JP6086318B2 - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電源回路及び照明装置に関する。

照明装置において、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えば発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの発光素子への置き換えが進んでいる。こうした光源に電力を供給する電源回路では、電力損失の抑制が望まれる。

米国特許出願公開第２０１１／００１２５３０号明細書

電力損失を抑制できる電源回路及び照明装置を提供することを目的とする。

本発明の実施形態によれば、電力変換部と、電流調整部と、制御部と、制御用電源部と、を備えた電源回路が提供される。前記電力変換部は、電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する。前記電流調整部は、前記電源供給経路に電気的に接続された分岐経路を有し、前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記分岐経路に流す第１状態と、前記分岐経路に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替え可能である。前記制御部は、前記交流電圧の導通角を検出し、検出した導通角に応じて前記電流調整部の前記第１状態と前記第２状態との間の切り替えを制御する。前記制御用電源部は、前記分岐経路に電気的に接続され、前記分岐経路を介して供給される電圧を前記制御部に応じた駆動電圧に変換して前記制御部に供給する。前記制御部は、前記検出した導通角の導通区間の少なくとも一部において、前記電流調整部を前記第２状態にし、前記検出した導通角の遮断区間への切り替わりのタイミングから導通区間への切り替わりのタイミングまでの間、前記電流調整部を前記第１状態にする。

本発明の実施形態によれば、電力損失を抑制できる電源回路及び照明装置を提供することができる。

実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図４（ａ）〜図４（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。 図５（ａ）〜図５（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（負荷）と、電源回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。照明光源１６は、例えば、有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）などでもよい。照明光源１６には、例えば、順方向降下電圧を有する発光素子が用いられる。照明負荷１２は、電源回路１４からの出力電圧の印加及び出力電流の供給により、照明光源１６を点灯させる。出力電圧及び出力電流の値は、照明光源１６に応じて規定される。

電源回路１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。

交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の交流の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。電源回路１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧に変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源１６を点灯させる。また、電源回路１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。なお、調光器３は、必要に応じて設けられ、省略可能である。調光器３が設けられていない場合には、交流電源２の電源電圧ＶＩＮが、電源回路１４に供給される。

調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。

位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。

電源回路１４は、電力変換部２１と、制御部２２と、電流調整部２３と、制御用電源部２４と、過電流保護部２５と、を有する。

電力変換部２１は、第１電源供給経路２６ａを介して供給される導通角制御された交流電圧ＶＣＴを変換して照明負荷１２に供給する。電力変換部２１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂと、を有する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａは、第１電源供給経路２６ａを介して供給される交流電圧ＶＣＴを第１直流電圧ＶＤＣ１に変換する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第２電源供給経路２６ｂを介してＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａと接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第２電源供給経路２６ｂから供給される第１直流電圧ＶＤＣ１を照明負荷１２に応じた所定の電圧値の第２直流電圧ＶＤＣ２に変換して照明負荷１２に供給する。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値と異なる。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、例えば、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値よりも低い。この例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、降圧型のコンバータである。第２直流電圧ＶＤＣ２の供給により、照明負荷１２の照明光源１６が点灯する。

電流調整部２３は、第１電源供給経路２６ａに電気的に接続された分岐経路２７を有し、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を分岐経路２７に流す第１状態と、分岐経路２７に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替える。これにより、電流調整部２３は、例えば、第１電源供給経路２６ａに流れる電流を調整する。分岐経路２７は、例えば、入力端子４に接続された第１分岐配線２７ａと、入力端子５に接続された第２分岐配線２７ｂと、を含む。第２状態は、例えば、分岐経路２７に実質的に電流が流れない状態である。例えば、第１状態は、導通状態であり、第２状態は、非導通状態である。第２状態には、動作に影響のない微小な電流が分岐経路２７に流れる場合も含む。分岐経路２７は、例えば、第２電源供給経路２６ｂに接続してもよい。

