JP6002132B2 - IQ mismatch correction method and RF transceiver - Google Patents
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Description
本発明は、RF送受信装置の送信機側直交変調器や受信機側直交復調器で発生するIQミスマッチを補正するIQミスマッチ補正方法およびRF送受信装置に関する。 The present invention relates to an IQ mismatch correction method for correcting an IQ mismatch generated in a transmitter-side quadrature modulator and a receiver-side quadrature demodulator of an RF transceiver and an RF transceiver.
有線および無線のデジタル変復調RF帯通信システムおいて、高スループットを実現するためにOFDM(Orthognal Frequency Division Multiplexing)などの2次変調を含む、1通信チャネルあたりの広帯域化が進行している。宅内における同軸ケーブルを通信媒体として使用したMoCA(Multimedia over Coax Alliance)規格などがその一例であり、MoCA1.xの次世代規格にあたるMoCA2.0規格は1通信チャネルあたり100MHzの帯域を使用したOFDM通信システムである。 In wired and wireless digital modulation / demodulation RF band communication systems, in order to achieve high throughput, a wider band per communication channel including secondary modulation such as Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is progressing. One example is the MoCA (Multimedia over Coax Alliance) standard that uses coaxial cables in the home as the communication medium. The MoCA 2.0 standard, which is the next generation standard of MoCA 1.x, uses OFDM communication using a 100 MHz band per communication channel. System.
RF帯を利用した通信では、送受信機においてはRF帯とベースバンド帯との周波数変換を行うアップコンバータおよびダウンコンバータがそのフロントエンド部に含まれる。送信機側では、DSPから生成されるデジタル信号が、DAコンバータを介してベースバンドアナログ信号化され、その後RF帯へと周波数変換され、同軸ケーブルなどのメディアに送信される。一方で受信機側では、メディアからのRF帯の受信アナログ信号をベースバンドアナログ信号へと周波数変換し、その後ADコンバータを介してデジタル信号化され、DSPにてデジタル信号処理が行われることになる。 In communication using the RF band, the front-end unit includes an up-converter and a down-converter that perform frequency conversion between the RF band and the baseband in the transceiver. On the transmitter side, a digital signal generated from the DSP is converted into a baseband analog signal via a DA converter, then frequency-converted to an RF band, and transmitted to a medium such as a coaxial cable. On the other hand, on the receiver side, the received analog signal in the RF band from the media is converted to a baseband analog signal, and then converted into a digital signal via an AD converter, and digital signal processing is performed by the DSP. .
このアップコンバータおよびダウンコンバータには、従来様々なアーキテクチャが採用されてきた。特に、上述の近年の広帯域通信への進行によって、ダイレクトコンバージョン方式(ホモダイン方式またはZero-IF方式とも呼ばれる場合がある)がさかんに採用されるようになってきた。ダイレクトコンバージョン方式のメリットとしては、DAコンバータおよびADコンバータの変換スピードが半分に緩和できるということが挙げられる。すなわち、シャノンの標本化定理によれば、変換周波数の半分までの帯域の信号までの変復調可能な信号の変換しかできないので、上記MoCA2.0規格を例にとれば、最低でも200Mspsの変換レートが必要になってくる。しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式では、100MHz幅のRF帯信号を半分の50MHzのベースバンド信号として扱うことができるため、DA・ADコンバータに要求される性能としては最低100Mspsと緩和できる。
Conventionally, various architectures have been adopted for the up-converter and the down-converter. In particular, the direct conversion method (sometimes referred to as homodyne method or Zero-IF method) has been increasingly adopted due to the recent progress toward broadband communication. An advantage of the direct conversion method is that the conversion speed of the DA converter and AD converter can be reduced by half. That is, according to Shannon's sampling theorem, only conversion of signals that can be modulated / demodulated up to half the frequency of the conversion frequency can be performed. Therefore, if the MoCA 2.0 standard is taken as an example, a conversion rate of 200 Msps is the minimum. It becomes necessary. However, in the direct conversion method, a 100 MHz wide RF band signal can be handled as a
このように、低スペックなDA・ADコンバータが使用できる点が、ダイレクトコンバージョン方式の最大のメリットであるが、その代償として、アップコンバータおよびダウンコンバータに求められる要求が高まる。その1つが直交変復調ミキサにおけるIQミスマッチの問題である。IQミスマッチの問題は送信機側・受信機側ともに挙げられるものであるが、図12に示す受信機側アーキテクチャを例にとって以下に説明する。 In this way, the point that a low-spec DA / AD converter can be used is the greatest merit of the direct conversion system, but as a price, the demands for the up-converter and the down-converter are increased. One of them is a problem of IQ mismatch in the quadrature modulation / demodulation mixer. The IQ mismatch problem can be cited on both the transmitter side and the receiver side, and will be described below by taking the receiver side architecture shown in FIG. 12 as an example.
図12において、12Rxは受信アンテナ、5RxIはIチャネル側ミキサ、5RxQはQチャネル側ミキサ、6はローカル発振器、7Rxはローカル信号源、4RxIはIチャネル側ローパスフィルタ、4RxQはQチャネル側ローパスフィルタ、3RxIはIチャネル側ADコンバータ、3RxQはQチャネル側ADコンバータ、31RxはOFDM復調器である。 In FIG. 12, 12Rx is a receiving antenna, 5RxI is an I channel side mixer, 5RxQ is a Q channel side mixer, 6 is a local oscillator, 7Rx is a local signal source, 4RxI is an I channel low pass filter, 4RxQ is a Q channel low pass filter, 3RxI is an I channel side AD converter, 3RxQ is a Q channel side AD converter, and 31Rx is an OFDM demodulator.
この受信機では、理想的には、直交復調はローカル信号源7Rxから出力するちょうどπ/2だけ位相の異なる2種類の発振正弦波を、(式1)で表される受信信号に掛け合わせることによって行われる。ただし、(式1)でjは虚数単位、()*は共役複素数を表している。
ただし、
である。In this receiver, ideally, in quadrature demodulation, two types of oscillation sine waves output from the local signal source 7Rx and having different phases by exactly π / 2 are multiplied by the received signal represented by (Equation 1). Is done by. However, in (Formula 1), j represents an imaginary unit, and () * represents a conjugate complex number.
However,
It is.
図12に示すように、2種類の正弦波を掛け合わせることによって生成されるベースバンド信号をそれぞれIチャネル信号、Qチャネル信号と呼ぶ。図12に示すI,Qに2分岐したデータパスやローカル信号経路が、振幅や位相の誤差がない理想的な状態であれば、この系全体で(式1)の受信信号に(式3)のローカル信号を乗算し、ローパスフィルタ4RxI,4RxQを通過させれば、ベースバンド帯信号だけが取り出される。
したがって、ベースバンド信号として取り出せる信号は、(式2)の信号そのものとなり、送信信号が受信機によって理想的に復元できる。As shown in FIG. 12, baseband signals generated by multiplying two types of sine waves are referred to as an I channel signal and a Q channel signal, respectively. If the data path and the local signal path branched into two I and Q shown in FIG. 12 are in an ideal state with no amplitude or phase error, the received signal of (Equation 1) is converted to (Equation 3) in the entire system. Are multiplied by the local signal and passed through the low-pass filters 4RxI and 4RxQ, only the baseband signal is extracted.
Therefore, the signal that can be extracted as the baseband signal is the signal itself of (Equation 2), and the transmission signal can be ideally restored by the receiver.
しかしながら、データパスやローカル信号源7Rxの経路において、振幅誤差gRXや位相誤差φRXがある場合は、事情は異なる。非理想的なローカル信号として(式4)の信号を受信信号に掛け合わせることになる。
受信信号(式1)と非理想ローカル信号(式4)を掛け合わせ、ローパスフィルタ4RxI,4RxQを通過させることによって取り出せる信号は、(式5)のようになってしまう。
ただし、
である。However, if there is an amplitude error g RX or phase error φ RX in the data path or the path of the local signal source 7Rx, the situation is different. As a non-ideal local signal, the signal of (Equation 4) is multiplied by the received signal.
A signal that can be extracted by multiplying the received signal (Equation 1) and the non-ideal local signal (Equation 4) and passing through the low-pass filters 4RxI and 4RxQ is as shown in (Equation 5).
However,
It is.
(式5)の信号をAD変換し標本化した信号をy[n]としたとき、OFDM復調部(DFT演算器)31Rxの出力は、離散フーリエ変換の式に当てはめると、以下の(式7)のようになる。ただし、LはOFDM通信におけるサブキャリア数、mはサブキャリア番号である。
When the signal obtained by AD conversion of the signal of (Expression 5) and sampled is y [n], the output of the OFDM demodulator (DFT calculator) 31Rx is applied to the expression of the discrete Fourier transform as follows (Expression 7) )become that way. Here, L is the number of subcarriers in OFDM communication, and m is the subcarrier number.
(式7)から分かるように、サブキャリア番号mの通信においてDCを対称点としたミラー周波数−m番目の通信信号成分が係数K2の重み分妨害波(イメージ信号と呼ばれる)として混入してしまう。逆もまたしかりで、サブキャリア番号−mの通信においては、係数K2重み分m番目の通信信号が混入してしまう。(式6)から明らかなように、振幅誤差gRXや位相誤差φRXが大きくなればなるほどこの重みK2は大きくなり、本来通信したい信号の妨げとなる。この妨害の指標として一般にIRR(Image Rejection Ratio)が(式8)として定義されている。IRRが低いことは通信スループットを落とすことを意味する。
As can be seen from (Equation 7), in the communication of subcarrier number m, the mirror frequency with respect to DC as the symmetry point—the m-th communication signal component is mixed as an interference wave (referred to as an image signal) by the weight of coefficient K 2. End up. Conversely also vice, in the communication of the sub-carrier number -m, the coefficient K 2 weight fraction m-th communication signal will be mixed. As is clear from (Equation 6), the greater the amplitude error g RX and the phase error φ RX , the greater the weight K 2 , which hinders the signal originally intended to communicate. In general, an IRR (Image Rejection Ratio) is defined as (Equation 8) as an index of the disturbance. A low IRR means a reduction in communication throughput.
