JP6052727B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、ベクトル制御を用いて永久磁石同期モーターを駆動する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that drives a permanent magnet synchronous motor using vector control.
近年、電動モーターを利用した製品が増えてきたことに伴い、レイアウトの制約から薄型のモーターが求められることが増えてきている。このようなモーターを使用する場合には、モーターに生じる振動を抑制する対策が必要となる。 In recent years, with the increase in products using electric motors, there is an increasing demand for thin motors due to layout constraints. When such a motor is used, it is necessary to take measures to suppress vibration generated in the motor.
モーターの振動を抑制する対策として、モーターの負荷トルクの変動に応じて、モーターの発生するトルクと負荷トルクとが一致するようにモーターを制御する技術が知られている（特許文献１参照）。 As a countermeasure for suppressing the vibration of the motor, a technique for controlling the motor so that the torque generated by the motor and the load torque coincide with each other according to the fluctuation of the load torque of the motor is known (see Patent Document 1).
しかしながら、前述した従来の技術では、ステーターコイルに電流を流すことによって発生するモーターの半径方向の電磁加振力が原因の振動については抑制されないという問題があった。 However, the above-described conventional technique has a problem in that vibrations caused by the electromagnetic excitation force in the radial direction of the motor generated by passing a current through the stator coil cannot be suppressed.
本発明は、このような従来の問題点に着目してなされた。本発明の目的は、モーターに生じるモーターの半径方向の電磁加振力を抑制することにある。 The present invention has been made paying attention to such conventional problems. An object of the present invention is to suppress the electromagnetic excitation force in the radial direction of the motor generated in the motor.
本発明は以下のような解決手段によって前記課題を解決する。 The present invention solves the above problems by the following means.
本発明によるモーターの制御装置は、永久磁石同期モーターの各相のティースに巻き付けられたコイルに供給する電流をベクトル制御に基づくｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値を用いて制御する。制御装置は、モーターの目標回転速度とトルク指令値とに基づいてｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値を演算する演算部と、永久磁石がティースに対向する位置にある場合における他相のティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づいて前記ｄ軸電流指令値を補正する補正部と、を含むことを特徴とする。
The motor control apparatus according to the present invention controls the current supplied to the coils wound around the teeth of each phase of the permanent magnet synchronous motor using the q-axis current command value and the d-axis current command value based on vector control. The control device includes a calculation unit that calculates a q-axis current command value and a d-axis current command value based on the target rotational speed of the motor and a torque command value, and another phase when the permanent magnet is at a position facing the teeth. A correction unit that corrects the d-axis current command value based on a ratio of a portion of the tooth surface through which the magnetic flux of the permanent magnet passes.
この態様によれば、ティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づくｄ軸成分の電流がコイルに供給されるので、コイルと永久磁石との間で生じるモーターの半径方向の電磁加振力を抑制することができる。 According to this aspect, since the current of the d-axis component based on the ratio of the portion of the tooth surface through which the magnetic flux of the permanent magnet passes is supplied to the coil, the radial electromagnetic of the motor generated between the coil and the permanent magnet Excitation force can be suppressed.
本発明の実施形態、本発明の利点については、添付された図面を参照しながら以下に詳細に説明する。 Embodiments of the present invention and advantages of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings.
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるモーター制御装置を示す構成図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
モーター制御装置１００は、例えば、ハイブリッド車両に搭載されるモーター１５０を制御する装置である。
The
モーター１５０は、永久磁石同期モーターである。本実施形態ではモーター１５０として、埋込磁石同期モーター（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor：IPMSM）が用いられる。なお、埋込磁石同期モーター以外にも適用できる。
The
モーター１５０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の交流電流によって駆動する。Ｕ相の交流電流については、Ｖ相の交流電流よりも位相が１２０度だけ遅れている。Ｖ相の交流電流については、Ｗ相の交流電流よりも位相が１２０度だけ遅れている。Ｗ相の交流電流については、Ｕ相の交流電流よりも位相が１２０度だけ遅れている。
The
モーター１５０では、ステーターに設けられたティースごとに、ティースの側面にコイル（ステーターコイル）が巻かれている。Ｗ相の交流電流が流れるコイルと、Ｕ相の交流電流が流れるコイルと、Ｖ相の交流電流が流れるコイルとが、ひとつの組として円周方向に並べて配置される。三相の交流電流によって回転方向に向かって永久磁石を引き寄せるコイルが順次切り替えられるため、永久磁石が設けられた回転子（ローター）が回転する。
In the
モーター１５０の外周には、加速度センサー１６０が設けられている。加速度センサー１６０は、モーター１５０の半径方向の振動を検出する。加速度センサー１６０は、例えば、検出した振動が大きいほど、信号レベルの大きな振動検出信号を出力する。
An
モーター制御装置１００は、ベクトル制御に基づいてモーター１５０に供給する電流を制御する。モーター制御装置１００は、ベクトル電流指令部１１０と、モーター電流制御部１３０と、インバーター１４０と、を備える。
The
ベクトル電流指令部１１０は、ベクトル制御で用いられるｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値を算出する。ｑ軸電流指令値は、永久磁石が設けられた回転子と同軸方向の電流成分（ｑ軸電流）を指定する指令値である。ｄ軸電流指令値は、回転子に直交する軸方向の電流成分（ｄ軸電流）を指定する指令値である。
The vector
ベクトル電流指令部１１０には、トルク指令信号線１０１からトルク指令値が入力されると共に、回転速度信号線１０２からモーターの回転速度の目標値（以下「目標回転速度」という）が入力される。
A torque command value is input from the torque
ベクトル電流指令部１１０は、トルク指令値と目標回転速度とに基づいてｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を演算する。例えば、ベクトル電流指令部１１０には、トルク指令値と目標回転速度とで特定される運転点ごとに、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを互いに対応付けたトルクマップ（ベクトル制御情報）が記憶されている。そしてトルク指令値と目標回転速度が入力されると、トルクマップを参照して、トルク指令値と目標回転速度との運転点に対応付けられたｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を算出する。
The vector
本実施形態では、ベクトル電流指令部１１０は、トルク指令値が大きくなるほど、大きなｑ軸電流指令値を出力する。ベクトル電流指令部１１０は、目標回転速度が大きくなるほど、モーター１５０で運転効率を低下させる方向に生じる誘起電力を打ち消すために負のｄ軸電流指令値を出力する。例えば、−５［Ａ］（アンペア）程度のｄ軸電流指令値がベクトル電流指令部１１０から出力される。
In the present embodiment, the vector
ベクトル電流指令部１１０は、ｄ軸電流指令線１２１を介して、ｄ軸電流指令値を切替器２１１に出力すると共に、ｑ軸電流指令線１２２を介して、ｑ軸電流指令値をモーター電流制御部１３０に出力する。
The vector
モーター電流制御部１３０は、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値に基づいて、モーター１５０に三相の交流電流を供給するためのＰＷＭ（パルス幅変調：pulse width modulation）信号を生成する。
The motor
モーター電流制御部１３０には、Ｕ相電流検出線１４１からＵ相の交流電流がフィードバックされると共に、Ｖ相電流検出線１４２からＶ相の交流電流がフィードバックされる。モーター電流制御部１３０は、フィードバックされるＵ相及びＶ相の交流電流に応じてＰＷＭ信号を調整する。
A U-phase AC current is fed back from the U-phase
モーター電流制御部１３０は、ＰＷＭ信号線１３１を介して、ＰＷＭ信号をインバーター１４０に出力する。
The motor
インバーター１４０は、モーター電流制御部１３０からのＰＷＭ信号に応じて、不図示のバッテリーの直流電力を三相交流電力に変換する。また、インバーター１４０は、モーター１５０の回転力によって発生した回生電力（三相交流電力）を直流電力に変換してバッテリーに供給する。
インバーター１４０は、変換した三相交流電力をモーター１５０に供給する。すなわち、インバーター１４０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流電流を、モーター１５０内のＵ相、Ｖ相及びＷ相のコイルにそれぞれ供給する。これにより、モーター１５０は回転する。
The
このようなモーター制御装置を使用する場合、レイアウトによっては、薄型のモーターを用いなければならない場合がある。しかしながら、モーターでは、回転軸方向の厚さを薄くするほど、筺体の強度が弱くなるため、半径方向の電磁加振力に起因する振動や音が大きくなりやすい。 When such a motor control device is used, a thin motor may have to be used depending on the layout. However, in the motor, as the thickness in the direction of the rotation axis is reduced, the strength of the casing is weakened, so that vibration and sound due to electromagnetic excitation force in the radial direction are likely to increase.
