JP6029065B2 - Receiver - Google Patents
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Description
本発明は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置に関する。 The present invention relates to a receiving apparatus that receives a radio frequency (RF) signal.
従来の一般的な受信装置は、例えば図７に示すように、信号周波数よりも高い周波数でサンプリングを行って受信処理信号を得るよう構成されている。図７に示す一般的な受信装置では、まず、アンテナで受信した信号（１のグラフ参照）に、信号の周波数を中心とする通過帯域を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）をかける（２のグラフ参照）。次に、低雑音増幅器ＧＬＮＡで信号を増幅させ（３のグラフ参照）、周波数変換器（ミキサ）Ｘでダウンコンバートして、信号の中心周波数ｆｃで信号を折り返す（４のグラフ参照）。このとき、アンテナでの受信時にひろったノイズＮｉｎも信号と一緒に増幅され、ＧＬＮＡおよびミキサＸによるノイズＮＬＭも、信号およびＮｉｎと一緒に折り返される。次に、折り返した信号に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ；Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）をかけ（５のグラフ参照）、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路によりサンプリング周波数ｆｓｃでサンプリングを行う（６のグラフ参照）。このとき、信号にＳ／Ｈ回路によるノイズＮＳＨが上乗せされる。サンプリングした信号をアナログ／デジタル変換し、そのデジタル信号に対して、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）でフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる（７のグラフ参照）。このときの受信処理信号のＳＮ比は、図７中の（１）式で表される。 For example, as shown in FIG. 7, a conventional general receiving apparatus is configured to obtain a reception processing signal by performing sampling at a frequency higher than the signal frequency. In the general receiving apparatus shown in FIG. 7, first, a band-pass filter (BPF; Band-Pass Filter) having a pass band centered on the frequency of the signal is applied to the signal (see graph 1) received by the antenna. (See graph 2). Next, the signal is amplified by the low noise amplifier GLNA (see the graph of 3), down-converted by the frequency converter (mixer) X, and the signal is folded at the center frequency fc of the signal (see the graph of 4). At this time, the noise N in which is spread at the time of reception by the antenna is also amplified together with the signal, and the noise N LM by the GLNA and the mixer X is also folded together with the signal and N in . Next, a low-pass filter (LPF; Low-Pass Filter) is applied to the folded signal (see the graph of 5), and sampling is performed at the sampling frequency fsc by the sample hold (S / H) circuit (see the graph of 6). At this time, noise N SH by the S / H circuit is added to the signal. A sampled signal is converted from analog to digital, and the digital signal is subjected to filter processing by a digital signal processor (DSP) to obtain a reception processing signal (see graph 7). The SN ratio of the reception processing signal at this time is expressed by the expression (1) in FIG.
しかし、高周波（ＲＦ；Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を利用する無線通信等では、図７に示すような一般的な受信装置では、サンプリング周波数ｆｓｃが大きいため、消費電力が大きくなるという問題があった。この問題を解決するため、従来、無線通信等では、アンダーサンプリングを利用して受信を行うことが行われている（例えば、特許文献１または非特許文献１参照）。例えば、非特許文献１に記載の方法では、受信したＲＦ信号を直接、アンダーサンプリングにより中間周波数（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換している。ここで、アンダーサンプリングとは、高周波の信号を低いサンプリング周波数ｆｓでサンプリングする方法であり、エリアシングにより、ｆｓ／２より高い周波数の信号がｆｓ／２以下に折り返されて混信となることを利用したものである。 However, in wireless communication using a radio frequency (RF) signal, a general receiver as shown in FIG. 7 has a problem that power consumption increases because the sampling frequency fsc is large. In order to solve this problem, conventionally, in wireless communication or the like, reception is performed using undersampling (see, for example, Patent Document 1 or Non-Patent Document 1). For example, in the method described in Non-Patent Document 1, a received RF signal is directly converted into an intermediate frequency (IF) signal by undersampling. Here, undersampling is a method of sampling a high-frequency signal at a low sampling frequency fs, and uses that a signal having a frequency higher than fs / 2 is folded back to fs / 2 or less due to aliasing to cause interference. It is a thing.
