、直流電源１０ａのリレー１２ａに対しては、電流制限回路１３が配置されていない。電源システム５♯のその他の部分の構成は、図１に示された電源システム５と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

実施の形態２に従う電源システムでは、直流電源１０ｂのみに電流制限回路１３が配置されているので、電流制限回路が設けられていない平滑キャパシタＣａをプリチャージするために、以下のようなプリチャージ制御が実行される。

図１４は、実施の形態２に従う電源システムの起動時におけるプリチャージ制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。プリチャージ制御は、制御装置４０が、以下に説明する処理手順に従って、リレー１２ａ，１２ｂ，１４およびスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することによって実現される。

図１４を参照して、電源システム５♯の起動時に、制御装置４０は、まずステップＳ１００♯により、電流制限回路１３によって、平滑キャパシタＣｂのプリチャージ（Ｃｂプリチャージ）を実行する。

ステップＳ１００♯によるＣｂプリチャージでは、リレー１２ａ，１２ｂがオフされる一方で、リレー１４がオンされる。これにより、電流制限回路１３が作動する。平滑キャパシタＣｂは、電流制限抵抗１５を経由した電流経路によって、直流電源１０ｂにより充電される。これにより、過大な突入電流が生じることを防止できる。平滑キャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂまで上昇すると、Ｃｂプリチャージは完了する。

Ｃｂプリチャージ時には、平滑キャパシタＣＨも、ダイオードＤ１，Ｄ２によって形成される電流経路により、直流電源１０ｂによって充電される。すなわち、Ｃｂプリチャージでは、電流制限回路１３からの電流によって、平滑キャパシタＣｂおよびＣＨが並列に充電される。したがって、Ｃｂプリチャージの完了時点において、ＶＨ＝Ｖｃｂ＝Ｖｂである。

制御装置４０は、Ｃｂプリチャージが完了すると、ステップＳ１５０♯により、リレー１４をオフするとともに、リレー１２ｂをオンする。これにより、プリチャージ後の平滑キャパシタＣｂと直流電源１０ｂとは、電流制限抵抗１５を経由せずに電気的に接続される。

制御装置４０は、さらに、ステップＳ２００♯により、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御（スイッチング制御）を伴って、平滑キャパシタＣａのプリチャージ（Ｃａプリチャージ）を実行する。Ｃａプリチャージでは、リレー１２ａがオフされた状態で、２つのプリチャージモードＰ１およびＰ２が順に選択される。

制御装置４０は、平滑キャパシタＣａの電圧Ｖｃａが直流電源１０ａの電圧Ｖａまで上昇すると、ステップＳ２５０♯により、Ｃａプリチャージを完了する。

制御装置４０は、Ｃａプリチャージが完了すると、ステップＳ３００♯により、リレー１２ａをオンする。これにより、プリチャージ後の平滑キャパシタＣａおよびＣｂの両方が、直流電源１０ａおよび１０ｂとそれぞれ並列に接続された状態となって、起動処理が終了する。

次に、Ｃａプリチャージの詳細について、さらに説明を進める。
図１５には、Ｃａプリチャージの状態遷移図が示される。

図１５を参照して、Ｃａプリチャージが開始されると、直流電源１０ａの電圧Ｖｂがまず判定される。電圧Ｖａがほぼ０であるときには、スイッチング制御によるプリチャージを省略して、直ちにＣａプリチャージを完了して、リレー１２ａをオンすることができる。

通常時には、直流電圧Ｖａ＞０であるから、Ｃａプリチャージが開始されると、プリチャージモードＰ１が選択される。そして、プリチャージモードＰ１により、平滑キャパシタＣａの電圧Ｖｃａが、電圧Ｖａ，Ｖｂのうちの低い方の電圧ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）近傍まで上昇すると、プリチャージモードＰ１が終了されて、プリチャージモードＰ２が選択される。たとえば、電圧Ｖｃａがｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）−α（α：所定値）よりも高くなると、プリチャージモードＰ１が終了される。