ここにいう電磁加振力とは、モーターのコイルに交流電流を流すことによって生じる、永久磁石をコイルに引き寄せる力と、コイルから永久磁石を引き離す力とによって発生する力のことである。この電磁加振力についてモーターの半径方向に働く力をラジアル力という。ラジアル力は、永久磁石とティースの間に発生する力に起因するため、電気角２次の周波数成分をもつ。 The electromagnetic excitation force mentioned here is a force generated by flowing an alternating current through the coil of the motor and generated by a force that pulls the permanent magnet to the coil and a force that pulls the permanent magnet away from the coil. The force acting in the radial direction of the motor with respect to this electromagnetic excitation force is called radial force. Since the radial force is caused by the force generated between the permanent magnet and the tooth, it has a frequency component of second order electrical angle.
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルと永久磁石との間で生じるラジアル力は、各ティースで大きさが異なり、回転子の角度に応じて変動する。この変動によってモーターの筺体が波打つように曲がって振動が発生する。 The radial force generated between the U-phase, V-phase, and W-phase coils and the permanent magnet has different magnitudes at each tooth, and varies depending on the angle of the rotor. This fluctuation causes the motor housing to bend and vibrate.
そこで、発明者らは、モーター内の磁束分布を考慮してラジアル力をモデル化し、ラジアル力に起因する振動の抑制手法を発明した。 Therefore, the inventors have modeled a radial force in consideration of the magnetic flux distribution in the motor, and invented a method for suppressing vibration caused by the radial force.
ラジアル力をモデル化するために、まず、ＩＰＭＳＭのｄｑ座標モデルについて説明する。 In order to model the radial force, an IPMSM dq coordinate model will be described first.
回転磁界に同期したｄｑ座標系における電圧方程式は、次式（１）によって表わされる。ここでは、ＵＶＷ座標系からｄｑ座標系に変換するＵＶＷ／ｄｑ変換において絶対変換を用いる。 The voltage equation in the dq coordinate system synchronized with the rotating magnetic field is expressed by the following equation (1). Here, absolute conversion is used in the UVW / dq conversion for converting from the UVW coordinate system to the dq coordinate system.
ただし、ｖｄはｄ軸電圧を示し、ｖｑはｑ軸電圧を示す。ｉｄはｄ軸電流を示し、ｉｑはｑ軸電流を示す。Ｌｄはｄ軸インダクタンスを示し、Ｌｑはｑ軸インダクタンスを示す。Ｒは電気子巻線抵抗を示す。ωｅは電気角速度を示す。Ψａはｑ軸電機子鎖交磁束を示す。 However, v d denotes a d-axis voltage, v q denotes a q-axis voltage. i d indicates a d-axis current, and i q indicates a q-axis current. L d represents the d-axis inductance, and L q represents the q-axis inductance. R indicates an electric winding resistance. ω e represents the electrical angular velocity. Ψa represents a q-axis armature flux linkage.
また、ｄｑ座標系におけるトルクＴは、次式（２）によって表わされる。 The torque T in the dq coordinate system is expressed by the following equation (2).
ただし、Ｋｍｔ＝Ｐ×Ψａであり、Ｋｒｔ＝Ｐ（Ｌｄ−Ｌｑ）である。Ｐは極対数を示す。 However, K mt = P × Ψa and K rt = P (L d −L q ). P represents the number of pole pairs.
さらに、ｄｑ座標系における機械角速度ωｍは、次式（３）によって表わされる。 Further, the mechanical angular velocity ω m in the dq coordinate system is expressed by the following equation (3).
ただし、Ｊはイナーシャを示す。Ｄは摩擦係数を示す。また、電気角速度ωｅは、次式（４）によって表わされる。 Here, J indicates inertia. D represents a friction coefficient. The electrical angular velocity ω e is expressed by the following equation (4).
次に、ｄｑ座標モデルにおけるＩＰＭＳＭの電磁加振力について説明する。 Next, the IPMSM electromagnetic excitation force in the dq coordinate model will be described.
ＩＰＭＳＭの磁束分布をモデル化するにあたり、機械角０（ゼロ）度の時のＵ相ティースの中心から、マクスウェル応力を考える点との間の角度をステーター位置角φｍと定義する。また、ステーター位置角φｍにおける磁束密度の半径方向成分をＢｒ（φｍ）とし、磁束密度の周方向成分をＢθ（φｍ）とする。 In modeling the IPMSM magnetic flux distribution, the angle between the center of the U-phase tooth at the mechanical angle of 0 (zero) and the point where Maxwell stress is considered is defined as the stator position angle φ m . In addition, the radial component of the magnetic flux density at the stator position angle φ m is B r (φ m ), and the circumferential component of the magnetic flux density is B θ (φ m ).
ＩＰＭＳＭの電磁加振力は、マクスウェル応力の式より、以下のとおり表わされる。 The electromagnetic excitation force of IPMSM is expressed as follows from the Maxwell stress equation.
半径方向マクスウェル応力ｆｒ（φｍ）と周方向マクスウェル応力ｆθ（φｍ）は、次の式（５）と式（６）によって表わされる。 The radial Maxwell stress f r (φ m ) and the circumferential Maxwell stress f θ (φ m ) are expressed by the following equations (5) and (6).
そしてＵ相のラジアル力ＦｒＵと、Ｖ相のラジアル力ＦｒＶと、Ｗ相のラジアル力ＦｒＷとは、次式（７）によって表わされる。 The U-phase radial force F rU , the V-phase radial force F rV, and the W-phase radial force F rW are expressed by the following equation (7).
ただし、Ｓは、各ティースに磁束が鎖交する面積を示す。 However, S shows the area where magnetic flux interlinks with each tooth.
なお、各相のラジアル力ＦｒＵ、ＦｒＶ、ＦｒＷは、ひとつのティースの表面に働くラジアル力である。 The radial forces F rU , F rV , and F rW of each phase are radial forces that act on the surface of one tooth.
次に、ラジアル力の近似モデルに用いられる前提条件について説明する。 Next, preconditions used for the approximate model of radial force will be described.
