JP6067308B2 - ワイヤレス受電回路およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

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Description

本発明は、ワイヤレス給電技術に関する。
電気シェーバや電動歯ブラシ、コードレスホン、ゲーム機器のコントローラ、電動工具などを充電するために、非接触電力伝送（無接点電力伝送、ワイヤレス給電ともいう）が利用される。図１は、本発明者らが検討したワイヤレス受電装置を備える電子機器の構成を示す図である。
電子機器１ｒは、ワイヤレス受電装置３００、２次電池２、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、マイクロコントローラ（ＭＣＵ：Micro Controller Unit）６を備える。ワイヤレス受電装置３００は、ワイヤレス給電装置２００からの電力信号Ｓ１を受け、２次電池２を充電する。たとえば２次電池２は、ニッケル水素電池や、リチウムイオン電池である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、２次電池２の電圧ＶＢＡＴを昇圧または降圧し、マイクロコントローラ６に電源電圧を供給する。マイクロコントローラ６は、電子機器１ｒ全体を制御する。
ワイヤレス給電装置２００は、ワイヤレス受電装置３００に対して電力信号を供給する。ワイヤレス給電装置２００は、送信コイル２０２、駆動部２０４を備える。駆動部２０４は、電圧源もしくは電流源であり、送信コイル２０２に交流の駆動電流を流す。
ワイヤレス受電装置３００の受信コイル３０２は、送信コイル２０２と結合するように近接して配置される。送信コイル２０２に駆動電流が流れると、電磁誘導によって受信コイル３０２にコイル電流ＩＣＯＩＬが流れる。
ワイヤレス受電装置３００は、受信コイル３０２に加えて、ダイオードブリッジ回路３０４、出力スイッチ３０６、制御スイッチ３０８、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２を備える。従来において、ワイヤレス受電装置３００は、いわゆるディスクリート部品を組み合わせて構成されていた。
ダイオードブリッジ回路３０４は、ブリッジ接続された４個のダイオードを含み、受信コイル３０２に流れるコイル電流ＩＣＯＩＬを整流し、充電電流ＩＣＨＧを生成する。抵抗Ｒ１０は、ダイオードブリッジ回路３０４の出力端子に接続される。充電電流ＩＣＨＧは、出力スイッチ３０６を介して２次電池２に供給され、２次電池２が充電される。
ワイヤレス受電装置３００には、マイクロコントローラ６により生成される、２次電池２に対する給電を指示する制御信号ＣＴＲＬが入力される。制御信号ＣＴＲＬがアサート（ハイレベル）されるとき、出力スイッチ３０６がオンとなり、充電電流ＩＣＨＧが２次電池２に供給される。２次電池２は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池などが例示される。出力スイッチ３０６は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、その制御端子（ベース）と接地ラインの間には、抵抗Ｒ１２および制御スイッチ３０８が設けられる。制御スイッチ３０８はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、そのベースには制御信号ＣＴＲＬが入力されるとともに、抵抗Ｒ１１を介してダイオードブリッジ回路３０４の出力と接続される。
制御信号ＣＴＲＬがハイレベルとなると、制御スイッチ３０８がオンし、出力スイッチ３０６のベースには接地電圧が供給される。その結果、出力スイッチ３０６がオンし、充電電流ＩＣＨＧが２次電池２に供給される。制御信号ＣＴＲＬがローレベルのとき、制御スイッチ３０８はオフであり、充電が停止する。
従来のワイヤレス受電装置３００はディスクリート部品によって構成されていたため、整流回路として、ダイオードブリッジ回路３０４を使用する必要があった。したがってダイオードによる損失が大きく、ワイヤレス受電装置３００の効率が低くなる要因となっていた。
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、効率を改善したワイヤレス受電装置の提供にある。
本発明のある態様は、受信コイルとともにワイヤレス受電装置を構成するワイヤレス受電回路に関する。ワイヤレス受電回路は、キャパシタが接続される内部電源ラインと、給電対象の回路が接続される出力ラインと、整流ラインと、接地ラインと、整流ラインと受信コイルの一端の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第１トランジスタ、整流ラインと受信コイルの他端の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第２トランジスタ、受信コイルの一端と接地ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第３トランジスタ、受信コイルの他端と接地ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第４トランジスタを含むＨブリッジ回路と、整流ラインと内部電源ラインの間に設けられた第１スイッチと、整流ラインと出力ラインの間に設けられた第２スイッチと、Ｈブリッジ回路の第１トランジスタ、第２トランジスタ、第３トランジスタ、第４トランジスタ、第１スイッチ、第２スイッチを制御するコントローラと、を備える。コントローラの電源端子には、内部電源ラインの電圧が供給される。
