JP5960817B2 - 負荷、特にｌｅｄユニット、を駆動するドライバ装置及び駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、負荷、特に、１又はそれ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニット、を駆動するドライバ装置及び対応する駆動方法に関する。更に、本発明は、照明装置に関する。

後から取り付けるランプのようなオフライン用途のためのＬＥＤドライバの分野において、解決法は、幾つかある関連する特徴の中で特に、高効率、高電力密度、長寿命、高力率及び低費用に対処するよう求められる。実際的に全ての既存の解決法はどれか１つの要求を妥協して解決するが、提案されるドライバ回路は、現在及び将来の電力網規則を遵守しながら、本線電力の形をＬＥＤによって必要とされる形に適切に整えることが絶対不可欠である。非常に重要なのは、最大光覚フリッカ（望ましくは、零）を保証することである。

通常、２つの直列接続された電力段が、本線周期（又は供給周期、すなわち、本線電圧又は供給電圧の周期）の全体にわたって出力電力を一定に保ちながら高い力率を得るために使用される。不連続な導通モードにおいて動作するブーストコンバータを組み込むことによって高い力率（ＨＰＦ；High Power Factor(s)）を可能にする単一の電力変換段を備えたコンバータも知られている。かかるコンバータは、実際には、２つの電力変換段を組み合わせる。

幾つかの後から取り付けるＬＥＤドライバ製品に関し、フェーズカット・ディマーとの互換性が望まれる。なお、フェーズカット・ディマーは、抵抗及び／又は無効部品、特にＲ、ＲＬ、Ｃ又はＲＬＣ部品、を含む相当多くの負荷を駆動するよう設計されてきた。かかるディマーの多くは二線式である。

低電力ＬＥＤランプモジュール（以降、ＬＥＤユニットと呼ばれる。）のために最大限のディマー互換性を可能にすることは、幾つかの問題を伴う。それは主に、ランプとディマーとの間の電力定格の不一致を処理しなければならない。そのような問題は、例えば、ディマーにおいて使用されるサイリスタ又はトライアックのために十分な保持電流を供給すること、又は典型的なディマー回路のＬＦフィルタ素子の間の不可避の発振を扱うこと（これは、制御されないフリッカをもたらしうる。）を含む。

既存の解決法は、仮にも利用可能であるならば、通常は、そのようなドライバ装置においてしばしば使用される既知のブリーダ（特開２０１０−２１２２６７８号公報）のように損失の増大を示し、更には、複数の受動及び／又は半導体部品を必要とする。

特開２０１０−２１２２６７８号公報

本発明の目的は、負荷、特に、１又はそれ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニット、を駆動して、特に、高効率、長寿命及び低費用を提供するドライバ装置及び対応する駆動方法を提供することである。更に、提案されるドライバ装置及び方法は、広範囲のフェーズカット・ディマーに適合すべきである。

更に、本発明の目的は、対応する照明装置を提供することである。

本発明の態様に従って、周期的供給電圧を調整するディマーを潜在的に有する外部電源から前記周期的供給電圧を受ける電力入力端子と、
負荷を駆動する駆動電圧及び／又は駆動電流を供給する電力出力端子と、
前記電力入力端子と前記電力出力端子との間に結合され、前記電力入力端子から受けた入力電流を制御して、第１のモードにおいて前記外部電源から、前記負荷を駆動するために必要な電力よりも高い高電力を引き込むか又は第２のモードにおいて前記外部電源から、前記負荷を駆動するために必要な前記電力よりも低い低電力を引き込むか若しくは電力を引き込まない電力段であって、前記供給電圧の複数の続いて起こる半周期期間のうちの一定割合の半周期期間にのみ前記第２のモードにあるよう前記入力電流を制御し、前記第１のモードでは前記駆動電圧及び／又は駆動電流を前記電力出力端子へ供給する前記電力段と、
前記電力段へ結合され、前記第１のモードでは前記電力入力端子で供給される電気エネルギを蓄積し、前記第２のモードでは前記電力出力端子を介して前記負荷へ蓄積された電気エネルギを供給するエネルギ蓄積ユニットと
を有するドライバ装置が提供される。

本発明の他の態様に従って、対応する駆動方法が提供される。

本発明の更なる他の態様に従って、１又はそれ以上の光源ユニットを有する光源アセンブリ、特に、１又はそれ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットと、本発明に従って提供される、前記光源アセンブリを駆動するドライバ装置とを有する照明装置が提供される。

