JP6069024B2 - Rotor position detection circuit and method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、位置センサ素子を用いないブラシレスモータの駆動を制御する際、ロータ位置の検出を行うロータ位置検出回路及びその方法に関するものである。 The present invention relates to a rotor position detection circuit and a method for detecting a rotor position when controlling driving of a brushless motor that does not use a position sensor element.
従来、ブラシレスモータは、永久磁石からなる回転子（ロータ）と三相巻線を有する固定子（ステータ）と備えている。ブラシレスモータ制御回路は、ブラシレスモータの三相巻線の各々の巻線に対し、スイッチング素子から構成されたインバータから、所定の周波数の交流電圧を印加することにより、モータの回転数を制御している（例えば、特許文献１参照）。このようなブラシレスモータにおいて、ホール素子などの位置センサ素子を用いることなくブラシレスモータを回転の制御を可能としたセンサレス駆動ブラシレスモータが知られている。 Conventionally, a brushless motor includes a rotor (rotor) made of a permanent magnet and a stator (stator) having a three-phase winding. The brushless motor control circuit controls the number of rotations of the motor by applying an alternating voltage of a predetermined frequency to each winding of the three-phase windings of the brushless motor from an inverter composed of switching elements. (For example, refer to Patent Document 1). In such a brushless motor, a sensorless drive brushless motor is known in which the rotation of the brushless motor can be controlled without using a position sensor element such as a Hall element.
このブラシレスモータ制御回路は、ブラシレスモータにおける回転子の回転により巻線に誘起される誘起電圧を利用して回転子の位置を検出する。
図９は、巻線に誘起される電圧を用いて回転子の位置を検出するブラシレスモータ制御回路３００の構成を示す図である。この図９に示すブラシレスモータ制御回路において、制御回路３０１は駆動回路３０２によりＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の３つの巻線のうち、２つの巻線間に電流を流して回転子を回転させる。そして、制御回路３０１は、電流の流れていない１つの巻線に回転子の回転に対応して誘起される誘起電圧を検出することにより、回転子の位置を検出している。これにより、ブラシレスモータ制御回路３００は、ブラシレスモータ１００におけるいずれの巻線に対していつ通電制御を行うかを求めて、通電制御を行う。
The brushless motor control circuit detects the position of the rotor by using an induced voltage induced in the winding by the rotation of the rotor in the brushless motor.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a brushless
図１０は、Ｗ相巻線に誘起する電圧とロータの電気角との対応関係を示すグラフである。図１０においては、例えばＷ相巻線に誘起する電圧の変化（図における誘起電圧曲線）を示しており、縦軸が巻線に誘起する電圧を示しており、横軸がロータの電気角を示している。
ブラシレスモータの駆動方法が１２０°通電の場合、このＷ相巻線には、電気角が３０°から１５０°までの間に通電（図１０における印加電圧）されるため、−３０°（３３０°）から３０°の角度範囲及び１５０°から２１０°の角度範囲において、すなわち通電が行われない。
ここで、印加電圧が印加されていない電気角の範囲でロータの位置検出が行われ、誘起電圧のゼロクロス点、すなわちＷ相巻線に誘起される誘起電圧が基準電圧である中性点を超える、あるいは下回るタイミングを検出することで、１２０°通電の開始位置を求める。
FIG. 10 is a graph showing the correspondence between the voltage induced in the W-phase winding and the electrical angle of the rotor. FIG. 10 shows, for example, a change in voltage induced in the W- phase winding (induced voltage curve in the figure), the vertical axis shows the voltage induced in the winding, and the horizontal axis shows the electrical angle of the rotor. Show.
When the driving method of the brushless motor is 120 ° energization, this W-phase winding is energized (applied voltage in FIG. 10) between 30 ° and 150 °, so that −30 ° (330 ° ) To 30 ° and 150 ° to 210 ° , i.e. no energization .
Here, the rotor position is detected in the range of the electrical angle to which no applied voltage is applied, and the zero cross point of the induced voltage, that is, the induced voltage induced in the W- phase winding exceeds the neutral point that is the reference voltage. Alternatively, the start position of 120 ° energization is obtained by detecting the timing below.
また、ブラシレスモータを高速回転させる場合、ブラシレスモータが脱調することを防止するため、２つの巻線間に電流を流す位相角度を、回転子の位置に対して進相させた進角制御を行う。
インバータの駆動を進角制御し、２つの巻線間に進相した電流を流すことにより、２つの巻線間に流れる電流の立ち上がり遅れをカバーし、脱調を抑制する。
Also, when rotating the brushless motor at a high speed, in order to prevent the brushless motor from stepping out, advance angle control is performed in which the phase angle at which current flows between the two windings is advanced with respect to the rotor position. Do.
By controlling the advance of the drive of the inverter and flowing a phase-advanced current between the two windings, the rising delay of the current flowing between the two windings is covered and step-out is suppressed.
しかしながら、上述した進角制御において、ブラシレスモータ制御回路３００は、通常、回転子の位置検出で求められたゼロクロス点を基準にして進角の位置を求めている。ここで、１２０°通電の場合、制御回路３０１は、回転子の位置がゼロクロス点として検出された巻線に対し、ゼロクロス点から３０°遅れたタイミングでこの巻線に対して電流が流れるように、インバータの制御を行う。
すなわち、１２０°通電の場合、インバータに対する進角制御を３０°の範囲でしか行えないため、さらなる高速回転に対する進角制御が制限されることになる。
However, in the advance angle control described above, the brushless
That is, in the case of 120 ° energization, the advance angle control for the inverter can be performed only in the range of 30 °, and thus the advance angle control for further high-speed rotation is limited.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、進角制御の範囲を従来に比較して広げることができるブラシレスモータ制御回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a brushless motor control circuit capable of expanding the range of the advance angle control as compared with the prior art.
本発明のロータ位置検出回路は、前記第１抵抗及び第２抵抗の抵抗値の比が、前記ブラシレスモータの回転数範囲に対応して設定されていることを特徴とする。 The rotor position detection circuit according to the present invention is characterized in that a ratio of resistance values of the first resistor and the second resistor is set corresponding to a rotation speed range of the brushless motor.
本発明のロータ位置検出回路は、ブラシレスモータを駆動する際、ロータの磁極によりステータコイルに発生する誘起電圧を検出し、その検出結果に基づいて前記ロータのロータ位置を検出するロータ位置検出回路であり、前記ブラシレスモータの巻線に印加する電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗各々の抵抗値が、ゼロクロス点より前の電気角でロータの位置を検出する基準電圧となるように設定された分圧回路と、電圧の印加されていない前記ステータコイルに発生する誘起電圧と、前記基準電圧とを比較して位置検出信号を出力するコンパレータとを備え、前記ブラシレスモータを駆動する電源電圧がＱＶの場合、前記第２抵抗の抵抗値ｒ２が前記第１抵抗の抵抗値ｒ１に対し、ｒ１＜ｒ２＜（Ｑ−１）×ｒ１の関係にあることを特徴とする。 The rotor position detection circuit of the present invention is a rotor position detection circuit that detects an induced voltage generated in a stator coil by a magnetic pole of a rotor when a brushless motor is driven, and detects the rotor position of the rotor based on the detection result. Yes, each resistance value of the first resistor and the second resistor that divides the voltage applied to the winding of the brushless motor is set to be a reference voltage for detecting the position of the rotor at an electrical angle before the zero cross point. A voltage dividing circuit, an induced voltage generated in the stator coil to which no voltage is applied, and a comparator that compares the reference voltage and outputs a position detection signal, and a power supply voltage for driving the brushless motor is provided. In the case of QV, the resistance value r2 of the second resistor has a relationship of r1 <r2 <(Q−1) × r1 with respect to the resistance value r1 of the first resistor. To.
本発明のブラシレスモータ制御回路は、上記いずれかに記載のロータ位置検出回路と、前記ステータコイルの巻線に駆動電流を印加する駆動回路と、前記位置検出信号に基づき、前記駆動電流を印加する前記ステータコイルを検出し、前記駆動回路に対して、検出した前記ステータコイルに電流を流すよう制御する制御部とを備えることを特徴とする。 The brushless motor control circuit of the present invention applies the drive current based on any of the rotor position detection circuit described above, a drive circuit that applies a drive current to the winding of the stator coil, and the position detection signal. And a control unit configured to detect the stator coil and control the drive circuit to pass a current through the detected stator coil.
本発明のブラシレスモータ制御回路は、前記駆動回路が前記ステータコイル毎に、通電を切換えるスイッチング素子を有しており、前記制御部が、ＰＷＭ制御を行う際、前記ステータコイルに電流を印加する期間において、オン状態とする前記スイッチング素子に対する駆動信号として、当該駆動信号の前半分の時間範囲を常時オン状態として与え、前記駆動信号の後半分の時間範囲をＰＷＭ波形として与えることを特徴とする。 In the brushless motor control circuit of the present invention, the drive circuit has a switching element for switching energization for each stator coil, and the controller applies a current to the stator coil when performing PWM control. characterized in, as that driving motion signal against the switching element to an oN state, giving a time range of the first half of the drive signal as an always-on state, to give half the time range after the drive signal as a PWM waveform And
本発明のロータ位置検出方法は、ブラシレスモータを駆動する際、ロータの磁極によりステータコイルに発生する誘起電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータのロータ位置を検出するロータ位置検出方法において、前記ブラシレスモータの巻線に印加する電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗各々の抵抗値を、前記ブラシレスモータを駆動する電源電圧がＱＶの場合、前記第２抵抗の抵抗値ｒ２が前記第１抵抗の抵抗値ｒ１に対し、ｒ１＜ｒ２＜（Ｑ−１）×ｒ１の関係にある設定とすることにより、ゼロクロス点より前の電気角でロータの位置を検出する基準電圧を生成する分圧過程と、電圧を印加しない前記ステータコイルに発生する誘起電圧と、前記基準電圧とを比較して位置検出信号を出力する比較過程とを備えることを特徴とする。 The rotor position detection method of the present invention is a rotor position detection method for detecting an induced voltage generated in a stator coil by a magnetic pole of a rotor when driving a brushless motor, and detecting a rotor position of the rotor based on the detection result. The resistance value of each of the first resistor and the second resistor that divides the voltage applied to the winding of the brushless motor, and when the power supply voltage for driving the brushless motor is QV, the resistance value r2 of the second resistor is the first resistance. By setting r1 <r2 <(Q−1) × r1 for the resistance value r1 of one resistor, the reference voltage for detecting the rotor position at the electrical angle before the zero cross point is generated. A pressure process; a comparison process for comparing the reference voltage with an induced voltage generated in the stator coil to which no voltage is applied; and a position detection signal. To.
以上説明したように、本発明によれば、コンパレータの基準電圧を変化させることにより、ロータを検出する電気角を従来に比較して前の位置で検出することが可能なため、進角制御の範囲を従来に比較してより広げることができるブラシレスモータ制御回路を提供することができるという効果が得られる。 As described above, according to the present invention, by changing the reference voltage of the comparator, the electrical angle for detecting the rotor can be detected at a previous position as compared with the conventional one. An effect is provided that a brushless motor control circuit that can further expand the range as compared with the conventional one can be provided.