この態様によると、受信回路を流れるコイル電流を整流する整流回路として、ダイオードブリッジ回路に替えて、ＭＯＳＦＥＴを用いたＨブリッジ回路を使用できるため、電力損失を低減し、効率を高めることができる。ここで、Ｈブリッジ回路の上側のトランジスタをオンするためには、整流ラインの電圧よりも高い電圧をゲートに印加する必要がある。この態様によれば、コイル電流によってキャパシタを充電することにより、ゲートを駆動するために必要な電圧を生成することができ、いわゆるブートストラップ回路が不要となるため、回路の部品点数、回路面積の増大を抑制することができる。
コントローラは、第１スイッチをオン、第２スイッチをオフする第１状態と、第１スイッチをオフ、第２スイッチをオンする第２状態と、が切りかえ可能に構成されてもよい。
第１状態とすることで、コイル電流によってキャパシタを充電し、内部電源ラインの電圧を、Ｈブリッジ回路の上側のトランジスタをオンしうる程度まで高めることができる。そして第２状態に切りかえることにより、Ｈブリッジ回路の上側のトランジスタをスイッチングすることが可能となる。したがって第１状態と第２状態を適切に切りかえることにより、内部電源ラインの電圧を、Ｈブリッジ回路の上側のトランジスタをオンしうる程度以上に維持することができ、低損失でコイル電流を整流できる。
コントローラは、内部電源ラインの電圧にもとづいて、第１状態と第２状態を切りかえてもよい。
ワイヤレス受電回路は、内部電源ラインの電圧に応じた第１検出電圧を、所定の第１しきい値電圧と比較する第１コンパレータをさらに備えてもよい。コントローラは、第１コンパレータの出力にもとづいて、第１状態と第２状態を切りかえてもよい。
第１コンパレータはヒステリシスコンパレータであってもよい。この場合、第１しきい値電圧は、上側レベルと下側レベルの間を遷移し、コントローラは、第１状態において第１検出電圧が上側レベルに達すると第２状態に遷移し、第２状態において、第１検出電圧が下側レベルまで低下すると、第１状態に遷移する動作を繰り返すことができる。
内部電源ラインの電圧に応じた第１検出電圧は、内部電源ラインの電圧と出力ラインの電圧の差電圧であってもよい。
第２スイッチがオンの第２状態において、第１トランジスタ、第２トランジスタをオンするためには、それらのゲートに、出力ラインの電圧ＶＯＵＴよりも、ＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖｔｈ分高い電圧を印加する必要がある。言い換えれば、内部電源ラインの電圧ＶＤＤは、ＶＤＤ＞ＶＯＵＴ＋Ｖｔｈを満たさなければならない。この態様によれば、この態様によれば、出力ラインの電圧が変化しても、第１状態と第２状態を適切に切りかえることができる。別の観点からいえば、回路内部の設定を変えることなく、種類やセル数が異なるさまざまな２次電池に対応できる。
コントローラは、所定の時間周期で、第１状態と第２状態を切りかえてもよい。給電電力が安定なシステムであれば、第１状態が所定時間持続したときに、内部電源ラインの電圧が上昇する幅、および第２状態が所定時間持続したときにその電圧が低下する幅は予測、計算することができる。したがって、内部電源ラインの電圧を監視せずに、状態を制御することも可能である。
コントローラは、第１トランジスタおよび第２トランジスタのゲート電圧をローレベル電圧に固定した状態で、第３トランジスタおよび第４トランジスタをスイッチングする第１モードと、第１トランジスタおよび第２トランジスタ、第３トランジスタおよび第４トランジスタをスイッチングする第２モードと、が切りかえ可能に構成されてもよい。
内部電源ラインの電圧が、第１トランジスタ、第２トランジスタをオンしうる程度の電圧レベルに達していない状況では、第１トランジスタ、第２トランジスタのゲート電圧をスイングさせてもそれらのオン・オフをスイッチングすることはできず、結果としてそれらのゲートを充放電する電流が無駄となる。そこで内部電源の電圧が低い状態では、第１モードを選択することで、無駄な電流を低減できる。
コントローラは、内部電源ラインの電圧にもとづいて、第１モードと第２モードを切りかえてもよい。
内部電源ラインの電圧に応じた第２検出電圧を、所定の第２しきい値電圧と比較する第２コンパレータをさらに備えてもよい。コントローラは、第２コンパレータの出力にもとづいて、第１モードと第２モードを切りかえてもよい。
内部電源ラインの電圧に応じた第２検出電圧は、内部電源ラインの電圧ＶＤＤと出力ラインの電圧ＶＯＵＴの差電圧であってもよい。
第２状態において、第１トランジスタ、第２トランジスタをオンするためには、内部電源ラインの電圧ＶＤＤは、ＶＤＤ＞ＶＯＵＴ＋Ｖｔｈを満たさなければならない。この態様によれば、出力ラインの電圧が変化しても、第１モードと第２モードを適切に切りかえることができる。別の観点からいえば、回路内部の設定を変えることなく、種類やセル数が異なるさまざまな２次電池に対応できる。
第１スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第５トランジスタを含み、第５トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが内部電源ライン側となるように結線されてもよい。これによれば、第１スイッチがオフの状態において、キャパシタの電荷が、整流ラインに放電されるのを防止できる。