制御用電源部２４は、電流調整部２３に接続された配線部２８を有する。制御用電源部２４は、電流調整部２３及び配線部２８を介して入力される電圧を制御部２２に応じた直流の駆動電圧ＶＤＤに変換して、その駆動電圧ＶＤＤを制御部２２に供給する。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。制御部２２は、検出した導通角に対応する調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳを過電流保護部２５に入力する。また、制御部２２は、検出した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを電流調整部２３に入力することにより、電流調整部２３の第１状態と第２状態との間の切り替えを制御する。このように、制御部２２は、検出した導通角に応じて電流調整部２３と過電流保護部２５とを制御することにより、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２２には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。

過電流保護部２５は、電源回路１４の低電位側の出力端子８に接続される。すなわち、過電流保護部２５は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。過電流保護部２５は、照明負荷１２（照明光源１６）に流れる電流を検出する。過電流保護部２５は、制御部２２から入力された調光信号ＤＭＳと検出した電流とを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂをフィードバック制御する。例えば、照明光源１６に過電流が流れている場合に、電流を小さくするようにＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂをフィードバック制御する。これにより、過電流保護部２５は、照明光源１６に過電流が流れることを抑制する。

図２は、実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａは、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、インダクタ３４と、フィルタコンデンサ３６と、を有する。

整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジである。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。

平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、第１直流電圧ＶＤＣ１が現れる。

インダクタ３４は、入力端子４に直列に接続されている。インダクタ３４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して直列に接続される。フィルタコンデンサ３６は、入力端子４、５の間に接続されている。フィルタコンデンサ３６は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して並列に接続される。インダクタ３４及びフィルタコンデンサ３６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、平滑コンデンサ３２の両端に接続される。これにより、第１直流電圧ＶＤＣ１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第１直流電圧ＶＤＣ１を絶対値の異なる第２直流電圧ＶＤＣ２に変換し、その第２直流電圧ＶＤＣ２を電源回路１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、電源回路１４から供給された第２直流電圧ＶＤＣ２により、照明光源１６を点灯させる。

電流調整部２３は、例えば、整流素子４１、４２と、抵抗４３、４４と、ツェナーダイオード４５と、スイッチング素子４６、４７と、を有している。

整流素子４１、４２は、例えば、ダイオードである。整流素子４１のアノードは、第１分岐配線２７ａを介して整流回路３０の入力端子３０ａに接続されている。整流素子４２のアノードは、第２分岐配線２７ｂを介して整流回路３０の入力端子３０ｂに接続されている。

スイッチング素子４６には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子４６をＦＥＴとして説明を行う。また、この例では、スイッチング素子４６が、ノーマリオフ形である。スイッチング素子４６は、ノーマリオン形でもよい。

スイッチング素子４６のドレインは、整流素子４１のカソード及び整流素子４２のカソードに接続されている。すなわち、スイッチング素子４６のドレインは、整流素子６１、６２を介して第１電源供給経路２６ａに接続されている。スイッチング素子４６のゲートは、抵抗４３の一端、及び、ツェナーダイオード４５のカソードに接続されている。抵抗４３の他端は、整流素子４１のカソード及び整流素子４２のカソードに接続されている。ツェナーダイオード４５のアノードは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。

交流電圧ＶＣＴの印加にともなう一方の極性の電流は、整流素子４１を介してスイッチング素子４６のドレインに流れる。交流電圧ＶＣＴの印加にともなう他方の極性の電流は、整流素子４２を介してスイッチング素子４６のドレインに流れる。これにより、スイッチング素子４６のドレインには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。

ツェナーダイオード４５のカソードには、抵抗４３及び各整流素子４１、４２を介して、脈流の電圧が印加される。これにより、スイッチング素子４６のゲートには、ツェナーダイオード４５の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、スイッチング素子４６のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。このように、スイッチング素子４６は、定電流素子として機能する。スイッチング素子４６は、例えば、分岐経路２７に流れる電流を調整する。