以下、本発明の一実施形態によるロータ位置検出回路を図面を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のロータ位置検出回路を用いたブラシレスモータ制御回路の構成例を示す図である。この図において、ブラシレスモータ制御回路１は、電源回路１１、制御回路１２、駆動回路１３、ロータ位置検出回路１４、抵抗Ｒ１００及びトランジスタＴ１０１を備えている。
電源回路１１は、直流電源２００から供給されるブラシレスモータ１００を駆動する直流電圧を、制御回路１２の稼働可能な電圧に低下させる回路である。このブラシレスモータ１００は、３相ブラシレス直流モータであり、ステートにステータコイルとして、Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗの３つ磁極が電気角１２０°に配置されて設けられている。
Hereinafter, a rotor position detection circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a brushless motor control circuit using the rotor position detection circuit of the first embodiment. In this figure, the brushless
The
駆動回路１３は、直流電源２００から供給される直流電圧を、スイッチのオンオフにより交流電圧とし、ブラシレスモータ１００のＵ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗの各々に対して駆動電流を印加している。すなわち、駆動回路１３は、６個のスイッチング素子４０ＵＨ，４０ＵＬ，４０ＶＨ，４０ＶＬ，４０ＷＨ，４０ＷＬを直流電源２００の正負両端子間に２個ずつブリッジ接続して構成される回路である。ここで、各スイッチング素子４０ＵＨ〜４０ＷＬは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を接続した構成になっている。
The
制御回路１２は、ＣＰＵ（中央演算装置）やメモリなどを備えており、ロータの位置推定及び駆動回路１３のブラシレスモータ１００の駆動を行うための制御を行う。ここで、制御回路１２は、駆動回路１３の駆動制御として、図示しない外部回路から制御値として供給される回転数で、ブラシレスモータ１００のロータが回転するように、駆動回路１３の各スイッチング素子の制御端子に対し、パルス幅変調信号（駆動信号）を供給する。
また、駆動回路１３は、制御回路１２から供給される駆動信号に基づいて、各スイッチング素子のオンオフ状態が切り替わり、直流電源２００から供給される直流電圧を所定の交流電圧の信号に変換し、この交流電圧をブラシレスモータ１００におけるステータのＵ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗの各々の端子Ｕ、端子Ｖ及び端子Ｗそれぞれに印加することで、各相巻線に対して駆動電流を印加してブラシレスモータ１００の駆動を行う。
The
In addition, the
ロータ位置検出回路１４は、コンパレータＯＰＵ、コンパレータＯＰＶ及びコンパレータＯＰＷと、抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ２Ｕ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｗとを備えている。
コンパレータＯＰＵは、ステータにおけるＵ相巻線１００Ｕの磁極に対するロータの磁極の相対位置を示す位置検出信号ＳＵを出力する。ここで、＋端子が抵抗Ｒ１Ｖと抵抗Ｒ２Ｗとの直列接続における接続点が接続され、−端子がＵ相巻線１００Ｕの端子Ｕに接続されている。抵抗Ｒ１Ｖは、一端がＶ相巻線１００Ｖの端子Ｖに接続され、他端が抵抗Ｒ２Ｗの他端に接続されている。抵抗Ｒ２Ｗは、一端がＷ相巻線１００Ｗの端子Ｗに接続されている。
The rotor
Comparator OPU outputs a position detection signal SU indicating the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of U-phase winding 100U in the stator. Here, the + terminal is connected to a connection point in series connection of the resistor R1V and the resistor R2W, and the − terminal is connected to the terminal U of the U-phase winding 100U. The resistor R1V has one end connected to the terminal V of the V-phase winding 100V and the other end connected to the other end of the resistor R2W. One end of resistor R2W is connected to terminal W of W-phase winding 100W.
このため、コンパレータＯＰＵの＋端子には、Ｗ相巻線１００Ｗに誘起されるＷ相起電圧ＶｗとＶ相巻線１００Ｖに誘起されるＶ相起電圧Ｖｖとが、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖ各々の抵抗値に対応して分圧された電圧が基準電圧Ｖｗｖとして供給される。ここで、抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値は、後述するように、抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値に対して大きく設定されている。後述するように、ブラシレスモータ１００の各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）に印加する電圧を分圧する抵抗Ｒ２（Ｒ２Ｕ、Ｒ２Ｖ及びＲ２Ｗ；第１抵抗）及び抵抗Ｒ１（Ｒ１Ｕ、Ｒ１Ｖ及びＲ１Ｗ；第２抵抗）各々の抵抗値が、ゼロクロス点より前の電気角でロータの位置を検出する基準電圧（基準電圧Ｖｗｖ、基準電圧Ｖｖｕ、基準電圧Ｖｕｗ）となるように設定されている。
For this reason, at the + terminal of the comparator OPU, the W-phase electromotive voltage Vw induced in the W-phase winding 100W and the V-phase electromotive voltage Vv induced in the V-phase winding 100V are respectively applied to the resistors R2W and R1V. A voltage divided in accordance with the resistance value is supplied as the reference voltage Vwv. Here, the resistance value of the resistor R2W is set to be larger than the resistance value of the resistor R1V, as will be described later. As will be described later, a resistor R2 (R2U, R2V and R2W) for dividing a voltage applied to each phase winding (U-phase winding 100U, V-phase winding 100V and W-phase winding 100W) of the
また、コンパレータＯＰＶは、ステータにおけるＶ相巻線１００Ｖの磁極に対するロータの磁極の相対位置を示す位置検出信号ＳＶを出力する。ここで、コンパレータＯＰＶは、＋端子が抵抗Ｒ１Ｗと抵抗Ｒ２Ｕとの直列接続における接続点が接続され、−端子がＶ相巻線１００Ｖの端子Ｖに接続されている。抵抗Ｒ１Ｗは、一端がＷ相巻線１００Ｗの端子Ｗに接続され、他端が抵抗Ｒ２Ｕの他端に接続されている。抵抗Ｒ２Ｕは、一端がＵ相巻線１００Ｕの端子Ｕに接続されている。このため、コンパレータＯＰＶの＋端子には、Ｕ相巻線１００Ｕに誘起されるＵ相起電圧ＶｕとＷ相巻線１００Ｗに誘起されるＷ相起電圧Ｖｗとが、抵抗Ｒ２Ｕ及び抵抗Ｒ１Ｗ各々の抵抗値に対応して分圧された電圧が基準電圧Ｖｕｗとして供給される。ここで、抵抗Ｒ２Ｕの抵抗値は抵抗抵Ｒ２Ｗと同一であり、抵抗Ｒ１Ｗの抵抗値は抵抗Ｒ１Ｖと同一である。 The comparator OPV outputs a position detection signal SV indicating the relative position of the magnetic poles of the rotor with respect to the magnetic poles of the V-phase winding 100V in the stator. Here, the + terminal of the comparator OPV is connected to the connection point in the series connection of the resistor R1W and the resistor R2U, and the − terminal is connected to the terminal V of the V-phase winding 100V. Resistor R1W has one end connected to terminal W of W-phase winding 100W and the other end connected to the other end of resistor R2U. One end of resistor R2U is connected to terminal U of U-phase winding 100U. For this reason, at the + terminal of the comparator OPV, the U-phase electromotive voltage Vu induced in the U-phase winding 100U and the W-phase electromotive voltage Vw induced in the W-phase winding 100W are respectively applied to the resistors R2U and R1W. A voltage divided in accordance with the resistance value is supplied as the reference voltage Vuw. Here, the resistance value of the resistor R2U is the same as that of the resistor R2W, and the resistance value of the resistor R1W is the same as that of the resistor R1V.
また、コンパレータＯＰＷは、ステータにおけるＷ相巻線１００Ｗの磁極に対するロータの磁極の相対位置を示す位置検出信号ＳＷを出力する。ここで、コンパレータＯＰＷは、＋端子が抵抗Ｒ１Ｕと抵抗Ｒ２Ｖとの直列接続における接続点が接続され、−端子がＷ相巻線１００Ｗの端子Ｗに接続されている。抵抗Ｒ１Ｕは、一端がＵ相巻線１００Ｕの端子Ｕに接続され、他端が抵抗Ｒ２Ｖの他端に接続されている。抵抗Ｒ２Ｖは、一端がＶ相巻線１００Ｖの端子Ｖに接続されている。このため、コンパレータＯＰＷの＋端子には、Ｖ相巻線１００Ｖに誘起されるＶ相起電圧ＶｖとＵ相巻線１００Ｕに誘起されるＵ相起電圧Ｖｕとが、抵抗Ｒ２Ｖ及び抵抗Ｒ１Ｕ各々の抵抗値に対応して分圧された電圧が基準電圧Ｖｖｕとして供給される。ここで、抵抗Ｒ２Ｖの抵抗値は抵抗抵Ｒ２Ｗと同一であり、抵抗Ｒ１Ｕの抵抗値は抵抗Ｒ１Ｖと同一である。
制御回路１２は、例えば、ロータの位置検出信号の一周期（電気角３６０°）の時間を計数し、この時間により電気角を除算し、時間当たりの電気角変化を求め、位置検出信号によるロータの位置検出からの時間を計数して、ステータの各相の角巻に対する印加電流を印加するタイミングを制御することにより、進角あるいは遅角の制御を行う。
Comparator OPW outputs a position detection signal SW indicating the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of W-phase winding 100W in the stator. Here, the comparator OPW has a positive terminal connected to a connection point in series connection of the resistor R1U and the resistor R2V, and a negative terminal connected to the terminal W of the W-phase winding 100W. Resistor R1U has one end connected to terminal U of U-phase winding 100U and the other end connected to the other end of resistor R2V. One end of the resistor R2V is connected to the terminal V of the V-phase winding 100V. For this reason, at the + terminal of the comparator OPW, the V-phase electromotive voltage Vv induced in the V-phase winding 100V and the U-phase electromotive voltage Vu induced in the U-phase winding 100U are respectively applied to the resistors R2V and R1U. A voltage divided in accordance with the resistance value is supplied as the reference voltage Vvu. Here, the resistance value of the resistor R2V is the same as that of the resistor R2W, and the resistance value of the resistor R1U is the same as that of the resistor R1V.
For example, the
上述したように、本実施形態のロータ位置検出回路１４は、ブラシレスモータ１００を駆動する際、ロータの磁極によりステータコイルであるＵ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ層巻線１００Ｗの各々に発生する誘起電圧を検出し、その検出結果に基づいて、ロータのステータコイルの巻かれている磁極に対して相対的なロータ位置（電気角）を検出する。そして、本実施形態のロータ位置検出回路は、ブラシレスモータ１００において、ロータの位置検出を行う対象の相巻線以外の２つの相巻線に印加する電圧を分圧する抵抗Ｒ１（抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ：第１抵抗）と、抵抗Ｒ２（抵抗Ｒ２Ｕ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ２Ｗ：第１抵抗）各々の抵抗値が、ゼロクロス点より前の電気角で検出対象の相巻線の磁極に対するロータの位置を検出する基準電圧となるように設定されて構成された分圧回路（抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列接続回路）と、電圧の印加されていないステータの相巻線に発生する誘起電圧と、この基準電圧とを比較して位置検出信号を出力するコンパレータＯＰ（コンパレータＯＰＵ、コンパレータＯＰＶ、コンパレータＯＰＷ）とを備えている。
トランジスタＴ１００及び抵抗Ｒ１００は、外部からの制御信号などを入力するの入力回路を構成している。
また、トランジスタＴ１０１及び抵抗Ｒ１０１は、外部に対する状態情報などを出力する出力回路を構成している。
As described above, when driving the
The transistor T100 and the resistor R100 constitute an input circuit for inputting an external control signal or the like.
The transistor T101 and the resistor R101 constitute an output circuit that outputs state information to the outside.
図２は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を印加せずに、慣性でロータが回転している状態（フリー回転状態）において各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。通電はしていないが周期を明確にするため、通電パターンで電気角の周期を区切って説明する。図２の各グラフにおいて、横軸は電気角（ステータにおけるＵ相巻線１００Ｕに対するロータの磁極の電気角を基準としている）を示し、縦軸は電圧を示している。Ｕ相巻線１００Ｕに誘起されるＵ相起電圧Ｖｕ、Ｖ相巻線１００Ｖに誘起されるＶ相起電圧Ｖｖ、及びＷ相巻線１００Ｗに誘起されるＷ相起電圧Ｖｗが示されている。これらＵ相起電圧Ｖｕ、Ｖ相起電圧Ｖｖ及びＷ相起電圧Ｖｗの各々は、位相が１２０°ずつずれている。
また、合成の信号は、Ｕ相起電圧Ｖｕ、Ｖ相起電圧Ｖｖ及びＷ相起電圧Ｖｗが、抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｗのネットワークで合成されたものである。このため、ロータがフリー回転している場合、コンパレータＯＰＵ、コンパレータＯＰＶ及びコンパレータＯＰＶの各々の＋端子に等しい電圧として供給される。
FIG. 2 shows that the rotor rotates by inertia without applying a drive current to each of the stator phase windings (the U-phase winding 100U, the V-phase winding 100V, and the W-phase winding 100W) in the
The combined signal is a signal in which a U-phase electromotive voltage Vu, a V-phase electromotive voltage Vv, and a W-phase electromotive voltage Vw are combined by a network of resistors R1U, R2V, resistors R1V, resistors R2V, resistors R1W, and resistors R2W It is. For this reason, when the rotor is rotating freely, it is supplied as a voltage equal to the + terminals of each of the comparator OPU, the comparator OPV, and the comparator OPV.