第２スイッチは、ＭＯＳＦＥＴである第６トランジスタを含み、第６トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが整流ライン側となるように結線されてもよい。
第２スイッチは、第６トランジスタと直列に設けられたＭＯＳＦＥＴである第７トランジスタをさらに含んでもよい。第７トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが出力ライン側となるように結線されてもよい。この場合、電池からの逆流を防止できる。
ワイヤレス受電回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
回路を１つのＩＣとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。
本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、受信コイルと、ワイヤレス受電回路と、を備えてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、効率を改善できる。
本発明者らが検討したワイヤレス受電装置を備える電子機器の構成を示す図である。 実施の形態に係るワイヤレス受電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図２のワイヤレス受電回路の動作波形図である。 電子機器の一例である電気シェーバを示す斜視図である。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図２は、実施の形態に係るワイヤレス受電回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、ワイヤレス受電回路１００に加えて、受信コイル１０２、２次電池２、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、マイクロコントローラ６を備える。
電子機器１は、電気シェーバ、電動歯ブラシ、コードレスホン、ゲーム機器のコントローラ、電動工具をはじめとする、非接触電力伝送により充電器から給電可能な機器である。
ワイヤレス受電回路１００は、図示しないワイヤレス給電装置からの電力信号Ｓ１を受け、２次電池２を充電する。たとえば２次電池２は、ニッケル水素電池や、リチウムイオン電池である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、２次電池２の電圧ＶＢＡＴを昇圧または降圧し、マイクロコントローラ６に電源電圧を供給する。マイクロコントローラ６は、電子機器１ｒ全体を制御する。
充電時に、受信コイル１０２は、図示しない給電装置の送信コイルと結合するように近接して配置される。送信コイルに駆動電流が流れると、電磁誘導によって受信コイル１０２に交流のコイル電流ＩＣＯＩＬが流れる。
ワイヤレス受電回路１００は、コイル電流ＩＣＯＩＬを整流し、２次電池２を充電する。以上が電子機器１の全体構成である。続いてワイヤレス受電回路１００について詳細に説明する。
ワイヤレス受電回路１００は、その入出力端子として、電源（ＶＤＤ）端子、整流（ＲＥＣＴ）端子、出力（ＯＵＴ）端子、制御（ＣＴＲＬ）端子、接地（ＧＮＤ）端子、コイル接続（ＡＣ１、ＡＣ２）端子を備える。好ましくはワイヤレス受電回路１００は、ひとつの半導体基板上に一体集積化された機能ＩＣである。
ＡＣ１端子とＡＣ２端子にはそれぞれ、受信コイル１０２の一端、他端が接続される。ワイヤレス受電回路１００は、受信コイル１０２とともにワイヤレス受電装置を形成する。ＯＵＴ端子は、給電対象の回路素子、すなわち２次電池２が接続される。ＧＮＤ端子には接地電位が与えられる。ＶＤＤ端子には、キャパシタＣ１が接続される。ＣＴＲＬ端子には、マイクロコントローラ６から出力される制御信号ＣＴＲＬが入力される。マイクロコントローラ６は、２次電池２を充電すべき状態、期間において、制御信号ＣＴＲＬをアサート（たとえばハイレベル）し、充電を停止すべき状態、期間においてネゲート（たとえばローレベル）する。
ワイヤレス受電回路１００は、Ｈブリッジ回路１０４、コントローラ１０６、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第１コンパレータ１１０、第２コンパレータ１１２、内部電源ライン１２０、出力ライン１２２、整流ライン１２４、接地ライン１２６を備える。
内部電源ライン１２０は、ＶＤＤ端子を介してキャパシタＣ１と接続される。出力ライン１２２は、ＯＵＴ端子を介して、給電対象の２次電池２と接続される。なお、給電対象の回路は、電池には限定されず、電池を充電する充電回路や、ＤＣ／ＤＣコンバータ、リニアレギュレータであってもよい。出力ライン１２２の電位を、出力電圧ＶＯＵＴという。ＯＵＴ端子に２次電池２が直接接続される場合、出力電圧ＶＯＵＴは電池電圧ＶＢＡＴと等しい。整流ライン１２４はＲＥＣＴ端子と接続され、接地ライン１２６はＧＮＤ端子を介して接地される。
Ｈブリッジ回路１０４は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２、第３トランジスタＭＬ１、第４トランジスタＭＬ２を有する。第１トランジスタＭＨ１は、整流ライン１２４と受信コイルＬ１の一端（ＡＣ１）の間に設けられ、第２トランジスタＭＨ２は整流ライン１２４と受信コイルＬ１の他端（ＡＣ２）の間に設けられる。第３トランジスタＭＬ１は、受信コイルＬ１の一端（ＡＣ１）と接地ライン１２６の間に設けられ、第４トランジスタＭＬ２は、受信コイル１０２の他端（ＡＣ２）と接地ライン１２６の間に設けられる。