この例において、スイッチング素子４７は、ｎｐｎトランジスタである。スイッチング素子４７は、ノーマリオフ形である。スイッチング素子４７は、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどでもよい。スイッチング素子４７は、ノーマリオン形でもよい。

スイッチング素子４７のコレクタは、スイッチング素子４６のゲートに接続されている。スイッチング素子４７のエミッタは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。スイッチング素子４７のベースは、抵抗４４の一端に接続されている。抵抗４４の他端は、制御部２２に接続されている。すなわち、スイッチング素子４７のベースは、抵抗４４を介して制御部２２に接続されている。

制御部２２は、スイッチング素子４７のベースに制御信号ＣＧＳを入力する。例えば、制御部２２から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子４７が、オフ状態からオン状態に変化する。

スイッチング素子４７をオン状態にすると、スイッチング素子４６のゲートが、整流回路３０の低電位端子３０ｄの電位に設定される。これにより、スイッチング素子４６が、オフ状態になる。すなわち、スイッチング素子４７をオン状態にすることによって、電流調整部２３が第２状態となり、スイッチング素子４７をオフ状態にすることによって、電流調整部２３が第１状態となる。

制御用電源部２４は、例えば、整流素子５１と、抵抗５２と、レギュレータ５３と、バックアップコンデンサ５４（コンデンサ）と、を有している。

整流素子５１のアノードは、スイッチング素子４６のソースに接続されている。整流素子５１のカソードは、抵抗５２の一端に接続されている。抵抗５２の他端は、レギュレータ５３の入力端子に接続されている。また、抵抗５２の他端は、バックアップコンデンサ５４の一端にも接続されている。バックアップコンデンサ５４の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。レギュレータ５３の出力端子は、制御部２２に接続されている。

電流調整部２３が第１状態にある場合には、第１電源供給経路２６ａからの脈流の電圧が、スイッチング素子４６、整流素子５１及び抵抗５２を介してバックアップコンデンサ５４に入力され、バックアップコンデンサ５４が充電される。同時に、第１電源供給経路２６ａからの脈流の電圧をバックアップコンデンサ５４で平滑化した実質的に直流の電圧が、レギュレータ５３に入力される。レギュレータ５３は、入力された直流電圧から実質的に一定の直流の駆動電圧ＶＤＤを生成し、制御部２２に出力する。これにより、駆動電圧ＶＤＤが制御部２２に供給される。このように、バックアップコンデンサ５４は、制御部２２に駆動電圧ＶＤＤを出力する出力経路に対して並列に接続され、駆動電圧ＶＤＤを平滑化する。

また、電流調整部２３が第１状態から第２状態に変化した場合には、バックアップコンデンサ５４に蓄積された電荷が、レギュレータ５３に供給される。これにより、電流調整部２３が第２状態にある場合においても、バックアップコンデンサ５４に蓄積された電荷によって、一時的に制御部２２を駆動することができる。バックアップコンデンサ５４の容量は、例えば、１０μＦ〜２０μＦ程度である。

制御用電源部２４には、抵抗５５、５６とコンデンサ５７とが、さらに設けられている。抵抗５５の一端は、整流素子４１、４２のそれぞれのカソードに接続されている。抵抗５５の他端は、抵抗５６の一端に接続されている。抵抗５６の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。コンデンサ５７は、抵抗５６に対して並列に接続されている。抵抗５５、５６の接続点は、制御部２２に接続されている。これにより、抵抗５５、５６の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧として制御部２２に入力される。

制御部２２は、例えば、検出電圧を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角制御の有無や、導通角制御の種類（位相制御か逆位相制御か）の検出を行う。そして、制御部２２は、導通角制御が行われている場合に、その導通角の検出を行う。制御部２２は、この検出結果に基づいて、調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳを過電流保護部２５に入力する。制御部２２は、例えば、検出した導通角に対応するＰＷＭ信号を調光信号ＤＭＳとして過電流保護部２５に入力する。