非特許文献１や特許文献１に記載のようなアンダーサンプリングを利用した受信装置では、サンプリング周波数を小さくして、消費電力を抑制することができるが、さらに低速で低消費電力の受信装置の開発が期待されている。 In a receiver using undersampling as described in Non-Patent Document 1 and Patent Document 1, it is possible to reduce power consumption by reducing the sampling frequency, but development of a receiver with lower speed and lower power consumption. Is expected.
本発明は、このような課題に着目してなされたもので、より低速で低消費電力である受信装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made paying attention to such problems, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus that is slower and consumes less power.
上記目的を達成するために、本発明に係る受信装置は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、周波数ｆＩＦのデジタル中間周波数（ＩＦ）信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
２ｆＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆＩＦ＋ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a receiving apparatus according to the present invention is a receiving apparatus that receives a radio frequency (RF) signal, and performs a band pass that performs band limitation on the received high frequency signal in a predetermined frequency band. A filter, and an analog / digital converter that converts the band-limited signal by the band-pass filter into a digital intermediate frequency (IF) signal having a frequency f IF by performing undersampling at a sampling frequency fs, Sampling frequency fs is RFBW as the frequency bandwidth of the high-frequency signal, and BPFBW as the frequency bandwidth of the bandpass filter.
2f IF + (RFBW + BPFBW) / 2 ≦ fs <2f IF + BPFBW
(Where RFBW <BPFBW)
It has the relationship which becomes.
また、本発明に係る受信装置は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、デジタルベースバンド信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していてもよい。
The receiving apparatus according to the present invention is a receiving apparatus that receives a radio frequency (RF) signal, and a band pass filter that limits a band in a predetermined frequency band with respect to the received high frequency signal, and the band pass An analog / digital converter that performs undersampling on the signal band-limited by the filter at a sampling frequency fs to convert it to a digital baseband signal, and the sampling frequency fs is a frequency bandwidth of the high-frequency signal. When the frequency bandwidth of the RFBW and the bandpass filter is BPFBW,
(RFBW + BPFFBW) / 2 ≦ fs <BPFBW
(Where RFBW <BPFBW)
It may have the relationship which becomes.
本発明に係る受信装置は、アンダーサンプリングを用いた、以下に示す原理に基づいて構成されている。まず、図１に示す受信装置を考える。この場合、アンテナで受信した信号（１のグラフ参照）に、信号の周波数を中心とする通過帯域を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）をかける（２のグラフ参照）。次に、低雑音増幅器ＧＬＮＡで信号を増幅させ（３のグラフ参照）、もう一度、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）をかける（４のグラフ参照）。このとき、アンテナでの受信時にひろったノイズＮｉｎも信号と一緒に増幅され、ＧＬＮＡによるノイズＮＬＮＡが上乗せされるが、ミキサＸによるノイズは発生しない。次に、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路によりサンプリング周波数ｆｓｕでアンダーサンプリングを行う。このとき、信号の中心周波数ｆｃ＝Ｎ×ｆｓｕ（Ｎは整数）である。また、サンプリング前には、信号にＳ／Ｈ回路によるノイズＮＳＨが上乗せされる（５のグラフ参照）が、アンダーサンプリングにより信号が折り返されるため、サンプリング後は折り返しの個数Ｋｕ＝２（Ｎ＋１）に対応したノイズＫｕ×ＮＳＨが上乗せされる（６のグラフ参照）。サンプリングした信号をアナログ／デジタル変換し、そのデジタル信号に対して、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）でフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる（７のグラフ参照）。このときの受信処理信号のＳＮ比は、図１中の（２）式で表される。 The receiving apparatus according to the present invention is configured based on the following principle using undersampling. First, consider the receiving apparatus shown in FIG. In this case, a band pass filter (BPF) having a pass band centered on the frequency of the signal is applied to the signal received by the antenna (see the graph of 1) (see the graph of 2). Next, the signal is amplified by the low noise amplifier GLNA (see the graph of 3), and the band pass filter (BPF) is applied again (see the graph of 4). At this time, the noise N in the picked up during reception of the antenna is also amplified along with the signal, the noise N LNA by G LNA is plus, the noise by the mixer X does not occur. Next, undersampling is performed at a sampling frequency fsu by a sample hold (S / H) circuit. At this time, the center frequency of the signal is fc = N × fsu (N is an integer). Further, before sampling, noise N SH due to the S / H circuit is added to the signal (refer to the graph of 5). However, since the signal is folded by undersampling, the number of folds Ku = 2 (N + 1) after sampling. The noise Ku × N SH corresponding to is added (see graph 6). The sampled signal is converted from analog to digital, and the digital signal is subjected to filter processing by a digital signal processor (DSP) to obtain a reception processing signal (see graph 7). The S / N ratio of the reception processing signal at this time is expressed by equation (2) in FIG.