第１スイッチＳＷ１は、整流ライン１２４と内部電源ライン１２０の間に設けられる。第１スイッチＳＷ１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第５トランジスタＭ５を含む。第５トランジスタＭ５のバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが内部電源ライン１２０側となるように結線される。本実施の形態において第５トランジスタＭ５はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのソースは内部電源ライン１２０と接続され、そのドレインは整流ライン１２４と接続される。第１スイッチＳＷ１をノーマリオフとするため、ゲートソース間には抵抗Ｒ１が設けられる。第５トランジスタＭ５のゲートにローレベル電圧（接地電圧）が印加されると第５トランジスタＭ５は導通し、第１スイッチＳＷ１はオンとなる。一方、第５トランジスタＭ５のゲートにハイレベル電圧（ＶＤＤ）が印加され、またはゲートがハイインピーダンスとなると、第５トランジスタＭ５は非道通となり、第１スイッチＳＷ１はオフとなる。
第２スイッチＳＷ２は、整流ライン１２４と出力ライン１２２の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴである第６トランジスタＭ６を含む。第６トランジスタＭ６のバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが整流ライン１２４側となるように結線される。
第２スイッチＳＷ２はさらに、第６トランジスタＭ６と直列に設けられたＭＯＳＦＥＴである第７トランジスタＭ７をさらに含んでもよい。第７トランジスタＭ７のバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが出力ライン１２２側となるように結線される。
第２スイッチＳＷ２を第６トランジスタＭ６のみで構成する場合、第２スイッチＳＷ２がオフの状態において、ＶＯＵＴ＞ＶＲＥＣＴとなった場合に、電池から整流ライン１２４に電流が逆流する可能性があるが、第７トランジスタＭ７を設けることで逆流電流を防止できる。
本実施の形態において、第６トランジスタＭ６および第７トランジスタＭ７はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第６トランジスタＭ６、第７トランジスタＭ７のゲートに、ハイレベル電圧（ＶＤＤ）が印加されると、第２スイッチＳＷ２をオンする。またそれらのゲートにローレベル電圧（接地電圧ＶＧＮＤ）が印加されると、第２スイッチＳＷ２はオフする。
続いて、コントローラ１０６による各トランジスタの制御について説明する。
１． 第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２の制御
コントローラ１０６は、Ｈブリッジ回路１０４の第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２、第３トランジスタＭＬ１、第４トランジスタＭＬ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御する。
コントローラ１０６の電源端子１０８は内部電源ライン１２０と接続されており、内部電源ライン１２０の電圧（内部電源電圧ＶＤＤという）が供給される。コントローラ１０６が、各トランジスタの制御端子（ゲート）に供給しうるハイレベル電圧は、内部電源電圧ＶＤＤと同じレベルである。またコントローラ１０６がゲートに供給しうるローレベル電圧は接地電圧ＶＧＮＤ（０Ｖ）である。
コントローラ１０６は、第１スイッチＳＷ１をオン、第２スイッチＳＷ２をオフする第１状態φ１と、第１スイッチＳＷ１をオフ、第２スイッチＳＷ２をオンする第２状態φ２と、が切りかえ可能に構成される。
制御信号ＣＴＲＬがネゲートされる期間は、２次電池２に対する電流供給を停止するために、コントローラ１０６は第２状態φ２となる。
制御信号ＣＴＲＬがアサートされる期間は、コントローラ１０６は、内部電源ライン１２０の電圧ＶＤＤにもとづいて、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえる。
第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえるために、第１コンパレータ１１０が設けられる。第１コンパレータ１１０は、内部電源ライン１２０の内部電源電圧ＶＤＤに応じた第１検出電圧を、所定の第１しきい値電圧ＶＴＨ１と比較する。コントローラ１０６は、第１コンパレータ１１０の出力信号（第１比較信号）ＣＭＰ１にもとづいて、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえる。
好ましくは、第１コンパレータ１１０はヒステリシスコンパレータであり、第１しきい値電圧ＶＴＨ１は、その出力である第１比較信号ＣＭＰ１のレベルに応じて、上側レベルＶＴＨ１Ｈと下側レベルＶＴＨ１Ｌを遷移する。
本実施の形態において、第１検出電圧は、内部電源電圧ＶＤＤと出力ライン１２２の電圧（つまり電池電圧）ＶＢＡＴの差電圧ΔＶ＝ＶＤＤ−ＶＢＡＴである。第１しきい値電圧ＶＴＨ１の下側レベルＶＴＨ１Ｌは、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧Ｖｔｈ以上の値に設定される。