また、制御用電源部２４には、定電力回路５８が設けられている。定電力回路５８は、例えば、半導体素子６０と、抵抗６１〜６５と、コンデンサ６６と、シャントレギュレータ６７と、を有する。この例において、半導体素子６０は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子６０は、ノーマリオフ形である。半導体素子６０は、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどでもよい。半導体素子６０は、ノーマリオン形でもよい。

半導体素子６０のコレクタは、スイッチング素子４６のソースに接続されている。半導体素子６０のベースは、抵抗６１の一端、抵抗６２の一端、及び、シャントレギュレータ６７のカソードに接続されている。半導体素子６０のエミッタは、抵抗６５の一端に接続されている。抵抗６１の他端は、半導体素子６０のコレクタに接続されている。抵抗６２の他端は、シャントレギュレータ６７のリファレンス端子に接続されている。抵抗６５の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。

抵抗６３の一端は、整流素子４１、４２のそれぞれのカソードに接続されている。抵抗６３の他端は、抵抗６４の一端に接続されている。抵抗６４の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。そして、抵抗６３及び抵抗６４の接続点が、シャントレギュレータ６７のリファレンス端子に接続されている。これにより、シャントレギュレータ６７のリファレンス端子には、第１電源供給経路２６ａからの脈流電圧を抵抗６３、６４で分圧した電圧が、リファレンス電圧として入力される。コンデンサ６６は、抵抗６４に対して並列に接続されている。シャントレギュレータ６７のアノードは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。

制御用電源部２４では、半導体素子６０のベース電位が、シャントレギュレータ６７のリファレンス端子に入力される脈流電圧に応じて変化する。すなわち、交流電圧ＶＣＴの実効値に応じて、半導体素子６０のベース電位が変化する。例えば、交流電圧ＶＣＴの絶対値が最大のときに、半導体素子６０のベース電位が最大になる。

半導体素子６０のベース電位を高くすると、半導体素子６０のコレクタ電流が大きくなり、スイッチング素子４６のソース電位が上昇する。すなわち、制御用電源部２４は、交流電圧ＶＣＴの絶対値に応じて、スイッチング素子４６のソース電位を変化させる。スイッチング素子４６のゲート電位は、実質的に一定であるから、ソース電位を変化させることにより、スイッチング素子４６のドレイン電流を変化させることができる。具体的には、ソース電位を上昇させることによって、ドレイン電流が低下し、ソース電位を減少させることによって、ドレイン電流が増大する。

従って、交流電圧ＶＣＴの絶対値が高い状態においては、スイッチング素子４６のドレイン電流が低下し、交流電圧ＶＣＴの絶対値が低い状態においては、スイッチング素子４６のドレイン電流が増大する。

このように、定電力回路５８は、交流電圧ＶＣＴの絶対値の増加にともなって分岐経路２７に流れる電流を小さくし、交流電圧ＶＣＴの絶対値の減少にともなって分岐経路２７に流れる電流を大きくする。これにより、例えば、制御用電源部２４で消費される電力を実質的に一定にすることができる。なお、電力が実質的に一定とは、例えば、制御用電源部２４で消費される電力が、所定の誤差範囲内にある状態である。

過電流保護部２５は、差動増幅回路７０と、半導体素子７１と、を有する。この例において、半導体素子７１は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子７１は、ノーマリオフ形の素子である。半導体素子７１は、ｐｎｐトランジスタやＦＥＴなどでもよい。半導体素子７１は、ノーマリオン形でもよい。

差動増幅回路７０は、例えば、オペアンプ７２と、コンデンサ７３と、を有する。コンデンサ７３は、オペアンプ７２の出力端子と、オペアンプ７２の反転入力端子と、の間に接続されている。

オペアンプ７２の非反転入力端子は、出力端子８に接続されている。すなわち、オペアンプ７２の非反転入力端子は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。これにより、照明光源１６に流れる電流を検出することができる。照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合、照明光源１６の電圧は、順方向降下電圧に応じて実質的に一定である。従って、照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合には、照明負荷１２の低電位側の端部に接続することで、照明光源１６に流れる電流を適切に検出することができる。