また、図２には、フリー回転状態におけるコンパレータＯＰＵの出力する位置検出信号ＳＵ、コンパレータＯＰＶの出力する位置検出信号ＳＶ、及びコンパレータの出力する位置検出信号ＳＷが示されている。
ここで、コンパレータＯＰＵは、基準電圧ＶｗｖとＵ相起電圧Ｖｕとを比較し、基準電圧Ｖｗｖに対してＵ相起電圧Ｖｕが大きい場合に位置検出信号ＳＵをＬレベルとして出力し、一方、基準電圧Ｖｗｖに対してＵ相起電圧Ｖｕが小さい場合に位置検出信号ＳＵをＨレベルとして出力する。同様に、コンパレータＯＰＶは、基準電圧ＶｕｗとＶ相起電圧Ｖｖとを比較し、基準電圧Ｖｕｗに対してＶ相起電圧Ｖｖが大きい場合に位置検出信号ＳＵをＬレベルとして出力し、一方、基準電圧Ｖｕｗに対してＶ相起電圧Ｖｖが小さい場合に位置検出信号ＳＶをＨレベルとして出力する。また、コンパレータＯＰＷは、基準電圧ＶｖｕとＷ相起電圧Ｖｗとを比較し、基準電圧Ｖｖｕに対してＷ相起電圧Ｖｗが大きい場合に位置検出信号ＳＷをＬレベルとして出力し、一方、基準電圧Ｖｖｕに対してＷ相起電圧Ｖｗが小さい場合に位置検出信号ＳＷをＨレベルとして出力する。
FIG. 2 also shows a position detection signal SU output from the comparator OPU, a position detection signal SV output from the comparator OPV, and a position detection signal SW output from the comparator in the free rotation state.
Here, the comparator OPU compares the reference voltage Vwv with the U-phase electromotive voltage Vu, and outputs the position detection signal SU as the L level when the U-phase electromotive voltage Vu is larger than the reference voltage Vwv. When the U-phase electromotive voltage Vu is smaller than the voltage Vwv, the position detection signal SU is output as an H level. Similarly, the comparator OPV compares the reference voltage Vuw and the V-phase electromotive voltage Vv, and outputs the position detection signal SU as the L level when the V-phase electromotive voltage Vv is larger than the reference voltage Vuw, When the V-phase electromotive voltage Vv is smaller than the voltage Vuw, the position detection signal SV is output as an H level. The comparator OPW compares the reference voltage Vvu with the W-phase electromotive voltage Vw, and outputs the position detection signal SW as the L level when the W-phase electromotive voltage Vw is larger than the reference voltage Vvu. When the W-phase electromotive voltage Vw is smaller than Vvu, the position detection signal SW is output as an H level.
この図２においては、合成の信号の電圧と、各相巻線の起電圧との比較を判り易くするため、図１における抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ２Ｕ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値を等しくした場合を示している。例えば、通電パターンＰＡＴ１において、ロータの隣接する磁極間の中間にＵ相巻線１００Ｕの磁極がある場合、Ｕ相起電圧Ｖｕと、基準電圧Ｖｗｖが等しくなる（Ｕ相起電圧Ｖｕのゼロクロス点）。ここで、基準電圧Ｖｗｖは、Ｗ相起電圧ＶｗとＶ相起電圧Ｖｖとの電位差が抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖにより分圧された電圧値である。同様に、Ｖ相起電圧Ｖｖ及びＷ相起電圧Ｖｗにも、ゼロクロス点が存在する。抵抗Ｒ１Ｖと抵抗Ｒ２Ｗとの抵抗値が等しい場合、このゼロクロス点がＵ相起電圧Ｖｕの電気角０°あるいは電気角１８０°となり、このゼロクロス点（電気角０°）から電気角３０°ずれた位置、例えば電気角３０°から電気角１５０°までにおいて１２０°通電が開始される。
ここで、進角制御を行う場合、Ｕ相巻線１００Ｕに対して電気角０°から電気角３０°までの任意の電気角から１２０°通電を行う。この図２のように、図１における抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ２Ｕ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値を等しくした場合、相巻線に対する通電を行う電気角（通電パターンＰＡＴ２の場合、電気角３０°）に対して３０°前の電気角分、すなわち電気角３０°の範囲内（電気角３０°から）でしか進角制御を行うことができない。他の通電パターンＰＡＴ２から通電パターンＰＡＴ６の各々においても、それぞれの通電パターンにおける相巻線に対するロータの位置検出も同様である。
In FIG. 2, in order to easily understand the comparison between the voltage of the combined signal and the electromotive voltage of each phase winding, the resistance R1U, the resistance R2U, the resistance R1V, the resistance R2V, the resistance R1W, and the resistance R2W in FIG. The case where resistance values are made equal is shown. For example, in the energization pattern PAT1, when there is a magnetic pole of the U-phase winding 100U in the middle between adjacent magnetic poles of the rotor, the U-phase electromotive voltage Vu is equal to the reference voltage Vwv (the zero-cross point of the U-phase electromotive voltage Vu). . Here, the reference voltage Vwv is a voltage value obtained by dividing the potential difference between the W-phase electromotive voltage Vw and the V-phase electromotive voltage Vv by the resistor R2W and the resistor R1V. Similarly, zero-cross points also exist in the V-phase electromotive voltage Vv and the W-phase electromotive voltage Vw. When the resistance values of the resistor R1V and the resistor R2W are equal, the zero cross point becomes an electrical angle of 0 ° or an electrical angle of 180 ° of the U-phase electromotive voltage Vu and deviates by 30 ° from the zero cross point (electrical angle of 0 °). 120 ° energization is started at a position, for example, from an electrical angle of 30 ° to an electrical angle of 150 °.
Here, when the advance angle control is performed, the U-phase winding 100U is energized 120 ° from any electrical angle from an electrical angle of 0 ° to an electrical angle of 30 °. As shown in FIG. 2, when the resistance values of the resistor R1U, the resistor R2U, the resistor R1V, the resistor R2V, the resistor R1W, and the resistor R2W in FIG. 1 are made equal, the electrical angle for energizing the phase winding (in the case of the energization pattern PAT2) The advance angle control can be performed only within the
次に、図３は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を１２０°通電し、ロータを回転させている際に各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。この図３は、横軸が電気角を示し、縦軸が電圧を示している。また、図２と同様に、抵抗Ｒ１Ｕ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｖ、抵抗Ｒ２Ｖ、抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値を等しくした場合を示している。
また、この図３においては、Ｕ相起電圧Ｕｕと端子Ｕに印加する印加電圧Ｖａｐｕとを重ねた状態で示し、Ｖ相起電圧Ｕｖと端子Ｖに印加する印加電圧Ｖａｐｖとを重ねた状態で示し、Ｗ相起電圧Ｕｗと端子Ｗに印加する印加電圧Ｖａｐｗとを重ねた状態で示している。以下、制御回路１２が各通電パターンにおいて行う駆動回路１３の各スイッチング素子の制御について説明する。電気角０°から電気角３６０°までを電気角６０°の範囲として６等分し、それぞれを通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６の各々の制御範囲とする。後述する図４、図６、図７、図８も同様である。
Next, FIG. 3 shows that each of the stator phase windings (the U-phase winding 100U, the V-phase winding 100V, and the W-phase winding 100W) in the
In FIG. 3, the U-phase electromotive voltage Uu and the applied voltage Vpu applied to the terminal U are shown in a superimposed state, and the V-phase electromotive voltage Uv and the applied voltage Vapv applied to the terminal V are overlaid. The W-phase electromotive voltage Uw and the applied voltage Vapw applied to the terminal W are shown in a superimposed state. Hereinafter, control of each switching element of the
・通電パターンＰＡＴ１（電気角３３０°（−３０°）から電気角３０°の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＷＬをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＶＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ１は、端子Ｕに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｗから端子Ｖに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＶＬを介して、Ｗ相巻線１００Ｗ及びＶ相巻線１００Ｖに駆動電流が流れる状態となる。
-Energization pattern PAT1 (electrical angle 330 ° (-30 °) to
The
As a result, the energization pattern PAT1 is in a state in which no drive voltage is applied to the terminal U and a drive current flows from the terminal W to the terminal V. That is, the drive current flows through the W-phase winding 100W and the V-phase winding 100V via the switching element 40WH and the switching element 40VL.
・通電パターンＰＡＴ２（電気角３０°から電気角９０°の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＨ、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＷＬをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＵＨ及びスイッチング素子４０ＶＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ２は、端子Ｗに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｕから端子Ｖに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＵＨ及びスイッチング素子４０ＶＬを介して、Ｕ相巻線１００Ｕ及びＶ相巻線１００Ｖに駆動電流が流れる状態となる。
・ Electric pattern PAT2 (
The
As a result, the energization pattern PAT2 is in a state in which no drive voltage is applied to the terminal W and a drive current flows from the terminal U to the terminal V. That is, a drive current flows through the U-phase winding 100U and the V-phase winding 100V through the switching element 40UH and the switching element 40VL.
・通電パターンＰＡＴ３（電気角９０°から電気角１５０°の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＨ、スイッチング素子４０ＶＬ及びスイッチング素子４０ＷＨをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＵＨ及びスイッチング素子４０ＷＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ３は、端子Ｖに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｕから端子Ｗに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＵＨ及びスイッチング素子４０ＷＬを介して、Ｕ相巻線１００Ｕ及びＷ相巻線１００Ｗに駆動電流が流れる状態となる。
・ Energization pattern PAT3 (electrical angle 90 ° to
The
As a result, in the energization pattern PAT3, the drive voltage is not applied to the terminal V, and the drive current flows from the terminal U to the terminal W. That is, a drive current flows through the U-phase winding 100U and the W-phase winding 100W via the switching element 40UH and the switching element 40WL.
・通電パターンＰＡＴ４（電気角１５０°から電気角２１０°の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＬ及びスイッチング素子４０ＷＨをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＷＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ４は、端子Ｖに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｖから端子Ｗに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＷＬを介して、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗに駆動電流が流れる状態となる。
-Energization pattern PAT4 (
The
As a result, the energization pattern PAT4 is in a state in which no drive voltage is applied to the terminal V and a drive current flows from the terminal V to the terminal W. That is, the drive current flows through the V-phase winding 100V and the W-phase winding 100W via the switching element 40VH and the switching element 40WL.
・通電パターンＰＡＴ５（電気角２１０°から電気角２７０°の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＶＬ、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＷＬをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＵＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ５は、端子Ｗに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｖから端子Ｕに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＵＬを介して、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＵ相巻線１００Ｕに駆動電流が流れる状態となる。
・ Electric pattern PAT5 (electrical angle 210 ° to electric angle 270 °)
The
As a result, in the energization pattern PAT5, the drive voltage is not applied to the terminal W, and the drive current flows from the terminal V to the terminal U. That is, the drive current flows through the V-phase winding 100V and the U-phase winding 100U via the switching element 40VH and the switching element 40UL.
・通電パターンＰＡＴ６（電気角２７０°から電気角３３０°（−３０°）の範囲）
制御回路１２は、スイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＶＨ、スイッチング素子４０ＶＬ及びスイッチング素子４０ＷＬをオフ状態とし、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＵＬをオン状態とする駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に供給する。
これにより、通電パターンＰＡＴ６は、端子Ｖに駆動電圧が印加されておらず、端子Ｗから端子Ｕに対して駆動電流が流れる状態となっている。すなわち、スイッチング素子４０ＷＨ及びスイッチング素子４０ＵＬを介して、Ｗ相巻線１００Ｗ及びＵ相巻線１００Ｕに駆動電流が流れる状態となる。
-Energization pattern PAT6 (electrical angle 270 ° to electric angle 330 ° (-30 °) range)
The
As a result, in the energization pattern PAT6, the drive voltage is not applied to the terminal V, and the drive current flows from the terminal W to the terminal U. That is, the drive current flows through the W-phase winding 100W and the U-phase winding 100U via the switching element 40WH and the switching element 40UL.