磁束分布Ｂｒ（φｍ）は、ｄ軸電流ｉｄ、q軸電流ｉｑ、永久磁石の磁束ψｍ、及び、ローターの回転角θeによって決まる。また、ｄ軸電流と永久磁石とによって生じる磁束分布は線形独立と仮定する。 The magnetic flux distribution B r (φ m ) is determined by the d-axis current i d , the q-axis current i q , the magnetic flux ψ m of the permanent magnet, and the rotation angle θe of the rotor. Further, it is assumed that the magnetic flux distribution generated by the d-axis current and the permanent magnet is linearly independent.
このため、磁束分布Ｂｒ（φｍ）は、次式（８）によって表わされる。 For this reason, the magnetic flux distribution B r (φ m ) is expressed by the following equation (8).
ここで、Ｂｒｄ（φｍ，ｉｄ）は、ｄ軸電流によって生じるステーター位置角φｍでの磁束密度を示す。Ｂｒｑ（φｍ，ｉｑ）は、ｑ軸電流によって生じるステーター位置角φｍでの磁束密度を示す。Ｂｒｍ（φｍ）は、永久磁石によって生じるステーター位置角φｍでの磁束密度を示す。 Here, B rd (φ m , i d ) indicates the magnetic flux density at the stator position angle φ m generated by the d-axis current. B rq (φ m , i q ) indicates the magnetic flux density at the stator position angle φ m generated by the q-axis current. B rm (φ m ) represents the magnetic flux density at the stator position angle φ m generated by the permanent magnet.
なお、以下では、ラジアル力の近似式の導出のため、Ｂｒｑ（φｍ，ｉｑ）の項を除いて検討する。また、ｄ軸電流値を明記した上で、Ｂｒｉ（φｍ）＝Ｂｒｄ（φｍ，ｉｄ）の簡易表記を用いる場合がある。この場合、ｄ軸電流と、ｄ軸電流による磁束密度とが線形の関係にあると仮定すると共に、Ｂθ ２（φｍ）の値は十分に小さいとして無視する。 In the following, in order to derive an approximate expression for the radial force, the term B rq (φ m , i q ) is excluded. In addition, a simple notation of B ri (φ m ) = B rd (φ m , i d ) may be used after specifying the d-axis current value. In this case, it is assumed that the d-axis current and the magnetic flux density due to the d-axis current have a linear relationship, and the value of B θ 2 (φ m ) is ignored because it is sufficiently small.
次に、電磁界解析（FEM analysis）を用いて永久磁石により生じる磁束分布の近似モデルについて説明する。なお、電磁界解析では、モーターの理想状態を前提に２次元解析を使用している。例えば、三相の交流電流を正弦波電流とし、インバーターのスイッチングの影響やモーターのパラメーター誤差の影響等は考慮されていない。また、ＩＰＭＳＭのモーター構造は、１２極１８スロットのインナーロータ型集中巻ＩＰＭＳＭとし、スキューは施していない。また、モーターに用いた磁石はパラレル異性体で着磁している。 Next, an approximate model of magnetic flux distribution generated by a permanent magnet will be described using electromagnetic field analysis (FEM analysis). In the electromagnetic field analysis, two-dimensional analysis is used on the assumption of the ideal state of the motor. For example, a three-phase alternating current is a sine wave current, and the effects of inverter switching and motor parameter errors are not considered. The motor structure of the IPMSM is a 12 pole 18 slot inner rotor type concentrated winding IPMSM, which is not skewed. The magnet used for the motor is magnetized with a parallel isomer.
図２は、電磁界解析による永久磁石のみの磁束密度を示す図である。図２（Ａ）は、永久磁石によって各相のティースに発生する磁束を示す図である。図２（Ｂ）は、電磁解析による各相の半径方向成分の磁束密度Ｂｒを示す図である。横軸がステーター位置角φｍであり、θeは０（ゼロ）である。 FIG. 2 is a diagram showing the magnetic flux density of only the permanent magnet by electromagnetic field analysis. FIG. 2A is a diagram illustrating magnetic flux generated in the teeth of each phase by the permanent magnet. Figure 2 (B) is a diagram showing a magnetic flux density B r in the radial direction component of each phase by electromagnetic analysis. The horizontal axis is the stator position angle phi m, .theta.e is 0 (zero).
図２（Ａ）には、Ｗ相ティース１５１と、Ｕ相ティース１５２と、Ｖ相ティース１５３と、４つの永久磁石１５４と、が示されている。また、破線によって永久磁石による磁力線が示されている。なお、各相のティースに巻かれているコイルは省略している。
2A shows a W-
図２（Ｂ）に示すように、Ｕ相ティース１５２の表面では、永久磁石による磁束分布Ｂｒはほぼ均一である。一方、Ｗ相ティース１５１とＶ相ティース１５３の表面では、永久磁石による磁束密度Ｂｒは不均一である。
As shown in FIG. 2 (B), the magnetic flux distribution Br by the permanent magnet is substantially uniform on the surface of the
そこで、Ｖ相、Ｗ相のティース表面全体の面積Ｓのうち、永久磁石による磁束が面積γＳのみに分布すると近似する。なお、磁束が分布する領域γＳを鎖交磁束面積と呼ぶ。そしてγは、０＜γ≦１の係数であり、鎖交磁束面積係数と呼ばれる。 Therefore, it is approximated that the magnetic flux due to the permanent magnet is distributed only in the area γS out of the area S of the entire V-phase and W-phase teeth surfaces. The region γS in which the magnetic flux is distributed is referred to as the interlinkage magnetic flux area. Γ is a coefficient of 0 <γ ≦ 1, and is called a flux linkage area coefficient.
ここで、電磁界解析より得られた値を用いて、Ｕ相ではγ＝１と、Ｖ相及びＷ相ではγ＝０．５とする。 Here, using the values obtained from the electromagnetic field analysis, γ = 1 for the U phase and γ = 0.5 for the V and W phases.
永久磁石による各相のティース表面に鎖交する総磁束ψｍＵ、ψｍＶ、ψｍＷは、次の式（９）と式（１０）によって表わされる。 The total magnetic fluxes ψ mU , ψ mV , ψ mW interlinked with the teeth surface of each phase by the permanent magnet are expressed by the following equations (9) and (10).
ここで、式（９）及び式（１０）中の磁束ψは、次式（１１）によって表わされる。 Here, the magnetic flux ψ in the equations (9) and (10) is expressed by the following equation (11).
ここで、√（２／３）は、２相/３相の絶対変換での係数である。Ｎは、１ティースのターン数を示す。 Here, √ (2/3) is a coefficient in the absolute conversion of 2 phase / 3 phase. N indicates the number of turns of one tooth.
そして、永久磁石による磁束分布をＢｒｍｊ＝ψｍｊ／Ｓｊとして近似する。 Then, the magnetic flux distribution by the permanent magnet is approximated as B rmj = ψ mj / S j .
ただし、ｊは、ティースのＵ相、Ｖ相又はＷ相を示す。Ｂｒｍｊは、永久磁石によるｊ相のティース表面の磁束密度を示す。ψｍｊは、j相に鎖交する磁石磁束を示す。Ｓｊは、ｊ相ティースの鎖交磁束面積を示す。 However, j shows the U phase, V phase, or W phase of teeth. B rmj represents the magnetic flux density on the surface of the j-phase teeth by a permanent magnet. ψ mj indicates a magnetic flux interlinking with the j phase. Sj represents the flux linkage area of the j-phase teeth.