オペアンプ７２の反転入力端子は、抵抗７４の一端に接続されている。抵抗７４の他端は、抵抗７５の一端、コンデンサ７６の一端、及び、抵抗７７の一端に接続されている。抵抗７５の他端及びコンデンサ７６の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。抵抗７７の他端は、制御部２２に接続されている。このように、オペアンプ７２の反転入力端子は、抵抗７４、７７を介して制御部２２に接続されている。オペアンプ７２の反転入力端子には、制御部２２からの調光信号ＤＭＳが入力される。

例えば、ＰＷＭ信号をコンデンサ７６で平滑化した直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとしてオペアンプ７２の反転入力端子に入力される。オペアンプ７２の反転入力端子には、例えば、調光器３の調光度に応じた直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとして入力される。調光信号ＤＭＳに電圧レベルは、非反転入力端子に入力される検出電圧の電圧レベルに対応して設定される。より詳しくは、例えば、所望の調光度に対応する調光信号ＤＭＳの電圧レベルが、その調光度に対応する輝度で照明光源１６が発光した場合の検出電圧の電圧レベルと実質的に同じとなるように設定される。

このように、オペアンプ７２の非反転入力端子には、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧が入力され、オペアンプ７２の反転入力端子には、調光信号ＤＭＳが入力される。これにより、オペアンプ７２の出力端子からは、検出電圧と調光信号ＤＭＳとの差分に対応した信号が出力される。検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、オペアンプ７２の出力も大きくなる。すなわち、照明光源１６に過電流が流れている場合に、オペアンプ７２の出力が大きくなる。このように、この例においては、調光信号ＤＭＳが基準値として用いられる。なお、調光を行わない場合には、基準値となる実質的に一定の直流電圧を、オペアンプ７２の反転入力端子に入力してもよい。

半導体素子７１のコレクタは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂに接続されている。半導体素子７１のエミッタは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。半導体素子７１のベースは、オペアンプ７２の出力端子に接続されている。これにより、半導体素子７１のコレクタ電流は、オペアンプ７２からの出力によって制御される。

前述のように、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オペアンプ７２の出力が大きくなる。従って、半導体素子７１は、例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オン状態となり、検出電圧が調光信号ＤＭＳ以下の場合に、オフ状態となる。例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、半導体素子７１のコレクタ電流が大きくなる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、半導体素子７１がオン状態になった場合に、照明負荷１２への電力の供給を停止する。これにより、照明光源１６に過電流が流れることを抑制することができる。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
制御部２２は、例えば、制御用電源部２４からの駆動電圧ＶＤＤの供給に応じて起動した後、検出電圧を基に、調光器３の制御方式の判定を行う。
図３（ａ）及び図３（ｂ）の横軸は、時間ｔであり、縦軸は、検出電圧Ｖｄｅｔである。
図３（ａ）は、位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧Ｖｄｅｔの波形の一例を表す。
図３（ｂ）は、逆位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧Ｖｄｅｔの波形の一例を表す。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に表したように、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔに対して、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と、第２閾値電圧Ｖｔｈ２と、を設定する。第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値よりも大きい。第１閾値電圧Ｖｔｈ１は、例えば、１Ｖ程度である。第２閾値電圧Ｖｔｈ２は、例えば、３Ｖ程度である。

制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１に達した時点から、検出電圧Ｖｄｅｔが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達するまでの時間ｄｔを計時する。そして、制御部２２は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との差ｄＶと時間ｄｔとから、傾きｄＶ／ｄｔを求める。制御部２２は、この傾きｄＶ／ｄｔが所定値以上であるか否かを判定し、所定値以上である場合に、位相制御方式であると判定し、所定値未満である場合に、逆位相制御方式であると判定する。なお、時間ｄｔの計時は、例えば、内部クロックを用いて行ってもよいし、外部にタイマなどを設けて行ってもよい。