ここで、通電パターンＰＡＴ１及び通電パターンＰＡＴ４においては、Ｕ相巻線１００Ｕに対するロータの位置の検出（電気角の検出）が行われる。通電パターンＰＡＴ１においては、コンパレータＯＰＵの＋端子に対し、端子Ｗに印加されている電源電圧と、端子Ｖが接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖにより分圧された電圧が基準電圧Ｖｗｖとして印加される。これにより、通電パターンＰＡＴ１においては、抵抗Ｒ２Ｗの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ１Ｖの一端が接地電位となるため、基準電圧Ｖｗｖは電源電圧の１／２の電圧値となる（合成における基準電圧）。 Here, in the energization pattern PAT1 and the energization pattern PAT4, detection of the rotor position (electrical angle detection) with respect to the U-phase winding 100U is performed. In the energization pattern PAT1, with respect to the + terminal of the comparator OPU, a voltage obtained by dividing the power supply voltage applied to the terminal W and the ground potential at the ground point to which the terminal V is connected by the resistor R2W and the resistor R1V. Is applied as the reference voltage Vwv. As a result, in the energization pattern PAT1, one end of the resistor R2W serves as a power supply voltage, and one end of the resistor R1V serves as a ground potential, so that the reference voltage Vwv is a voltage value that is ½ of the power supply voltage (reference voltage in synthesis). .
一方、通電パターンＰＡＴ４においては、コンパレータＯＰＵの＋端子に対し、端子Ｖに印加されている電源電圧と端子Ｗに接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ１Ｖ及び抵抗Ｒ２Ｗにより分圧された電圧が基準電圧Ｖｗｖとして印加される。また、通電パターンＰＡＴ４においては、抵抗Ｒ１Ｖの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ２Ｗの一端が接地電圧となるため、基準電圧Ｖｗｖとしては電源電圧の１／２の電圧値となる（合成における基準電圧）。 On the other hand, in the energization pattern PAT4, the power supply voltage applied to the terminal V and the ground potential of the ground point connected to the terminal W are divided by the resistor R1V and the resistor R2W with respect to the + terminal of the comparator OPU. A voltage is applied as the reference voltage Vwv. In the energization pattern PAT4, one end of the resistor R1V serves as a power supply voltage, and one end of the resistor R2W serves as a ground voltage. Therefore, the reference voltage Vwv has a voltage value that is ½ of the power supply voltage (reference voltage in synthesis). .
また、通電パターンＰＡＴ２及び通電パターンＰＡＴ５においては、Ｗ相巻線１００Ｗに対するロータの位置の検出が行われる。通電パターンＰＡＴ２においては、コンパレータＯＰＷの＋端子に対し、端子Ｕに印加されている電源電圧と、端子Ｖが接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ１Ｕ及び抵抗Ｒ２Ｖにより分圧された電圧が基準電圧として印加される。また、通電パターンＰＡＴ２においては、抵抗Ｒ１Ｕの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ２Ｖの一端が接地電位となるため、基準電圧Ｖｖｕとしては電源電圧の１／２の電圧値となる。 Further, in the energization pattern PAT2 and the energization pattern PAT5, the position of the rotor with respect to the W-phase winding 100W is detected. In the energization pattern PAT2, with respect to the + terminal of the comparator OPW, a voltage obtained by dividing the power supply voltage applied to the terminal U and the ground potential at the ground point to which the terminal V is connected by the resistors R1U and R2V Is applied as a reference voltage. In the energization pattern PAT2, one end of the resistor R1U serves as a power supply voltage, and one end of the resistor R2V serves as a ground potential. Therefore, the reference voltage Vvu has a voltage value that is ½ of the power supply voltage.
一方、通電パターンＰＡＴ５においては、コンパレータＯＰＷの＋端子に対し、端子Ｖに印加されている電源電圧と、端子Ｕに接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ２Ｖ及び抵抗Ｒ１Ｕにより分圧された電圧が基準電圧Ｖｖｕとして印加される。また、通電パターンＰＡＴ５においては、抵抗Ｒ２Ｖの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ１Ｕの一端が接地電位となるため、基準電圧Ｖｖｕとしては電源電圧の１／２の電圧値となる。 On the other hand, in the energization pattern PAT5, the power supply voltage applied to the terminal V and the ground potential of the ground point connected to the terminal U are divided by the resistor R2V and the resistor R1U with respect to the + terminal of the comparator OPW. Is applied as the reference voltage Vvu. In the energization pattern PAT5, one end of the resistor R2V serves as a power supply voltage, and one end of the resistor R1U serves as a ground potential. Therefore, the reference voltage Vvu has a voltage value that is ½ of the power supply voltage.
通電パターンＰＡＴ３及び通電パターンＰＡＴ６においては、Ｖ相巻線１００Ｖに対するロータの位置の検出が行われる。通電パターンＰＡＴ３においては、コンパレータＯＰＶの＋端子に対し、端子Ｕに印加されている電源電圧と、端子Ｗが接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ２Ｕ及び抵抗Ｒ１Ｗにより分圧された電圧が基準電圧Ｖｕｗとして印加される。また、通電パターンＰＡＴ３においては、抵抗Ｒ２Ｕの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ１Ｗの一端が接地電位となるため、基準電圧Ｖｕｗとしては電源電圧の１／２の電圧値となる。 In the energization pattern PAT3 and the energization pattern PAT6, the position of the rotor with respect to the V-phase winding 100V is detected. In the energization pattern PAT3, with respect to the + terminal of the comparator OPV, a voltage obtained by dividing the power supply voltage applied to the terminal U and the ground potential at the ground point to which the terminal W is connected by the resistors R2U and R1W. Is applied as the reference voltage Vuw. In the energization pattern PAT3, one end of the resistor R2U serves as a power supply voltage, and one end of the resistor R1W serves as a ground potential. Therefore, the reference voltage Vuw has a voltage value that is ½ of the power supply voltage.
一方、通電パターンＰＡＴ６においては、コンパレータＯＰＶの＋端子に対し、端子Ｗに印加されている電源電圧と、端子Ｕに接続されている接地点の接地電位とが抵抗Ｒ１Ｗ及び抵抗Ｒ２Ｕにより分圧された電圧が基準電圧として印加される。また、通電パターンＰＡＴ６においては、抵抗Ｒ１Ｗの一端が電源電圧となり、抵抗Ｒ２Ｕの一端が接地電位となるため、基準電圧Ｖｕｗとしては電源電圧の１／２の電圧値となる。 On the other hand, in the energization pattern PAT6, the power supply voltage applied to the terminal W and the ground potential of the ground point connected to the terminal U are divided by the resistor R1W and the resistor R2U with respect to the + terminal of the comparator OPV. The applied voltage is applied as a reference voltage. In the energization pattern PAT6, one end of the resistor R1W serves as a power supply voltage and one end of the resistor R2U serves as a ground potential. Therefore, the reference voltage Vuw has a voltage value that is ½ of the power supply voltage.
また、図３には、上述した通電パターンによるＵ相巻線１００Ｕの端子ＵのＵ相端子電圧、Ｖ相巻線１００Ｖの端子ＶのＶ相端子電圧、Ｗ相巻線１００Ｗの端子ＷのＷ相端子電圧の各々の電圧波形が示されている。パルスＰｓは、駆動回路１３における各スイッチング素子のオンオフ時に発生するスイッチングパルスである。
FIG. 3 also shows the U-phase terminal voltage of the terminal U of the U-phase winding 100U, the V-phase terminal voltage of the terminal V of the V-phase winding 100V, and the W of the terminal W of the W-phase winding 100W according to the energization pattern described above. Each voltage waveform of the phase terminal voltage is shown. The pulse Ps is a switching pulse generated when each switching element in the
図３に示すように、コンパレータＯＰＵは、＋端子に供給される基準電圧Ｖｗｖと、Ｕ相巻線１００ＵのＵ相端子電圧とを比較し、Ｕ相端子電圧が基準電圧Ｖｗｖを超えた場合（通電パターンＰＡＴ１の場合）、位置検出信号ＳＵをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。一方、コンパレータＯＰＵは、Ｕ相端子電圧が基準電圧Ｖｗｖ以下となった場合（通電パターンＰＡＴ４の場合）、位置検出信号ＳＵをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。
コンパレータＯＰＷは、＋端子に供給される基準電圧Ｖｖｕと、Ｗ相巻線１００ＷのＷ相端子電圧とを比較し、Ｗ相端子電圧が基準電圧Ｖｖｕを超えた場合（通電パターンＰＡＴ２の場合）、位置検出信号ＳＷをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。一方、コンパレータＯＰＷは、Ｗ相端子電圧が基準電圧Ｖｖｕ以下となった場合（通電パターンＰＡＴ５の場合）、位置検出信号ＳＷをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。
As shown in FIG. 3, the comparator OPU compares the reference voltage Vwv supplied to the + terminal with the U-phase terminal voltage of the U-phase winding 100U, and the U-phase terminal voltage exceeds the reference voltage Vwv ( In the case of the energization pattern PAT1, the position detection signal SU is lowered from the H level to the L level. On the other hand, when the U-phase terminal voltage is equal to or lower than the reference voltage Vwv (in the case of the energization pattern PAT4), the comparator OPU causes the position detection signal SU to fall from the H level to the L level.
The comparator OPW compares the reference voltage Vvu supplied to the + terminal with the W-phase terminal voltage of the W-phase winding 100W, and when the W-phase terminal voltage exceeds the reference voltage Vvu (in the case of the energization pattern PAT2), The position detection signal SW falls from the H level to the L level. On the other hand, when the W-phase terminal voltage becomes equal to or lower than the reference voltage Vvu (in the case of the energization pattern PAT5), the comparator OPW causes the position detection signal SW to fall from the H level to the L level.
コンパレータＯＰＶは、＋端子に供給される基準電圧Ｖｕｗと、Ｖ相巻線１００ＶのＶ相端子電圧とを比較し、Ｖ相端子電圧が基準電圧Ｖｕｗを超えた場合（通電パターンＰＡＴ３の場合）、位置検出信号ＳＶをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。一方、コンパレータＯＰＶは、Ｖ相端子電圧が基準電圧Ｖｕｗ以下となった場合（通電パターンＰＡＴ６の場合）、位置検出信号ＳＶをＨレベルからＬレベルに立ち下げる。
また、制御回路１２は、位置検出信号ＳＵ、位置検出信号ＳＶ及び位置検出信号ＳＷの各々に重畳するパルスＰｓを、駆動回路１３の各スイッチング素子に対して与える駆動信号の立ち上がりタイミングに基づいてマスクする。
The comparator OPV compares the reference voltage Vuw supplied to the + terminal and the V-phase terminal voltage of the V-phase winding 100V. When the V-phase terminal voltage exceeds the reference voltage Vuw (in the case of the energization pattern PAT3), The position detection signal SV is lowered from the H level to the L level. On the other hand, when the V-phase terminal voltage becomes equal to or lower than the reference voltage Vuw (in the case of the energization pattern PAT6), the comparator OPV causes the position detection signal SV to fall from the H level to the L level.