２． Ｈブリッジ回路１０４の制御
コントローラ１０６は、内部電源ライン１２０の電圧ＶＤＤに応じて、Ｈブリッジ回路１０４の制御シーケンスを、第１モードと第２モードで切りかえ可能に構成される。具体的には、内部電源電圧ＶＤＤが所定の第２しきい値電圧ＶＴＨ２より低いとき第１モードとなり、第１トランジスタＭＨ１および第２トランジスタＭＨ２のゲート信号をスイッチングせずにそれらをオフに固定した状態で、第３トランジスタＭＬ１および第４トランジスタＭＬ２をスイッチングする。
反対に、内部電源電圧ＶＤＤが第２しきい値電圧ＶＴＨ２より高いとき第２モードとなり、第１トランジスタＭＨ１および第２トランジスタＭＨ２、第３トランジスタＭＬ１および第４トランジスタＭＬ２をスイッチングする。
第１モードと第２モードを切りかえるために、第２コンパレータ１１２が設けられる。第２コンパレータ１１２は、内部電源ライン１２０の内部電源電圧ＶＤＤに応じた第２検出電圧を、所定の第２しきい値電圧ＶＴＨ２と比較する。コントローラ１０６は、第２コンパレータ１１２の出力信号（第２比較信号）ＣＭＰ２にもとづいて、第１モードと第２モードを切りかえる。
第１モード、第２モードとは別に、Ｈブリッジ回路１０４のすべてのトランジスタのスイッチングを停止し、ダイオードブリッジ回路として動作させる期間を、第３モードと称する。コントローラ１０６は、マイクロコントローラ６からの制御信号ＣＴＲＬがネゲートされる期間、第３モードとなる。
本実施の形態において、第２検出電圧は、第１検出電圧と同様に、内部電源電圧ＶＤＤと出力ライン１２２の電圧（つまり電池電圧）ＶＢＡＴの差電圧ΔＶ＝ＶＤＤ−ＶＢＡＴである。つまり、
（i）ＶＤＤ−ＶＢＡＴ＞ＶＴＨ２のとき第１モード
（ii）ＶＤＤ−ＶＢＡＴ＜ＶＴＨ２のとき第２モード
となる。第２しきい値電圧ＶＴＨ２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧Ｖｔｈ以上の値に設定される。
以上がワイヤレス受電回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図３は、図２のワイヤレス受電回路１００の動作波形図である。上から順に、制御信号ＣＴＲＬ、内部電源電圧ＶＤＤおよび整流電圧ＶＲＥＣＴ、第１比較信号ＣＭＰ１、第２比較信号ＣＭＰ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を示す。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２は、ハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態を示す。
時刻ｔ０以前、ワイヤレス受電回路１００は停止状態であり、整流電圧ＶＲＥＣＴおよび内部電源電圧ＶＤＤは、０Ｖに低下している。時刻ｔ０に、送信コイルからの給電が開始される。この時点で内部電源電圧ＶＤＤは０Ｖまで低下しているため、ワイヤレス受電回路１００の能動素子は動作不能であり、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２はともにオフである。
制御信号ＣＴＲＬがネゲートされているため、Ｈブリッジ回路１０４は、４個のボディダイオードからなるダイオードブリッジ回路として動作する（第３モード）。ダイオードブリッジ回路によって、受信コイル１０２に流れるコイル電流ＩＣＯＩＬが整流され、整流ライン１２４に供給され、さらに第５トランジスタＭ５のボディダイオードを介して、内部電源ライン１２０に供給され、キャパシタＣ１が充電され、内部電源電圧ＶＤＤおよび整流電圧ＶＲＥＣＴが時間とともに上昇する。この期間、ＶＲＥＣＴ＝ＶＤＤ＋ＶＦの関係が成り立つ。ＶＦは、ボディダイオードの順方向電圧である。
時刻ｔ０以降、第５トランジスタＭ５のゲートには接地電圧（０Ｖ）が印加されている。時刻ｔ１に、第５トランジスタＭ５のソース電位、つまり内部電源電圧ＶＤＤが、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧Ｖｔｈを超えると、第５トランジスタＭ５が導通し、第１スイッチＳＷ１がオンとなる（第１状態φ１）。これにより、ＶＲＥＣＴ＝ＶＤＤとなる。
その後も、整流されたコイル電流ＩＣＯＩＬによってキャパシタＣ１が充電され、電圧ＶＲＥＣＴ、ＶＤＤは上昇を続ける。時刻ｔ２に、マイクロコントローラ６からの制御信号ＣＴＲＬがアサート（ハイレベル）され、ワイヤレス受電回路１００に充電開始が指示される。
制御信号ＣＴＲＬがアサートされると、コントローラ１０６は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、Ｈブリッジ回路１０４の制御を開始する。第２検出電圧ＶＤＤ−ＶＢＡＴは、ＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖｔｈより低く、したがって第２比較信号ＣＭＰ２はローレベルであり、Ｈブリッジ回路１０４は第１モードで制御される。
時刻ｔ３に、第２検出電圧（ＶＤＤ−ＶＢＡＴ）がしきい値電圧Ｖｔｈより高くなると、第２比較信号ＣＭＰ２がハイレベルとなり、コントローラ１０６はＨブリッジ回路１０４を第２モードで制御し始める。