例えば、近年の微細化CMOSプロセスにおいては、どのようにレイアウトを対称に描こうとも、製造プロセスのばらつきによって、規格で求められるよりも低いIRRとなってしまう。例えば、MoCA2.0など昨今の数百Mbpsクラスの通信規格で要求されるIRRが50dB〜60dBといった値は、そのままでは達成できない。上記の例では受信機側を取り上げたが、送信機側でのIQミスマッチにおいても同じことが言える。
For example, in a miniaturized CMOS process in recent years, no matter how the layout is drawn symmetrically, the IRR is lower than that required by the standard due to variations in the manufacturing process. For example, the value of
このことにつき、後に従来技術として紹介するように、このダイレクトコンバージョンRF送受信機におけるIQミスマッチを、アナログ的にもしくはデジタル信号処理的に補正する様々な手段が従来提案されている。しかし、送受信両方の補正を同時に行う手段の提案は稀少である。 With respect to this, as will be introduced later as conventional technology, various means for correcting IQ mismatch in this direct conversion RF transceiver in analog or digital signal processing have been proposed. However, there are few proposals for means for simultaneously performing both transmission and reception corrections.
また、モバイル端末などでは電池でRF送受信機を駆動するため低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが求められる。このようなRF送受信機では、送信機にポーラ送信機(非特許文献3)やアウトフェージング送信機(非特許文献4)に代表されるようなIQ直交変調を行わなわず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが採用される。この場合にも、受信機にダイレクトコンバージョン方式などの直交復調器を採用するのが通例である。ポーラ送信機やアウトフェージング送信機については、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。 In addition, in mobile terminals and the like, an RF transceiver is driven by a battery, so an architecture that can achieve low current consumption is required. In such an RF transceiver, low current consumption can be achieved without performing IQ quadrature modulation as typified by a polar transmitter (Non-Patent Document 3) or an out-fading transmitter (Non-Patent Document 4). Such an architecture is adopted. Also in this case, it is usual to employ a quadrature demodulator such as a direct conversion system for the receiver. Since the polar transmitter and the out-fading transmitter are outside the scope of the claims of the present invention, description thereof will be omitted.
この場合は送信機ではIQミスマッチの問題は無くなり補正の必要はない。しかし、受信機においてはなおも上述の問題は残り、受信機におけるIQミスマッチの補正手段を提案することは有意義である。 In this case, the transmitter does not have an IQ mismatch problem and does not need to be corrected. However, the above-mentioned problem still remains in the receiver, and it is meaningful to propose a means for correcting IQ mismatch in the receiver.
なお近年、受信機の直交復調器は(非特許文献3)に示されているようなサンプリングRF受信機といったアーキテクチャも提案されるようになってきている。これにおいても従来のアナログミキサを使用した直交復調器と同様な問題が残り、広義で上記の直交復調器に含まれる。 In recent years, an architecture such as a sampling RF receiver as shown in (Non-patent Document 3) has been proposed as a quadrature demodulator of a receiver. Even in this case, problems similar to those of the quadrature demodulator using the conventional analog mixer remain, and are included in the quadrature demodulator in a broad sense.
<第1の従来例(特許文献1)>
第1の従来例は、OFDMを用いた通信規格において、プリアンブル内にある既知信号やパイロットサブキャリアを用いて、図13に示すように、送信機Tx−受信機Rx間の伝播路の振幅および位相歪みに含めてIQミスマッチをも推定し補正する方法である。図13において、送信機Txは、サブキャリアの1つとしてのパイロット信号を生成するパイロット信号生成部32と、OFDM変調器31Txと、OFDM変調器31Txの出力信号と既知信号生成部33から出力する伝播路推定用既知信号とを切り替えるスイッチSW3と、ベースバンド信号をRF帯信号へ直交変調する送信機側アナログフロントエンド34Txと、送信アンテナ12Txを備える。受信機Rxは、受信アンテナ12Rxと、受信信号をベースバンド信号に直交復調する受信機側アナログフロントエンド34Rxと、OFDM復調器31Rxと、伝播路推定部36と、伝播路等価部35とを備える。<First Conventional Example (Patent Document 1)>
The first conventional example uses the known signal and pilot subcarrier in the preamble in the communication standard using OFDM, as shown in FIG. 13, and the amplitude of the propagation path between the transmitter Tx and the receiver Rx and This is a method of estimating and correcting IQ mismatch including phase distortion. In FIG. 13, the transmitter Tx outputs a pilot
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
(1)特定の既知信号が必要となり、通信プロトコル依存性を有する。
(2)送信機側の直交変調器におけるIQミスマッチと受信機側の直交復調器におけるIQミスマッチは必ずしも個別には補正されない。つまり、双方にはIQミスマッチが残り、送受信機トータルとして補正がなされる。
(3)上記の2点のことがらにより、特定の送信機から別の受信機への通信を行う場合は再推定・再補正が必要となる。
(4)また、全ての受信機には、同様のアルゴリズムを実装する必要があり、インターオペラビリティに乏しい。つまり、規格に参加している異なるシステムベンダー・デバイスベンダー間での何がしかの統一した取り決めが必要となる。Problems with this technology include the following.
(1) A specific known signal is required and has communication protocol dependency.
(2) The IQ mismatch in the transmitter-side quadrature modulator and the IQ mismatch in the receiver-side quadrature demodulator are not necessarily corrected individually. That is, IQ mismatch remains in both sides, and correction is made as a total of the transceiver.
(3) Due to the above two points, re-estimation and re-correction are required when communication is performed from a specific transmitter to another receiver.
(4) Moreover, it is necessary to implement the same algorithm in all the receivers, and the interoperability is poor. In other words, some kind of unified arrangement is required between different system vendors and device vendors participating in the standard.
<第2の従来例(非特許文献1、非特許文献2)>
第2の従来例は、図14に示したように1つの送受信機30内で、送信信号の一部をカプラ9で取り出してループバックアンプ11で増幅しフィードバックをかけて、送信パス37の直交変調器におけるローカル信号源7Txの位相ミスマッチ(φTX)、振幅ミスマッチ(gTX)、およびIチャネル、QチャネルのDAコンバータ3TxI,3TxQの直後に挿入されるローパスフィルタ4TxI,4TxQ間の周波数特性ミスマッチを補正する方法である。この際、送信パス37におけるDAコンバータ3TxI,3TxQの前には送信機側ミスマッチ等価器38が、フィードバックパス39の出力には送信機側ミスマッチ推定器40が挿入される。フィードバックパス39では、フィードバックパスでの不用意なIQミスマッチの発生を防ぐ必要がある。このため、送信パス37の直交変調器で使用されるローカル発振器6とは異なった周波数で発振するローカル発振器41とミキサ42で、一度、IF周波数に信号周波数をダウンコンバートし、ローパスフィルタ43を経由して単一のADコンバータ44でデジタル信号化する。これにより、ミスマッチのないデジタル発振器45で発振したローカル信号とミキサ46,47と移相器48を使用して、ベースバンド帯のI成分とQ成分を分離するという手法を取る。<Second Conventional Example (
In the second conventional example, as shown in FIG. 14, in one
この技術の場合、OFDMなどの広帯域を使った実信号特性を生かしミスマッチ推定法を工夫することにより、送信機側ミスマッチを単独デバイスで補正できる。かつ第1の従来例にあったようなインターオペラビリティに乏しくなるような問題点はなくなる。 In the case of this technique, the transmitter-side mismatch can be corrected by a single device by devising a mismatch estimation method by utilizing actual signal characteristics using a wide band such as OFDM. In addition, the problem of poor interoperability as in the first conventional example is eliminated.
以下に、この第2の従来例のミスマッチ補正の数学的原理を示す。図14に示したIQミスマッチを含んだ送信機の等価的な数学モデルは図15のように表すことができる。ただし、図15のhTXIおよびhTXQはそれぞれローパスフィルタ4TxI,4TxQのインパルス応答を示している。ここでまず、送信信号sIおよびsQが何の補正も受けないまま送出された場合、つまり、sI=pI、sQ=pQの場合を考える。このとき、RF帯に周波数がアップコンバートされた複素送出信号uは(式9)のように表すことができる。
ただし、○の中に×を表した記号は、畳み込み演算を表す。The mathematical principle of mismatch correction of the second conventional example will be described below. An equivalent mathematical model of the transmitter including the IQ mismatch shown in FIG. 14 can be expressed as shown in FIG. However, h TXI and h TXQ in FIG. 15 indicate impulse responses of the low-pass filters 4TxI and 4TxQ, respectively. First, consider the case where the transmission signals s I and s Q are transmitted without any correction, that is, the case of s I = p I and s Q = p Q. At this time, the complex transmission signal u whose frequency is up-converted to the RF band can be expressed as (Equation 9).
However, a symbol representing x in the circle represents a convolution operation.
(式9)をフーリエ変換すると、(式10)のようになる。
ただし、U(ω)、SI(ω) 、SQ(ω)、HTXI(ω) およびHTXQ(ω)はそれぞれ、u、sI 、sQ、hTXI、hTXQのフーリエ変換である。ここで例として分かりやすくSI(ω)、SQ(ω)としてOFDM信号を取り上げる。m番目のサブキャリアと−m番目のサブキャリアで送出される複素シンボルをそれぞれdm、d−mとし、m番目のサブキャリアと−m番目のサブキャリアのみに着目するとsI、sQは(式11)のように表される。
When (Equation 9) is Fourier transformed, (Equation 10) is obtained.