本発明の望ましい実施形態は、従属請求項において定義される。請求される方法は、請求される装置及び従属請求項において定義されるのと同様の及び／又は同じ望ましい実施形態を有することが理解されるべきである。

幅広い（一般的に知られ且つ広く使用される）ディマー、特にフェーズカット・ディマー、に適合するために、低電力ドライバ装置の電力段が２つのモードのいずれかにおいて運転することが提案される。すなわち、第１のモード（モード１とも呼ばれる。）において、それは、白熱ランプと同じくらいの一定負荷（例えば、４０ワット）に相当し、第２のモード（モード２とも呼ばれる。）において、電力状態はオフ状態にあり、高抵抗負荷又は開回路を形成する。よって、電力段は、望ましくは供給電圧の零交差で又はその付近で、それらの２つのモードの間を切り替えるようドライバ装置への入力電流を制御する。

更に、エネルギ蓄積ユニット、望ましくは単一のキャパシタ（バスキャパシタとも呼ばれる。）が使用され、供給電圧のＮ−１回の半周期に負荷へエネルギを供給するよう設計され、それにより、第１の上限閾から第２の下限閾値へ放電される。例えば、４Ｗランプは、第２のモードにおいてエネルギ蓄積ユニット（例えば、バスキャパシタ）によって供給電圧のＮ−１＝９回の半周期に電圧を印加される。エネルギ蓄積ユニットは、第１のモードにおいて供給電圧の１つの半周期の間充電され、第１のモードでは４０Ｗの電力が電力入力端子から引き込まれる。一般的に、第１のモードの半周期の数は、第２のモードの半周期の数よりも相当に小さい。

このように、提案されるドライバ装置は、従来の電球とともに使用するために供給電圧を調整するよう設計される既存のディマーが、目下ＬＥＤユニットによって置換される場合でさえ、電源において駆動される場合には正確に動作することを確かにする。第１のモードにおいて、ドライバ装置は、一種の従来の電球をこのように“擬態”し、電源から負荷（すなわち、ＬＥＤユニット）を駆動するために実際に必要とされるよりも（相当に）多い電力を引き込む。過度の電力が、比較的大きいエネルギ蓄積ユニットを充電するためにこのモードでは使用される。次いで、第２のモード（一般に、第１のモードよりも長い存続期間を有する。）において、電源からは電力が引き込まれないか又はほんの少しの電力のみが引き込まれ、負荷は、エネルギ蓄積ユニットにおいて蓄積されたエネルギの使用により駆動される。

供給電圧は、電源によって供給される整流された周期的供給電圧であってよい。ＡＣ本線電圧が、例えば本線電圧源から、電力入力端子への入力電圧として供給される場合に、整流器ユニットが望ましくは、供給されるＡＣ入力電圧（例えば、本線電圧）を（整流された周期的）供給電圧に整流するために使用される。かかる整流器ユニットは、例えば、一般的に知られるハーフブリッジ又はブルブリッジを有してよい。供給電圧はこのように、ＡＣ入力電圧の極性ごとに同じ極性を有する。

代替的に、例えば、そのような整流された周期的供給電圧が、例えば、他の場所に設けられた整流器（前記外部電源に相当）から、予め電力入力端子で供給される場合は、これ以上の又は一般的な素子（例えば、増幅器のような）しか、供給される供給電圧を整形するために電力入力端子へ結合されない。

更に、電源は、本発明の使用により回避され得る上記の問題をもたらしうるディマーを有してよい。なお、本発明に従うドライバ装置は、ディマーが作動しない場合又はディマーが全く電源において存在しない場合にも、正確に動作して効率よく負荷を駆動する。

望ましい実施形態に従って、前記電力段は、前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるよう前記入力電流をオン及びオフする制御スイッチングユニットを有する。

他の実施形態に従って、前記電力段は、整流器ユニットと、該整流器ユニットの入力部又は出力部で結合され、前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるよう前記入力電流をオン及びオフする制御スイッチングユニットとを有する。

望ましくは、単一のスイッチが、例えば、電力入力端子から電力段への接続線において、スイッチングユニットとして設けられる。該スイッチングユニットによって、接続線は簡単に分離され得る。これは、電力段が第１のモードと第２のモードとの間を瞬時に切り替えることを可能にする簡単な解決法を提供する。代替的に、電力段は、零へと、すなわち、零入力電流を受けるよう、制御され得る。あるいは、電力段は、零入力電流を供給するよう制御され得る。