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）では、ＳＵ＝Ｓ、ＳＶ＝γＳ、ＳＷ＝γＳとなり、これを用いた磁束密度の近似結果（approximate model）が実線で示されている。 2A and 2B, S U = S, S V = γS, and S W = γS. An approximation result (approximate model) of magnetic flux density using these is shown by a solid line.
次に、ｄ軸電流によって生じる磁束分布の近似モデルについて説明する。 Next, an approximate model of the magnetic flux distribution generated by the d-axis current will be described.
図３は、電磁界解析によるｄ軸電流の磁束密度を示す図である。図３（Ａ）は、ｄ軸電流によって各相のティースに発生する磁束を示す図である。図３（Ｂ）は、各相の半径方向成分の磁束密度Ｂｒを示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing the magnetic flux density of the d-axis current by electromagnetic field analysis. FIG. 3A is a diagram illustrating a magnetic flux generated in the teeth of each phase by the d-axis current. 3 (B) is a diagram showing the magnetic flux density B r in the radial direction component of each phase.
図３（Ａ）では、線形独立の仮定の下、ｉｄ＝１[Ａ]における磁束密度から、磁石磁束により生じる磁束密度を除いた磁束密度を、電流により生じる磁束密度とする。 In FIG. 3A, under the assumption of linear independence, the magnetic flux density obtained by removing the magnetic flux density generated by the magnet magnetic flux from the magnetic flux density at i d = 1 [A] is defined as the magnetic flux density generated by the current.
図３（Ｂ）に示すように、ティース表面では、Ｕ相ティース１５２の磁束分布はほぼ均一である。Ｗ相ティース１５１とＶ相ティース１５３の磁束分布は、いずれもＵ相ティース側に磁束密度が集中している。簡略化のため、Ｖ相、Ｗ相においても磁束分布が均一に分布すると仮定して、ｄ軸電流による磁束分布を近似する。
As shown in FIG. 3B, the magnetic flux distribution of the
このため、ｄ軸電流によるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の総磁束ψｉＵ、ψｉＶ、ψｉＷは、次の式（１２）と式（１３）によって表わされる。 Therefore, the total magnetic fluxes ψ iU, ψ iV, ψ iW of the U-phase, V-phase, and W-phase due to the d-axis current are expressed by the following equations (12) and (13).
ここで、式（１２）及び式（１３）中のｌｄは、次式（１４）で表わされる。 Here, l d in the formula (12) and Formula (13) is represented by the following equation (14).
次に、磁束分布の近似により求められるラジアル力の近似式について説明する。 Next, an approximate expression of the radial force obtained by approximating the magnetic flux distribution will be described.
まず、Ｕ相ティースに発生するラジアル力の近似式について説明する。 First, an approximate expression of the radial force generated in the U-phase teeth will be described.
Ｕ相ティース表面の磁束密度分布Ｂｒ（φｍ）は、式（９）と式（１２）の結果より、次式（１５）で近似できる。 The magnetic flux density distribution B r (φ m ) on the U-phase teeth surface can be approximated by the following equation (15) from the results of the equations (9) and (12).
また、Ｕ相ティース表面のマクスウェル応力ｆｒ（φｍ）は、式（５）の結果より、次式（１６）で近似できる。 Further, the Maxwell stress f r (φ m ) on the surface of the U-phase tooth can be approximated by the following equation (16) from the result of the equation (5).
したがって、Ｕ相ティースに働くラジアル力ＦｒＵは、次式（１７）によって表わされる。 Therefore, the radial force F rU acting on the U-phase teeth is expressed by the following equation (17).
このように、Ｕ相に働くラジアル力の近似式（１７）が得られる。 Thus, the approximate expression (17) of the radial force acting on the U phase is obtained.
次にＶ相又はＷ相ティース表面に発生するラジアル力の近似式について説明する。 Next, an approximate expression of the radial force generated on the V-phase or W-phase tooth surface will be described.
Ｖ相又はＷ相のティース表面の磁束分布は、永久磁石による磁束分布が不均一であるため、ティース表面の領域を分けて求める。 The magnetic flux distribution on the V-phase or W-phase tooth surface is obtained by dividing the region of the tooth surface because the magnetic flux distribution by the permanent magnet is not uniform.
図４は、Ｖ相、Ｗ相ティースに発生する磁束分布を示す観念図である。 FIG. 4 is a conceptual diagram showing the distribution of magnetic flux generated in the V-phase and W-phase teeth.
図４（Ａ）は、ひとつのティース表面において、永久磁石による磁束が鎖交する領域γＳと、電流による磁束が鎖交する領域Ｓと、を別々に示した図である。ここでは、Ｂｒｉ（φｍ）は、負のｄ軸電流における方向で表している。 FIG. 4A is a diagram separately showing a region γS where the magnetic flux due to the permanent magnet is linked and a region S where the magnetic flux due to the current is linked on one tooth surface. Here, B ri (φ m ) is represented by the direction in the negative d-axis current.
図４（Ａ）の下矢印は、永久磁石によって発生する総磁束（０．５×ψ）を示している。一方、上矢印は、ｄ軸成分のインダクタンスｌｄのコイルにｄ軸電流ｉｄを流すことによって発生する磁束（−０．５×ｌｄｉｄ）を示している。 The down arrow in FIG. 4A indicates the total magnetic flux (0.5 × ψ) generated by the permanent magnet. On the other hand, an up arrow indicates a magnetic flux (−0.5 × l d i d ) generated by flowing a d-axis current i d through a coil having an inductance l d of a d-axis component.
図４（Ｂ）は、永久磁石による総磁束とｄ軸電流による磁束とを足し合わせた磁束分布を示す図である。 FIG. 4B is a diagram showing a magnetic flux distribution obtained by adding the total magnetic flux by the permanent magnet and the magnetic flux by the d-axis current.
図４（Ｂ）において、領域γＳの磁束分布Ｂｒ（φｍ）は、次式（１８）によって表わされる。 In FIG. 4B, the magnetic flux distribution B r (φ m ) in the region γS is expressed by the following equation (18).
一方、ｄ軸電流による磁束のみが鎖交する領域（１−γ)Ｓの磁束分布Ｂ’ｒ（φｍ）は、次式（１９）によって表わされる。 On the other hand, the magnetic flux distribution B ′ r (φ m ) of the region (1-γ) S where only the magnetic flux due to the d-axis current is linked is expressed by the following equation (19).
したがって、Ｖ相、Ｗ相ティースに働くラジアル力ＦｒＶ、ＦｒＷは、次式（２０）によって表わされる。 Therefore, the radial forces F rV and F rW acting on the V-phase and W-phase teeth are expressed by the following equation (20).
このように、Ｖ相とＷ相に働くラジアル力の近似式（２０）が得られる。 Thus, the approximate expression (20) of the radial force acting on the V phase and the W phase is obtained.
次に、ラジアル力の２次成分を抑制するためのｄ軸電流の制御について説明する。 Next, control of the d-axis current for suppressing the secondary component of the radial force will be described.
２次ラジアル力の抑制のためのｄ軸電流の導出にあたり、電気角θeでの各相のラジアル力をＦｒＵ(θe)、ＦｒＶ(θe)、ＦｒＷ(θe)と定義する。 In deriving the d-axis current for suppressing the secondary radial force, the radial force of each phase at the electrical angle θ e is defined as F rU (θ e ), F rV (θ e ), and F rW (θ e ). To do.