時刻ｔ４に、第１検出電圧（ＶＤＤ−ＶＢＡＴ）が、第１しきい値電圧ＶＴＨ１の上側レベルＶＴＨ１Ｈに達すると、第１比較信号ＣＭＰ１がハイレベルとなる。これを契機として、コントローラ１０６は、第２状態φ２に遷移し、第１スイッチＳＷ１をオフ、第２スイッチＳＷ２をオンする。なお、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２が同時にオンするのを防止するため、第２スイッチＳＷ２はデッドタイムＴｄ遅れてオンすることが望ましい。第２状態φ２から第１状態φ１に遷移するときも同様に、第１スイッチＳＷ１はデッドタイムＴｄ遅れてオンすることが望ましい。
第２スイッチＳＷ２がオンすることで、Ｈブリッジ回路１０４により整流された充電電流ＩＣＨＧは、第２スイッチＳＷ２を介して２次電池２に供給される。このとき整流電圧ＶＲＥＣＴは、電池電圧ＶＢＡＴと同程度の電圧レベルとなる。
Ｈブリッジ回路１０４の４個のトランジスタをスイッチングするためには、各トランジスタのゲート容量を充放電する必要があり、そのための電流は、キャパシタＣ１から供給される。つまり、時刻ｔ４以降、内部電源電圧ＶＤＤは、時間とともに低下していく。
時刻ｔ５に、第１検出電圧（ＶＤＤ−ＶＢＡＴ）が、第１しきい値電圧ＶＴＨ１の下側レベルＶＴＨ１Ｌまで低下すると、第１比較信号ＣＭＰ１がローレベルに遷移する。これによりコントローラ１０６は第１状態φ１に戻り、第１スイッチＳＷ１がオン、第２スイッチＳＷ２がオフする。第１スイッチＳＷ１がオンすることにより、Ｈブリッジ回路１０４により整流された電流により、キャパシタＣ１が充電され、内部電源電圧ＶＤＤが再度上昇していく。
制御信号ＣＴＲＬがアサートされる間、ワイヤレス受電回路１００は、第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す（時刻ｔ７まで）。
時刻ｔ７に制御信号ＣＴＲＬがネゲートされると、コントローラ１０６は、第１状態φ１となる。その結果、第１スイッチＳＷ１を介してキャパシタＣ１が充電され、内部電源電圧ＶＤＤおよび整流電圧ＶＲＥＣＴが上昇する。時刻ｔ８に制御信号ＣＴＲＬが再びアサートされると、コントローラ１０６は第２状態φ２となる。
なお、制御信号ＣＴＲＬがネゲートされる期間ｔ７−ｔ８は、Ｈブリッジ回路１０４を第２モードとしてもよいし、第３モードとしてもよい。
以上がワイヤレス受電回路１００の動作である。ワイヤレス受電回路１００によれば以下の効果を得ることができる。
１． 図２のワイヤレス受電回路１００では、整流回路として、図１のダイオードブリッジ回路に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いたＨブリッジ回路を使用できる。したがってダイオードの電圧降下に起因する電力損失を低減し、効率を高めることができる。
ここで、Ｈブリッジ回路１０４の上側の第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をオンするためには、それらのソース電圧つまり整流ラインＶＲＥＣＴの電圧よりも高い電圧をゲートに印加する必要がある。図２のワイヤレス受電回路１００によれば、コイル電流ＩＣＯＩＬによってキャパシタＣ１を充電することにより、ゲートを駆動するために必要な電圧を生成することができる。
一般的には、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを駆動するため、いわゆるブートストラップ回路が必要であるが、図２のワイヤレス受電回路１００ではブートストラップ回路が不要となるため、回路の部品点数、回路面積の増大を抑制することができる。
また、ワイヤレス受電回路１００は、制御信号ＣＴＲＬがアサートされる期間、第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。第１状態φ１とすることで、コイル電流によってキャパシタＣ１を充電し、内部電源ライン１２０の電圧ＶＤＤを、Ｈブリッジ回路１０４の上側の第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をオンしうる程度まで高めることができる。この上で、第２状態φ２に切りかえることにより、Ｈブリッジ回路１０４の上側の第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をスイッチングすることが可能となる。
特に、内部電源電圧ＶＤＤにもとづいて、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえることにより、内部電源電圧ＶＤＤを、Ｈブリッジ回路１０４の第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をオンしうる程度以上に維持することができ、継続的に低損失でコイル電流を整流することができる。
また、第１コンパレータ１１０をヒステリシスコンパレータとすることで、内部電源電圧ＶＤＤに応じた第１検出電圧を、第１しきい値電圧の下側レベル以上に維持することができる。つまり、下側レベルを適切に定めることで、内部電源電圧ＶＤＤを、第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をオンしうるレベル以上に維持できる。
さらに図２のワイヤレス受電回路１００では、内部電源電圧ＶＤＤに応じた第１検出電圧を、内部電源電圧ＶＤＤと出力ラインの電圧ＶＯＵＴ（ＶＢＡＴ）の差電圧ΔＶとしている。第２状態φ２において、第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２をオンするためには、それらのゲートに印加するハイレベル電圧つまり内部電源電圧ＶＤＤを、ＶＯＵＴ＋Ｖｔｈ以上とする必要がある。ＶＤＤ−ＶＯＵＴを第１検出電圧とすることにより、第１状態φ１と第２状態φ２を適切に切りかえることができる。別の観点からいえば、回路内部の設定を変えることなく、電池電圧ＶＢＡＴが異なるさまざまな２次電池２に給電できる。