望ましくは、前記電力段は、
高電圧ノードと低電圧ノードとの間に直列に結合される第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有し、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間にスイッチノードを備えるハーフブリッジユニットと、
入力段の出力部と前記ハーフブリッジユニットの間に結合される第１のインダクタを有するブースト入力フィルタユニットと、
前記ハーフブリッジユニットと電力出力端子との間に結合される第２のインダクタとを有するバック出力フィルタユニットと
を有する。

よって、この実施形態に従って、オフライン同期ブーストコンバータは、同期バックコンバータに組み込まれる。電力出力端子へは、負荷（例えば、ＨＶ ＬＥＤユニット）が接続される。

別個のキャパシタ電圧レベル（すなわち、望ましくはキャパシタであるエネルギ蓄積ユニットに印加される電圧のレベル）が、蓄積されるエネルギを最小限とすることを可能にする。バック電流は、両方のスイッチング素子（望ましくはトランジスタ、例えば、ＭＯＳＦＥＴであって、ハーフブリッジユニットを形成する。）の無損失スイッチングを可能にし、これは、高い周波数でさえ高い効率を意味し、小型化されたインダクタを可能にする。

様々な負荷及び入力電圧範囲に対処する種々の望ましい実施形態として提供されるブースト組み込み同期バックコンバータ（ＢＳＢ；Boost integrated Synchronous Buck converter）の様々な基本構成が存在する。それらの全てが、デューティーサイクルのみ若しくはスイッチング周波数を操作することによって、又はバーストモード動作によって、実質的に零負荷電流へと全負荷範囲にわたって制御され得る。

望ましくは、スイッチング素子はともに、ハーフブリッジユニット（スイッチングユニットとも呼ばれる。又は、時々、ハーブブリッジと呼ばれる。）を形成する。しかし、一般的に、スイッチング素子は、例えばトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）又は他の制御スイッチング手段を含め、様々な方法において実施されてよい。

代替の実施形態において、前記電力段は、前記入力電流を制御する入力電力段と、前記駆動電圧及び／又は駆動電流を制御する出力電力段とを有する。ここで、二段供給の利点は、入力及び出力の両方の電流が独立して制御可能である点であり、これは、入力電流をより良く整形することを可能にし且つバス電圧制御を容易にする。

望ましくは、前記入力電力段は、電力入力端子と第１のスイッチングノードとの間に結合されるインダクタを有し、前記第１のスイッチングノードは、直列に結合される第１のスイッチングユニットと第１のダイオードとの間に配置され、及び／又は
前記出力電力段は、電力出力端子と第２のスイッチングノードとの間に結合されるインダクタを有し、前記第２のスイッチングノードは、直列に結合される第２のスイッチングユニットと第２のダイオードとの間に配置される。このように、参考までに二例を挙げると、ブーストコンバータ又はフライバックコンバータが入力電力段として使用されてよい。更に、追加のスイッチとともに、バック又はバックブーストコンバータが入力電力段として使用され得る。

先に簡単に述べたように、前記電力段は、前記周期的供給電圧の零交差でのみ前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように、前記電力入力端子から供給される前記入力電流を制御するよう構成される。しかし、これは、それらの零交差の時点を知ることを必要とする。１つのオプションは、供給電圧の周期性及び周波数に関する認識に基づきそれらの時点を推定又は計算することである。

他のオプションは、前記電力段が、前記零交差の時点を推定し、零交差のすぐ前に前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記入力電流を制御するよう構成されることである。零交差で又はその周辺で、電源から引き込まれる電力はいずれにせよ低いか又は零であるから、これは、ドライバ装置及び電源又はディマーの機能に悪影響を有さない。なお、このオプションは、スイッチングが行われるべき零交差の推定される時点が厳密には正しくない場合でさえ、零交差が見逃されない可能性を提供する。ここで、「零交差のすぐ前に」は、零交差の前の０から３ミリ秒の範囲にある、望ましくは０．５から２ミリ秒の範囲にある時間存続期間（例えば、１ミリ秒）として理解されてよい。