一般に、振動するラジアル力を抑制するためには、ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくすればよい。Ｕ相ティースに働くラジアル力の最大値は、電気角が０、π[ｒａｄ]の時であり、式（１７）で導いたＦｒＵと等しい。 Generally, in order to suppress the vibrating radial force, the difference between the maximum value and the minimum value of the radial force may be reduced. The maximum value of the radial force acting on the U-phase teeth is when the electrical angle is 0 and π [rad], and is equal to F rU derived from the equation (17).
また、電気角が１／２π又は３／２π[ｒａｄ]の時にラジアル力は最小となる。しかしながら、これらの瞬間の磁束分布は、周方向の磁束密度が無視できず、鎖交面積係数を用いた近似では精度が悪い。 Further, the radial force is minimized when the electrical angle is 1 / 2π or 3 / 2π [rad]. However, the magnetic flux distribution at these moments cannot ignore the magnetic flux density in the circumferential direction, and the approximation using the interlinkage area coefficient is inaccurate.
そこで、電気角１／３π[ｒａｄ]のラジアル力に着目する。ＩＰＭＳＭが三相平衡であれば、ＦｒＵ(２／３π)＝ＦｒＶ（０）が成立する。Ｖ相のラジアル力ＦｒＶ（０）は、式（２０）において近似したラジアル力ＦｒＶである。さらにモーター構造の対称性により、電気角が１／３π、２／３π、４／３π、５／３π[ｒａｄ]において、ＦｒＵ（θｅ）は等しい。
Therefore, attention is focused on the radial force of
このため、次式（２１）が成り立つようにｄ軸電流をコイルに流すことで、２次ラジアル力を大幅に抑制することが可能となる。 For this reason, it is possible to significantly suppress the secondary radial force by flowing the d-axis current through the coil so that the following expression (21) is satisfied.
ＦｒＵ＝ＦｒＶの方程式とＦｒＵ＝ＦｒＷの方程式とを整理し、ｄ軸電流ｉｄについて解くと、以下のとおり、２次ラジアル力の抑制に必要なｄ軸電流値を導出する式（２２）が得られる。 Organize and equations F rU = F equations rV and F rU = F rW, and solving for d-axis current i d, as follows, equations to derive d-axis current value required for suppression of the secondary radial force (22) is obtained.
そこで、本発明では、式（２２）で算出されるｄ軸電流によって、モーターに生じるラジアル力、すなわち、半径方向の電磁加振力を抑制する。 Therefore, in the present invention, the radial force generated in the motor, that is, the radial electromagnetic excitation force is suppressed by the d-axis current calculated by the equation (22).
本発明の第１実施形態では、図１に示したモーター制御装置１００に、さらにｄ軸電流補正部２１０と切替器２１１とを加えている。
In the first embodiment of the present invention, a d-axis
ｄ軸電流補正部２１０は、式（２２）に基づいてｄ軸電流指令値ｉｄを算出する。すなわち、ｄ軸電流補正部２１０は、ティース表面Ｓのうち、永久磁石の磁束が通過する部分（鎖交磁束面積）の比率（鎖交磁束面積係数）γに基づいて、ｄ軸電流指令値を補正する。
d-axis
本実施形態では、ｄ軸電流補正部２１０には、鎖交磁束面積係数γと、ティースに巻き付けられたコイルのｄ軸インダクタンスｌｄと、ティースを通過する永久磁石の磁束ψと、が入力される。
In the present embodiment, the d-axis
そしてｄ軸電流補正部２１０は、「１」から鎖交磁束面積係数γを減算し、減算した値（１−γ）を３γで除算する。さらにｄ軸電流補正部２１０は、除算した値（（１−γ）／３γ）の平方根の値を算出し、算出した平方根の値を「−１」に加算、又は、「−１」から減算してｄ軸電流係数を算出する。
Then, the d-axis
ｄ軸電流補正部２１０は、ｄ軸電流係数を算出すると、ｄ軸インダクタンスｌｄに対する永久磁石の磁束ψの比率（ψ／ｌｄ）にｄ軸電流係数を乗算して、ｄ軸電流指令値を算出する。
When the d-axis
例えば、鎖交磁束面積係数γが０．５であり、ｄ軸インダクタンスｌｄが５３．１［μＨ］であり、磁束ψが３．６５［ｍＷｂ］である場合には、ｄ軸電流補正部２１０は、−２９［Ａ］のｄ軸電流指令値を算出する。このｄ軸電流指令値の絶対値は、ベクトル電流指令部１１０から出力される値（例えば−５［Ａ］）よりも大きい。
For example, when the interlinkage magnetic flux area coefficient γ is 0.5, the d-axis inductance l d is 53.1 [μH], and the magnetic flux ψ is 3.65 [mWb], the d-axis
ｄ軸電流補正部２１０に入力される鎖交磁束面積係数γは、図２（Ａ）で示したように、ティースの形状（ツバを含む）、永久磁石の形状（例えば長さ）や、ティースに対する永久磁石の傾き等によって決まる。このため、これらのティースの形状等のパラメーターに基づいて、ｄ軸電流補正部２１０で鎖交磁束面積係数γを算出するようにしてもよい。
As shown in FIG. 2A, the interlinkage magnetic flux area coefficient γ input to the d-axis
ｄ軸電流補正部２１０は、鎖交磁束面積係数γに基づいてｄ軸電流指令値を算出すると、ｄ軸電流指令値を切替器２１１に出力する。
After calculating the d-axis current command value based on the flux linkage area coefficient γ, the d-axis
切替器２１１は、加速度センサーで検出した振動の大きさに応じて、モーター電流制御部１３０との接続を、ベクトル電流指令部１１０からｄ軸電流補正部２１０に切り替える。
The
本実施形態では、切替器２１１は、加速度センサー１６０からの振動検出信号が振動閾値を超えると、補正実行条件が成立していると判断し、ｄ軸電流補正部２１０とモーター電流制御部１３０との間を接続する。このため、ベクトル電流指令部１１０で算出したｄ軸電流指令値を補正した値として、ｄ軸電流補正部２１０からのｄ軸電流指令値（例えば、−２９［Ａ］）がモーター電流制御部１３０に入力される。
In the present embodiment, when the vibration detection signal from the
そしてモーター電流制御部１３０によって、モーター１５０のコイルに補正後のｄ軸電流が供給されるため、モーター１５０において半径方向の電磁加振力（ラジアル力）が抑制され、筺体の振動やその振動によって生じる音が低減される。
Then, since the corrected d-axis current is supplied to the coil of the
一方、切替器２１１は、加速度センサー１６０からの振動検出信号が振動閾値を超えないときは、ｄ軸電流指令線１２１とモーター電流制御部１３０との間を接続する。これにより、ベクトル電流指令部１１０からのｄ軸電流指令値（例えば、−５［Ａ］）がモーター電流制御部１３０に入力されるため、モーター電流制御部１３０によって、補正実行時よりも小さなｄ軸電流がコイルに流れる。
On the other hand, the
コイルに流れるｄ軸電流が小さいほど、モーターで消費される電力も小さくなって電力損失も小さくなる。このため、モーター１５０の振動が小さいときには、ベクトル電流指令部１１０からのｄ軸電流指令値に切り替えることで、モーター１５０の消費電力を抑制して効率よくモーター１５０を駆動することができる。
The smaller the d-axis current flowing through the coil, the smaller the power consumed by the motor and the smaller the power loss. For this reason, when the vibration of the
次に、ｄ軸電流指令値の補正によるラジアル力の変動について電磁界解析の結果を参照して説明する。 Next, the variation of the radial force due to the correction of the d-axis current command value will be described with reference to the result of electromagnetic field analysis.