図１に示す受信装置では、ベースバンド信号に変換する場合、一般的に、図２（ａ）に示すように、ノイズＮｉｎおよびＮＬＮＡが折り返されるのを防ぐよう、ｆｓｕ／２が、Ｓ／Ｈ回路前段のＢＰＦの周波数帯域幅（ＢＰＦＢＷ）の半分以上になるよう設定される。すなわち、
ｆｓｕ≧ＢＰＦＢＷ （３）
を満たすように設定される。この場合、図２（ａ）に示すように、この条件を満たすｆｓｕでサンプリングを行った後、ＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる。
In the receiving apparatus shown in FIG. 1, when converting to a baseband signal, generally, fsu / 2 is set to S in order to prevent noise N in and N LNA from being folded, as shown in FIG. / H circuit is set to be half or more of the frequency bandwidth (BPFBW) of the BPF in the previous stage. That is,
fsu ≧ BPFBW (3)
It is set to satisfy. In this case, as shown in FIG. 2A, after performing sampling with fsu satisfying this condition, a reception processing signal is obtained by performing filter processing with the DSP.
これに対して、本発明者等は、ノイズＮｉｎおよびＮＬＮＡが折り返されても、それが信号帯域にまで折り返されなければよいと考え、本発明に係る受信装置に至った。すなわち、本発明に係る受信装置では、図２（ｂ）に示すように、ノイズが信号帯域に折り返されるのを防ぐよう、サンプリング周波数ｆｓが設定される。すなわち、図２（ｂ）から、高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ （４）
を満たすように設定される。
On the other hand, the present inventors have considered that even if the noises N in and NLNA are folded back, they do not have to be folded back to the signal band, and have reached the receiving apparatus according to the present invention. That is, in the receiving apparatus according to the present invention, as shown in FIG. 2B, the sampling frequency fs is set so as to prevent noise from being folded back into the signal band. That is, from FIG. 2B, if the frequency bandwidth of the high frequency signal is RFBW,
(RFBW + BPFBW) / 2 ≦ fs (4)
It is set to satisfy.
ここで、ｆｓが（３）式のｆｓｕよりも小さい値のみをとるものとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ （５）
となる。図２（ｂ）に示すように、この条件を満たすｆｓでサンプリングを行った後、信号の部分を抽出するようＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、図２（ａ）とほぼ同じＳＮ比を有する受信処理信号が得られる。
Here, assuming that fs takes only a value smaller than fsu in equation (3),
(RFBW + BPFBW) / 2 ≦ fs <BPFBW (5)
It becomes. As shown in FIG. 2 (b), after sampling at fs that satisfies this condition, the DSP performs filtering so as to extract the signal portion, so that the signal-to-noise ratio is substantially the same as in FIG. 2 (a). A reception processing signal is obtained.