更なる他のオプションは、前記電力段が、規則的間隔の又は全ての零交差で前記第２のモードの間にも前記外部電源から高電力を引き込むよう前記入力電流を一時的に制御することによって、前記零交差の時点を追跡するよう構成されることである。先と同じく、上述されたように、零交差で又はその周辺で、電源から引き込まれる電力はいずれにせよ低いか又は零であるから、これは、ドライバ装置及び電源又はディマーの機能に悪影響を有さない。なお、このオプションは、必要に応じて零交差の時点が追跡されて補正される可能性を提供し、それにより、続いて起こる零交差の時点の推定はより正確に行われ得る。ここで、「一時的」は、０から３ミリ秒の範囲にある、望ましくは０．５から２ミリ秒の範囲にある時間存続期間（例えば、１ミリ秒）として理解されてよい。一時的に引き込まれる高電力は、望ましくは、零交差のすぐ前に完了する。「零交差のすぐ前に」は、ここでも、零交差の前の０から３ミリ秒の範囲にある、望ましくは０．５から２ミリ秒の範囲にある時間存続期間（例えば、１ミリ秒）として理解されてよい。この実施形態は、望ましくは、後縁（トランジスタ）ディマーに関連する。それは、それらが通常は零交差の周辺で引き込む幾らかの供給電力を必要とするためである。

一実施形態において、前記電力段は、前記供給電圧を調整するために使用されるディマーのタイプを示すディマータイプ情報に基づき前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記電力入力端子から受けた前記入力電流を制御するよう構成される。前記ディマータイプ情報は、電力段が利用可能であってよく、あるいは、ドライバ装置は、例えば、調整が有効にされる場合に、前縁又は後縁フェーズカット・ディマーが存在するかどうかを確かめるよう供給電圧をモニタすることによって、ディマーのタイプを決定する手段を有する。このように、かかる認識に基づき、供給電圧の零交差の時点が決定され得、それらの時点に、望ましくは、第１のモードと第２のモードとの間の切り替えが行われる。

他の実施形態において、前記電力段は、前記供給電圧が調整される調整減衰率を示す調整情報に基づき前記駆動電圧及び／又は駆動電流を制御するよう構成される。前記調整情報は、前記第１のモードの間は調整された供給電圧及び／又は調整された供給電流から得られてよく、あるいは、前記供給電圧の２回の半周期の時間期間に対する、調整された供給電圧及び／又は調整された供給電流が所定の供給電圧閾を上回る時間の比から得られてよい。このように、駆動電圧及び／又は駆動電流は最終的に、適用される調整の量を表す供給電圧から得られる信号（例えば、導通角）に基づき制御される。言い換えると、制御は一定でも静的でもなく、供給電圧に適用される調整の量に依存して変化する。

他の実施形態において、前記電力段は、前記エネルギ蓄積ユニットに印加される現在の電圧を示すエネルギ蓄積情報に基づき前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記電力入力端子から受けた前記入力電流を制御するよう構成され、該入力電流は、下限エネルギ蓄積閾電圧と上限エネルギ蓄積閾電圧との間で動くよう制御される。調整の量が増大する場合に、下限エネルギ蓄積閾電圧と上限エネルギ蓄積閾電圧との間の差は、望ましくは低減される。

３つの値が制御の対象である。すなわち、入力電流（モード１又は２）、ＬＥＤ駆動電流、及びバス電圧である。バスキャパシタは、少なくともＥｂｕｓ＝（Ｎ−１）×Ｐｏ×Ｔｐｅｒで蓄積されるよう設計され、なお、Ｎ＝Ｐｄｉｍ／Ｐｏ、すなわち、定格ランプ電力（Ｐｏ）に対する最低限必要なディマー電力の比、である。Ｔｐｅｒは、供給期間の半分である。そのエネルギを蓄積するよう、バスキャパシタは、下限バス電圧レベルと上限バス電圧レベルとの間で変化してよい。

様々な動作方法が存在する。例えば、
ｉ）サイクルスキッピング制御：モード１のサイクルの周波数は、上限バス電圧が許す限り高く保たれる。調整モード（ａ＜１）では、結果として得られる低バス電圧は（動作）下限を上回る。
ｉｉ）閾制御：バス電圧は常に、固定の限界の間を動く。よって、調整レベルａ＜１で、放電サイクルの数は増大する（Ｎ／ａ）。
ｉｉｉ）混合動作：動作タイプｉ）は、後縁（トランジスタ）ディマーの場合に、それらの内部供給がモード１動作を必要とするので、有利である。動作タイプｉｉ）は、より高い全体的な効率をもたらすことができ、典型的な前縁（トライアック）ディマーに適切である。