図５は、近似モデルに基づくｄ軸電流の制御によるラジアル力の抑制効果を示す図である。図５（ａ）は、ｉｑ＝０［Ａ］（無負荷時）のときのＵ相ラジアル力の変化を示す図である。図５（ｂ）は、ｉｑ＝１０［Ａ］のときのＵ相ラジアル力の変化を示す。 FIG. 5 is a diagram showing the effect of suppressing the radial force by controlling the d-axis current based on the approximate model. FIG. 5A is a diagram showing a change in the U-phase radial force when i q = 0 [A] (no load). FIG. 5B shows a change in the U-phase radial force when i q = 10 [A].
図５（ａ）及び図５（ｂ）では、ｄ軸電流が−２９．１［Ａ］のときのラジアル力が実線で示され、ｄ軸電流が０［Ａ］のときのラジアル力が点線で示されている。 5 (a) and 5 (b), the radial force when the d-axis current is −29.1 [A] is indicated by a solid line, and the radial force when the d-axis current is 0 [A] is indicated by a dotted line. It is shown in
図５（ａ）に示すように、式（２２）に基づくｄ軸電流をモーターのコイルに流すことによって、モーターに生じるラジアル力の変動が抑制されている。また、図５（ｂ）に示すように、負荷があるとき（ｉｑ＝１０［Ａ］）においても、同様にラジアル力の変動が抑制されていることがわかる。 As shown in FIG. 5A, the fluctuation of the radial force generated in the motor is suppressed by flowing the d-axis current based on the equation (22) through the motor coil. Moreover, as shown in FIG.5 (b), when there exists load ( iq = 10 [A]), it turns out that the fluctuation | variation of radial force is suppressed similarly.
本発明の第１実施形態によれば、ベクトル電流指令部１１０が、モーター１５０の目標回転速度とトルク指令値とに基づいてｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とを演算する。また、ｄ軸電流補正部２１０が、モーター１５０のティース表面Ｓのうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率である鎖交磁束面積係数γに基づいてｄ軸電流指令値を補正する。
According to the first embodiment of the present invention, the vector
これにより、ｄ軸電流指令値が、式（２２）中の鎖交磁束面積係数γによって補正されるため、モーター１５０のコイルに補正後のｄ軸電流が流れるので、電磁加振力による振動を抑制することができる。このため、モーター筺体の円周方向に波打つような振動が抑えられ、共振による大きな振動を回避することができる。
As a result, the d-axis current command value is corrected by the interlinkage magnetic flux area coefficient γ in the equation (22), and thus the corrected d-axis current flows through the coil of the
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流補正部２１０は、ティースのｄ軸インダクタンス値ｌｄに対する永久磁石の磁束値ψの比率に基づいて、ｄ軸電流指令値を算出する。
Further, in the present embodiment, the d-axis
これにより、鎖交磁束面積係数γと、ｄ軸インダクタンスｌｄと、永久磁石の磁束値ψとを用いて式（２２）で求めた値にｄ軸電流指令値が補正されるので、図５（ａ）に示したように、ｄ軸方向に働くラジアル力をほぼ均一にすることができる。 As a result, the d-axis current command value is corrected to the value obtained by the equation (22) using the interlinkage magnetic flux area coefficient γ, the d-axis inductance l d, and the magnetic flux value ψ of the permanent magnet. As shown in (a), the radial force acting in the d-axis direction can be made substantially uniform.
また、本実施形態では、切替器２１１は、モーター１５０の振動が大きいときには、補正実行条件が成立していると判断し、ｄ軸電流指令値を補正する。
In the present embodiment, the
これにより、モーターの１５０の振動が大きいときに限り、ベクトル電流指令部１１０の指令値に比べて大きなｄ軸電流をコイルに流すことで、ラジアル力の振動を抑制することができる。一方、モーターの振動が小さいときには、大きなｄ軸電流がコイルに流れることがないので、モーター１５０の消費電力を抑制し、効率良くモーター１５０を駆動することができる。
Thereby, only when the vibration of the
本実施形態では切替器２１１が、加速度センサー１６０で検出した振動検出信号が振動閾値を超えたときに、ベクトル電流指令部１１０のｄ軸電流指令値に代えて、ｄ軸電流補正部２１０のｄ軸電流指令値を補正値として出力する。
In this embodiment, when the vibration detection signal detected by the
これにより、切替器２１１からは、モーター１５０に振動が生じているときに補正値が出力されるので、的確にモーター１５０の振動を抑止できる。さらに、モーター１５０が振動していないときに大きなｄ軸電流を流すことを防止できるので、モーター１５０で消費される無駄な電力を低減することができる。
Thereby, since the correction value is output from the
また、ｄ軸電流補正部２１０は、ティースの長さと、永久磁石の傾き及び長さと、フラッグスバリアの形状と、に基づいて鎖交磁束面積係数γを計算してもよい。これにより、電磁界解析を用いることなく、簡易に鎖交磁束面積係数γを求めることができるようになる。
Further, the d-axis
（第２実施形態）
図６は、本発明の第２実施形態におけるベクトル電流指令部を示す構成図である。
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a vector current command unit in the second embodiment of the present invention.