さらに、平滑キャパシタＣａの電圧Ｖｃａが、直流電源１０ａの電圧Ｖａ近傍になると、プリチャージモードＰ２が終了されて、Ｃａプリチャージが完了する。これにより、リレー１２ａのオンが可能となる。たとえば、電圧Ｖｃａが、Ｖａ−β＜Ｖｃａ＜Ｖａ＋γ（β，γ：所定値）の範囲内になると、プリチャージモードＰ２が終了される。

図１６は、ＣａプリチャージにおけるプリチャージモードＰ１およびＰ２での回路動作を説明するための図表である。

図１６を参照して、Ｃｂプリチャージと同様に、プリチャージモードＰ１，Ｐ２の各々では、デューティ比Ｄｐに従う制御パルス信号ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフが制御される。

プリチャージモードＰ１では、制御パルス信号ＳＤｐ，／ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３のペアと、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４のペアとが、相補的にオンオフされる。以下では、Ｖｂ＞Ｖａであるときの動作例を説明する。

図１７には、ＣａプリチャージのプリチャージモードＰ１における回路動作が示される。

図１７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフされる期間では、平滑キャパシタＣａが、リアクトルＬ１，Ｌ２を経由して直流電源１０ｂに対して並列に接続される。この際に、平滑キャパシタＣａを流れる電流の増加量は、リアクトルＬ１およびＬ２、ならびに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオン期間の長さによって制限されるので、過大な電流は生じない。図１７（ａ）の回路動作を継続すると、最終的にはＶｃａ＝Ｖｂとなる。

図１７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされる期間では、直流電源１０ｂおよび平滑キャパシタＣａは、リアクトルＬ１，Ｌ２を経由して、電力線２０および２１の間に直列に接続される。これにより、平滑キャパシタＣＨの電圧ＶＨは、（Ｖｂ＋Ｖｃａ）へ向けて上昇する。この際にも、平滑キャパシタＣｂを流れる電流の変化は、リアクトルＬ１およびＬ２、ならびに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のオン期間の長さによって制限される。

再び図１６を参照して、ＣａプリチャージのプリチャージモードＰ１では、図１７（ａ）および（ｂ）の期間の比率を決めるデューティ比Ｄｐは、下記（３）式に従って、０≦Ｄｐ＜Ｄｍａｘ（Ｄｍａｘ＜１）の範囲内で設定される。

Ｄｐ＝（ＶＨ−Ｖｃａ）／ＶＨ …（３）
図９で説明したように、デューティ比Ｄｐが低下すると制御パルス信号／ＳＤｐのＨレベル期間が長くなるので、図１７（ａ）に示されるようにスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる期間が長くなる。

プリチャージモードＰ１の開始時には、デューティ比Ｄｐの初期値はＤｍａｘとなるので、ごく短時間、図１７（ａ）の回路動作が実行されることにより、Ｖｃａが上昇する。以降では、Ｖｃａの上昇に伴ってデューティ比Ｄｐが低下することにより、図１７（ａ）の回路動作の期間の比率が上昇する。そして、図１５に示したように、Ｖｃａ＞ｍｉｎ（Ｖａ，Ｖｂ）−α（α：所定値）の条件が成立すると、プリチャージモードＰ１は終了される。

再び、図１６を参照して、プリチャージモードＰ２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はオンに固定される一方で、制御パルス信号ＳＤｐ，／ＳＤｐに従って、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４が相補的にオンオフされる。

図１８には、プリチャージモードＰ２における回路動作が示される。
図１８（ａ）には、制御パルス信号／ＳＤｐのＨレベル期間における回路動作が示される一方で、図１８（ｂ）には、制御パルス信号ＳＤｐのＨレベル期間における回路動作が示される。

図１８（ａ），（ｂ）を通じて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに維持されるので、プリチャージモードＰ２中には、平滑キャパシタＣａおよびＣＨは、並列に接続された状態を維持する。

一方で、図１８（ｂ）に示されたスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンされる期間と、図１８（ａ）に示されたスイッチング素子Ｓ３がオフされる期間とを繰り返すことにより、いわゆる昇圧チョッパの回路動作によって、出力電圧ＶＨが、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも昇圧される。すなわち、プリチャージモードＰ２では、並列接続された平滑キャパシタＣａおよびＣＨを、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高い電圧にプリチャージすることができる。