However, U (ω), S I (ω), S Q (ω), H TXI (ω) and H TXQ (ω) are Fourier transforms of u, s I , s Q , h TXI , and h TXQ , respectively. is there. Here, as an example, an OFDM signal is taken up as S I (ω) and S Q (ω) for easy understanding. Assuming that the complex symbols transmitted by the m-th subcarrier and the -m-th subcarrier are d m and d -m , respectively, and paying attention to only the m-th subcarrier and the -m-th subcarrier, s I and s Q are It is expressed as (Equation 11).
(式11)において、特に搬送波exp(+jωmt)で送出される信号のみに注目し、(式10)に代入すると、(式12)として表される。ただし、Fはフーリエ変換である。
In (Equation 11), in particular attention only to signals transmitted at a carrier exp (+ j [omega] m t) is substituted into (Equation 10) is expressed as (Equation 12). However, F is a Fourier transform.
(式12)において、HTXI(ωm)= HTXQ(ωm)= HTX(ωm)、gTX=1およびφTX=0、つまりIQミスマッチが全く無い状況を想定すると、最右辺の第2項目が消え、(式13)のようになり理想送信状態であることがわかる。
In (Equation 12), H TXI (ω m ) = H TXQ (ω m) = H TX (ω m), g TX = 1 and phi TX = 0, that is IQ when mismatch is assumed completely free situation, the rightmost side The second item disappears, as shown in (Equation 13), indicating that it is in the ideal transmission state.
つまり、IQミスマッチがあった場合、(式12)の最右辺の第1項目が所望信号、第2項目が妨害イメージ信号であることが分かる。このことを考慮し、m番目のサブキャリアで送出されるシンボルdmにおける(式8)で定義したIRRを考えると(式14)のようになる。
That is, when there is an IQ mismatch, it can be seen that the first item on the rightmost side of (Equation 12) is the desired signal and the second item is the disturbing image signal. With this in mind, it becomes as in the symbol d m sent by the m-th sub-carrier given the IRR defined by equation (8) (Equation 14).
IQミスマッチがある状態で、IRR(m)を高くとるためには(式14)より考えた場合は、補正係数CI(ωm)、CQ(ωm)として、(式15)のように設定し、(式16)のようにIRR(m)をとるとよいことが分かる。
In order to increase IRR (m) in a state where there is an IQ mismatch, when considering from (Expression 14), correction coefficients C I (ω m ) and C Q (ω m ) are expressed as (Expression 15). It is understood that IRR (m) should be taken as shown in (Equation 16).
(式11)、(式12)および(式16)より、送信信号SI(ωm)、SQ(ωm)にそれぞれCI(ωm)、CQ(ωm) を乗算して送出すればIRR(m)の向上が期待できることが分かる。このときCI(ωm)、CQ(ωm)としては、(式15)を満足する複素数であればどのようにとっても良い。さらに、一般にIQミスマッチは周波数特性をもち、mの値によってIRRの値も異なるため、(式15)を一般化して(式17)とする。
From (Expression 11), (Expression 12), and (Expression 16), C I (ω m ) and C Q (ω m ) are transmitted to the transmission signals S I (ω m ) and S Q (ω m ), respectively. It can be seen that an improvement in IRR (m) can be expected by multiplying and sending. At this time, C I (ω m ) and C Q (ω m ) may be any complex numbers that satisfy (Equation 15). Furthermore, since IQ mismatch generally has frequency characteristics and the value of IRR varies depending on the value of m, (Equation 15) is generalized to (Equation 17).
(式17)を満たすようにCI(ω)、CQ(ω)を適切に分割し、逆フーリエ変換をかけたものが、一般的に送信機側ミスマッチ等価器38として図16に示すような回路構成にて具現化できる。ただし、IQミスマッチは周波数特性を持つため、図16中のc11、c21、c12およびc22は定数乗算器ではなく、実数インパルス応答である。デジタル回路ではこれらを4つのFIRフィルタとして実装する。なお、非特許文献2では、計算量の削減と回路の省リソース化を考慮し、(式17)の代わりに(式18)のような近似補正係数を使用し、図17のような送信機側ミスマッチ等価器38として実装を行っている。
As shown in FIG. 16, a transmitter-
ただし、図17中のインパルス応答fTXおよび定数λTXは(式19)で表される。(式19)でF-1は逆フーリエ変換を表す。また、図17中の遅延器381はインパルス応答fTXの遅延をIチャネル、Qチャネル間でキャンセルするために挿入されるものである。
However, the impulse response f TX and the constant λ TX in FIG. 17 are expressed by (Equation 19). In (Equation 19), F −1 represents the inverse Fourier transform. Further, a
上記c11、c21、c12およびc22を決定するためには、IQミスマッチの推定が必要である。一般に、図14に示した送信信号sI、sQから送信パス37、カプラ9、ループバックアンプ11、ループバックパス39を経由したフィードバックベースバンド信号yI、yQの生成点までのインパルス応答モデルは、図18で表される。ただし、図18中のh11、h21、h12およびh22は実数インパルス応答である。これらのインパルス応答は図14中の送信機側ミスマッチ推定器38で推定されることになる。推定法としては非特許文献1で紹介されているような、統計平均を用いた方法または最小自乗法などがあるが、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。In order to determine the above c 11 , c 21 , c 12 and c 22 , it is necessary to estimate an IQ mismatch. In general, the impulse response from the transmission signals s I and s Q shown in FIG. 14 to the generation point of the feedback baseband signals y I and y Q via the
このときHα(ω)、Hβ(ω)および補正関数VTX(ω)を(式20)のように定義する。すると、図14中のカプラ9以降のパスはIチャネル、Qチャネル間が共通であるので VTX(ω)の分母分子でこれらの寄与は約分され、VTX(ω)は(式17)と一致することになる。ただし、(式20)でFはフーリエ変換を表し、^は推定値を表す。
この(式20)のVTX(ω)を使用し、送信機側ミスマッチ等価器38を構成することになる。At this time, H α (ω), H β (ω) and the correction function V TX (ω) are defined as in (Equation 20). Then, the
The transmitter-
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
(1)図14に示すように発振器としてローカル発振器6,41の2種類の発振器が必要となる。発振器は通常PLLで構成されるため、この分のリソースのオーバーヘッドがある。
(2)さらに、図14に示すようにキャリブレーション専用のフィードバックパスを設ける必要がある。受信機側は広帯域に対応したダイレクトコンバージョン方式にできるものの、キャリブレーション専用のフィードバックパス分のリソースが必要となり、この分のオーバーヘッドがある。Problems with this technology include the following.
(1) As shown in FIG. 14, two types of oscillators,
(2) Furthermore, it is necessary to provide a feedback path dedicated to calibration as shown in FIG. Although the receiver side can adopt a direct conversion method corresponding to a wide band, resources for a feedback path dedicated for calibration are required, and there is an overhead for this.
<第3の従来例(特許文献2)>
第3の従来例は、図19に示すような、送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式を取り、ミスマッチ推定器51、送信機側ミスマッチ等価器52Tx、受信機側ミスマッチ等価器52Rxを備えた技術である。この点で後述する本発明と類似している。この場合、第1の従来例の問題点であったようなインターオペラビリティに乏しいことも無く、第2の従来例の問題点もすべて克服可能である。<Third Conventional Example (Patent Document 2)>
As shown in FIG. 19, the third conventional example is a technique that employs a direct conversion method for both transmission and reception, and includes a
この技術における補正メカニズムを以下に述べる。まず図19におけるベースバンド信号pI、pQ と信号yI、yQ間にはループバック遅延がついている。このため、図20に示したミスマッチ推定器51内の遅延時間推定部511で相関関数を計算し、相関度が高いところを遅延時間補償部512における信号pI、pQの遅延量として決定する。次に図19中のローカル信号源7Rx内の可変移相器701の移相の0、π/2の両設定で送信信号をループバックさせる。そして、図20に示したミスマッチ推定部51内の等価パラメータ算出部513へ送信し、特許文献2の段落0068〜0106に記述されているような方法で「多次元の非連立方程式」を作る。最後にこの方程式を何がしかの方法で解き、送信機側ミスマッチ等価器52Txおよび受信機側ミスマッチ等価器52Rxに提供する等価パラメータを決定する。The correction mechanism in this technique is described below. First, there is a loopback delay between the baseband signals p I and p Q and the signals y I and y Q in FIG. For this reason, a correlation function is calculated by the delay
なお、特許文献2では図19中の送信機側ローパスフィルタ4TxI,4TxQ間のミスマッチ、および受信機側ローパスフィルタ4RxI,4RxQ間のミスマッチは考慮されていない。つまり、周波数依存性IQミスマッチが考慮されていない。しかしながら、これを考慮することが可能である。すなわち、送信機側ミスマッチ等価器52Txおよび受信機側ミスマッチ等価器52Rxとして、第2の従来例で紹介したような、図16のようなインパルス応答を考慮に入れたものとすれば、周波数依存性IQミスマッチにも拡張可能である。
In
この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
(1)多次元の非連立方程式を解く手段は、特許文献2の段落0109で紹介されているようなものがあるが、一般的に計算量が多くなり、ハードウエアに実装する場合回路規模が大きくなる。
(2)上述のように周波数依存性IQミスマッチにも拡張可能ではある。OFDMのような広帯域を使った通信において、ループバックパス遅延時間の周波数依存性が強い場合、つまり一定の群遅延特性で無い場合、ミスマッチ推定器51内の遅延時間推定部511で相関がうまく取れない。
(3)上記問題点を克服するために、サブキャリアごとに相関を取る手段を遅延時間推定部511で持たなくてはならず、回路規模が大きくなる。
(4)さらに、周波数依存性IQミスマッチに対応しようとすれば、インパルス応答として等価パラメータを決定しなければならない。このため、非連立方程式の次元がさらに肥大化し、非現実的に大きな回路規模となることが容易に想像される。Problems with this technology include the following.