望ましくは、調整動作（例えば、フェーズカット動作）が検出される場合は、ランプ電流リファレンスは低減され、更に、エネルギ蓄積ユニットに印加される電圧はそれらの閾値の間を動き、ａが調整減衰係数である場合に、１／ａの充電及びＮ／ａの放電半周期を要する。代替的に、単一の充電半波動作（すなわち、供給電圧の単一の半周期におけるエネルギ蓄積ユニットの充電）が使用され得る。

一般的に、実施形態において、前記電力段は、前記第１のモードにおいて前記供給電圧に追随するように前記入力電流を制御するよう構成される。これは特に、異なるモードの間の切り替えが、単純なスイッチの使用より達成される場合に当てはまる。なお、他の実施形態では、例えば、より複雑な入力電力段が利用可能である場合に、入力電流は、例えば、周期的な矩形又は台形入力電流の形を有するよう、変更され得る。その適切な動作のためにディマーから引き込まれる必要がある最低電力Ｐｄｉｍは、正弦波電流の場合に比べて幾らか低減され得る。これは、蓄積要求の低減、すなわち、より小さいキャパシタ、を意味する。

実施形態において、前記電力段は、前記第１のモードにおいて前記外部電源から高電力を引き込むように前記入力電流を制御するよう構成され、前記高電力はディマー電力に対応し、前記ディマーは、前記ディマー電力を最低値（通常、最低限必要な負荷と呼ばれる。）として供給するよう設計される。このように、電力段は、ディマーが、例えば、ディマーが設計される白熱電球の代わりに、ＬＥＤユニットが負荷として設けられる場合でさえ正確に動作することができるように設計される負荷（最低負荷）をほぼ正確に擬態する。電源／ディマーから引き込まれる電流の量に関する情報は、例えば、適切な設定を行うことによって、前もって電力段へ提供され得るか、又は供給電圧及び入力電流の測定からドライバ装置自体によって決定され得る。

また更に、実施形態において、前記エネルギ蓄積ユニットは、望ましくは単一のキャパシタであって、前記入力電流が前記第２のモードにあるよう制御される全時間期間に、前記負荷を駆動するのに十分な電気エネルギの量を蓄積するよう構成される。第１のモード及び第２のモードの時間存続期間の比は、望ましくは、エネルギ蓄積ユニットが第２のモードの間に放電するのと同じだけ第１のモードの間に充電するように、決定される。

既知の二段式ドライバ装置の略ブロック図である。 入力蓄積キャパシタを備える既知の一段式ドライバ装置の略ブロック図である。 出力蓄積キャパシタを備える既知の一段式ドライバ装置の略ブロック図である。 本発明に従うドライバ装置の全体的なレイアウトの略ブロック図である。 本発明に従うドライバ装置の第１の実施形態の略ブロック図である。 図４に示される第１の実施形態のより詳細な回路図である。 非調整動作での第１の実施形態における電圧及び電流の図である。 調整動作での第１の実施形態における電圧及び電流の図である。 本発明に従うドライバ装置の第２の実施形態の略ブロック図である。 図８に示される第２の実施形態のより詳細な回路図である。 非調整動作での第２の実施形態における電圧及び電流の図である。 第１の動作モードにおける調整動作での第２の実施形態における電圧及び電流の図である。 第２の動作モードにおける調整動作での第２の実施形態における電圧及び電流の図である。

以下、本発明の上記の及び他の態様は、添付の図面から明らかになり、それらを参照して説明されるであろう。

既知の二段式ドライバ装置１０の実施形態は、図１において概略的に示されている。ドライバ装置１０は、整流器ユニット１２と、整流器ユニット１２の出力部へ結合されている第１の段の前調整ユニット１４と、第１の段の前調整ユニット１４の出力部へ結合されている第２の段の変換ユニット１６と、第１の段の前調整ユニット１４と第２の段の変換ユニット１６との間にあるノード１５へ結合されている電荷キャパシタ１８とを有する。整流器ユニット１２は、望ましくは、例えば、外部の本線電圧供給２０から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ１２へと整流する、既知の全波ブリッジ又は半波ブリッジのような整流器ユニットを有する。負荷２２は、この実施形態では２つのＬＥＤ２３を有するＬＥＤユニットであり、第２の段の変換ユニット１６の出力部へ結合されている。第２の段の変換ユニット１６の出力信号、特に、その駆動電圧Ｖ１６及びその駆動電流Ｉ１６は、負荷２２を駆動するために使用される。