制御部２２は、例えば、電源電圧ＶＩＮまたは交流電圧ＶＣＴの入力が停止されるまで、判定を定期的に実施する。なお、判定は、例えば、電源電圧ＶＩＮまたは交流電圧ＶＣＴの半波毎に毎回行ってもよいし、所定数の半波毎に行ってもよい。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、位相制御方式と判定した場合の制御部２２の動作の一例を表す。
図４（ａ）〜図４（ｃ）の横軸は、時間ｔである。
図４（ａ）の縦軸は、検出電圧Ｖｄｅｔである。
図４（ｂ）の縦軸は、制御信号ＣＧＳの電圧値である。
図４（ｃ）の縦軸は、制御用電源部２４に入力される電圧である。

図４（ａ）〜図４（ｃ）に表したように、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、その判定結果を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角の検出を行う。制御部２２は、例えば、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の区間を、調光器３の導通角制御の導通区間Ｔｏｎと判断する。そして、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間Ｔｏｆｆと判断する。これにより、制御部２２は、導通区間Ｔｏｎと遮断区間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。導通角の検出は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２に基づいて行ってもよい。導通角の検出は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１及び第２閾値電圧Ｖｔｈ２とは異なる閾値に基づいて行ってもよい。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出した後、その導通角に応じたデューティ比の調光信号ＤＭＳを生成し、生成した調光信号ＤＭＳを過電流保護部２５に入力する。これにより、位相制御方式で導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６が調光される。

また、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満である場合に、制御信号ＣＧＳをＬｏに設定する。すなわち、スイッチング素子４７をオフ状態にして、電流調整部２３を第１状態にする。そして、制御部２２は、検出用電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上である場合に、制御信号ＣＧＳをＨｉに設定する。すなわち、スイッチング素子４７をオン状態にして、電流調整部２３を第２状態にする。換言すれば、制御部２２は、交流電圧ＶＣＴが所定値未満のときに電流調整部２３を第１状態とし、交流電圧ＶＣＴが所定値以上のときに電流調整部２３を第２状態とする。

また、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、電流調整部２３を第１状態から第２状態に切り替えるタイミングを、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の状態から第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の状態に切り替わるタイミングよりも、第１微小時間ＭＴ１だけ遅くする。

例えば、位相制御方式で導通角制御を行う調光器３にトライアックが用いられ、照明光源１６にＬＥＤが用いられているとする。ＬＥＤの消費電流は、白熱電球などの消費電流に比べて低い。このため、上記のような動作を行わない場合には、交流電圧ＶＣＴが所定値以下の状態において、トライアックをオンするために必要な保持電流を流すことができず、調光器３の動作が不安定になることがある。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、上記のように電流調整部２３の動作を制御することにより、所定値以下の交流電圧ＶＣＴにおいて、トライアックをオンするために必要な保持電流を電流調整部２３（分岐経路２７）に流すことができる。これにより、調光器３の動作を安定させることができる。また、電流調整部２３の切り替えのタイミングを第１微小時間ＭＴ１だけ遅くすることで、調光器３の動作をより安定させることができる。

電流調整部２３を第２状態とした場合、制御用電源部２４には電力が供給されない。従って、位相制御方式と判定された場合には、導通区間Ｔｏｎを第１微小時間ＭＴ１だけ短くした区間において、制御用電源部２４に電力が供給されない。このように、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、電流調整部２３を第２状態とし、制御用電源部２４への電力供給を低減する。例えば、制御用電源部２４への電力供給を遮断する。

位相制御方式と判定された場合には、遮断区間Ｔｏｆｆ及び第１微小時間ＭＴ１の区間において、レギュレータ５３及びバックアップコンデンサ５４に電圧が入力され、入力された電圧によってレギュレータ５３が動作する。一方、残りの区間（導通区間Ｔｏｎから第１微小時間ＭＴ１を差し引いた区間）では、バックアップコンデンサ５４に蓄積された電荷によってレギュレータ５３が動作する。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。
図５（ａ）〜図５（ｃ）は、逆位相制御方式と判定した場合の制御部２２の動作の一例を表す。
図５（ａ）〜図５（ｃ）のそれぞれの横軸及び縦軸は、図４（ａ）〜図４（ｃ）のそれぞれの横軸及び縦軸と同じである。