さらにＨブリッジ回路１０４の制御に関して、第１モードと第２モードが切りかえ可能となっている。
内部電源電圧ＶＤＤが、第１トランジスタ、第２トランジスタをオンしうる程度の電圧レベルに達していない状況では、第１トランジスタＭＨ１、第２トランジスタＭＨ２のゲート電圧をスイングさせても、それらをオン・オフをスイッチングすることはできず、結果としてそれらのゲートを充放電する電流が無駄となる。図２のワイヤレス受電回路１００では、内部電源電圧ＶＤＤが低い状態では、第１モードを選択することで、無駄な電流を低減できる。
さらに、第２検出電圧についても、内部電源電圧ＶＤＤと出力ライン１２２の電圧ＶＯＵＴの差電圧ΔＶとしている。これにより、出力ライン１２２の電圧が変化しても、第１モードと第２モードを適切に切りかえることができる。別の観点からいえば、回路内部の設定を変えることなく、種類やセル数が異なるさまざまな２次電池に対応できる。
続いて、ワイヤレス受電回路１００を利用した電子機器１の具体例を説明する。
図４は、電子機器１の一例である電気シェーバ５００を示す斜視図である。電気シェーバ５００は、筐体５０２と、ヘッド５０４を備える。上述の受信コイル１０２、ワイヤレス受電回路１００および２次電池２は、図示しないＤＣ／ＤＣコンバータ４やマイクロコントローラ６とともに、筐体５０２内に設けられる。なお、それらのレイアウトは特に限定されない。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（変形例１）
第１コンパレータ１１０がしきい値電圧ＶＴＨ１と比較する第１検出電圧は、内部電源電圧ＶＤＤそのものであってもよい。この場合、ワイヤレス受電回路１００が搭載されるセット（電子機器）に応じて、電池電圧ＶＢＡＴは仕様上規定される。したがって、電池電圧ＶＢＡＴの仕様値にもとづいて、しきい値電圧ＶＴＨ１（ヒステリシスコンパレータの場合、下側レベル）を、ＶＴＨ１＞ＶＢＡＴ＋Ｖｔｈとなるように定めることで、実施の形態と同様の制御が可能となる。さらには、電池電圧ＶＢＡＴに応じて、しきい値電圧ＶＴＨ１を可変としてもよい。
（変形例２）
第２コンパレータ１１２がしきい値電圧ＶＴＨ２と比較する第２検出電圧についても、内部電源電圧ＶＤＤそのものとしてもよい。この場合も、第２しきい値電圧ＶＴＨ２を、ＶＴＨ２＞ＶＢＡＴ＋Ｖｔｈとなるように定めることで、実施の形態と同様の制御が可能となる。さらには、電池電圧ＶＢＡＴに応じて、しきい値電圧ＶＴＨ２を可変としてもよい。
（変形例３）
実施の形態では、内部電源電圧ＶＤＤにもとづいて第１状態φ１、第２状態φ２を切りかえたが、本発明はそれには限定されない。たとえばコントローラ１０６は、制御信号ＣＴＲＬがアサートされる間、所定の時間周期で、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえてもよい。
給電電力が安定なシステムであれば、第１状態φ１が所定の第１時間持続したときに、内部電源電圧ＶＤＤが上昇する幅、および第２状態φ２が所定の第２時間持続したときにその電圧ＶＤＤが低下する幅は、それぞれ正確に予測、計算することができる。したがって、内部電源電圧ＶＤＤを監視せずに、状態を制御することも可能である。この場合、第１コンパレータ１１０に代えてタイマー回路を利用すればよい。
さらには、コンパレータを用いた状態制御と、タイマーを用いた状態制御を組み合わせてもよい。たとえば、第２状態φ２において第１検出電圧が第１しきい値電圧ＶＴＨ１まで低下すると第１状態φ１に遷移し、第１状態φ１に遷移してから所定時間経過後に、第２状態φ２に遷移してもよい。この場合も、内部電源電圧ＶＤＤを第１トランジスタをオンしうるレベルに維持することができる。
実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
１…電子機器、２…２次電池、４…ＤＣ／ＤＣコンバータ、６…マイクロコントローラ、３００…ワイヤレス受電装置、３０２…受信コイル、３０４…ダイオードブリッジ回路、３０６…出力スイッチ、３０８…制御スイッチ、Ｒ１１，Ｒ１２…抵抗、１００…ワイヤレス受電回路、１０２…受信コイル、ＭＨ１…第１トランジスタ、ＭＨ２…第２トランジスタ、ＭＬ１…第３トランジスタ、ＭＬ２…第４トランジスタ、１０４…Ｈブリッジ回路、１０６…コントローラ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｍ５…第５トランジスタ、Ｍ６…第６トランジスタ、Ｍ７…第７トランジスタ、Ｃ１…キャパシタ、１０８…電源端子、１１０…第１コンパレータ、１１２…第２コンパレータ、１２０…内部電源ライン、１２２…出力ライン、１２４…整流ライン、１２６…接地ライン、２００…ワイヤレス給電装置、２０２…送信コイル、２０４…駆動部。

Claims (16)

  1. 受信コイルとともにワイヤレス受電装置を構成するワイヤレス受電回路であって、
    キャパシタが接続される内部電源ラインと、
    出力ラインと、
    整流ラインと、
    接地ラインと、