また、図１に示す受信装置では、ＩＦ信号に変換する場合、一般的に、図３（ａ）に示すように、ノイズＮｉｎおよびＮＬＮＡが折り返されるのを防ぐよう、ｆｓｕ／２が、ＩＦ信号の周波数ｆＩＦとＢＰＦＢＷの半分との和以上になるよう設定される。すなわち、
ｆｓｕ≧２ｆＩＦ＋ＢＰＦＢＷ （６）
ここで、ｆＩＦ≧ＢＰＦＢＷ／２
を満たすように設定される。この場合、図４（ａ）に示すように、この条件を満たすｆｓｕでサンプリングを行った後、ＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる。
In the receiving apparatus shown in FIG. 1, when converting to an IF signal, generally, as shown in FIG. 3A, fsu / 2 is set to prevent noise N in and N LNA from being folded. It is set to be equal to or higher than the sum of the frequency f IF of the IF signal and half of the BPFFBW. That is,
fsu ≧ 2f IF + BPFFBW (6)
Here, f IF ≧ BPFBW / 2
It is set to satisfy. In this case, as shown in FIG. 4A, after performing sampling with fsu satisfying this condition, a reception processing signal is obtained by performing filter processing with the DSP.
これに対して、本発明に係る受信装置では、ノイズＮｉｎおよびＮＬＮＡが折り返されても、それが信号帯域にまで折り返されなければよいため、図３（ｂ）に示すように、ノイズが信号帯域に折り返されるのを防ぐよう、サンプリング周波数ｆｓが設定される。すなわち、図３（ｂ）から、
２ｆＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ （７）
ここで、ｆＩＦ≧（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／４
を満たすように設定される。
On the other hand, in the receiving apparatus according to the present invention, even if the noises N in and N LNA are folded back, they do not have to be folded back to the signal band. Therefore, as shown in FIG. The sampling frequency fs is set so as to prevent the signal band from being folded back. That is, from FIG.
2f IF + (RFBW + BPFFBW) / 2 ≦ fs (7)
Here, f IF ≧ (RFBW + BPFBW) / 4
It is set to satisfy.
ここで、ｆｓが（６）式のｆｓｕよりも小さい値のみをとるものとすると、
２ｆＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆＩＦ＋ＢＰＦＢＷ （８）
ここで、ｆＩＦ≧（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／４
となる。図４（ｂ）に示すように、この条件を満たすｆｓでサンプリングを行った後、信号の部分を抽出するようＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、図４（ａ）とほぼ同じＳＮ比を有する受信処理信号が得られる。
Here, if fs takes only a value smaller than fsu in the equation (6),
2f IF + (RFBW + BPFBW) / 2 ≦ fs <2f IF + BPFFBW (8)
Here, f IF ≧ (RFBW + BPFBW) / 4
It becomes. As shown in FIG. 4 (b), after sampling at fs that satisfies this condition, the DSP performs filtering so as to extract the signal portion, so that the signal-to-noise ratio is substantially the same as in FIG. 4 (a). A reception processing signal is obtained.
このように、本発明に係る受信装置は、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示す受信装置と比べても、さらにサンプリング周波数が小さく、より低速で低消費電力である。また、衛星通信では、携帯電話と異なり、受信電力が小さく一定であるため、高い利得の低雑音増幅器（ＬＮＡ）が必要であるが、図１乃至図４に示すように、アンダーサンプリングでは、低雑音増幅器で増幅されたノイズや低雑音増幅器で発生するノイズによる影響が比較的小さい。このため、アンダーサンプリングを用いる本発明に係る受信装置は、衛星通信に適している。 Thus, the receiving apparatus according to the present invention has a smaller sampling frequency and a lower speed than the receiving apparatuses shown in FIGS. 1, 2 (a), 3 (a), and 4 (a). Low power consumption. In satellite communications, unlike mobile phones, the received power is small and constant, so a high gain low noise amplifier (LNA) is required. However, as shown in FIGS. The influence of noise amplified by the noise amplifier and noise generated by the low noise amplifier is relatively small. For this reason, the receiving apparatus according to the present invention using undersampling is suitable for satellite communication.