(1) As a means for solving a multidimensional non-simultaneous equation, there is one as introduced in paragraph 0109 of
(2) As described above, it can be extended to frequency-dependent IQ mismatch. In communication using a wide band such as OFDM, when the frequency dependence of the loopback path delay time is strong, that is, when the group delay characteristic is not constant, the delay
(3) In order to overcome the above problems, the delay
(4) Furthermore, if an attempt is made to deal with a frequency-dependent IQ mismatch, an equivalent parameter must be determined as an impulse response. For this reason, it is easily imagined that the dimension of the non-simultaneous equations further increases, resulting in an unrealistically large circuit scale.
本発明の目的は、微細化CMOSプロセスのメリットを生かした省リソースなデジタル信号処理技術によりIQミスマッチの補正を容易にできるようにすることである。具体的には、送受信機両方に直交変調方式を採用しているRF送受信装置にあってはその両者のIQミスマッチの補正を、受信機のみに直交変調方式を採用しているRF送受信装置にあってはそのIQミスマッチの補正を、それぞれ容易にできるようにすることである。 An object of the present invention is to make it possible to easily correct IQ mismatch by a resource-saving digital signal processing technique that takes advantage of the miniaturized CMOS process. Specifically, in the case of an RF transmitter / receiver employing a quadrature modulation scheme for both the transmitter / receiver, the IQ mismatch between the two is corrected for the RF transmitter / receiver employing a quadrature modulation scheme only for the receiver. In other words, the IQ mismatch can be easily corrected.
IQミスマッチ補正方法の一態様は、送信機側に送信Iチャネル信号と送信Qチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたRF送受信装置におけるIQミスマッチ補正方法であって、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第1の伝達特性を推定し、該第1の伝達特性の推定の結果を用いて、IPR向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第2の伝達特性を推定し、該第2の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Iチャネル信号と前記受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するIQミスマッチ補正方法において、前記送信機側補正関数の算出は、前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート1と、前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート2と、前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート1と、前記直交変調器のIチャネルキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート2と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる4個の伝達特性を用いて算出することを特徴とする。 One aspect of the IQ mismatch correction method includes a quadrature modulator that orthogonally modulates a transmission I channel signal and a transmission Q channel signal on the transmitter side, and an orthogonality that orthogonally demodulates the reception I channel signal and the reception Q channel signal on the receiver side. An IQ mismatch correction method in an RF transceiver including a demodulator, comprising: a first transfer characteristic of a path from an input side to an output side of the quadrature modulator and further from an input side to an output side of the quadrature demodulator The transmitter side correction function for improving the IPR is calculated using the estimation result of the first transfer characteristic, and the transmitter side correction function is used in advance on the input side of the quadrature modulator. Calculating a transmitter-side correction coefficient for correcting a mismatch between the transmission I-channel signal and the transmission Q-channel signal, and then correcting the transmission I-channel signal corrected with the transmitter-side correction coefficient and the A Q channel signal is input to the quadrature modulator, and a second transfer characteristic of a path from the input side to the output side of the quadrature modulator and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator is estimated, A receiver-side correction function for improving IRR is calculated using the second transfer characteristic estimation result, and the received I-channel signal is output on the output side of the quadrature demodulator using the receiver-side correction function. In the IQ mismatch correction method for calculating the receiver side correction coefficient for correcting the mismatch between the received Q channel signal and the receiver Q channel signal, the calculation of the transmitter side correction function is input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature modulator Normal state that does not swap each local signal and does not invert the polarity of each local signal input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator The local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature modulator are not swapped, and one of the local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator is inverted. The
またRF送受信装置の一態様は、送信機側に送信Iチャネル信号と送信Qチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたRF送受信装置であって、前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Iチャネル信号と送信Qチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第1の伝達特性を推定し、該第1の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第2の伝達特性を推定し、該第2の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部とを備える。 In addition, one aspect of the RF transceiver is equipped with a quadrature modulator that orthogonally modulates a transmission I channel signal and a transmission Q channel signal on the transmitter side, and orthogonally demodulates the reception I channel signal and the reception Q channel signal on the receiver side. An RF transceiver including a demodulator, wherein a feedback path forming means for forming a feedback path from an output side of the quadrature modulator to an input side of the quadrature demodulator, an I channel mixer and a Q of the quadrature modulator A swapping switch that selects one of a normal state in which each local signal is input to the channel mixer as it is and a swap state in which each local signal is switched and input, and the I channel mixer and Q channel of the quadrature demodulator. Input each local signal to the mixer as it is Switching means for selecting one of a non-switching state and a switching state in which one of the local signals is input with the polarity inverted, and a transmission I channel signal by a transmitter side correction coefficient on the input side of the quadrature modulator A transmitter-side mismatch equalizer for correcting in advance a mismatch of a transmission Q channel signal, and a receiver side mismatch for correcting a mismatch between a reception I channel signal and a reception Q channel signal by a receiver side correction coefficient on the output side of the quadrature demodulator Estimating a first transfer characteristic by switching between the swapping switch and the switching means in an equalizer and a path from the input side of the quadrature modulator to the output side of the quadrature demodulator via the feedback path; A transmitter-side correction function for improving the IRR is calculated using the first transfer characteristic estimation result, and the transmitter-side correction is calculated. The transmission side correction coefficient for correcting the mismatch between the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal is calculated in advance on the input side of the quadrature modulator by using a number, and then corrected by the transmitter side correction coefficient The switching means is switched in a path from the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal to the quadrature modulator and from the input side of the quadrature modulator to the output side of the quadrature demodulator via the feedback path. The second transfer characteristic is estimated by using the estimation result of the second transfer characteristic, the receiver side correction function for improving the IRR is calculated, and then the receiver side correction coefficient is calculated. A part.
またIQミスマッチ補正方法の一態様は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたRF送受信装置におけるIQミスマッチ補正方法であって、前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第3の伝達特性を推定し、該第3の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Iチャネル信号と前記受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するIQミスマッチ補正方法において、前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート3と、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート4と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる2個の伝達特性を用いて算出することを特徴とする。 Also, one aspect of the IQ mismatch correction method is a transmitter having a block for controlling the phase of an output signal, a block for controlling the amplitude of the output signal, and a quadrature demodulator for orthogonally demodulating the received I channel signal and the received Q channel signal. And an IQ mismatch correction method in an RF transceiver including: a third path of the transmitter from the input side to the output side and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator; Is used to calculate a receiver-side correction function for improving the IRR, and the receiver-side correction function is used to calculate the receiver-side correction function. In an IQ mismatch correction method for calculating a receiver-side correction coefficient for correcting a mismatch between the received I-channel signal and the received Q-channel signal on the output side, the calculation of the receiver-side correction function includes: Normal state 3 in which the polarities of the local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator are not inverted, and one of the local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator The normal state 4 whose polarity is inverted is set, and calculation is performed using two transfer characteristics obtained in each state.
またRF送受信装置の一態様は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたRF送受信装置であって、前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第3の伝達特性を推定し、該第3の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部とを備える。 One aspect of the RF transceiver includes a transmitter having a block for controlling the phase of the output signal and a block for controlling the amplitude of the output signal, and a quadrature demodulator for quadrature demodulating the received I channel signal and the received Q channel signal. An RF transmitter / receiver comprising: a feedback path forming means for forming a feedback path from an output side of the transmitter to an input side of the receiver; and an I-channel mixer of the quadrature demodulator Switching means for selecting one of a non-switching state in which the local signals input to the Q channel mixer are input as they are and a switching state in which one of the local signals is input with the polarity inverted, and the quadrature demodulator Receiver-side mismatch that corrects mismatch between the received I-channel signal and the received Q-channel signal by the receiver-side correction coefficient on the output side A third transfer characteristic is estimated by switching the switching means in a path from the transmitter to the output side of the quadrature demodulator of the receiver via the feedback path forming means, And a mismatch estimator for calculating the receiver-side correction coefficient after calculating a receiver-side correction function for improving IRR using the result of the estimation of the transfer characteristic of No. 3.
本発明によれば、単一RF送受信機内で閉じたIQミスマッチ補正を行うので、キャリブレーション専用ループバックや複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドが解消できる。また、伝達特性の推定はスワッピングスイッチや切替手段の切り替えを設定して行うので、送信信号とフィードバック信号の相関を取る必要はない。よって、微細化CMOSプロセスのメリットを生かした実装容易な送受信機両方の又は受信機のみのIQミスマッチ補正ができる。 According to the present invention, closed IQ mismatch correction is performed within a single RF transceiver, so that overhead due to the presence of a loopback dedicated to calibration and a plurality of local oscillators can be eliminated. Further, since the transfer characteristics are estimated by setting the swapping switch and switching means, it is not necessary to take a correlation between the transmission signal and the feedback signal. Therefore, IQ mismatch correction can be performed for both the transceiver and the receiver that can be easily mounted by taking advantage of the miniaturized CMOS process.