ベクトル電流指令部３１０は、図１に示したベクトル電流指令部１１０と同様、ｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値を算出する。ベクトル電流指令部３１０は、トルク指令値と目標回転速度とに基づいて、ｄ軸電流指令値を補正する。
The vector
ベクトル電流指令部３１０は、切替情報保持部３１１と、補正実行判断部３１２と、セレクター３１３と、ベクトル制御情報保持部３１４と、ベクトル補正情報保持部３１５と、電流指令値算出部３１６と、を備える。
The vector
切替情報保持部３１１は、ｄ軸電流指令値を補正するか否かを判断するための切替情報を保持する。切替情報には、ｄ軸電流の補正を実行する運転領域（以下、「補正運転領域」と称する）が規定されている。本実施形態では、切替情報には、トルク指令値と目標回転速度とで特定される補正運転領域が規定されている。
The switching
補正運転領域は、例えば、モーター１５０に生じる２次又は６次のラジアル成分が大きくなる運転領域であり、実験データーに基づいて決定される。なお、目標回転速度のみによって補正運転領域を規定してもよい。
The corrected operation region is, for example, an operation region in which a secondary or sixth-order radial component generated in the
補正実行判断部３１２は、トルク指令信号線１０１からのトルク指令値と、回転速度信号線１０２からの目標回転速度とが入力されると、切替情報保持部３１１を参照して、ｄ軸電流指令値を補正するか否かを判断する。また、補正実行判断部３１２は、トルク指令値と目標回転速度とを電流指令値算出部３１６にそれぞれ出力する。
When the torque command value from the torque
補正実行判断部３１２は、モーターのトルク指令値と目標回転速度とで特定される運転点が、切替情報の補正運転領域にあるか否かを判断する。補正実行判断部３１２は、モーターの運転点が補正運転領域にあるときは、ベクトル補正情報保持部３１５に設定する制御信号をセレクター３１３に出力する。
The correction
一方、補正実行判断部３１２は、モーターの運転点が補正運転領域にないときは、補正実行条件が成立していないと判断し、ベクトル制御情報保持部３１４に設定する制御信号をセレクター３１３に出力する。
On the other hand, the correction
ベクトル制御情報保持部３１４は、図１で述べたトルクマップ、すなわちベクトル制御において一般に使用されるベクトル制御情報を保持する。
The vector control
ベクトル補正情報保持部３１５は、２次又は６次のラジアル力を抑制するためのｄ軸電流指令値が含まれるベクトル補正情報を保持する。ベクトル補正情報には、式（２２）に基づいて定められたｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とが、モーターの運転点ごとに互いに対応付けられている。
The vector correction
具体的には、モーター１５０の半径方向に生じる振動の発生周波数は、モーターの仕様によって決まるため、ベクトル補正情報保持部３１５には、モーター１５０によって定まる発生周波数に応じたｄ軸電流指令値が記録される。
Specifically, since the generation frequency of the vibration generated in the radial direction of the
なお、式（２２）は、理想的な状態を想定して近似された近似式であるため、トルクの変動に応じて誤差が生じる。このため、ベクトル補正情報保持部３１５には、式（２２）中の鎖交磁束面積係数γに基づいて修正されたｄ軸電流指令値がモーターの運転点又はｄ軸電流指令値ごとに保持されている。あるいは、ベクトル補正情報には、電磁界解析や実験データーで運転点ごとに求められたｄ軸電流指令値が用いられてもよい。
Since equation (22) is an approximate equation approximated assuming an ideal state, an error occurs according to torque fluctuation. Therefore, the vector correction
セレクター３１３は、補正実行判断部３１２からの制御信号に従って、ベクトル制御情報保持部３１４又はベクトル補正情報保持部３１５に保持された情報を電流指令値算出部３１６に出力する。
The
電流指令値算出部３１６は、補正実行判断部３１２からのトルク指令値と目標回転速度とに基づいて、ベクトル制御情報保持部３１４又はベクトル補正情報保持部３１５のいずれかを参照し、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを演算する。
The current command
例えば、電流指令値算出部３１６は、トルク指令値と目標回転速度とで特定されるモーターの運転点が補正運転領域内にあるときは、ベクトル補正情報に対応付けられたｑ軸電流指令値と、式（２２）に基づくｄ軸電流指令値とを取得する。すなわち、電流指令値算出部３１６は、ベクトル補正情報保持部３１５を参照することで、モーター１５０の振動の発生周波数に応じてｄ軸電流指令値を補正する。
For example, when the operating point of the motor specified by the torque command value and the target rotational speed is within the correction operation region, the current command
一方、電流指令値算出部３１６は、モーターの運転点が補正運転領域内にないときは、ベクトル制御情報に対応付けられた、通常のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を出力する。
On the other hand, the current command
このように、電流指令値算出部３１６は、補正実行判断部３１２によってモーター１５０が補正運転領域にあると判断されたときは、セレクター３１３からベクトル補正情報が出力されるので、式（２２）に基づくｄ軸電流指令値を算力することができる。このため、ベクトル電流指令部３１０は、モーター１５０の運転状態に応じてｄ軸電流指令値を補正することができる。
As described above, when the correction
なお、補正実行判断部３１２に、加速度センサー１６０からの振動検出信号がフィードバックされる構成にしてもよい。この場合、補正実行判断部３１２は、振動検出信号が振動閾値を超えたときは、モーターの運転点が補正運転領域外のときでも、セレクター３１３をベクトル補正情報保持部３１５に設定する。これにより、モーター１５０の振動をより確実に低減することができる。
Note that the vibration detection signal from the
次に、ベクトル電流指令部３１０の動作について説明する。
Next, the operation of the vector
図７は、ｄ軸電流指令値の補正方法を示すフローチャートである。 FIG. 7 is a flowchart showing a method for correcting the d-axis current command value.
まず、ステップＳ９１１において補正実行判断部３１２は、トルク指令信号線１０１からトルク指令値を取得すると共に、回転速度信号線１０２から目標回転速度を取得する。
First, in step S <b> 911, the correction
ステップＳ９１２において補正実行判断部３１２は、切替情報保持部３１１を参照して、トルク指令値と目標回転速度とで特定されるモーター運転点が補正運転領域内か否かを判断する。
In step S912, the correction
ステップＳ９１３において補正実行判断部３１２は、モーター運転点が補正運転域内のときは、セレクター３１３をベクトル補正情報保持部３１５に設定する。これにより、電流指令値算出部３１６は、セレクター３１３を介してベクトル補正情報保持部３１５を参照する。
In step S913, the correction
一方、ステップＳ９１５において補正実行判断部３１２は、モーター運転点が補正運転領域外のときは、セレクター３１３をベクトル補正情報保持部３１５に設定する。これにより、電流指令値算出部３１６は、セレクター３１３を介してベクトル制御情報保持部３１４を参照する。
On the other hand, in step S915, the correction
次にステップＳ９１４において、電流指令値算出部３１６は、ベクトル制御情報保持部３１４を参照するときは、通常のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値をモーター電流制御部１３０に出力する。また、電流指令値算出部３１６は、ベクトル補正情報保持部３１５を参照するときは、ｑ軸電流指令値と、式（２２）に基づくｄ軸電流指令値を出力する。
In step S <b> 914, the current command
第２実施形態によれば、補正実行判断部３１２は、切替情報保持部３１１を参照し、目標回転速度とトルク指令値とで特定される運転点が、補正運転領域にあるときは、補正実行条件が成立していると判断する。この場合には、電流指令値算出部３１６は、ベクトル補正情報を用いてｄ軸指令電流値を補正する。
According to the second embodiment, the correction
したがって、ベクトル電流指令部３１０は、モーター１５０の運転状態に応じてｄ軸電流指令値を補正することができる。このため、第１実施形態と同様、モーター１５０の電力利用効率の低下を低減しつつ、モーター１５０の振動を抑制することができる。また、第１実施形態と異なり、モーター１５０で振動が発生する前にラジアル力を抑制することができる。さらにｄ軸電流補正部２１０、切替器２１１及び加速度センサー１６０を設ける必要がないので、簡易な構成でモーター制御装置を実現することができる。
Therefore, the vector
また、本実施形態では、ベクトル補正情報保持部３１５には、鎖交磁束面積係数γに基づいて定められたｄ軸電流指令値、又は、電磁界解析で求められたｄ軸電流指令値をモーターの運転点ごとに記憶される。
In the present embodiment, the vector correction
このため、電流指令値算出部３１６は、ベクトル補正情報保持部３１５を参照し、近似式（２２）に基づいて運転点ごとに補正したｄ軸電流指令値を、モーター電流制御部１３０に出力する。これにより、近似式（２２）の誤差に伴うモーターの振動を抑制することができる。
Therefore, the current command
また、ベクトル補正情報保持部３１５には、モーターの仕様によって定まる半径方向の振動の発生周波数に適したベクトル補正情報が記録される。このため、電流指令値算出部３１６は、ベクトル補正情報保持部３１５を参照することで、振動の発生周波数に応じた値にｄ軸電流指令値を補正することができる。したがって、モーター１５０のコイルにｄ軸電流を流し過ぎることがないので、モーター１５０の電力損失を抑制することができる。
The vector correction
（第３実施形態）
図８は、本発明の第３実施形態におけるモーター制御装置を示す構成図である。
(Third embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a motor control device according to the third embodiment of the present invention.