本発明に係る受信装置は、前記高周波信号を受信して増幅し、増幅後の前記高周波信号を前記帯域通過フィルタに送る低雑音増幅器（ＬＮＡ）を有し、前記アナログ／デジタル変換器は、前記帯域通過フィルタからの信号を２分配する２分配器と、前記２分配器からの一方の出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第１サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第１サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第１アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）と、前記２分配器からの他方の出力を、前記高周波信号の周波数で９０°位相変化させる移相器と、前記移相器からの出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第２サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第２サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第２アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）とを有することが好ましい。この場合、受信信号を、アナログベースバンド信号やアナログＩＦ信号に周波数変換せず、直接アンダーサンプリングすることができる。また、低速、低消費電力で、受信信号を精度良く復調させることができる。 The receiving apparatus according to the present invention includes a low noise amplifier (LNA) that receives and amplifies the high-frequency signal, and sends the amplified high-frequency signal to the band-pass filter, and the analog / digital converter includes the analog-to-digital converter, A two divider that divides the signal from the bandpass filter into two, a first sample hold (S / H) circuit that undersamples one of the outputs from the two dividers at the sampling frequency fs, and the first sample A first analog / digital conversion circuit (ADC) that converts an output from the hold circuit into a digital signal; a phase shifter that changes the other output from the two distributors by 90 ° at the frequency of the high-frequency signal; A second sample and hold (S / H) circuit that undersamples the output from the phase shifter at the sampling frequency fs; and the second sample The output from Rudo circuit preferably has a second analog / digital conversion circuit for converting a digital signal (ADC). In this case, the received signal can be directly undersampled without being frequency converted into an analog baseband signal or an analog IF signal. In addition, the received signal can be demodulated with high accuracy at low speed and with low power consumption.
本発明によれば、より低速で低消費電力である受信装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a receiving apparatus that is slower and consumes less power.
以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について説明する。
図５および図６は、本発明の実施の形態の受信装置を示している。
図５に示すように、受信装置１０は、高周波信号を受信する受信装置１０であって、第１帯域通過フィルタ（ＢＰＦ１）１１と低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２と第２帯域通過フィルタ（ＢＰＦ２）１３とアナログ／デジタル変換器１４とを有している。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
5 and 6 show the receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 5, the receiving device 10 is a receiving device 10 that receives a high-frequency signal, and includes a first bandpass filter (BPF1) 11, a low noise amplifier (LNA) 12, and a second bandpass filter (BPF2). 13 and an analog / digital converter 14.
第１帯域通過フィルタ１１は、受信する高周波信号の周波数を中心とする通過帯域を有している。第１帯域通過フィルタ１１は、受信した高周波信号（ＲＦ ｉｎｐｕｔ）に対して、その通過帯域により帯域制限を行うよう構成されている。低雑音増幅器１２は、第１帯域通過フィルタ１１から出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を第２帯域通過フィルタ１３に送るよう構成されている。第２帯域通過フィルタ１３は、受信する高周波信号の周波数を中心とする通過帯域を有している。第２帯域通過フィルタ１３は、低雑音増幅器１２からの高周波信号に対して、その通過帯域により再度、帯域制限を行うよう構成されている。 The first band pass filter 11 has a pass band centered on the frequency of the received high frequency signal. The first band pass filter 11 is configured to limit the band of the received high-frequency signal (RF input) by the pass band. The low noise amplifier 12 is configured to amplify the high frequency signal output from the first band pass filter 11 and send the amplified high frequency signal to the second band pass filter 13. The second band pass filter 13 has a pass band centered on the frequency of the received high frequency signal. The second band pass filter 13 is configured to perform band limitation on the high frequency signal from the low noise amplifier 12 again by the pass band.