本発明のIQミスマッチ補正方法は、送信機側のIQミスマッチを補正し、その後、受信機側のミスマッチを補正する。まず、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第1の伝達特性を推定する。その推定の結果を用いて、IRR向上のための送信機側補正関数を算出し、その送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め送信Iチャネル信号と送信Qチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正関数を算出する。次いで、送信機側補正係数で補正した送信Iチャネル信号とQチャネル信号を直交変調器に入力し、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第2の伝達関数を推定する。そして、その結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出する。最後に、その受信機側補正関数を用いて、直交復調器の出力側で受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出する。
具体的には、以下の手法を用いる。
(1)第1の従来例にあるような既知信号が必要でインターオペラビリティに乏しい方式は採用せず、個別の送受信機で閉じたIQミスマッチ補正をおこなう。
(2)MoCA2.0規格のような広帯域の通信に対応するため、第3の従来例のような送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。モバイル端末のような低消費電流の達成をめざすアプリケーションでは、送信側にポーラ変調またはアウトフェージング変調などの方式を、受信側にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。このことにより、キャリブレーション専用ループバックパスや第2の従来例のように複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドも同時に解消する。
(3)推定方法は、第2の従来例で紹介されているような、統計平均を用いた方法や最小自乗法などを利用する。このことにより、第3の従来例で見られたような送信信号とフィードバック信号の相関を取らなければならないという欠点を取り除く。
(4)送信機側、受信機側双方でのIQミスマッチ推定後、第2の従来例で見られた(式20)の送信機側補正関数VTX(ω)および新たに受信機側補正関数VRX(ω)を算出する。そして、Tx用等価器として示した図16、図17のような等価器をRx用としても同様に用意し、送信機直前、受信機直後に挿入する。これを用いて、送信機側、受信機側それぞれでのIQミスマッチを補正する。
(5)送受信機側補正関数VTX(ω)、VRX(ω)を算出するために、後記する図2中に示されるようなスワッピングスイッチを、直交変調器側のローカル信号源に採用する。さらに、直交復調器のIチャネル側かQチャネル側の少なくともいずれか一方に、ローカル信号の極性を反転できるような仕組みを設ける。
(6)送信機側のIQミスマッチを等価した後、送信機側が理想的な直交変調をしているとみなすことで、その後受信機側のIQミスマッチを等価する。The IQ mismatch correction method of the present invention corrects an IQ mismatch on the transmitter side, and then corrects a mismatch on the receiver side. First, the first transfer characteristic of the path from the input side to the output side of the quadrature modulator and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator is estimated. Using the estimation result, a transmitter-side correction function for improving IRR is calculated, and the transmitter-side correction function is used to transmit a transmission I channel signal and a transmission Q channel signal in advance on the input side of the quadrature modulator. The transmitter correction function for correcting the mismatch is calculated. Next, the transmission I channel signal and Q channel signal corrected by the transmitter side correction coefficient are input to the quadrature modulator, and the path from the input side of the quadrature modulator to the output side and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator The second transfer function is estimated. And the receiver side correction function for IRR improvement is calculated using the result. Finally, using the receiver-side correction function, a receiver-side correction coefficient for correcting a mismatch between the received I channel signal and the received Q channel signal on the output side of the quadrature demodulator is calculated.
Specifically, the following method is used.
(1) A known signal as in the first conventional example is required, and a method having poor interoperability is not adopted, and IQ mismatch correction closed by an individual transceiver is performed.
(2) In order to support broadband communication such as the MoCA 2.0 standard, an orthogonal modulation / demodulation method such as a direct conversion method is adopted for both transmission and reception as in the third conventional example. In applications that aim to achieve low current consumption, such as mobile terminals, a method such as polar modulation or out-fading modulation is adopted on the transmission side, and a quadrature modulation / demodulation method such as a direct conversion method is adopted on the reception side. As a result, the overhead due to the presence of a plurality of local oscillators as in the calibration-dedicated loopback path and the second conventional example is eliminated at the same time.
(3) As an estimation method, a method using a statistical average, a least square method, or the like as introduced in the second conventional example is used. This eliminates the drawback of having to take a correlation between the transmission signal and the feedback signal as seen in the third conventional example.
(4) After IQ mismatch estimation on both the transmitter side and the receiver side, the transmitter-side correction function V TX (ω) of (Equation 20) and a new receiver-side correction function found in the second conventional example V RX (ω) is calculated. 16 and 17 shown as Tx equalizers are similarly prepared for Rx and inserted immediately before the transmitter and immediately after the receiver. Using this, the IQ mismatch on each of the transmitter side and the receiver side is corrected.
(5) In order to calculate the transmitter / receiver correction functions V TX (ω) and V RX (ω), a swapping switch as shown in FIG. 2 to be described later is adopted as the local signal source on the quadrature modulator side. . Furthermore, a mechanism that can invert the polarity of the local signal is provided on at least one of the I channel side and the Q channel side of the quadrature demodulator.
(6) After equalizing the IQ mismatch on the transmitter side, the IQ mismatch on the receiver side is then equivalent by assuming that the transmitter side is performing ideal quadrature modulation.
<実施例>
図1が本発明の対象とする、送信機側、受信機側両方にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用した広帯域RF送受信機の実施例の模式図である。図1において、1はミスマッチ推定器、2Txは送信機側ミスマッチ等価器、2Rxは受信機側ミスマッチ等価器、3TxIは送信機側IチャネルDAコンバータ、3TxQは送信機側QチャネルDAコンバータ、3RxIは受信機側IチャネルADコンバータ、3RxQは受信機側QチャネルADコンバータ、4TxIは送信機側Iチャネルローパスフィルタ、4TxQは送信機側Qチャネルローパスフィルタ、4RxIは受信機側Iチャネルローパスフィルタ、4RxQは受信機側Qチャネルローパスフィルタ、5TxIは送信機側Iチャネルミキサ、5TxQは送信機側Qチャネルミキサ、5RxIは受信機側Iチャネルミキサ、5RxQは受信機側Qチャネルミキサ、6はローカル発振器、7Txは直交変調器側ローカル信号源、7Rxは直交復調器側ローカル信号源、8は送信機側加算器、9はカプラ、10Txは送信機側電力増幅器、10Rxは受信機側ローノイズ増幅器、11はループバックアンプ、12はアンテナ、SW1はアンテナ切替スイッチ、SW2はフィードバックループ形成スイッチである。<Example>
FIG. 1 is a schematic diagram of an embodiment of a wideband RF transceiver that employs an orthogonal modulation / demodulation method such as a direct conversion method on both the transmitter side and the receiver side, which is the subject of the present invention. In FIG. 1, 1 is a mismatch estimator, 2Tx is a transmitter-side mismatch equalizer, 2Rx is a receiver-side mismatch equalizer, 3TxI is a transmitter-side I-channel DA converter, 3TxQ is a transmitter-side Q-channel DA converter, and 3RxI is Receiver side I channel AD converter, 3RxQ is receiver side Q channel AD converter, 4TxI is transmitter side I channel low pass filter, 4TxQ is transmitter side Q channel low pass filter, 4RxI is receiver side I channel low pass filter, 4RxQ is Receiver side Q channel low pass filter, 5TxI is transmitter side I channel mixer, 5TxQ is transmitter side Q channel mixer, 5RxI is receiver side I channel mixer, 5RxQ is receiver side Q channel mixer, 6 is local oscillator, 7Tx Is the local signal source on the quadrature modulator side, 7 x is a quadrature demodulator side local signal source, 8 is a transmitter side adder, 9 is a coupler, 10Tx is a transmitter side power amplifier, 10Rx is a receiver side low noise amplifier, 11 is a loopback amplifier, 12 is an antenna, SW1 is The antenna changeover switch SW2 is a feedback loop forming switch.
なお、直交変調器は、Iチャネルミキサ5TxI、Qチャネルミキサ5TxQ、ローカル信号源7Tx、加算器8で構成される。また、直交復調器は、Iチャネルミキサ5RxI、Qチャネルミキサ5RxQ、ローカル信号源7Rxで構成される。また、ここでは、ミスマッチ成分を、送信機側振幅ミスマッチgTX、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側振幅ミスマッチgRX、受信機側位相ミスマッチφRXで示している。また、後記するミスマッチ推定時には、スイッチSW2が図示のようにループバックアンプ11側に切り替わる。The quadrature modulator includes an I channel mixer 5TxI, a Q channel mixer 5TxQ, a local signal source 7Tx, and an
図2に本発明におけるローカル発振器6と直交変調器側のローカル信号源7Txの詳細な回路を示す。ローカル発振器6は電圧制御発振器61とそこで発振された正弦波を2分周する2分周器62からなる。また、送信機側ローカル信号源7Txは、分周器を構成するよう接続したDFF回路71,72、スワッピングスイッチ73,74、および出力ラッチとして働くDFF回路75I,75Qからなる。このように、本実施例では、送信機側、受信機側の両方のIQミスマッチ等価を実現するために、送信機側の直交変調器を構成するローカル信号源7Txにおいて、スワッピングスイッチ73,74を設けておく。
FIG. 2 shows a detailed circuit of the
スワッピングスイッチ73,74は、実線で示す側に切り替わっているときは、DFF回路71の差動出力AP,ANがラッチ75Iに入力し、DFF回路72の差動出力BP,BNがラッチ75Qに入力するノーマルステートとなる。波線で示す側に切り替わっているときはDFF回路71の差動出力AP,ANがラッチ75Qに入力し、DFF回路72の差動出力BP,BNがラッチ75Iに入力するスワップステートとなる。つまり、スワップステートでは、Iチャネルローカル信号とQチャネルローカル信号が入れ替わる。本実施例では、図3のタイミングチャートに示すような挙動をし、最終的に電圧制御発振器61の出力クロックCKPの1/4の周波数をもつローカル信号が発生することになる。また、直交復調器側ローカル信号源7Rxにおいては、少なくともIチャネル側かQチャネル側のいずれかにローカル信号を反転(差動ローカル信号を交換)できるような切替手段(図示せず)を設けておく。なお、切替手段は、例えばスワッピングスイッチ73,74と同様の手段で実現が可能である。その場合、差動信号であるI(またはQ)のプラス側とマイナス側の信号を入れ替えることで極性の切り替えを実現するものである。
When the swapping switches 73 and 74 are switched to the side indicated by the solid line, the differential outputs AP and AN of the
図4は、図2中のスワッピングスイッチ73,74がノーマルステート(実線)、スワップステート(破線)の際のローカル信号源7Tx,7Rxの出力波形の関係を示しものである。同図では、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側位相ミスマッチφRXも含めて明示した。ただし、ここでは、直交復調器側ローカル信号源7Rxにおいて、Iチャネル側にローカル信号を反転できるような切替手段を設けた例である。FIG. 4 shows the relationship of the output waveforms of the local signal sources 7Tx and 7Rx when the swapping switches 73 and 74 in FIG. 2 are in the normal state (solid line) and the swap state (broken line). In the figure, the transmitter side phase mismatch φ TX and the receiver side phase mismatch φ RX are clearly shown. However, here, in the orthogonal demodulator-side local signal source 7Rx, switching means is provided that can invert the local signal on the I channel side.