再び図１６を参照して、プリチャージモードＰ２では、図１８（ａ）および（ｂ）の期間の比率を決めるデューティ比Ｄｐは、下記（４）式に従って、０≦Ｄｐ＜Ｄｍａｘ（Ｄｍａｘ＜１）の範囲内で設定される。

Ｄｐ＝（Ｖａ−Ｖｃａ）／Ｖａ …（４）
したがって、デューティ比Ｄｐに基づくパルス幅変調制御（図９）によって、ＶＨ＊＝Ｖｃａを電圧指令値として出力電圧ＶＨを制御するように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフは制御される。そして、最終的には、ＶＨ＝Ｖａとなった状態で、スイッチング動作が停止される。この結果、平滑キャパシタＣＨと並列に接続される平滑キャパシタＣａについても、Ｖｃａ＝Ｖａとなるまで、プリチャージすることが可能となる。実際には、図１５に示したように、Ｖａ−β＜Ｖｃａ＜Ｖａ＋γ（β，γ：所定値）の条件が成立すると、プリチャージモードＰ２は終了されて、Ｃａプリチャージが完了する。

なお、Ｖａ＞Ｖｂの場合には、図１１の動作波形図における電圧Ｖｃａの挙動と同様に、電圧Ｖｃｂを制御することができる。すなわち、図１１において、リレー１２ａとリレー１２ｂとの波形図を入替えることにより、平滑キャパシタＣａをプリチャージすることができる。

同様に、Ｖｂ＞Ｖａの場合には、図１２の動作波形図における電圧Ｖｃａの挙動と同様に、電圧Ｖｃｂを制御することができる。すなわち、図１２において、リレー１２ａとリレー１２ｂとの波形図を入替えることにより、平滑キャパシタＣａをプリチャージすることができる。

このように、実施の形態２に従う電源システムでは、直流電源１０ｂのみに電流制限回路１３が配置されている構成としても、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４によってスイッチング制御された電流によって、電流制限抵抗が設けられていない平滑キャパシタＣａを充電することができる。この結果、直流電源の個数よりも電流制限回路の配置個数を少なくした回路構成によって、電源システムの起動時に、過大な突入電流を生じさせることなく、各平滑キャパシタをプリチャージすることができる。これにより、電源システムの部品点数削減による小型化および低コスト化を図ることができる。

なお、電源システム５，５♯において、負荷３０は、電力変換器によって制御される直流電圧によって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような負荷に限定されるものではない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，５♯ 電源システム、１０ａ，１０ｂ 直流電源、１２ａ，１２ｂ，１４ リレー、１３ 電流制限回路、１５ 電流制限抵抗、２０，２１ 電力線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、４１〜４３ 電圧センサ、５０ 電力変換器、１０１，１０２ 動作点、１１０，１２０ 動作領域、ＣＨ，Ｃａ，Ｃｂ 平滑キャパシタ、ＣＷ 搬送波、Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、Ｄｐ デューティ比（プリチャージ制御、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ ノード、Ｓ１〜Ｓ４ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤｐ，／ＳＤｐ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４ 制御信号、ＶＨ 出力電圧、ＶＨ＊ 電圧指令値。

Claims (6)