アナログ／デジタル変換器１４は、２分配器２１と第１サンプルホールド回路（ＲＦ Ｓ／Ｈ）２２と第１アナログ／デジタル変換回路（低速ＡＤＣ）２３と移相器（９０°）２４と第２サンプルホールド回路（ＲＦ Ｓ／Ｈ）２５と第２アナログ／デジタル変換回路（低速ＡＤＣ）２６とクロックジェネレータ（Ｃｌｏｃｋ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）２７とを有している。２分配器２１は、第２帯域通過フィルタ１３からの信号を２分配するよう構成されている。第１サンプルホールド回路２２は、２分配器２１からの一方の出力を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングするよう構成されている。第１アナログ／デジタル変換回路２３は、第１サンプルホールド回路２２からの出力をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号（Ｉ）を出力（Ｏｕｔｐｕｔ）するよう構成されている。 The analog / digital converter 14 includes a two distributor 21, a first sample hold circuit (RF S / H) 22, a first analog / digital conversion circuit (low-speed ADC) 23, a phase shifter (90 °) 24, and a second. A sample hold circuit (RF S / H) 25, a second analog / digital conversion circuit (low speed ADC) 26, and a clock generator 27 are provided. The two distributors 21 are configured to distribute the signal from the second bandpass filter 13 into two. The first sample hold circuit 22 is configured to undersample one output from the two distributor 21 at the sampling frequency fs. The first analog / digital conversion circuit 23 is configured to convert the output from the first sample hold circuit 22 into a digital signal and output the digital signal (I).
移相器２４は、２分配器２１からの他方の出力を、受信した高周波信号の周波数で９０°位相変化させるよう構成されている。第２サンプルホールド回路２５は、移相器２４からの出力を、第１サンプルホールド回路２２と同じサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングするよう構成されている。第２アナログ／デジタル変換回路２６は、第２サンプルホールド回路２５からの出力をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号（Ｑ）を出力（Ｏｕｔｐｕｔ）するよう構成されている。クロックジェネレータ２７は、第１サンプルホールド回路２２と第２サンプルホールド回路２５と第１アナログ／デジタル変換回路２３と第２アナログ／デジタル変換回路２６とを同期させるよう、クロック信号を生成してこれらに送るよう構成されている。 The phase shifter 24 is configured to change the phase of the other output from the two distributor 21 by 90 ° at the frequency of the received high-frequency signal. The second sample hold circuit 25 is configured to undersample the output from the phase shifter 24 at the same sampling frequency fs as the first sample hold circuit 22. The second analog / digital conversion circuit 26 is configured to convert the output from the second sample and hold circuit 25 into a digital signal and output the digital signal (Q). The clock generator 27 generates a clock signal and synchronizes the first sample hold circuit 22, the second sample hold circuit 25, the first analog / digital conversion circuit 23, and the second analog / digital conversion circuit 26 with each other. Configured to send.
アナログ／デジタル変換器１４は、第２帯域通過フィルタ１３からの高周波信号を、デジタル中間周波数（ＩＦ）信号またはデジタルベースバンド信号に変換可能になっている。アナログ／デジタル変換器１４は、デジタルベースバンド信号に変換する場合、図２（ｂ）に示す原理に従って、（５）式の関係を満たすサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行うよう構成されている。また、周波数ｆＩＦのＩＦ信号に変換する場合、図３（ｂ）および図４（ｂ）に示す原理に従って、（８）式の関係を満たすサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行うよう構成されている。 The analog / digital converter 14 can convert the high-frequency signal from the second bandpass filter 13 into a digital intermediate frequency (IF) signal or a digital baseband signal. When converting to a digital baseband signal, the analog / digital converter 14 is configured to perform undersampling at a sampling frequency fs satisfying the relationship of equation (5) according to the principle shown in FIG. In addition, when converting to an IF signal having a frequency f IF , in accordance with the principle shown in FIGS. 3B and 4B, undersampling is performed at a sampling frequency fs that satisfies the relationship of equation (8). .