The
図４は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を印加せずに、慣性でロータが回転している状態（フリー回転状態）において各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。この図４において、縦軸は電圧を示し、横軸は電気角を示している。
また、図５は、ロータ位置検出回路１４におけるコンパレータＯＰＵと、このコンパレータＯＰＵの＋端子に接続される、基準電圧Ｖｗｖを生成するための直列接続された抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとを示す図である。他のコンパレータＯＰＶ及びコンパレータＯＰＷも、このコンパレータＯＰＵと同様に、それぞれ直列接続された抵抗Ｒ２Ｕ及び抵抗Ｒ１Ｗ、抵抗Ｒ２Ｖ及び抵抗Ｒ１Ｕの接続点が＋端子に接続されている。
FIG. 4 shows that the rotor rotates by inertia without applying a drive current to each of the stator phase windings (U-phase winding 100U, V-phase winding 100V, and W-phase winding 100W) in
FIG. 5 is a diagram showing the comparator OPU in the rotor
また、図５（ａ）は、抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとが同一の抵抗値ｒである場合における接続点の電位を説明する図である。コンパレータＯＰＵの＋端子に供給される基準電圧Ｖｗｖは、端子Ｗと端子Ｖとにおける電圧が分圧された電圧となる。すなわち、図４の通電パターンＰＡＴ１の線Ｓ１の示すＷ相起電圧とＶ相起電圧とが分圧された電圧となる。
ここで、通電パターンＰＡＴ１は、Ｗ相起電圧がＶ相起電圧より高い電圧となっている。また、通電パターンＰＡＴ２は、Ｕ相起電圧がＶ相起電圧より高い電圧となっている。しかしながら、抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとが同一の抵抗値ｒであり、かつ抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとが同一の抵抗値ｒであり、抵抗Ｒ２Ｖと抵抗Ｒ１Ｕが同一の抵抗値ｒである。このため、通電パターンＰＡＴ１においてはゼロクロス点でＵ相起電圧が基準電圧Ｖｗｖを超え、通電パターンＰＡＴ２においてゼロクロス点でＷ相起電圧が基準電圧Ｖｖｕを超える。
FIG. 5A is a diagram for explaining the potential at the connection point when the resistance R2W and the resistance R1V have the same resistance value r. The reference voltage Vwv supplied to the + terminal of the comparator OPU is a voltage obtained by dividing the voltage at the terminal W and the terminal V. That is, a voltage obtained by dividing the W-phase electromotive voltage and the V-phase electromotive voltage indicated by the line S1 of the energization pattern PAT1 in FIG.
Here, in the energization pattern PAT1, the W-phase electromotive voltage is higher than the V-phase electromotive voltage. In the energization pattern PAT2, the U-phase electromotive voltage is higher than the V-phase electromotive voltage. However, the resistance R2W and the resistance R1V have the same resistance value r, the resistance R2W and the resistance R1V have the same resistance value r, and the resistance R2V and the resistance R1U have the same resistance value r. For this reason, in the energization pattern PAT1, the U-phase electromotive voltage exceeds the reference voltage Vwv at the zero cross point, and in the energization pattern PAT2, the W-phase electromotive voltage exceeds the reference voltage Vvu.
一方、図５（ｂ）は、抵抗Ｒ２Ｗが抵抗Ｒ１Ｖに対して抵抗値が大きい場合における接続点の電位を説明する図である。コンパレータＯＰＵの＋端子に供給される基準電圧Ｖｗｖは、端子Ｗと端子Ｖとにおける電圧が分圧された電圧となる。すなわち、図４の通電パターンＰＡＴ１の線Ｓ２の示すＷ相起電圧とＶ相起電圧とが分圧された電圧となる。供給される基準電圧Ｖｗｖは、端子Ｗと端子Ｖとにおける電圧が分圧された電圧となる。図４の通電パターンＰＡＴ２の線Ｓ３の示すＵ相起電圧とＶ相起電圧とが分圧された電圧となる。供給される基準電圧Ｖｖｕは、端子Ｕと端子Ｖとにおける電圧が分圧された電圧となる。図５（ｃ）には、本実施形態における抵抗分圧の考え方が示されている。 On the other hand, FIG. 5B is a diagram for explaining the potential at the connection point when the resistance value of the resistor R2W is larger than that of the resistor R1V. The reference voltage Vwv supplied to the + terminal of the comparator OPU is a voltage obtained by dividing the voltage at the terminal W and the terminal V. That is, a voltage obtained by dividing the W-phase electromotive voltage and the V-phase electromotive voltage indicated by the line S2 of the energization pattern PAT1 in FIG. The supplied reference voltage Vwv is a voltage obtained by dividing the voltage at the terminal W and the terminal V. This is a voltage obtained by dividing the U-phase electromotive voltage and the V-phase electromotive voltage indicated by the line S3 of the energization pattern PAT2 in FIG. The supplied reference voltage Vvu is a voltage obtained by dividing the voltage at the terminal U and the terminal V. FIG. 5C shows the concept of resistance voltage division in the present embodiment.
この図５を用いて、コンパレータへ供給する基準電圧を生成するための、直列接続する２つの抵抗の抵抗値の設定について説明する。例として、コンパレータＯＰＵの基準電圧Ｖｗｖを生成する抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖの各々の抵抗値の設定について説明する。他のコンパレータＯＰＶ及びコンパレータＯＰＷの各々に用いる基準電圧Ｖｕｖ、基準電圧Ｖｖｕについても同様に分圧比が設定される。 The setting of resistance values of two resistors connected in series for generating a reference voltage to be supplied to the comparator will be described with reference to FIG. As an example, the setting of the resistance values of the resistor R2W and the resistor R1V that generate the reference voltage Vwv of the comparator OPU will be described. Similarly, the voltage division ratio is set for the reference voltage Vuv and the reference voltage Vvu used for each of the other comparators OPV and OPW.
この分圧比は、すなわち直列接続する２つの抵抗の抵抗値の比であり、進角制御をおこなうためにどの電気角でロータの位置を検出するかを設定するものである。このロータの位置の電気角は、どの程度の回転数によりブラシレスモータ１００を回転させるかにより、どの程度の進角制御が必要であるかが一つのパラメータとなる。回転数が上昇するにつれて、Ｕ相巻線１００Ｕに対して通電させるタイミングを早くする必要がある。すなわち、誘起電圧とＵ相巻線１００Ｕに流れる巻線電流との位相を合わせることにより、高回転においてもトルクを増加させて効率的な制御を行うことができる。
This voltage division ratio is the ratio of the resistance values of two resistors connected in series, and sets the electrical angle at which the position of the rotor is detected in order to perform advance angle control. The electrical angle at the position of the rotor is a parameter indicating how much advance angle control is required depending on how many rotations the
しかしながら、Ｕ相巻線１００Ｕに対してコイルに印加する印加電圧の位相に対し、Ｕ相巻線１００Ｕに流れる巻線電流の位相が遅れる。このため、誘起電圧の位相に対して巻線電流の位相が遅れ、十分なトルクを出せずに効率的な駆動が行えず、回転数が高くなるほど顕著となる。
したがって、上述した分圧比は、ブラシレスモータ１００の特性、使用する回転数範囲、負荷トルクなどのパラメタータによって最適値が異なる。例えば、分圧比を求める方法としては、これらのパラメータに対応した分圧比を、実際に進角制御を行う実験により求めて設定することが考えられる。
However, the phase of the winding current flowing in U-phase winding 100U is delayed with respect to the phase of the applied voltage applied to the coil with respect to U-phase winding 100U. For this reason, the phase of the winding current is delayed with respect to the phase of the induced voltage, and sufficient driving cannot be performed without producing a sufficient torque, which becomes more remarkable as the rotational speed increases.
Accordingly, the above-described voltage dividing ratio varies depending on the parameter of the characteristics of the
また、分圧比は、ブラシレスモータ１００を駆動する電源電圧によっても調整が必要となる。コンパレータＯＰＵの構成要素であるオペアンプには回路構成における制限から、同相入力電圧範囲Ｖαが存在する。このため、オペアンプを正常に動作させるためには、正の電源電圧をＶｃｃとし、負の電源電圧を−Ｖｅｅとした場合、Ｖｃｃ−Ｖαから−Ｖｃｃ＋Ｖαの電圧範囲で入力電圧を設定する必要がある。
例えば、図５（ｃ）に示すように、電源電圧が１２Ｖであり、同相入力電圧範囲Ｖαが１Ｖである場合、抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値ｒ２Ｗと、抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値ｒ１Ｖとの分圧比は、ｒ１Ｖ：ｒ２Ｗ＝１：１１となる。
Further, the voltage division ratio needs to be adjusted by the power supply voltage for driving the
For example, as shown in FIG. 5C, when the power supply voltage is 12V and the common-mode input voltage range Vα is 1V, the voltage dividing ratio between the resistance value r2W of the resistor R2W and the resistance value r1V of the resistor R1V is r1V: r2W = 1: 11.
これにより、抵抗Ｒ２Ｗの一端が接続されている端子Ｗが１２Ｖであり、抵抗Ｒ１Ｖの一端が接続されている端子Ｖが０Ｖ（接地電位）である場合、基準電圧Ｖｗｖが１Ｖとなる。一方、抵抗Ｒ１Ｖの一端が接続されている端子Ｖが１２Ｖであり、抵抗Ｒ２Ｗの一端が接続されている端子Ｗが０Ｖ（接地電位）である場合、基準電圧Ｖｗｖが１１Ｖとなる。これにより、電源電圧と接地電位とに対する同相入力電圧範囲が満足されることになる。また、電源電圧が１６Ｖの場合にｒ１Ｖ：ｒ２Ｗ＝１：１５となり、電源電圧が８Ｖの場合にｒ１Ｖ：ｒ２Ｗ＝１：７となる。したがって、この同相電圧範囲内において基準電圧を調整することにより、ブラシレスモータ１００の特性、使用する回転数範囲、負荷トルクなどのパラメータの数値によって最適値を設定する。すなわち、印加する電源電圧がＱ（Ｖ）の場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値を、ｒ１＜ｒ２＜（Ｑ−１）×ｒ１の範囲で変化させ、ブラシレスモータの進角制御を行うことになる。
Thus, when the terminal W to which one end of the resistor R2W is connected is 12V and the terminal V to which one end of the resistor R1V is connected is 0V (ground potential), the reference voltage Vwv is 1V. On the other hand, when the terminal V to which one end of the resistor R1V is connected is 12V and the terminal W to which one end of the resistor R2W is connected is 0V (ground potential), the reference voltage Vwv is 11V. As a result, the common-mode input voltage range with respect to the power supply voltage and the ground potential is satisfied. When the power supply voltage is 16V, r1V: r2W = 1: 15, and when the power supply voltage is 8V, r1V: r2W = 1: 7. Therefore, by adjusting the reference voltage within this common-mode voltage range, an optimum value is set according to the numerical values of parameters such as the characteristics of the
図４において、通電パターンＰＡＴ１は、Ｗ相起電圧がＶ相起電圧に比較して高い電圧となっている。抵抗Ｒ２Ｗが抵抗Ｒ１Ｖより大きい抵抗値であるため、分圧された電圧である基準電圧Ｖｗｖは、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値が同一である場合に比較して、低い電圧となる。また、通電パターンＰＡＴ２は、Ｕ相起電圧がＶ相起電圧に比較して高い電圧となっている。抵抗Ｒ１Ｕが抵抗Ｒ２Ｖより大きい抵抗値であるため、分圧された電圧である基準電圧Ｖｖｕは、抵抗Ｒ２Ｖ及び抵抗Ｒ１Ｕの抵抗値が同一である場合に比較して、高い電圧となる。
これにより、通電パターンＰＡＴ１において、ゼロクロス点より前の電気角の位置でＵ相起電圧が基準電圧Ｖｗｖを超え、通電パターンＰＡＴ２において、ゼロクロス点より前の電気角の位置においてＷ相起電圧が基準電圧Ｖｖｕを超える。
In FIG. 4, in the energization pattern PAT1, the W-phase electromotive voltage is higher than the V-phase electromotive voltage. Since the resistance value of the resistor R2W is larger than the resistance value of the resistor R1V, the reference voltage Vwv that is a divided voltage is lower than that when the resistance values of the resistor R2W and the resistor R1V are the same. In the energization pattern PAT2, the U-phase electromotive voltage is higher than the V-phase electromotive voltage. Since the resistance value of the resistor R1U is larger than that of the resistor R2V, the reference voltage Vvu that is a divided voltage is higher than that when the resistance values of the resistor R2V and the resistor R1U are the same.
As a result, the U-phase electromotive voltage exceeds the reference voltage Vwv at the electrical angle position before the zero cross point in the energization pattern PAT1, and the W-phase electromotive voltage is the reference at the electrical angle position before the zero cross point in the energization pattern PAT2. The voltage Vvu is exceeded.