1. 負荷と接続された第１および第２の電力線間に直流電圧を出力するための電源システムであって、
   第１の直流電源と、
   第２の直流電源と、
   前記第１の直流電源に対応する第１の開閉器と、
   前記第２の直流電源に対応する第２の開閉器と、
   前記第１の開閉器を経由して前記第１の直流電源と並列に接続された第１のキャパシタと、
   前記第２の開閉器を経由して前記第２の直流電源と並列に接続された第２のキャパシタと、
   前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続された第３のキャパシタと、
   前記第１および第２の電力線の間に順に直列接続された、第１から第４のスイッチング素子と、
   前記第２および第３のスイッチング素子の接続ノードと、前記第１の直流電源の正極端子との間に電気的に接続された第１のリアクトルと、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと、前記第２の直流電源の正極端子との間に電気的に接続された第２のリアクトルとを備え、
   前記第１の直流電源の負極端子は、前記第２の電力線と電気的に接続され、
   前記第２の直流電源の負極端子は、前記第３および第４のスイッチング素子の接続ノードと電気的に接続され、さらに、
   前記第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源のみに対応して設けられ、前記第１および第２の開閉器のうちの対応する一方の開閉器に対して並列に接続された電流制限回路と、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフおよび前記第１から第３の開閉器のオンオフを制御するための制御装置とを備え、
   前記電流制限回路は、直列に接続された第３の開閉器および電流制限抵抗を有し、
   前記制御装置は、
   前記電源システムの起動時において、前記第１および第２の開閉器がオフされた状態で前記第３の開閉器をオンすることにより、前記第１および第２のキャパシタのうちの前記第３の開閉器と接続された一方のキャパシタおよび前記第３のキャパシタを前記一方の直流電源の出力電圧へプリチャージするための第１のプリチャージ手段と、
   前記一方のキャパシタのプリチャージ完了に応じて、前記第３の開閉器をオフする一方で前記第１および第２の開閉器のうちの前記一方の開閉器をオンするための手段と、
   前記一方の開閉器がオンされる一方で、前記第１および第２の開閉器のうちの他方の開閉器と前記第３の開閉器とがオフされている状態で、前記第１および第２のキャパシタのうちの他方のキャパシタを、前記第１および第４のスイッチング素子の周期的なオンオフ制御を伴って前記第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源の出力電圧へプリチャージするための第２のプリチャージ手段と、
   前記他方のキャパシタのプリチャージ完了に応じて、前記他方の開閉器をオンするための手段とを含む、電源システム。
2. 前記第２のプリチャージ手段は、
   前記他方のキャパシタおよび前記第３のキャパシタの電圧を、前記第１および第２の直流電源のそれぞれの出力電圧のうちの低い方の電圧まで上昇させるように、前記第１からの第４のスイッチング素子を周期的にオンオフ制御するための第１のスイッチング制御手段と、
   前記他方のキャパシタの電圧が前記低い方の電圧まで上昇した後に、前記他方のキャパシタおよび前記第３のキャパシタの電圧を、前記他方の直流電源の出力電圧まで上昇させるように、前記第１からの第４のスイッチング素子を周期的にオンオフ制御するための第２のスイッチング制御手段とを有する、請求項１記載の電源システム。
3. 前記第１のスイッチング制御手段は、
   前記他方のキャパシタの電圧が前記低い方の電圧に上昇するまでの間、前記他方のキャパシタを前記第１および第２のリアクトルを経由して前記一方の直流電源に対して並列に接続する第１の動作と、前記一方の直流電源および前記他方のキャパシタを直列に前記第１および第２のリアクトルを経由して前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続する第２の動作とを周期的に繰り返すように、前記第１からの第４のスイッチング素子の周期的なオンオフを制御するための手段を有する、請求項２記載の電源システム。
4. 前記第２のスイッチング制御手段は、
   前記他方のキャパシタの電圧が前記他方の直流電源の出力電圧へ上昇するまでの間、前記一方の直流電源および前記第１または第２のリアクトルによる電流循環経路を形成する第３の動作と、前記一方の直流電源および前記第１または第２のリアクトルを直列に前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続する第４の動作とを周期的に繰り返すように、前記第１からの第４のスイッチング素子の周期的なオンオフを制御するための手段を有する、請求項２記載の電源システム。
5. 前記電源システムの起動時に、前記他方の直流電源の出力電圧が所定電圧よりも低いときに、前記第１および第４のスイッチング素子の周期的なオンオフ制御を実行することなく、前記他方の開閉器をオンするための手段をさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
6. 前記電源システムは、前記第１および第２の開閉器がオンされた状態において、複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択的に適用されて動作することによって前記直流電圧を制御するように構成され、
   前記複数の動作モードは、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
   前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および前記第２の直流電源が直列接続された状態で前記第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する第２のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の電力線に対して前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する第３のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する第４のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の直流電源の一方が前記第１および第２の電力線に電気的に接続される一方で、前記第１および第２の直流電源の他方が前記第１および第２の電力線から電気的に切り離された状態を維持する第５のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の電力線に対して前記第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する第６のモードとを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源システム。

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