図5は、図2中のスワッピングスイッチ73,74がノーマルステート(実線)の際の等価的な数学モデル、図6は、図2中のスワッピングスイッチ73,74がスワップステート(破線)の際の等価的な数学モデルである。ただし、図5、図6中のl=lRE+jlIMはカプラ9やループバックアンプ11などの信号伝達特性、つまり複素インパルス応答を表している。5 is an equivalent mathematical model when the swapping switches 73 and 74 in FIG. 2 are in the normal state (solid line), and FIG. 6 is an equivalent mathematical model when the swapping switches 73 and 74 in FIG. 2 are in the swap state (broken line). It is an equivalent mathematical model. However, l = l RE + jl IM in FIGS. 5 and 6 represents a signal transfer characteristic of the
ここで、送信機側ミスマッチ等価器2Txおよび受信機側ミスマッチ等価器2Rxが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、sI=pI、sQ=pQおよびyI=zI、yQ=zQのとき、ノーマルステートを示す図5におけるsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図5中のrI、rQは、sI、sQとlRE、lIMとを使って表すと(式21)のようになる。
Here, when the transmitter-side mismatch equalizer 2Tx and the receiver-side mismatch equalizer 2Rx have single unit impulse characteristics, that is, s I = p I , s Q = p Q and y I = z I , y when Q = z Q, consider the signal transmission in the time domain in the path of the s I in FIG. 5 showing the normal state, the s Q to z. First, r I and r Q in FIG. 5 are expressed as (Equation 21) using s I and s Q and l RE and l IM .
このことを考慮し、sI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は(式22)のようになる。
Considering this, when considering signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z, the transfer characteristic is as shown in (Equation 22).
これをフーリエ変換すると(式23)になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
When this is Fourier transformed, (Equation 23) is obtained. However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
また、ノーマルステートを示す図5において、例えば直交復調器側ローカル信号源7RxのIチャネル側のローカル入力を反転させた場合のsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると(式21)を考慮し、伝達特性は(式24)のようになる。
Further, in FIG. 5 showing the normal state, for example, signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z when the local input on the I channel side of the orthogonal demodulator side local signal source 7Rx is inverted is performed. Considering (Equation 21), the transfer characteristic is as shown in (Equation 24).
これをフーリエ変換すると(式25)になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
When this is Fourier transformed, (Equation 25) is obtained. However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
次に、送信機側ミスマッチ等価器2Txおよび受信機側ミスマッチ等価器2Rxが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、sI=pI、sQ=pQおよびyI=zI、yQ=zQのとき、スワップステートを示す図6におけるsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図6中のrI、rQは、sI、sQとlRE、lIMとを使って表すと(式26)のようになる。
Next, when the transmitter-side mismatch equalizer 2Tx and the receiver-side mismatch equalizer 2Rx have single unit impulse characteristics, that is, s I = p I , s Q = p Q and y I = z I , y Consider the signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z in FIG. 6 showing the swap state when Q = z Q. First, r I and r Q in FIG. 6 are expressed as (Equation 26) using s I and s Q and l RE and l IM .
このことを考慮し、sI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は(式27)のようになる。
Considering this, when considering signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z, the transfer characteristic is as shown in (Equation 27).
これをフーリエ変換すると(式28)になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
When this is Fourier transformed, (Equation 28) is obtained. However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
また、スワップステートを示す図6において、例えば直交復調器側ローカル信号源7RxのIチャネル側のローカル入力を反転させた場合のsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると(式26)を考慮し、伝達特性は(式29)のようになる。
In FIG. 6 showing the swap state, for example, signal transmission in the time domain in the path from s I , s Q to z when the local input on the I channel side of the orthogonal demodulator side local signal source 7Rx is inverted is performed. Considering (Equation 26), the transfer characteristic is as shown in (Equation 29).
これをフーリエ変換すると(式30)になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
When this is Fourier transformed, (Equation 30) is obtained. However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
ここで、(式23)、(式25)、(式28)および(式30)において、Hα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2が定義された。第2の従来例で考えたインパルス応答モデル図18を考えたときと同様に、
(ノーマルステート1):ノーマルステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が正転
(ノーマルステート2):ノーマルステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が反転
(スワップステート1):スワップステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が正転
(スワップステート2):スワップステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が反転
の4つのステートおけるインパルス応答モデルを図7のように表現した場合、これらは(式31)で与えられることになる。Here, in (Formula 23), (Formula 25), (Formula 28), and (Formula 30), H α-N1 , H β-N1 , H α-N2 , H β-N2 , H α-S1 , H β-S1 , H α-S2 and H β-S2 were defined. Similar to the case of the impulse response model shown in FIG. 18 considered in the second conventional example,
(Normal state 1): The normal input on the I channel side of the quadrature demodulator is normal in the normal state (Normal state 2): The local input on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted in the normal state (Swap state 1): Swap The I-channel local input of the quadrature demodulator in the state is normal (swap state 2): The impulse response model in the four states in which the local input on the quadrature demodulator I-channel is inverted in the swap state is as shown in FIG. When expressed, these are given by (Equation 31).
ただし、Fはフーリエ変換を表す。また、^は推定値を表し、第2の従来例の場合と同様にして統計平均を用いた方法や最小自乗法などによって推定されるべき値である。
However, F represents a Fourier transform. Further, ^ represents an estimated value, which is a value to be estimated by a method using a statistical average, a least square method, or the like as in the case of the second conventional example.
ここで、VTX(ω)として以下の(式32)の関数を考え、(式23)、(式25)、(式28)および(式30)におけるHα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2の定義を代入し計算すると(式32)の最終項のようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Here, the following function of (Expression 32) is considered as V TX (ω), and H α-N1 , H β-N1 in (Expression 23), (Expression 25), (Expression 28), and (Expression 30), H alpha-N2, so the last term of the H β-N2, H α- S1, H β-S1, H α-S2 and H beta-S2 assigns a definition is calculated (equation 32). However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
この計算結果は、(式17)と同一のものとなり、送信機側におけるIRRを向上させる補正関数とみなすことができる。すなわち、VTX(ω)の計算結果を利用してCI(ω)、CQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図1中の送信機側ミスマッチ等価器2Txとして図16もしくは図17に示される回路を構成することが可能である。This calculation result is the same as in (Equation 17), and can be regarded as a correction function that improves IRR on the transmitter side. That is, using the calculation result of V TX (ω), it is appropriately divided into C I (ω) and C Q (ω) and inverse Fourier transformed, and the transmitter side mismatch equalizer 2Tx in FIG. 16 or the circuit shown in FIG. 17 can be configured.
なお、上記の議論ではスワッピングスイッチ73,74のノーマルステートおよびスワップステートにおけるスイッチ接続の物理的配線が等価(等長かつ等負荷)であることを仮定している。半導体集積回路上に実際に実施した場合においてこれが等価でなくなることが考えられるが、この際上記の議論には誤差が生じてしまう。したがって、実施した場合、スイッチ接続の物理的配線がなるべく等価になるように実装することが好ましい。ローカル信号を反転させる場合の物理的配線においても同様のことが言える。 In the above discussion, it is assumed that the physical wiring of the switch connection in the normal state and the swap state of the swapping switches 73 and 74 is equivalent (equal length and equal load). When actually implemented on a semiconductor integrated circuit, this may not be equivalent, but at this time, an error occurs in the above discussion. Therefore, when implemented, it is preferable to mount so that the physical wiring of the switch connection is as equivalent as possible. The same can be said for the physical wiring when the local signal is inverted.
上記の送信機側のIQミスマッチ補正の例では、直交復調器のIチャネル側のローカル入力の極性を正転/反転切替え可能として、
(ノーマルステート1):ノーマルステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が正転
(ノーマルステート2):ノーマルステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が反転
(スワップステート1):スワップステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が正転
(スワップステート2):スワップステートで直交復調器のIチャネル側のローカル入力が反転
という4つのステートを定義し、インパルス応答モデル図7のインパルス応答を推定し、推定結果を使用して補正を行った。In the above example of IQ mismatch correction on the transmitter side, the polarity of the local input on the I channel side of the quadrature demodulator can be switched between forward and reverse,
(Normal state 1): The normal input on the I channel side of the quadrature demodulator is normal in the normal state (Normal state 2): The local input on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted in the normal state (Swap state 1): Swap In the state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is normal (swap state 2): In the swap state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted and the impulse response model shown in FIG. The impulse response was estimated and corrected using the estimation results.
しかし、その代わりに、直交復調器のQチャネル側のローカル入力の極性を正転/反転切替え可能として、
(ノーマルステート1):ノーマルステートで直交復調器のQチャネル側のローカル入力が正転
(ノーマルステート2):ノーマルステートで直交復調器のQチャネル側のローカル入力が反転
(スワップステート1):スワップステートで直交復調器のQチャネル側のローカル入力が正転
(スワップステート2):スワップステートで直交復調器のQチャネル側のローカル入力が反転
としてもよい。However, instead, the polarity of the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator can be switched between forward and reverse,
(Normal state 1): The normal input on the quadrature demodulator Q channel side is normal in normal state (Normal state 2): The local input on the quadrature demodulator Q channel side is inverted in normal state (swap state 1): Swap In the state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator is normal (swap state 2): In the swap state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator may be inverted.
また、直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力の極性を正転/反転切替え可能として、
(ノーマルステート1):ノーマルステートで直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力が正転
(ノーマルステート2):ノーマルステートで直交復調器のIチャネル側のみのローカル入力が反転
(スワップステート1):スワップステートで直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力が正転
(スワップステート2):スワップステートで直交復調器のQチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。In addition, the polarity of the local input on the I and Q channel side of the quadrature demodulator can be switched between forward and reverse,
(Normal state 1): The normal input on the I and Q channel sides of the quadrature demodulator is normal in the normal state. (Normal state 2): The local input only on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted in the normal state (Swap state 1) ): Local input on the I and Q channel sides of the quadrature demodulator in the swap state is normal (swap state 2): The local input only on the Q channel side of the quadrature demodulator in the swap state may be inverted.