第１の段の前調整ユニット１４は、整流電圧Ｖ１２を中間ＤＣ電圧へと予め調整し、第２の段の変換ユニット１６は、その中間ＤＣ電圧を所望のＤＣ駆動電圧Ｖ１６へと変換する。電荷キャパシタ１８は、電荷を蓄積するために設けられており、すなわち、中間ＤＣ電圧Ｖ１４により充電されて、第２の段の変換ユニット１６の略一定の出力電力、特に、負荷２２を流れる一定駆動電流Ｉ１６を確かにするよう整流電圧Ｖ１２の低周波信号をフィルタリングする。これらの要素１４、１６、１８は、一般的に知られており、そのようなドライバ装置１０において広く使用され、よって、ここではより詳細に記載されるべきではない。一般的に、ドライバ装置１０は、特に後から取り付ける用途において劇的に制限され得るより大きい空間要件及び費用を犠牲にして、高い力率及び低いフリッカの上記の要求に応じる。既知の一段式ドライバ装置３０ａ、３０ｂの実施形態は、図２ａ及び図２ｂにおいて概略的に示されている。ドライバ装置３０は、整流器ユニット３２（図１に示される二段式ドライバ装置１０の整流器ユニット１２と同じであってよい。）と、整流器ユニット３２の出力部へ結合される変換ユニット３４（例えば、図２ｂに示される実施形態についてはフライバックコンバータ、又は図２ａに示される実施形態についてはバックコンバータ）とを有する。更に、図２ａに示される実施形態では、電荷キャパシタ３６ａ（低周波入力蓄積キャパシタに相当）が、整流器ユニット３２と変換ユニット３４との間に設けられたノード３３へ結合されている。図２ｂに示される実施形態では、電荷キャパシタ３６ｂ（低周波出力蓄積キャパシタに相当）が、変換ユニット３４と負荷２２との間に設けられたノード３５へ結合されている。整流器ユニット３２は、例えば、外部の本線電圧供給（電源とも呼ばれる。）から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ３２へと整流する。整流電圧Ｖ３２は、負荷２２を駆動するための所望のＤＣ駆動電圧Ｖ３４へと変換される。

蓄積キャパシタ１８（図１）及び３６ａ、３６ｂ（図２ａ、２ｂ）は主に、負荷への定電流を可能にするために整流電圧Ｖ１２、Ｖ３２の低周波成分を除去するよう設けられている。従って、それらのキャパシタは、特に、負荷に並列に接続される場合且つその負荷がＬＥＤである場合に、大きい。

図１及び図２に示されるドライバ装置は、例えば、Robert Erickson及びMichael Madigan、“Design of a simple high-power-factor rectifier based on the flyback converter”、IEEE Proceedings of the Applied Power Electronics Conferences and Expositions、１９９０年、７９２〜８０１頁において記載されている。

そのような一段式ドライバ装置３０ａ、３０ｂのほとんどは、図１に例示される二段式ドライバ装置と比べて少ないハードウェア部品点数を特徴とするが、一般的に、ＡＣ入力電圧の低周波成分を除去しなければならない電荷キャパシタのサイズにおける制限のために、高い力率と低い知覚可能なフリッカとを同時には提供しない。加えて、一段式ドライバ装置は、知覚可能なフリッカを軽減するために使用される大きな蓄積キャパシタの使用により、負荷（例えば、ランプ）のサイズ、寿命及び最高温度動作を、批判的に言えば妥協する。更に、既知のドライバ装置は、一般的に、既存のフェーズカット・ディマーに適合せず、これは、本発明によって扱われる主な問題の１つである。

図３は、本発明に従うドライバ装置５０の全体的なレイアウトを示す。ドライバ装置５０は、外部電源２０（例えば、本線電圧供給）から周期的供給電圧ｖｍを受ける電力入力端子５１、５２を有する。供給電圧ｖｍは、望ましくは、内部又は外部の整流器（本実施形態では図示せず。）によって整流されている。外部電源２０は、供給された供給電圧を調整するディマー、例えば、一般的に知られているタイプのフェーズカット・ディマー（例えば、前縁又は後縁フェーズカット・ディマー）を更に有してよい。かかるディマーはしばしば、上述されたように、従来のドライバ装置とともに使用される場合に問題を生じさせる。そのような問題は、特に、一般的に従来の電球とともに使用されるよう設計される既存のディマーが１又はそれ以上のＬＥＤランプを調光するために使用されるべき場合に、存在する。そのような問題は、本発明に従うドライバ装置において回避される。