図４において、Ｕ相起電圧、Ｖ相起電圧及びＷ相起電圧の各々は図２と同様の波形となっている。通電はしていないが周期を明確にするため、通電パターンで電気角の周期を区切って説明する。
また、図４の場合には、分圧回路における抵抗Ｒ２（Ｒ２Ｕ、Ｒ２Ｖ、Ｒ２Ｗ）の抵抗値を、抵抗Ｒ１（Ｒ１Ｕ、Ｒ１Ｖ、Ｒ１Ｗ）の抵抗値に対して大きく設定してある。
In FIG. 4, each of the U-phase electromotive voltage, the V-phase electromotive voltage, and the W-phase electromotive voltage has the same waveform as in FIG. Although not energized, in order to clarify the cycle, the cycle of the electrical angle will be described with an energization pattern.
In the case of FIG. 4, the resistance value of the resistor R2 (R2U, R2V, R2W) in the voltage dividing circuit is set larger than the resistance value of the resistor R1 (R1U, R1V, R1W).
このため、上述したように、合成の波形において、基準電圧が図２の場合と異なる。例えば、通電パターンＰＡＴ１において、Ｗ相起電圧とＶ相起電圧とが（Ｗ相巻線１００ＷのＷ相起電圧がＶ相巻線１００ＶのＶ相起電圧より大きい）、抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとの抵抗比で分圧され、抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値が抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値より大きいため、基準電圧Ｖｗｖは抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖとの抵抗値が等しい場合に比較して小さい値（線Ｓ２）になる。これにより、誘起電圧が接地電位から電源電圧の電位に上昇する際、コンパレータＯＰＵが位置検出信号ＳＵをＨレベルからＬレベルに立ち下げる電気角の位置がより早い位置となり、ロータの位置がより早く検出されることになり、３０°を超えた進相制御を行うことができる。 For this reason, as described above, the reference voltage in the synthesized waveform is different from that in FIG. For example, in the energization pattern PAT1, the W-phase electromotive voltage and the V-phase electromotive voltage (the W-phase electromotive voltage of the W-phase winding 100W is larger than the V-phase electromotive voltage of the V-phase winding 100V), the resistance R2W and the resistance R1V Since the resistance value of the resistor R2W is larger than the resistance value of the resistor R1V, the reference voltage Vwv becomes a smaller value (line S2) than when the resistance values of the resistor R2W and the resistor R1V are equal. Become. Thereby, when the induced voltage rises from the ground potential to the potential of the power supply voltage, the position of the electrical angle at which the comparator OPU lowers the position detection signal SU from the H level to the L level becomes an earlier position, and the rotor position becomes earlier. As a result, phase advance control exceeding 30 ° can be performed.
また、通電パターンＰＡＴ２において、Ｕ相起電圧とＶ相基準電圧とが（Ｕ相巻線１００Ｕの誘起電圧がＶ相巻線１００Ｖの誘起電圧より大きい）、抵抗Ｒ１Ｕと抵抗Ｒ２Ｖとの抵抗比で分圧され、抵抗Ｒ２Ｖの抵抗値が抵抗Ｒ１Ｕの抵抗値より大きいため、基準電圧Ｖｖｕは抵抗Ｒ２Ｖと抵抗Ｒ１Ｕとの抵抗値が等しい場合に比較して大きい値になる。これにより、誘起電圧が電源電圧の電位から接地電位に下降する際、コンパレータＯＰＷが位置検出信号ＳＷをＬレベルからＨレベルに立ち下げる電気角の位置がより早い位置となり、ロータの位置がより早く検出されることになり、３０°を超えた進相制御を行うことができる。
すなわち、検出対象である相巻線の磁極に対するロータの磁極の相対位置を検出する際、この相巻線に対して誘起される相起電圧が接地電位から電源電圧の電位へ上昇している通電パターンにおいては、基準電圧の電圧値を低下させる。一方、検出対象である相巻線の磁極に対するロータの磁極の相対位置を検出する際、この相巻線に対して誘起される相起電圧が電源電圧の電位から接地電位へ下降している通電パターンにおいては、基準電圧の電圧値を上昇させる。
Further, in the energization pattern PAT2, the U-phase electromotive voltage and the V-phase reference voltage (the induced voltage of the U-phase winding 100U is larger than the induced voltage of the V-phase winding 100V) is a resistance ratio of the resistor R1U and the resistor R2V. Since the voltage is divided and the resistance value of the resistor R2V is larger than the resistance value of the resistor R1U, the reference voltage Vvu is larger than that when the resistance values of the resistor R2V and the resistor R1U are equal. Thereby, when the induced voltage drops from the potential of the power supply voltage to the ground potential, the position of the electrical angle at which the comparator OPW lowers the position detection signal SW from the L level to the H level becomes an earlier position, and the rotor position becomes earlier. As a result, phase advance control exceeding 30 ° can be performed.
That is, when detecting the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the phase winding to be detected, the energization voltage induced to this phase winding is increased from the ground potential to the potential of the power supply voltage. In the pattern, the voltage value of the reference voltage is lowered. On the other hand, when detecting the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the phase winding to be detected, the energization voltage induced to this phase winding is reduced from the potential of the power supply voltage to the ground potential. In the pattern, the voltage value of the reference voltage is increased.
次に、図６は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を１２０°通電し、ロータを回転させている際に各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。この図６において、縦軸は電圧を示し、横軸は電気角を示している。図６における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６は、図３における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６と同様に、駆動回路１３における各スイッチング素子の制御が行われている。
Next, FIG. 6 shows that each of the stator phase windings (U-phase winding 100U, V-phase winding 100V, and W-phase winding 100W) in
また、すでに説明した図３においては、各オペアンプの＋端子に与える基準電圧を、直列接続した２個の抵抗の抵抗値を同一として、ブラシレスモータ１００に与える電源電圧の電圧値の１／２として生成している。このため、ブラシレスモータ１００のステータの磁極に対するロータの位置はゼロクロス点において検出される。
また、図６における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６の各々は、図３における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６それぞれと同様に、制御回路１２が駆動回路１３のスイッチング素子の駆動が行われている。
Further, in FIG. 3 already described, the reference voltage applied to the + terminal of each operational amplifier is made equal to the resistance value of the two resistors connected in series, and is ½ of the voltage value of the power supply voltage applied to the
Further, in each of the energization patterns PAT1 to PAT6 in FIG. 6, the
一方、図６においては、オペアンプＯＰＵを例として説明すると、基準電圧を生成する抵抗Ｒ２Ｕ及び抵抗Ｒ１Ｖの直列接続において、抵抗Ｒ２Ｕの抵抗値を抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値よりも大きくし、ロータの位置検出をゼロクロス点より前の電気角の角度で行えるようにしている。これにより、図３においては、３０°までの進角制御しか行えないが、図６においては３０°を超え、抵抗比の調整により限りなく６０°に近づいた進角制御を行うことができる。 On the other hand, in FIG. 6, the operational amplifier OPU will be described as an example. In the series connection of the resistor R2U and the resistor R1V that generate the reference voltage, the resistance value of the resistor R2U is made larger than the resistance value of the resistor R1V to detect the rotor position Can be performed at an electrical angle before the zero cross point. Accordingly, in FIG. 3, only advance angle control up to 30 ° can be performed, but in FIG. 6, advance angle control exceeding 30 ° and approaching 60 ° as much as possible by adjusting the resistance ratio can be performed.
図６における通電パターンＰＡＴ１における合成の波形をみると、合成の波形における基準電圧ＶｗｖはコンパレータＯＰＵの−端子に供給される電圧であり、抵抗Ｒ２Ｗと抵抗Ｒ１Ｖの直列接続の接続点により生成される。図６において、抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値を抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値に比較して大きく設定しており、かつ通電パターンＰＡＴ１において、端子Ｗに電源電圧が印加され、端子Ｖが接地されている。このため、抵抗Ｒ２Ｗの一端に電源電圧が印加され、抵抗Ｒ１Ｖの一端が接地されることで、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖの直列接続の接続点において、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖの分圧により生成される基準電圧Ｖｗｖが電源電圧の１／２より低くなる。 Looking at the composite waveform in the energization pattern PAT1 in FIG. 6, the reference voltage Vwv in the composite waveform is a voltage supplied to the negative terminal of the comparator OPU and is generated by the connection point of the series connection of the resistor R2W and the resistor R1V. . In FIG. 6, the resistance value of the resistor R2W is set larger than the resistance value of the resistor R1V, and the power supply voltage is applied to the terminal W and the terminal V is grounded in the energization pattern PAT1. For this reason, a power supply voltage is applied to one end of the resistor R2W and one end of the resistor R1V is grounded, so that the resistor R2W and the resistor R1V are generated by voltage division at the connection point of the resistors R2W and R1V connected in series. The reference voltage Vwv becomes lower than 1/2 of the power supply voltage.
この通電パターンＰＡＴ１においては、Ｕ相巻線１００Ｕにのみ通電が行われず、中性点の電圧に対して重畳した誘起電圧がＵ相端子電圧としてコンパレータＯＰＵの−端子に対して供給される。この通電パターンＰＡＴ１において、コンパレータＯＰＵは、Ｕ相端子電圧が接地電圧から電源電圧に向かい上昇しており、かつ基準電圧Ｖｗｖが電源電圧の１／２よりも小さいため、ゼロクロス点より前の電気角において、ロータの位置検出信号ＳＵをＨレベルからＬレベルに立ち下げる、これにより、制御回路１２は、ゼロクロス点よりΔθ前の電気角において、コンパレータＯＰＵの出力する位置検出信号ＳＵ（ＨレベルからＬレベルへの変化）により、ロータの位置検出を行うことができる。また、この通電パターンＰＡＴ１は、Ｕ相巻線１００Ｕに対する１２０°通電のタイミングを検出するために用いられている。これにより、Ｕ相巻線１００Ｕに対する印加電流の印加に対する進角制御を行うことができる。
In this energization pattern PAT1, only the U-phase winding 100U is not energized, and the induced voltage superimposed on the neutral point voltage is supplied to the negative terminal of the comparator OPU as the U-phase terminal voltage. In this energization pattern PAT1, the comparator OPU has an electrical angle before the zero cross point because the U-phase terminal voltage rises from the ground voltage to the power supply voltage and the reference voltage Vwv is smaller than ½ of the power supply voltage. At this time, the rotor position detection signal SU is lowered from the H level to the L level, whereby the
また、図６における通電パターンＰＡＴ４における合成の波形をみると、抵抗Ｒ２Ｗの抵抗値を抵抗Ｒ１Ｖの抵抗値に比較して大きく設定しており、かつ通電パターンＰＡＴ４において、端子Ｗが接地され、端子Ｖに電源電圧が印加されている。このため、抵抗Ｒ１Ｖの一端に電源電圧が印加され、抵抗Ｒ２Ｗの一端が接地電圧となるため、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖの直列接続の接続点において、抵抗Ｒ１Ｖ及び抵抗Ｒ２Ｗの分圧により生成される基準電圧Ｖｗｖが電源電圧の１／２より高くなる。 Further, when looking at the composite waveform in the energization pattern PAT4 in FIG. 6, the resistance value of the resistor R2W is set larger than the resistance value of the resistor R1V, and the terminal W is grounded in the energization pattern PAT4. A power supply voltage is applied to V. For this reason, since the power supply voltage is applied to one end of the resistor R1V and one end of the resistor R2W becomes the ground voltage, the resistor R1V and the resistor R2W are generated by voltage division at the connection point of the series connection of the resistor R2W and the resistor R1V. The reference voltage Vwv becomes higher than 1/2 of the power supply voltage.