また、直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力の極性を正転/反転切替え可能として、
(ノーマルステート1):ノーマルステートで直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力が正転
(ノーマルステート2):ノーマルステートで直交復調器のQチャネル側のみのローカル入力が反転
(スワップステート1):スワップステートで直交復調器のI,Qチャネル側のローカル入力が正転
(スワップステート2):スワップステートで直交復調器のIチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。このように、同様の考え方で、(式32)の最終項の結果を導き出すことができ、送信機側のIQミスマッチは補正可能である。In addition, the polarity of the local input on the I and Q channel side of the quadrature demodulator can be switched between forward and reverse,
(Normal state 1): In normal state, the local input of the quadrature demodulator on the I and Q channel sides is normal (Normal state 2): In the normal state, the local input only on the Q channel side of the quadrature demodulator is inverted (swap state 1) ): The local input on the I and Q channel sides of the quadrature demodulator in the swap state is normal (swap state 2): The local input only on the I channel side of the quadrature demodulator in the swap state may be inverted. Thus, with the same concept, the result of the final term of (Equation 32) can be derived, and the IQ mismatch on the transmitter side can be corrected.
以上で送信機側のIQミスマッチ補正が完了したことになり、次のステップとして受信機側のIQミスマッチ補正を行う。そのために、送信機側ミスマッチ等価器2Txを適切に設定した後に、ノーマルステート1およびノーマルステート2で同じ推定を行う。ノーマルステートの等価モデルを示す図5におけるrI、rQは、sI、sQとlRE、lIMとを使って表すと(式21)で表されていたが、すでに送信機側のIQミスマッチ補正が完了しているために等価的に(式33)で表すことができるようになる(φTX=0, gTX=1, hTXI=hTXQ=hTXとみなすことができる)。
Thus, the IQ mismatch correction on the transmitter side is completed, and the IQ mismatch correction on the receiver side is performed as the next step. Therefore, after the transmitter-side mismatch equalizer 2Tx is appropriately set, the same estimation is performed in the
このことを考慮し、ノーマルステート1におけるsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、(式23)に相当する式を導くと、(式34)のようになる。
Considering this, considering the signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z in the
同様にノーマルステート2におけるsI、sQからzまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、(式25)に相当する式を導くと、(式35)のようになる。
Similarly, considering signal transmission in the time domain in the path from s I and s Q to z in the
ここで(式34)および(式35)においてHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postが定義されたが、これらは(式31)と同様にインパルス応答モデルを図7で推定したインパルス応答を使用して(式36)で表されるべき値である。
Here, in (Expression 34) and (Expression 35), H α-N1-post , H β-N1-post , H α-N2-post and H β-N2-post are defined. As in (), the impulse response model is a value to be expressed by (Equation 36) using the impulse response estimated in FIG.
ここで、VRX(ω)として以下の(式37)の関数を考え、(式34)および(式35)におけるHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postの定義を代入し計算すると(式37)の最終項ようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Here, the following function of (Expression 37) is considered as V RX (ω), and H α-N1-post , H β-N1-post , H α-N2-post in (Expression 34) and (Expression 35) are considered. Substituting and defining the definition of H β-N2-post gives the final term of (Equation 37). However, the description of the variable ω is omitted to avoid complexity of the mathematical formula.
この計算結果は、受信機側における補正関数の送信機側の(式17)に相当すると見ることができ、やはり送信機の場合と同様にIRRを向上させる関数として利用できる。すなわち、VRX(ω)の計算結果を利用してCI(ω)、CQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図1中の送信機側ミスマッチ等価器2Txとして図16もしくは図17に示される回路と同様の考え方で、受信機側ミスマッチ等価器2Rxを構成することが可能である。This calculation result can be regarded as corresponding to (Equation 17) on the transmitter side of the correction function on the receiver side, and can also be used as a function for improving IRR as in the case of the transmitter. In other words, using the calculation result of V RX (ω), it is appropriately divided into C I (ω) and C Q (ω) and inverse Fourier transformed to obtain the transmitter side mismatch equalizer 2Tx in FIG. 16 or the receiver side mismatch equalizer 2Rx can be configured based on the same concept as the circuit shown in FIG.
なお、図1に示した、RF送受信機を、ブロック100で囲った送信機として、IQ直交変調ではなく、位相と振幅から出力信号を生成するアーキテクチャを採用することが可能である。例えば、ポーラ送信機やアウトフェージング送信機といった技術である。このような直交変調部を持たず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャを採用し、受信機として直交復調器を採用したRF送受信機に変更した場合は、送信機側のIQミスマッチの問題は起こらない。このため、送信機側のIQミスマッチは補正されたものとみなすことで、前記した本明細書内の段落0069〜0074に記載された手段のみを用いることによって、受信機のIQミスマッチを補正することができる。
Note that it is possible to employ an architecture that generates an output signal from phase and amplitude instead of IQ quadrature modulation as a transmitter surrounded by a
<検証>
上記の発明の内容が正しいことを、MoCA2.0規格に準拠する形で数値計算シミュレーションにてデモンストレーションした。ただし、シミュレーション条件は以下の通りである。
(1)図1に示したミスマッチパラメータgTX、φTX、gRX、およびφRXはそれぞれ1.05、5°、0.95および−5°とした。
(2)図1に示したローパスフィルタ4TxI,4TxQは4次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ50MHz、52MHzのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
(3)図1に示したローパスフィルタ4RxI,4RxQは7次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ50MHz、48MHzのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
(4)図1に示したループバックパスにおけるカプラ9、ループバックアンプ11の伝達特性は、それぞれ全周波数に渡って(√1/2)×(1−j)と、恣意的に設定した(l=(√1/2)×(1−j))とした。
(5)図1に示したDAコンバータ3TxI,3TxQ、ADコンバータ3RxI,3RxQの標本化周波数は200MHzとした。ただし、データサンプルの量子化はされていない。
(6)図7に示したインパルス応答の推定は全て64タップとして行い、OFDM信号のサブキャリアごとにランダムなQPSK信号を発生させ、最小自乗法にて推定を行い、(式32)で表されるVTX(ω)を求め、その後(式37)で表されるVRX(ω)を求めた。ただしこのとき、VTX(ω) 、VRX(ω)はそれぞれ200/64[MHz]おきの離散値として求まる。
(7)送信機側ミスマッチ等価器2Txは、非特許文献2に習い図8のように構成した。21は32クロック遅延器、22は64タップFIRフィルタである。ここで乗数λTXは1/VTX(ω)の離散逆フーリエ変換の1項目における、(虚数部)/(実数部)、つまりsinφTX / cosφTX とした。また64タップFIRフィルタ22の係数fTX[0:63]は、VTX(ω)の離散逆フーリエ変換をvTX[1:64]とすると、fTX[0:63]=(Re{vTX[33:64]}, Re{vTX [1:32]})とした。ただしReは実数部を表す。FIRフィルタ22および遅延器21は200MHzで動作する。
(8)受信機側ミスマッチ等価器2Rxは、非特許文献2とは異なりFIRフィルタと乗算演算の順番を変えて図9のように構成した。23は32クロック遅延器、24は64タップFIRフィルタである。ここで乗数λRXは1/VRX(ω)の離散逆フーリエ変換の1項目における、(虚数部)/(実数部)、つまりsinφRX / cosφRX とした。また64タップFIRフィルタ24の係数fRX[0:63]は、VRX(ω)の離散逆フーリエ変換をvTX[1:64]とすると、fTX[0:63]=(Re{vTX [33:64]}, Re{vTX [1:32]})とした。ただしReは実数部を表す。FIRフィルタ24および遅延器23は200MHzで動作する。<Verification>
The correctness of the above-mentioned invention was demonstrated by numerical simulation in a form compliant with the MoCA 2.0 standard. However, the simulation conditions are as follows.
(1) The mismatch parameters g TX , φ TX , g RX , and φ RX shown in FIG. 1 are 1.05, 5 °, 0.95, and −5 °, respectively.
(2) The low-pass filters 4TxI and 4TxQ shown in FIG. 1 are fourth-order Butterworth type low-pass filters, and mismatches are set so as to have cutoff frequencies of 50 MHz and 52 MHz, respectively.
(3) The low-pass filters 4RxI and 4RxQ shown in FIG. 1 are 7th-order Butterworth low-pass filters, and mismatches are set so as to have cutoff frequencies of 50 MHz and 48 MHz, respectively.
(4) The transfer characteristics of the
(5) The sampling frequency of the DA converters 3TxI and 3TxQ and the AD converters 3RxI and 3RxQ shown in FIG. However, the data samples are not quantized.
(6) The impulse responses shown in FIG. 7 are all estimated as 64 taps, a random QPSK signal is generated for each subcarrier of the OFDM signal, and estimation is performed by the least squares method. V TX (ω) was obtained, and then V RX (ω) represented by (Equation 37) was obtained. However, at this time, V TX (ω) and V RX (ω) are obtained as discrete values every 200/64 [MHz].
(7) The transmitter-side mismatch equalizer 2Tx is configured as shown in FIG. 21 is a 32-clock delay device, and 22 is a 64-tap FIR filter. Here, the multiplier λ TX is (imaginary part) / (real part), that is, sinφ TX / cosφ TX in one item of discrete inverse Fourier transform of 1 / V TX (ω). Further, the coefficient f TX [0:63] of the 64-
(8) Unlike the
上記シミュレーションにおける受信機側および送信機側のIRRの改善効果を図10および図11にそれぞれ示す。各図において凡例Δは等価器挿入前、凡例□は等価器挿入後である。受信機側、送信機側ともに全周波数領域に渡ってIRRの改善結果が見られることが分かる。 The effects of improving the IRR on the receiver side and the transmitter side in the simulation are shown in FIGS. 10 and 11, respectively. In each figure, legend Δ is before the insertion of the equalizer, and legend □ is after the insertion of the equalizer. It can be seen that both the receiver side and the transmitter side show improved IRR over the entire frequency range.