図５（ａ）〜図５（ｃ）に表したように、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合にも、まず交流電圧ＶＣＴの導通角の検出を行う。制御部２２は、例えば、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の区間を、調光器３の導通角制御の導通区間Ｔｏｎと判断する。そして、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間Ｔｏｆｆと判断する。これにより、制御部２２は、導通区間Ｔｏｎと遮断区間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出した後、その導通角に応じたデューティ比の調光信号ＤＭＳを生成し、生成した調光信号ＤＭＳを過電流保護部２５に入力する。これにより、逆位相制御方式においても、導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６を調光することができる。

制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満である場合に、制御信号ＣＧＳをＬｏに設定し、電流調整部２３を第１状態にする。制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上である場合に、制御信号ＣＧＳをＨｉに設定し、電流調整部２３を第２状態にする。

また、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合、電流調整部２３を第２状態から第１状態に切り替えるタイミングを、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の状態から第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の状態に切り替わるタイミングよりも、第２微小時間ＭＴ２だけ早くする。

制御部２２は、例えば、１つ前に検出した半波の導通区間Ｔｏｎの時間を記憶しておき、その時間よりも第２微小時間ＭＴ２だけ早いタイミングで、電流調整部２３を第２状態から第１状態に切り替える。

逆位相制御方式では、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷の影響により、調光器３の実際の導通区間よりも、導通区間Ｔｏｎが、長くなってしまう場合がある。導通区間Ｔｏｎが、実際の導通区間よりも長くなると、例えば、調光信号ＤＭＳのデューティ比が変化し、照明光源１６の調光の度合いが変化してしまう。

電流調整部２３を第１状態にして、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を分岐経路２７に流すことにより、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷を、電流調整部２３に引き抜くことができる。これにより、電源回路１４では、逆位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通角をより確実に検出することができる。より高精度に照明光源１６の調光を行うことができる。また、上記のように、電流調整部２３を切り替えるタイミングを第２微小時間ＭＴ２だけ早くすることで、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷をより適切に引き抜くことができる。導通角の検出精度をより高めることができる。

逆位相制御方式と判定された場合には、導通区間Ｔｏｎを第２微小時間ＭＴ２だけ短くした区間において、制御用電源部２４に電力が供給されない。このように、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合においても、導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、電流調整部２３を第２状態とし、制御用電源部２４への電力供給を低減する。例えば、制御用電源部２４への電力供給を遮断する。

逆位相制御方式と判定された場合には、遮断区間Ｔｏｆｆ及び第２微小時間ＭＴ２の区間において、レギュレータ５３及びバックアップコンデンサ５４に電圧が入力され、入力された電圧によってレギュレータ５３が動作する。一方、残りの区間（導通区間Ｔｏｎから第２微小時間ＭＴ２を差し引いた区間）では、バックアップコンデンサ５４に蓄積された電荷によってレギュレータ５３が動作する。

例えば、交流電圧の全位相において制御用電源部に電力を供給する電源回路がある。このような電源回路では、例えば、調光に不要な位相角区間中にも制御用電源部に電流が流れ、電源回路の電力損失が大きくなってしまう。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知し、検知した導通角の導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、制御用電源部２４への電力供給を低減する。そして、少なくとも交流電圧ＶＣＴが導通区間Ｔｏｎから遮断区間Ｔｏｆｆに切り替わるタイミングにおいては、制御用電源部２４に電力供給する。これにより、電源回路１４では、電力損失を抑制することができる。また、電力損失を抑制することにより、電源回路１４の発熱を抑えることもできる。

また、電源回路１４では、位相制御方式の場合に、調光器３のトライアックに保持電流を流すための電流を利用してバックアップコンデンサ５４を充電し、逆位相制御方式の場合に、フィルタコンデンサ３６などから電荷を引き抜くための電流を利用してバックアップコンデンサ５４を充電する。これにより、電力損失をより適切に抑制することができる。