この通電パターンＰＡＴ４においては、Ｕ相巻線１００Ｕにのみ通電が行われず、中性点の電圧に対して重畳した誘起電圧がＵ相端子電圧としてオペアンプＯＰＵの−端子に対して供給される。この通電パターンＰＡＴ４において、コンパレータＯＰＵは、Ｕ相端子電圧が電源電圧から接地電位に向かい下降しており、かつ基準電圧Ｖｗｖを電源電圧の１／２よりも大きいため、ゼロクロス点より前の電気角において、ロータの位置検出信号ＳＵをＬレベルからＨレベルに立ち上げる。これにより、制御回路１２は、ゼロクロス点より、ゼロクロス点よりΔθ前の電気角において、コンパレータＯＰＵの出力する位置検出信号ＳＵ（ＬレベルからＨレベルへの変化）により、ロータの位置検出を行うことができる。また、この通電パターンＰＡＴ４は、Ｕ相巻線１００Ｕに対する１２０°通電のタイミングを検出するために用いられている。これにより、Ｕ相巻線１００Ｕに対する印加電流の印加に対する進角制御を行うことができる。
In the energization pattern PAT4, only the U-phase winding 100U is not energized, and the induced voltage superimposed on the neutral point voltage is supplied as the U-phase terminal voltage to the negative terminal of the operational amplifier OPU. In this energization pattern PAT4, the comparator OPU has an electrical angle before the zero crossing point because the U-phase terminal voltage drops from the power supply voltage to the ground potential and the reference voltage Vwv is larger than ½ of the power supply voltage. , The rotor position detection signal SU is raised from the L level to the H level. Thereby, the
上述したように、２個の抵抗を直列接続において、２個の抵抗各々の抵抗値を異ならせることにより、ステータの磁極に対するロータの磁極の相対位置を検出する際、１２０°通電を開始する電気角に対し３０°より前の電気角において相対位置を検出することができる。検出対象の誘起電圧が上昇する通電パターンにおいて、基準電圧を電源電圧の１／２より小さくし、検出対象の誘起電圧が下降する通電パターンにおいて、基準電圧を電源電圧の１／２より大きくするように、基準電圧を生成する直列接続して抵抗の両端と、各相の巻線の端子との接続を行う必要がある。 As described above, in the case where two resistors are connected in series, the resistance value of each of the two resistors is made different to detect the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the stator. The relative position can be detected at electrical angles prior to 30 ° with respect to the angle. In the energization pattern in which the induced voltage to be detected increases, the reference voltage is made smaller than ½ of the power supply voltage, and in the energization pattern in which the induced voltage to be detected falls, the reference voltage is made larger than ½ of the power supply voltage. In addition, it is necessary to connect the both ends of the resistor in series with each other to generate the reference voltage and the terminal of the winding of each phase.
次に、図７は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を１２０°通電し、ロータを回転させている際に各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。この図７において、縦軸は電圧を示し、横軸は電気角を示している。また、この図７における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６は、図３における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６と同様に、駆動回路１３における各スイッチング素子の制御が行われている。図７においては、回転数の制御にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行っている。
Next, FIG. 7 shows that each of the stator phase windings (the U-phase winding 100U, the V-phase winding 100V, and the W-phase winding 100W) in the
ここで、ＰＷＭ制御を行う際、ブラシレスモータの場合には、駆動回路１３におけるブリッジ接続された上段側のスイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＷＨに対しては、オン状態とする場合にＨレベルのままの駆動信号が供給される。一方、下段側のスイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＬ及びスイッチング素子４０ＷＬに対しては、オン状態とする場合にＰＷＭ制御された駆動信号が供給される。
Here, when performing PWM control, in the case of a brushless motor, the switching element 40UH, the switching element 40VH, and the switching element 40WH on the upper stage side that are bridge-connected in the
例えば、図７における通電パターンＰＡＴ１の場合、制御部１２は、スイッチング素子４０ＷＨに対して、駆動信号をＨレベルで供給している。このため、Ｗ相巻線１００Ｗの端子Ｗには通電パターンＰＡＴ１の全期間において電源電圧が印加されている。一方、制御部１２は、スイッチング素子４０ＶＬに対して、ブラシレスモータの回転数を制御するため、駆動信号をＰＷＭ制御して供給している。このため、コンパレータＯＰＵの＋端子に供給される基準電圧Ｖｗｖが、スイッチング素子４０ＶＬがオフ状態における電源電圧と、スイッチング素子４０ＷＬがオン状態における電源電圧が分圧された電圧値との間で振動する。
For example, in the case of the energization pattern PAT1 in FIG. 7, the
しかしながら、図示はしていないが、抵抗Ｒ２Ｗ及び抵抗Ｒ１Ｖを接続した接続点とコンパレータＯＰＵの−端子との間には分圧された電圧値が出力されるフィルタが介挿されている。他のコンパレータＯＰＶ及びコンパレータＯＰＷの−端子にも同様のフィルタが設けられている。また、Ｕ相巻線１００Ｕの端子ＵのＵ相端子電圧は、ＰＷＭ制御により振動している中性点の電圧に対してＵ相巻線１００Ｕにおける誘起電圧が重畳する。この結果、通電パターンＰＡＴ１において誘起電圧が接地電位から電源電圧の電位へ上昇する波形であるため、位置検出信号ＳＵは、基準電圧Ｖｗｖを誘起電圧が超えるまで、ＰＷＭ制御の振動に対応して振動する。このため、制御回路１２は、位置検出を振幅が無くなり位置検出信号ＳＵがＬレベルとなったことにより検出するため、振動の有無の検出を行う期間が遅延となる。
However, although not shown, a filter for outputting a divided voltage value is interposed between a connection point where the resistors R2W and R1V are connected and the negative terminal of the comparator OPU. Similar filters are provided in the negative terminals of the other comparators OPV and OPW. Further, the U-phase terminal voltage at the terminal U of the U-phase winding 100U is superposed with the induced voltage in the U-phase winding 100U on the neutral point voltage oscillating by PWM control. As a result, in the energization pattern PAT1, since the induced voltage has a waveform that rises from the ground potential to the potential of the power supply voltage, the position detection signal SU vibrates corresponding to the oscillation of the PWM control until the induced voltage exceeds the reference voltage Vwv. To do. For this reason, since the
一方、通電パターンＰＡＴ４の場合、制御部１２は、スイッチング素子４０ＶＨに対して、駆動信号をＨレベルで供給している。このため、Ｖ相巻線１００Ｖの端子Ｖには通電パターンＰＡＴ４の全期間において電源電圧が印加されている。一方、制御部１２は、スイッチング素子４０ＷＬに対して、ブラシレスモータの回転数を制御するため、駆動信号をＰＷＭ制御して供給している。このため、コンパレータＯＰＵの＋端子に供給される基準電圧Ｖｗｖが、スイッチング素子４０ＷＬがオフ状態における電源電圧と、スイッチング素子４０ＷＬがオン状態における電源電圧が分圧された電圧値との間で振動する。
On the other hand, in the case of the energization pattern PAT4, the
また、Ｕ相巻線１００Ｕの端子ＵのＵ相端子電圧は、ＰＷＭ制御により振動している中性点の電圧に対してＵ相巻線１００Ｕにおける誘起電圧が重畳する。この結果、通電パターンＰＡＴ４において誘起電圧が電源電圧の電位から接地電位へ下降する波形であるため、位置検出信号ＳＵは、基準電圧Ｖｗｖを誘起電圧が下回った時点で一旦Ｈレベルとなるが、Ｕ相端子電圧の振動が継続される。このため、制御回路１２は、位置検出を振幅が開始される最初のＬレベルからＨレベルへの立ち上がりのタイミングで検出する。
Further, the U-phase terminal voltage at the terminal U of the U-phase winding 100U is superposed with the induced voltage in the U-phase winding 100U on the neutral point voltage oscillating by PWM control. As a result, in the energization pattern PAT4, since the induced voltage has a waveform that drops from the potential of the power supply voltage to the ground potential, the position detection signal SU once becomes H level when the induced voltage falls below the reference voltage Vwv. The oscillation of the phase terminal voltage continues. For this reason, the
上述したように、Ｕ相巻線１００Ｕの誘起電圧が上昇する期間においては、リアルタイムでロータの位置検出を行うことができない。このため、ブラシレスモータ１００の回転数制御を行う際、駆動回路１３がブリッジ接続されている下段のスイッチング素子の駆動信号に対してＰＷＭ制御を行う構成の場合、制御部１２は、誘起電圧の下降期間においてロータ位置を示す位置検出信号を検出し、すなわちＬレベルからＨレベルへの立ち上がりを検出する。
As described above, the rotor position cannot be detected in real time during the period in which the induced voltage of the U-phase winding 100U increases. For this reason, when the rotational speed control of the
そして、制御部１２は、誘起電圧の下降期間における位置検出信号のＬレベルからＨレベルの立ち上がりによる１周期の時間を半分とし、この半分の時間が誘起電圧の上昇期間におけるロータの検出されるタイミングとする。
このとき、制御部１２は、位置検出信号がＨレベルからＬレベルへ変化した通電パターンにおける以降の位置検出信号をマスクしてロータの位置検出に対して用いない。
Then, the
At this time, the
次に、図８は、ブラシレスモータ１００におけるステータの各相巻線（Ｕ相巻線１００Ｕ、Ｖ相巻線１００Ｖ及びＷ相巻線１００Ｗ）のそれぞれに駆動電流を１２０°通電し、ロータを回転させている際に各相巻線に誘導される起電圧を示す図である。この図８において、縦軸は電圧を示し、横軸は電気角を示している。また、この図８における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６は、図３における通電パターンＰＡＴ１から通電パターンＰＡＴ６と同様に、駆動回路１３における各スイッチング素子の制御が行われている。図８においては、図７と同様に、回転数の制御にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行っている。
Next, FIG. 8 shows that each of the stator phase windings (the U-phase winding 100U, the V-phase winding 100V, and the W-phase winding 100W) in the
しかしながら、図７における制御部１２のＰＷＭ制御とは異なり、制御部１２は、駆動回路１３におけるブリッジ接続された上段側のスイッチング素子４０ＵＨ、スイッチング素子４０ＶＨ及びスイッチング素子４０ＷＨと、下段側のスイッチング素子４０ＵＬ、スイッチング素子４０ＶＬ及びスイッチング素子４０ＷＬとに対し、オン状態とする場合に前半の通電パターンの期間をＨレベルのまま（常時スイッチング素子をオン状態とする）の駆動信号とし、後半の通電パターンの期間をＰＷＭ制御された駆動信号を供給する。図に示されるように、制御部１２は、駆動回路１３における各スイッチング素子に対する駆動信号を、２個の通電パターンの期間を連続して供給する。
However, unlike the PWM control of the
例えば、Ｕ相巻線１００Ｕに駆動電流を印加する期間である通電パターンＰＡＴ２及び通電パターンＰＡＴ３の隣接した通電パターンにおける制御部１２の制御を以下に示す。
Ｕ相巻線１００Ｕへ駆動電流を流す通電期間の前半である通電パターンＰＡＴ２において、制御部１２は、スイッチング素子４０ＵＨに対する駆動信号をＨレベルの状態で供給し、スイッチング素子４０ＶＬに対する駆動信号をＰＷＭ制御して供給する。
そして、Ｕ相巻線１００Ｕへ駆動電流を流す通電期間の後半である通電パターンＰＡＴ３において、制御部１２は、スイッチング素子４０ＵＨに対する駆動信号をＰＷＭ制御して供給し、スイッチング素子４０Ｗに対する駆動信号をＨレベルの状態で供給する。
For example, the control of the
In the energization pattern PAT2, which is the first half of the energization period in which the drive current is passed to the U-phase winding 100U, the
In the energization pattern PAT3, which is the latter half of the energization period in which the drive current is passed to the U-phase winding 100U, the
これにより、通電パターンＰＡＴ２において、Ｗ相巻線１００Ｗの磁極に対するロータの磁極の相対位置を検出する際、誘起電圧が電源電圧の電位から接地電位へ下降している。また、中性点の電圧は、スイッチング素子４０ＵＨがオン状態のため、Ｕ相巻線１００Ｕの端子Ｕが電源電圧であり、スイッチング素子４０ＶＬがＰＷＭ制御されているため、Ｖ相巻線１００Ｖの端子Ｖが接地電位あるいはハイインピーダンスとなる。
したがって、通電パターンＰＡＴ２において、中性点は、電源電圧の１／２と電源電圧との間でＰＷＭ制御された駆動信号に対応して電圧が振動することになりＷ相端子電圧には誘起電圧に対して電源電圧側に振動の振幅が重畳される。
このため、コンパレータＯＰＷは、基準電圧ＶｖｕとＷ相端子電圧とを比較し、Ｗ相端子電圧が基準電圧Ｖｖｕを最初に下回った時点で、位置検出信号ＳＵをＬレベルからＨレベルに立ち上げ、以降、ＰＷＭ制御に対応してＬレベルとＨレベルとの間で振動する。
Thereby, in the energization pattern PAT2, when detecting the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the W-phase winding 100W, the induced voltage drops from the potential of the power supply voltage to the ground potential. Further, since the switching element 40UH is in an ON state, the neutral point voltage is the terminal U of the U-phase winding 100U is the power supply voltage, and the switching element 40VL is PWM-controlled, so that the terminal of the V-phase winding 100V V becomes ground potential or high impedance.