モーター制御装置４００は、図１で示したモーター制御装置のｄ軸電流補正部２１０と切替器２１１に代えて、ｄ軸電流補正部４１０と演算器４１１を備えている。なお、他の構成は、モーター制御装置１００と同じであるため、同一符号を付してここでの説明を省略する。
The
ｄ軸電流補正部４１０には、加速度センサー１６０から振動検出信号がフィードバックされる。ｄ軸電流補正部４１０は、フィードバックされる振動検出信号に応じてｄ軸電流指令値を増減させる。
A vibration detection signal is fed back from the
ｄ軸電流補正部４１０は、例えば、式（２２）で求めた値（−２９［Ａ］）を上限値として設定された増幅器を備える。ｄ軸電流補正部４１０は、振動検出信号に応じてｄ軸電流指令値の補正係数（利得）を調整する。ｄ軸電流補正部４１０は、振動検出信号の信号レベルが高くなるほど、補正係数を式（２２）で求めたｄ軸電流指令値に近づける。一方、ｄ軸電流補正部４１０は、振動検出信号が低くなるほど、ベクトル電流指令部１１０で算出されたｄ軸電流指令値（例えば、−５［Ａ］）に補正係数を近づける。
The d-axis
ｄ軸電流補正部４１０は、振動検出信号の信号レベルに応じて調整された補正係数をｄ軸電流指令値として演算器４１１に出力する。
The d-axis
演算器４１１は、ベクトル電流指令部１１０からのｄ軸電流指令値に、ｄ軸電流補正部４１０からの補正係数を加算する。演算器４１１は、加算されたｄ軸電流指令値をモーター電流制御部１３０に出力する。すなわち、演算器４１１は、振動検出信号と鎖交磁束面積係数γとに基づいて補正されたｄ軸電流指令値をモーター電流制御部１３０に出力する。
The
本発明の第３実施形態によれば、ｄ軸電流補正部４１０は、振動検出信号の大きさに応じてｄ軸電流指令値を増減させる。
According to the third embodiment of the present invention, the d-axis
モーター１５０のコイルに供給されるｄ軸電流は、ベクトル電流指令部１１０で算出された値（例えば−５［Ａ］）から、式（２２）で求めた値（例えば−２９［Ａ］）に近くなるほど、ラジアル力に起因する振動は低減される。
The d-axis current supplied to the coil of the
このため、モーター１５０の振動の大きさに応じてｄ軸電流指令値を調整することで、他の実施形態よりもモーター１５０の振動に伴うｄ軸電流の過剰な供給を低減することが可能となる。したがって、モーターのラジアル力の抑制と運転の効率化とを両立することができる。
For this reason, by adjusting the d-axis current command value according to the magnitude of the vibration of the
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。 The embodiment of the present invention has been described above. However, the above embodiment only shows a part of application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configuration of the above embodiment. Absent.
例えば、本発明は、埋込型磁石同期モーター以外の電動モーターにも適用することができる。本実施形態ではモーター１５０としてＩＰＭＳＭが用いられたが、ＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）が用いられても、同様の効果を得ることができる。
For example, the present invention can be applied to an electric motor other than an embedded magnet synchronous motor. In the present embodiment, IPMSM is used as the
なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。 In addition, the said embodiment can be combined suitably.
１００、４００ モーター制御装置
１１０ ベクトル電流指令部
１３０ モーター電流制御部
１４０ インバーター
１５０ モーター
１５１ 加速度センサー
２１０、４１０ ｄ軸電流補正部（補正部）
２１１ 切替器
３１０ ベクトル電流指令部（補正部）
４１１ 演算器
100, 400
211
411 arithmetic unit
Claims (9)
モーターの目標回転速度とトルク指令値とに基づいてｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値を演算する演算部と、
永久磁石がティースに対向する位置にある場合における他相のティース表面のうち当該永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づいて、前記ｄ軸電流指令値を補正する補正部と、
を含むモーター制御装置。 A motor control device that controls a current supplied to a coil wound around each phase of a permanent magnet synchronous motor using a q-axis current command value and a d-axis current command value based on vector control,
A calculation unit for calculating a q-axis current command value and a d-axis current command value based on the target rotational speed of the motor and the torque command value;
A correction unit based on the ratio of the portion where the magnetic flux of the permanent magnet passes out of the tooth surface of the other phase, to correct the d-axis current command value in the case where a position the permanent magnet is opposed to the teeth,
Including motor control device.
前記補正部は、前記ティースのｄ軸インダクタンス値に対する前記永久磁石の磁束値の比率に基づいて、ｄ軸電流指令値を算出する、
モーター制御装置。 The motor control device according to claim 1,
The correction unit calculates a d-axis current command value based on a ratio of a magnetic flux value of the permanent magnet to a d-axis inductance value of the teeth.
Motor control device.
前記補正部は、補正実行条件が成立しているときにｄ軸電流指令値を補正する、
モーター制御装置。 In the motor control device according to claim 1 or 2,
The correction unit corrects the d-axis current command value when the correction execution condition is satisfied,
Motor control device.
前記永久磁石同期モーターに生じる振動を検出する検出部をさらに含み、
前記補正部は、前記検出部で検出した振動の大きさが閾値を超えたときは、補正実行条件が成立していると判断する、
モーター制御装置。 The motor control device according to claim 3,
A detection unit for detecting vibration generated in the permanent magnet synchronous motor;
The correction unit determines that the correction execution condition is satisfied when the magnitude of vibration detected by the detection unit exceeds a threshold;
Motor control device.
前記補正部は、前記検出部で検出した振動の大きさに応じてｄ軸電流指令値を増減させる、
モーター制御装置。 The motor control device according to claim 4, wherein
The correction unit increases or decreases the d-axis current command value according to the magnitude of vibration detected by the detection unit.
Motor control device.
前記補正部は、モーターの目標回転速度とトルク指令値とで特定される運転点が所定の運転領域にあるときは、補正実行条件が成立していると判断する、
モーター制御装置。 In the motor control device according to claim 3 or claim 4,
The correction unit determines that the correction execution condition is satisfied when the operation point specified by the target rotation speed of the motor and the torque command value is in a predetermined operation region.
Motor control device.
前記補正部は、ティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づいて定められたｄ軸電流指令値、又は、電磁界解析で求められたｄ軸電流指令値をモーターの運転点ごとに保持する保持部を含む、
モーター制御装置。 The motor control device according to claim 6,
The correction unit uses a d-axis current command value determined based on a ratio of a portion of the tooth surface through which the magnetic flux of the permanent magnet passes or a d-axis current command value obtained by electromagnetic field analysis as an operating point of the motor. Including a holding part to hold each,
Motor control device.
前記補正部は、モーターに生じる振動の周波数に応じてｄ軸電流指令値を補正する、
モーター制御装置。 In the motor control device according to claim 6 or 7,
The correction unit corrects the d-axis current command value according to the frequency of vibration generated in the motor.
Motor control device.
前記ティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率は、ティースの長さと、永久磁石の傾き及び長さと、フラッグスバリアの形状と、に基づいて計算される、
モーター制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 8,
The ratio of the portion of the tooth surface through which the magnetic flux of the permanent magnet passes is calculated based on the length of the tooth, the inclination and length of the permanent magnet, and the shape of the flags barrier.
Motor control device.
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