ドライバ装置５０は、負荷２２を駆動する駆動電圧ｖｏ及び／又は駆動電流ｉｏを供給する電力出力端子５３、５４を更に有する。

電力段７０が、電力入力端子５１、５２と電力出力端子５３、５４との間に結合されており、第１のモードにおいて外部電源２０から高電力を引き込むか、又は第２のモードにおいて外部電源２０から低電力を引き込むか若しくは電力を引き込まないよう電力入力端子５１、５２から受けた入力電流ｉｍを制御する。高電力は、負荷２２を駆動するのに必要とされる電力よりも高く、低電力は、負荷２２を駆動するのに必要とされる電力よりも低い。高電力は、特に、従来の電球等の従来の負荷がドライバ装置へ結合される場合にドライバ装置から通常引き込まれる電力と同じ高さであり、それにより、第１のモードの間、ドライバ装置は、電源及び特に既存のディマーに対するそのような従来の負荷を”擬態”する。負荷を駆動するのに必要とされない過度の電力は、エネルギ蓄積ユニット９０において蓄積される。

電力段７０は、供給電圧の複数の続いて起こる半周期期間のうちの一定割合の半周期期間にのみ第２のモードにあるよう入力電流ｉｍを制御する。更に、電力段７０は、第１のモードでは駆動電圧及び／又は駆動電流を電力出力端子５３、５４へ供給する。電力段７０のより詳細な実施形態は、以下で説明される。

エネルギ蓄積ユニット９０は、この実施形態では単一のキャパシタＣｂ（バスキャパシタとも呼ばれる。）を有し、電力段７０へ結合されて、第１のモードでは電力入力端子５１、５２で供給される電気エネルギを蓄積し、第２のモードでは電力出力端子５３、５４を介して負荷２２へ蓄積された電気エネルギを供給する。エネルギ蓄積ユニット９０は、このように、第１のモードの間は電気エネルギをロードされ、一方、電力段７０が入力電流ｉｍを第２のモードにあるよう制御する場合は、その蓄積された電気エネルギを電力出力端子５３、５４を介して負荷２２へ供給する。

本発明に従うドライバ装置５０ａに係る第１のより詳細な実施形態は、図４において示されている。この実施形態では、電力段７０ａは、電源２０の下側電力端子へ結合されている電力入力端子５１と出力電力段６３（すなわち、駆動電流及び／又は駆動電圧を制御する電力段７０ａの主要要素を含む。）との間の結合線において、単一のスイッチング素子６１を有する。スイッチング素子６１を制御するために、適切な制御ユニット６２が、望ましくは更に設けられる。制御ユニット６２は、電力段７０ａの部分であってよく、あるいは、外部の要素であってよい。更に、制御ユニット６２は、ハードウェアにおけるコントローラによって、適切にプログラミングされたマイクロプロセッサ若しくはコンピュータによって、又はその他適切な方法において、実現されてよい。よって、第１のモードと第２のモードとの間を切り替えるよう、制御ユニット６２は、電力段７０ａと電源２０との間を接続又は分離するようスイッチ６１を制御する。このように、本実施形態は、第１のモードと第２のモードとの間の所望の切り替えを可能にするための簡単且つ安価な解決法を提供する。

図５は、特に電力段７０ａの実施例７０ｂを示す本発明に従うドライバ装置５０ｂに係る第２の実施形態を示す。更に、この実施形態では、整流器ユニット９５が設けられており、制御入力電流ｉｍｃを（周期的な）整流制御電圧ｉｍｒへと整流する。出力電力段６３ｂは、図４に示される出力電力段の実施例であり、第１のスイッチング素子７２及び第２のスイッチング素子７３を有するハーフブリッジユニット７１（スイッチングユニット又はハーフブリッジとも呼ばれる。）を有する。第１のスイッチング素子７２及び第２のスイッチング素子７３は、高電圧ノード７５と低電圧ノード７６との間に直列に結合されており、第１のスイッチング素子７２と第２のスイッチング素子７３との間にスイッチノード７７を形成する。第１のインダクタＬ１を有するブースト入力フィルタユニット７８が、整流器ユニット９５とハーフブリッジユニット７１との間に結合されている。第２のインダクタＬ２を有するバック出力フィルタユニット７９が、ハーフブリッジユニット７１と電力出力端子５３、５４との間に結合されている。