Therefore, in the energization pattern PAT2, the neutral point is that the voltage oscillates in response to the PWM-controlled drive signal between 1/2 of the power supply voltage and the power supply voltage, and the W-phase terminal voltage has an induced voltage. In contrast, the amplitude of vibration is superimposed on the power supply voltage side.
Therefore, the comparator OPW compares the reference voltage Vvu with the W-phase terminal voltage, and raises the position detection signal SU from the L level to the H level when the W-phase terminal voltage first falls below the reference voltage Vvu. Thereafter, it oscillates between the L level and the H level corresponding to the PWM control.
一方、通電パターンＰＡＴ３において、Ｖ相巻線１００Ｖ磁極に対するロータの磁極の相対位置を検出する際、誘起電圧が接地電位から電源電圧の電位へ上昇している。また、中性点の電圧は、スイッチング素子４０ＵＨがＰＷＭ制御されているため、Ｕ相巻線１００Ｕの端子Ｕが電源電圧あるいはハイインピーダンスとなり、スイッチング素子４０ＷＬがＨレベルで駆動されているため、Ｗ相巻線１００Ｗの端子Ｗが接地電位となる。
したがって、通電パターンＰＡＴ３において、中性点は、電源電圧の１／２と接地電位との間でＰＷＭ制御された駆動信号に対応して電圧が振動することになりＶ相端子電圧には誘起電圧に対して接地電位側に振動の振幅が重畳される。
このため、コンパレータＯＰＶは、基準電圧ＶｕｗとＶ相端子電圧とを比較し、Ｖ相端子電圧が基準電圧Ｖｕｗを最初に超えた時点で、位置検出信号ＳＶをＨレベルからＬレベルに立ち下げ、以降、ＰＷＭ制御に対応してＬレベルとＨレベルとの間で振動する。
On the other hand, in the energization pattern PAT3, when detecting the relative position of the magnetic pole of the rotor with respect to the V-phase winding 100V magnetic pole, the induced voltage rises from the ground potential to the potential of the power supply voltage. The neutral point voltage is W because the switching element 40UH is PWM controlled, the terminal U of the U-phase winding 100U becomes a power supply voltage or high impedance, and the switching element 40WL is driven at the H level. The terminal W of the phase winding 100W becomes the ground potential.
Therefore, in the energization pattern PAT3, the neutral point is that the voltage oscillates in response to the PWM-controlled drive signal between the half of the power supply voltage and the ground potential, and the induced voltage is the induced voltage in the V-phase terminal voltage. The amplitude of vibration is superimposed on the ground potential side.
Therefore, the comparator OPV compares the reference voltage Vuw with the V-phase terminal voltage, and when the V-phase terminal voltage first exceeds the reference voltage Vuw, the position detection signal SV is lowered from the H level to the L level, Thereafter, it oscillates between the L level and the H level corresponding to the PWM control.
上述したように、検出対象相の巻線に誘起される誘起電圧が接地電位から電源電圧の電位に上昇する通電パターンの場合、中性点が電源電圧の１／２の電位と接地電位との間で振動するように、スイッチング素子に対して駆動信号を供給する。一方、検出対象相の巻線に誘起される誘起電圧が電源電圧の電位から接地電位へ下降する通電パターンの場合、中性点が電源電圧の１／２の電位と電源電圧の電位との間で振動するように、スイッチング素子に対して駆動信号を供給する。これにより、誘起電圧が上昇している相巻線の磁極に対するロータの磁極の位置と、誘起電圧が下降している相巻線の磁極に対するロータの磁極の位置とを区別して検出することができる。すなわち、位置検出信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がった場合に、誘起電圧が上昇している際におけるロータの磁極の位置を検出し、位置検出信号がＨレベルからＬレベルに立ち下がった場合に、誘起電圧が下降している際におけるロータの磁極の位置を検出したことが判断できる。 As described above, in the case of the energization pattern in which the induced voltage induced in the winding of the detection target phase increases from the ground potential to the potential of the power supply voltage, the neutral point is a potential between the potential of 1/2 of the power supply voltage and the ground potential. A drive signal is supplied to the switching element so as to vibrate between them. On the other hand, in the case of an energization pattern in which the induced voltage induced in the winding of the detection target phase falls from the potential of the power supply voltage to the ground potential, the neutral point is between the potential of 1/2 of the power supply voltage and the potential of the power supply voltage. A drive signal is supplied to the switching element so as to oscillate. Thereby, the position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the phase winding where the induced voltage is rising and the position of the magnetic pole of the rotor with respect to the magnetic pole of the phase winding where the induced voltage is falling can be distinguished and detected. . That is, when the position detection signal rises from L level to H level, the position of the magnetic pole of the rotor when the induced voltage is rising is detected, and when the position detection signal falls from H level to L level. Therefore, it can be determined that the position of the magnetic pole of the rotor when the induced voltage is decreasing is detected.
１…ブラシレスモータ制御回路
１１…電源回路
１２…制御回路
１３…駆動回路
１４…ロータ位置検出回路
４０ＵＨ，４０ＵＬ，４０ＶＨ，４０ＶＬ，４０ＷＨ、４０ＷＬ…スイッチング素子
１００…ブラシレスモータ
１００Ｕ…Ｕ相巻線
１００Ｖ…Ｖ相巻線
１００Ｗ…Ｗ相巻線
２００…直流電源
ＯＰＵ，ＯＰＶ，ＯＰＷ…コンパレータ
Ｒ１Ｕ，Ｒ１Ｖ，Ｒ１Ｗ，Ｒ２Ｕ，Ｒ２Ｖ，Ｒ２Ｗ，Ｒ１００，Ｒ１０１…抵抗
Ｔ１００，Ｔ１０１…トランジスタ
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記ブラシレスモータの巻線に印加する電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗各々の抵抗値が、ゼロクロス点より前の電気角でロータの位置を検出する基準電圧となるように設定された分圧回路と、
電圧の印加されていない前記ステータコイルに発生する誘起電圧と、前記基準電圧とを比較して位置検出信号を出力するコンパレータと
を備え、
前記ブラシレスモータを駆動する電源電圧がＱＶの場合、前記第２抵抗の抵抗値ｒ２が前記第１抵抗の抵抗値ｒ１に対し、ｒ１＜ｒ２＜（Ｑ−１）×ｒ１の関係にあることを特徴とするロータ位置検出回路。 In driving the brushless motor, in the rotor position detection circuit that detects the induced voltage generated in the stator coil by the magnetic pole of the rotor and detects the rotor position of the rotor based on the detection result,
The resistance value of each of the first resistor and the second resistor that divides the voltage applied to the winding of the brushless motor is set to be a reference voltage for detecting the position of the rotor at an electrical angle before the zero cross point. Pressure circuit,
A comparator that compares the reference voltage with an induced voltage generated in the stator coil to which no voltage is applied, and outputs a position detection signal;
When the power supply voltage for driving the brushless motor is QV, the resistance value r2 of the second resistor has a relationship of r1 <r2 <(Q-1) × r1 with respect to the resistance value r1 of the first resistor. A rotor position detection circuit.
前記ステータコイルの巻線に駆動電流を印加する駆動回路と、
前記位置検出信号に基づき、前記駆動電流を印加する前記ステータコイルを検出し、前記駆動回路に対して、検出した前記ステータコイルに電流を流すよう制御する制御部と
を備えるブラシレスモータ制御回路。 The rotor position detection circuit according to claim 1 or 2 ,
A drive circuit for applying a drive current to the winding of the stator coil;
A brushless motor control circuit comprising: a control unit that detects the stator coil to which the drive current is applied based on the position detection signal, and controls the drive circuit to flow a current through the detected stator coil.
前記制御部が、ＰＷＭ制御を行う際、前記ステータコイルに電流を印加する期間において、オン状態とする前記スイッチング素子に対する駆動信号として、当該駆動信号の前半分の時間範囲を常時オン状態として与え、前記駆動信号の後半分の時間範囲をＰＷＭ波形として与えることを特徴とする請求項３に記載のブラシレスモータ制御回路。 The drive circuit has a switching element for switching energization for each stator coil,
Wherein the control unit is, when performing the PWM control, in a period for applying a current to the stator coil, as drive dynamic signal against the switching element to an ON state, always on the time range of the first half of the driving signal 4. The brushless motor control circuit according to claim 3 , wherein the second time range of the drive signal is given as a PWM waveform.
前記ブラシレスモータの巻線に印加する電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗各々の抵抗値を、前記ブラシレスモータを駆動する電源電圧がＱＶの場合、前記第２抵抗の抵抗値ｒ２が前記第１抵抗の抵抗値ｒ１に対し、ｒ１＜ｒ２＜（Ｑ−１）×ｒ１の関係にある設定とすることにより、ゼロクロス点より前の電気角でロータの位置を検出する基準電圧を生成する分圧過程と、
電圧を印加しない前記ステータコイルに発生する誘起電圧と、前記基準電圧とを比較して位置検出信号を出力する比較過程と
を備えることを特徴とするロータ位置検出方法。 In driving the brushless motor, in the rotor position detection method of detecting the induced voltage generated in the stator coil by the magnetic pole of the rotor and detecting the rotor position of the rotor based on the detection result,
The resistance value of each of the first resistor and the second resistor that divides the voltage applied to the winding of the brushless motor, and when the power supply voltage for driving the brushless motor is QV, the resistance value r2 of the second resistor is the first resistance. By setting r1 <r2 <(Q−1) × r1 for the resistance value r1 of one resistor, the reference voltage for detecting the rotor position at the electrical angle before the zero cross point is generated. Pressure process,
A rotor position detection method comprising: a comparison process in which an induced voltage generated in the stator coil to which no voltage is applied is compared with the reference voltage and a position detection signal is output.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013033554A JP6069024B2 (en) | 2013-02-22 | 2013-02-22 | Rotor position detection circuit and method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013033554A JP6069024B2 (en) | 2013-02-22 | 2013-02-22 | Rotor position detection circuit and method thereof |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014165990A JP2014165990A (en) | 2014-09-08 |
| JP2014165990A5 JP2014165990A5 (en) | 2016-03-31 |
| JP6069024B2 true JP6069024B2 (en) | 2017-01-25 |
Family
ID=51616146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013033554A Expired - Fee Related JP6069024B2 (en) | 2013-02-22 | 2013-02-22 | Rotor position detection circuit and method thereof |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6069024B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102336304B1 (en) * | 2019-06-28 | 2021-12-09 | (주)모토닉 | Control system for three pahse bldc motor |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4835448A (en) * | 1987-12-28 | 1989-05-30 | Sundstrand Corporation | Brushless DC motor torque control |
| NZ280025A (en) * | 1990-12-19 | 1997-12-19 | Fisher & Paykel | Speed control of multiphase electronically controlled motor |
| JPH0739188A (en) * | 1993-07-20 | 1995-02-07 | Fujitsu General Ltd | Rotor position detector for brushless motor |
| JP3416494B2 (en) * | 1997-11-10 | 2003-06-16 | 三菱電機株式会社 | DC brushless motor control device and DC brushless motor control method |
| JP3524834B2 (en) * | 2000-02-14 | 2004-05-10 | 三洋電機株式会社 | DC brushless motor device |
| JP3650012B2 (en) * | 2000-09-22 | 2005-05-18 | 三菱電機株式会社 | Compressor control device |
| JP2004328968A (en) * | 2003-04-28 | 2004-11-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless motor |
| JP4914591B2 (en) * | 2005-08-31 | 2012-04-11 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | Motor speed control circuit |
-
2013
- 2013-02-22 JP JP2013033554A patent/JP6069024B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2014165990A (en) | 2014-09-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160209 |
|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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