    前記整流ラインと前記受信コイルの一端の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第１トランジスタ、前記整流ラインと前記受信コイルの他端の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第２トランジスタ、前記受信コイルの一端と前記接地ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第３トランジスタ、前記受信コイルの他端と前記接地ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＥＴの第４トランジスタを含むＨブリッジ回路と、
    前記整流ラインと前記内部電源ラインの間に設けられた第１スイッチと、
    前記整流ラインと前記出力ラインの間に設けられた第２スイッチと、
    前記Ｈブリッジ回路の前記第１トランジスタ、前記第２トランジスタ、前記第３トランジスタ、前記第４トランジスタ、前記第１スイッチ、前記第２スイッチを制御するコントローラと、
    を備え、前記コントローラの電源端子には、前記内部電源ラインの電圧が供給されることを特徴とするワイヤレス受電回路。
  2. 前記コントローラは、前記第１スイッチをオン、前記第２スイッチをオフする第１状態と、前記第１スイッチをオフ、前記第２スイッチをオンする第２状態と、が切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電回路。
  3. 前記コントローラは、前記内部電源ラインの電圧にもとづいて、前記第１状態と前記第２状態を切りかえることを特徴とする請求項２に記載のワイヤレス受電回路。
  4. 前記内部電源ラインの電圧に応じた第１検出電圧を、所定の第１しきい値電圧と比較するコンパレータをさらに備え、
    前記コントローラは、前記コンパレータの出力にもとづいて、前記第１状態と前記第２状態を切りかえることを特徴とする請求項３に記載のワイヤレス受電回路。
  5. 前記コンパレータはヒステリシスコンパレータであることを特徴とする請求項４に記載のワイヤレス受電回路。
  6. 前記内部電源ラインの電圧に応じた前記第１検出電圧は、前記内部電源ラインの電圧と前記出力ラインの電圧の差電圧であることを特徴とする請求項４に記載のワイヤレス受電回路。
  7. 前記コントローラは、所定の時間周期で、前記第１状態と前記第２状態を切りかえることを特徴とする請求項２に記載のワイヤレス受電回路。
  8. 前記コントローラは、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタのゲート電圧をローレベル電圧に固定した状態で、前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタをスイッチングする第１モードと、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタ、前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタをスイッチングする第２モードと、が切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のワイヤレス受電回路。
  9. 前記コントローラは、前記内部電源ラインの電圧にもとづいて、前記第１モードと前記第２モードを切りかえることを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス受電回路。
  10. 前記内部電源ラインの電圧に応じた第２検出電圧を、所定の第２しきい値電圧と比較する第２コンパレータをさらに備え、
    前記コントローラは、前記第２コンパレータの出力にもとづいて、前記第１モードと前記第２モードを切りかえることを特徴とする請求項９に記載のワイヤレス受電回路。
  11. 前記内部電源ラインの電圧に応じた前記第２検出電圧は、前記内部電源ラインの電圧と前記出力ラインの電圧の差電圧であることを特徴とする請求項１０に記載のワイヤレス受電回路。
  12. 前記第１スイッチは、ＭＯＳＦＥＴである第５トランジスタを含み、前記第５トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが前記内部電源ライン側となるように結線されることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のワイヤレス受電回路。
  13. 前記第２スイッチは、ＭＯＳＦＥＴである第６トランジスタを含み、前記第６トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが前記整流ライン側となるように結線されることを特徴とする請求項１から１２のいずれかに記載のワイヤレス受電回路。
  14. 前記第２スイッチは、前記第６トランジスタと直列に設けられたＭＯＳＦＥＴである第７トランジスタをさらに含み、前記第７トランジスタのバックゲートは、そのボディダイオードのカソードが前記出力ライン側となるように結線されることを特徴とする請求項１３に記載のワイヤレス受電回路。
  15. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１４のいずれかに記載のワイヤレス受電回路。
  16. 受信コイルと、
    請求項１から１５のいずれかに記載のワイヤレス受電回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
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