また、電源回路１４では、定電力回路５８を制御用電源部２４に設け、制御用電源部２４で消費される電力が、実質的に一定になるようにしている。これにより、例えば、入力電圧の高い時（交流電圧ＶＣＴの絶対値の大きい時）の電力損失の増大を抑えることができる。電源回路１４の電力損失をより適切に抑制できる。なお、定電力回路５８は、上記の回路に限ることなく、制御用電源部２４で消費される電力を実質的に一定できる任意の回路でよい。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

なお、照明光源１６はＬＥＤに限らず、例えば、有機ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode）などでもよい。照明負荷１２には、複数の照明光源１６が直列又は並列に接続されていてもよい。

上記実施形態では、負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなどの他の負荷でもよい。上記実施形態では、電源回路として、照明装置１０に用いられる電源回路１４を示しているが、これに限ることなく、負荷に対応する任意の電源回路でよい。また、負荷に供給する電圧は、直流に限ることなく、交流や脈流などでもよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…電源、 ３…調光器、 １０…照明装置、 １２…照明負荷、 １４…電源回路、 １６…照明光源、 ２１…電力変換部、 ２１ａ…ＡＣ−ＤＣコンバータ、 ２１ｂ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ２２…制御部、 ２３…電流調整部、 ２４…制御用電源部、 ２５…過電流保護部、 ２６ａ…第１電源供給経路、 ２６ｂ…第２電源供給経路、 ２７…分岐経路、 ２８…配線部、 ３０…整流回路、 ３２…平滑コンデンサ、 ３４…インダクタ、 ３６…フィルタコンデンサ、 ４１、４２…整流素子、 ４３、４４…抵抗、 ４５…ツェナーダイオード、 ４６、４７…スイッチング素子、 ５１…整流素子、 ５２…抵抗、 ５３…レギュレータ、 ５４…バックアップコンデンサ、 ５５、５６…抵抗、 ５７…コンデンサ、 ５８…定電力回路、 ６０…半導体素子、 ６１〜６５…抵抗、 ６６…コンデンサ、 ６７…シャントレギュレータ、 ７０…差動増幅回路、 ７１…半導体素子、 ７２…オペアンプ、 ７３…コンデンサ、 ７４、７５、７７…抵抗、 ７６…コンデンサ

Claims (5)

1. 電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する電力変換部と、
   前記電源供給経路に電気的に接続された分岐経路を有し、前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記分岐経路に流す第１状態と、前記分岐経路に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替え可能な電流調整部と、
   前記交流電圧の導通角を検出し、検出した導通角に応じて前記電流調整部の前記第１状態と前記第２状態との間の切り替えを制御する制御部と、
   前記分岐経路に電気的に接続され、前記分岐経路を介して供給される電圧を前記制御部に応じた駆動電圧に変換して前記制御部に供給する制御用電源部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記検出した導通角の導通区間の少なくとも一部において、前記電流調整部を前記第２状態にし、前記検出した導通角の遮断区間への切り替わりのタイミングから導通区間への切り替わりのタイミングまでの間、前記電流調整部を前記第１状態にする電源回路。
2. 前記制御用電源部は、前記制御部に前記駆動電圧を出力する出力経路に対して並列に接続され、前記駆動電圧を平滑化するコンデンサを有する請求項１記載の電源回路。
3. 前記電流調整部は、前記電源供給経路に電気的に接続されたスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオン及びオフによって、前記第１状態と前記第２状態とを切り替える請求項１または２に記載の電源回路。
4. 前記制御用電源部は、前記交流電圧の絶対値の増加にともなって前記分岐経路に流れる電流を小さくし、前記交流電圧の絶対値の減少にともなって前記分岐経路に流れる電流を大きくする定電力回路を有する請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源回路。
5. 照明負荷と、
   前記照明負荷に電力を供給する請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源回路と、
   を備えた照明装置。

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