なお、受信装置１０は、例えば、第１アナログ／デジタル変換回路２３からの出力信号（Ｉ）と、第２アナログ／デジタル変換回路２６からの出力信号（Ｑ）とを合成した後、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により、信号の部分を抽出するためのフィルタ処理を行うよう構成されていることが好ましい。 Note that the receiving apparatus 10, for example, synthesizes the output signal (I) from the first analog / digital conversion circuit 23 and the output signal (Q) from the second analog / digital conversion circuit 26, and then digital signal processor. (DSP) is preferably configured to perform filter processing for extracting a signal portion.
次に、作用について説明する。
受信装置１０は、アンダーサンプリングを利用しているため、サンプリング周波数ｆｓが小さく、低速で低消費電力である。特に、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示すアンダーサンプリングを利用した受信装置１０と比べても、サンプリング周波数ｆｓが小さく、より低速で低消費電力である。受信装置１０は、受信信号を、アナログベースバンド信号やアナログＩＦ信号に周波数変換せず、直接アンダーサンプリングすることができる。また、移相器２４を利用して復調を行っており、受信信号を精度良く復調させることができる。受信装置１０は、衛星通信の受信装置としての利用に特に適している。
Next, the operation will be described.
Since the receiving apparatus 10 uses undersampling, the sampling frequency fs is small, the speed is low, and the power consumption is low. In particular, the sampling frequency fs is smaller, the speed is lower, and the power consumption is lower than the receiving apparatus 10 using the undersampling shown in FIGS. 1, 2A, 3A, and 4A. is there. The receiving device 10 can directly undersample the received signal without converting the frequency into an analog baseband signal or an analog IF signal. Further, demodulation is performed using the phase shifter 24, and the received signal can be demodulated with high accuracy. The receiving apparatus 10 is particularly suitable for use as a receiving apparatus for satellite communication.
受信装置１０によるアンダーサンプリングを利用した信号処理について、Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｙｓｔｅｍ（ＡＤＳ；Ａｇｉｌｅｎｔ社製）を使用してシミュレーションを行った。また、比較のため、アンダーサンプリングを利用した、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示す受信装置（以下、「比較装置」）についてもシミュレーションを行った。高周波信号の周波数帯域幅を２ＭＨｚ、帯域通過フィルタの４ｄＢの周波数帯域幅を１９５ＭＨｚとした。また、入力信号として、２．２００５ＧＨｚの連続波（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｗａｖｅ）を使用した。 The signal processing using undersampling by the receiving device 10 was simulated using an Advanced Design System (ADS; manufactured by Agilent). For comparison, a simulation was also performed on the receiving device (hereinafter referred to as “comparing device”) shown in FIGS. 1, 2A, 3A, and 4A using undersampling. . The frequency bandwidth of the high frequency signal was 2 MHz, and the 4 dB frequency bandwidth of the bandpass filter was 195 MHz. In addition, a continuous wave of 2.2005 GHz was used as an input signal.
受信装置１０のサンプリング周波数ｆｓとして１００ＭＨｚを使用し、比較装置のサンプリング周波数ｆｓｕとして２００ＭＨｚを使用した。シミュレーションの結果を、図６に示す。受信装置１０および比較装置とも、分解帯域幅（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）は、３３．４４ｋＨｚである。図６に示すように、受信装置１０および比較装置とも、ＳＮ比が３３．６ｄＢであった。このように、受信装置１０では、比較装置と比べて、サンプリング周波数が小さいにも関わらず、ほぼ同じＳＮ比で受信処理信号が得られることが確認された。このことから、受信装置１０は、比較装置と比べても、より低速で低消費電力であるといえる。 100 MHz was used as the sampling frequency fs of the receiving device 10, and 200 MHz was used as the sampling frequency fsu of the comparison device. The result of the simulation is shown in FIG. In both the receiving apparatus 10 and the comparison apparatus, the resolution bandwidth is 33.44 kHz. As shown in FIG. 6, the SN ratio of the receiving device 10 and the comparison device was 33.6 dB. As described above, it has been confirmed that the reception device 10 can obtain reception processing signals with substantially the same S / N ratio even though the sampling frequency is lower than that of the comparison device. From this, it can be said that the receiving device 10 is slower and consumes less power than the comparison device.