1:ミスマッチ推定器
2Tx,2Rx:ミスマッチ等価器
3TxI,3TxQ:DAコンバータ
3RxI,3RxQ:ADコンバータ
4TxI,4TxQ,4RxI,4RxQ:ローパスフィルタ
5TxI,5TxQ,5RxI,5RxQ:ミキサ
6:ローカル発振器、61:電圧制御発振器、62:2分周器
7Tx,7Rx:ローカル信号源、71,72:DFF回路、73,74:スワップスイッチ、75I,75Q:DFF回路
8:加算器
9:カプラ
10Tx,10Rx:増幅器
11:ループバックアンプ
12:アンテナ
100:ポーラ送信機又はアウトフェージング送信機等のIQ直交変調を行わない送信機1: mismatch estimator 2Tx, 2Rx: mismatch equalizer 3TxI, 3TxQ: DA converter 3RxI, 3RxQ: AD converter 4TxI, 4TxQ, 4RxI, 4RxQ: low-pass filter 5TxI, 5TxQ, 5RxI, 5RxQ: mixer 6: local oscillator, 61: Voltage controlled oscillator, 62: 2 frequency divider 7Tx, 7Rx: Local signal source, 71, 72: DFF circuit, 73, 74: Swap switch, 75I, 75Q: DFF circuit 8: Adder 9: Coupler 10Tx, 10Rx: Amplifier 11: Loopback amplifier 12: Antenna 100: Transmitter that does not perform IQ quadrature modulation, such as a polar transmitter or an out-fading transmitter
Claims (7)
前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第1の伝達特性を推定し、該第1の伝達特性の推定の結果を用いて、IPR向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、
次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第2の伝達特性を推定し、該第2の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Iチャネル信号と前記受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するIQミスマッチ補正方法において、
前記送信機側補正関数の算出は、
前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート1と、
前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート2と、
前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート1と、
前記直交変調器のIチャネルキサとQチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート2と、
をそれぞれ設定し、各ステートで得られる4個の伝達特性を用いて算出する、
ことを特徴とするIQミスマッチ補正方法。 In an RF transmission / reception apparatus including a quadrature modulator that orthogonally modulates a transmission I channel signal and a transmission Q channel signal on the transmitter side and an orthogonal demodulator that orthogonally demodulates the reception I channel signal and the reception Q channel signal on the receiver side IQ mismatch correction method,
Estimating the first transfer characteristic of the path from the input side to the output side of the quadrature modulator and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator, and using the result of estimation of the first transfer characteristic, Transmitter for correcting a mismatch between the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal in advance on the input side of the quadrature modulator by calculating a transmitter correction function for improving IPR and using the transmitter correction function Calculate the machine correction factor,
Next, the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal corrected by the transmitter side correction coefficient are input to the quadrature modulator, and from the input side to the output side of the quadrature modulator, and further input to the quadrature demodulator A second transfer characteristic of the path from the output side to the output side is estimated, a receiver-side correction function for improving IRR is calculated using a result of the estimation of the second transfer characteristic, and the receiver-side correction is calculated. In an IQ mismatch correction method for calculating a receiver side correction coefficient for correcting a mismatch between the received I channel signal and the received Q channel signal on the output side of the quadrature demodulator using a function,
The calculation of the transmitter correction function is as follows:
Normal state in which the local signals input to the I-channel mixer and the Q-channel mixer of the quadrature modulator are not swapped, and the polarities of the local signals input to the I-channel mixer and the Q-channel mixer of the quadrature demodulator are not reversed. 1 and
Normal in which local signals input to the I-channel mixer and Q-channel mixer of the quadrature modulator are not swapped, and one of the local signals input to the I-channel mixer and Q-channel mixer of the quadrature demodulator is inverted. State 2 and
Swap state 1 for swapping local signals input to the I-channel mixer and Q-channel mixer of the quadrature modulator and not reversing the polarity of the local signals input to the I-channel mixer and Q-channel mixer of the quadrature demodulator;
Swap state in which local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature modulator are swapped, and one of the local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator is inverted in polarity. 2,
Is calculated using four transfer characteristics obtained in each state,
IQ mismatch correction method characterized by the above.
前記受信機側補正関数の算出は、 The calculation of the receiver side correction function is as follows:
前記ノーマルステート1と前記ノーマルステート2とを再度設定し、各ステートで得られる2個の伝達特性を用いて算出する、 The normal state 1 and the normal state 2 are set again, and calculation is performed using two transfer characteristics obtained in each state.
ことを特徴とするIQミスマッチ補正方法。 IQ mismatch correction method characterized by the above.
前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、 Feedback path forming means for forming a feedback path from the output side of the quadrature modulator to the input side of the quadrature demodulator;
前記直交変調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、 A swapping switch that selects one of a normal state in which the local signals are input to the I-channel mixer and the Q-channel mixer of the quadrature modulator as they are and a swap state in which the local signals are input to each other by switching.
前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、 Switching to select one of a non-switching state in which each local signal input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator is input as it is and a switching state in which one of the local signals is input with the polarity inverted. Means,
前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Iチャネル信号と送信Qチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、 A transmitter-side mismatch equalizer for correcting in advance a mismatch between a transmission I channel signal and a transmission Q channel signal by a transmitter-side correction coefficient at the input side of the quadrature modulator;
前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、 A receiver-side mismatch equalizer that corrects a mismatch between the received I-channel signal and the received Q-channel signal by a receiver-side correction coefficient at the output side of the quadrature demodulator;
前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第1の伝達特性を推定し、該第1の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Iチャネル信号と前記送信Qチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第2の伝達特性を推定し、該第2の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、 A first transfer characteristic is estimated by switching between the swapping switch and the switching means in a path from the input side of the quadrature modulator to the output side of the quadrature demodulator via the feedback path, and the first transfer A transmitter-side correction function for improving the IRR is calculated using the result of the characteristic estimation, and the transmission I channel signal and the transmission Q are preliminarily used on the input side of the quadrature modulator using the transmitter-side correction function. Calculating the transmission side correction coefficient for correcting a mismatch of channel signals, and then inputting the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal corrected by the transmitter side correction coefficient to the quadrature modulator, A second transfer characteristic is estimated by switching the switching means in a path from the input side of the detector to the output side of the quadrature demodulator via the feedback path. Using the results of estimation of the transfer characteristic of the second, and the mismatch estimation unit for calculating the receiver side correction coefficient from the calculated receiver-side correction function for the IRR improvement,
を備えることを特徴とするRF送受信装置。 An RF transmitting / receiving apparatus comprising:
前記送信機側補正関数の算出は、 The calculation of the transmitter correction function is as follows:
前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたノーマルステート1と、 Normal state 1 in which the swapping switch is in a normal state and the switching means is in a non-switching state;
前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたノーマルステート2と、 A normal state 2 in which the swapping switch is in a normal state and the switching means is in a switching state;
前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたスワップステート1と、 A swap state 1 in which the swapping switch is in a swap state and the switching means is in a non-switching state;
前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたスワップステート2と、 A swap state 2 in which the swapping switch is in a swap state and the switching means is in a switching state;
をそれぞれ設定し、各ステートで得られる4個の伝達特性を用いて算出する、 Is calculated using four transfer characteristics obtained in each state,
ことを特徴とするRF送受信装置。 An RF transmitting / receiving apparatus.
前記受信機側補正関数の算出は、 The calculation of the receiver side correction function is as follows:
前記ノーマルステート1と前記ノーマルステート2とを再度設定し、各ステートで得られる2個の伝達特性を用いて算出する、 The normal state 1 and the normal state 2 are set again, and calculation is performed using two transfer characteristics obtained in each state.
ことを特徴とするRF送受信装置。 An RF transmitting / receiving apparatus.
前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第3の伝達特性を推定し、該第3の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Iチャネル信号と前記受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出するIQミスマッチ補正方法において、 A third transfer characteristic of a path from the input side of the transmitter to the output side and further from the input side of the quadrature demodulator to the output side is estimated, and the result of the estimation of the third transfer characteristic is used to estimate the IRR. Receiver side correction function for improvement is calculated, and the receiver side correction function is used to correct a mismatch between the received I channel signal and the received Q channel signal on the output side of the quadrature demodulator In the IQ mismatch correction method for calculating the correction coefficient,
前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート3と、前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート4と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる2個の伝達特性を用いて算出する、 The calculation of the correction function on the receiver side includes normal state 3 in which polarities of local signals input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator are not inverted, and the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator. Normal state 4 in which one of the local signals input to each of them is inverted in polarity, and calculated using two transfer characteristics obtained in each state.
ことを特徴とするIQミスマッチ補正方法。 IQ mismatch correction method characterized by the above.
前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、 Feedback path forming means for forming a feedback path from the output side of the transmitter to the input side of the receiver;
前記直交復調器のIチャネルミキサとQチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、 Switching to select one of a non-switching state in which each local signal input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature demodulator is input as it is and a switching state in which one of the local signals is input with the polarity inverted. Means,
前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Iチャネル信号と受信Qチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、 A receiver-side mismatch equalizer that corrects a mismatch between the received I-channel signal and the received Q-channel signal by a receiver-side correction coefficient at the output side of the quadrature demodulator;
前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第3の伝達特性を推定し、該第3の伝達特性の推定の結果を用いて、IRR向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、 A third transfer characteristic is estimated by switching the switching means in a path from the transmitter to the output side of the quadrature demodulator of the receiver via the feedback path forming means, and the third transfer characteristic A mismatch estimation unit that calculates a receiver-side correction coefficient after calculating a receiver-side correction function for improving IRR using the estimation result;
を備えることを特徴とするRF送受信装置。 An RF transmitting / receiving apparatus comprising:
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