１０ 受信装置
１１ 第１帯域通過フィルタ
１２ 低雑音増幅器
１３ 第２帯域通過フィルタ
１４ アナログ／デジタル変換器
２１ ２分配器
２２ 第１サンプルホールド回路
２３ 第１アナログ／デジタル変換回路
２４ 移相器
２５ 第２サンプルホールド回路
２６ 第２アナログ／デジタル変換回路
２７ クロックジェネレータ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Receiver 11 First band pass filter 12 Low noise amplifier 13 Second band pass filter 14 Analog / digital converter 21 2 Divider 22 First sample hold circuit 23 First analog / digital conversion circuit 24 Phase shifter 25 Second Sample hold circuit 26 Second analog / digital conversion circuit 27 Clock generator
Claims (3)
受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、周波数ｆＩＦのデジタル中間周波数（ＩＦ）信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、
前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
２ｆＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆＩＦ＋ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを
特徴とする受信装置。 A receiving device for receiving a radio frequency (RF) signal,
A band-pass filter that performs band limitation in a predetermined frequency band on the received high-frequency signal;
An analog / digital converter that converts the band-limited signal by the band-pass filter into a digital intermediate frequency (IF) signal having a frequency f IF by performing undersampling at a sampling frequency fs;
The sampling frequency fs is set such that the frequency bandwidth of the high-frequency signal is RFBW, and the frequency bandwidth of the bandpass filter is BPFBW.
2f IF + (RFBW + BPFBW) / 2 ≦ fs <2f IF + BPFBW
(Where RFBW <BPFBW)
A receiving device characterized by having the following relationship:
受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、デジタルベースバンド信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、
前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを
特徴とする受信装置。 A receiving device for receiving a radio frequency (RF) signal,
A band-pass filter that performs band limitation in a predetermined frequency band on the received high-frequency signal;
An analog / digital converter that converts the band-limited signal by the bandpass filter into a digital baseband signal by undersampling at a sampling frequency fs;
The sampling frequency fs is set such that the frequency bandwidth of the high-frequency signal is RFBW, and the frequency bandwidth of the bandpass filter is BPFBW.
(RFBW + BPFFBW) / 2 ≦ fs <BPFBW
(Where RFBW <BPFBW)
A receiving device characterized by having the following relationship:
前記アナログ／デジタル変換器は、前記帯域通過フィルタからの信号を２分配する２分配器と、前記２分配器からの一方の出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第１サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第１サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第１アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）と、前記２分配器からの他方の出力を、前記高周波信号の周波数で９０°位相変化させる移相器と、前記移相器からの出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第２サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第２サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第２アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）とを有することを、
特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
A low-noise amplifier (LNA) that receives and amplifies the high-frequency signal, and sends the amplified high-frequency signal to the band-pass filter;
The analog / digital converter includes a two divider that divides the signal from the bandpass filter into two, and a first sample hold (S /) that undersamples one output from the two dividers at the sampling frequency fs. H) a circuit, a first analog / digital conversion circuit (ADC) for converting the output from the first sample and hold circuit into a digital signal, and the other output from the two distributors at a frequency of the high frequency signal. A phase shifter that changes the phase, a second sample hold (S / H) circuit that undersamples the output from the phase shifter at the sampling frequency fs, and a digital signal output from the second sample hold circuit Having a second analog / digital conversion circuit (ADC) for converting to
The receiving apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that:
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