ブースト入力フィルタユニット７８の入力端子は、この実施形態では、整流器ユニット９５の出力端子へ結合されている。ブースト入力フィルタユニット７８の出力端子は、ハーフブリッジユニット７１のスイッチノード７７及び低電圧ノード７６へ結合されている。バック出力フィルタユニット７９の入力端子は、ハーフブリッジユニット７１の高電圧ノード７５及びスイッチノード７７へ結合されている。バック出力フィルタユニット７９の出力端子は、電力出力端子５３、５４へ、よって負荷２２へ結合されている。エネルギ蓄積ユニット９０は、この実施形態では高電圧ノード７５と低電圧ノード７６との間に結合されている。

最後に、他の制御ユニット８０（適切に設計又はプログラミングされているコントローラ、プロセッサ又はコンピュータとして実施されて、制御ユニット６２へ結合されるか、又は共通の部品として実施されてよい。）が、スイッチング素子７２、７３を制御するために設けられる。

ブーストインダクタＬ１は、供給電圧のＮ番目の半周期（Ｎは１以上の整数である。）ごとにのみバスキャパシタＣｂを十分に充電するために、定格ランプ電力ＰｏのＮ倍に相当する定格調整電力Ｐｄｉｍを変換するよう設計される。スイッチ６１の他の配置が可能であり、例えば、電力入力端子５１、５２と出力電力段６３ｂとの間に結合される整流器ユニット９５及び／又はＥＭＩフィルタ（図示せず。）の後ろにあってよい。第１のモードにおいて、ドライバ装置は、通常は、抵抗負荷のようである。

図６は、Ｐｌａｍｐ（ランプの電力）＝６Ｗ、Ｐｉｎ（モード２／モード１における入力電力）＝０Ｗ／３０Ｗ（１．８ｋΩ）、Ｃｂ＝４．７μＦ、ｖｂ＿Ｈ＝４４０Ｖ、ｖｂ＿Ｌ＝３００Ｖの値を仮定して、幾つかの供給周期の非調整動作におけるとり得るＬＦ（低周波）波形を示す。供給電流ｉｍは零であるか（モード２）、又は周期的供給電圧の５番目の半波ごとに供給電圧（Ｒ＝１．８ｋΩ、３０Ｗ）に追随する。後者は、バスキャパシタＣｂにかかるバス電圧ｖｂの急勾配の電圧上昇をもたらす。オフモード（すなわち、モード２）の間、キャパシタＣｂは、負荷２２へゆっくりと放電する。負荷２２は一定であり且つ完全にオンであると仮定される。調整の角度又は減衰を表すリファレンス信号は１００％であるとされる（ａ＝１）。

図７は、同じドライバ装置について、Ｐｌａｍｐ＝３Ｗ、Ｐｉｎ＝０Ｗ／３０Ｗ（１．８ｋΩ）、Ｃｂ＝４．７μＦ、ｖｂ＿Ｌ＝４１０Ｖ、ｖｂ＿Ｌ＝３４０Ｖの値を仮定して、調整動作における波形を示す。このとき、それらの波形は、電圧ｖｍが示すような前縁ディマーの９０°の調整角度での動作から生じる（ここでは、負荷減衰ａ＝０．５へ変換される。）。バス電圧ｖｂは電圧ｖｂ＿Ｈとｖｂ＿Ｌとの間で変化する。調整動作は、高い実質的な供給電流ｉｍを伴う充電サイクルの間に（すなわち、モード１において）のみ供給電圧ｖｍにおいて可視的である。

このように、本発明の第１及び第２の実施形態は、入力電流を制御し且つ供給サイクルスキッピングモードにおいて動作する入力スイッチと、ドライバが電源から切り離される間、複数の供給サイクルに負荷への給電を行う蓄積キャパシタと、出力電流を制御する電力段とを備えるドライバを提供する。入力電流は２つのモード、すなわち、入力電流が一定の高電力負荷（例えば、電球の抵抗インピーダンス）のようである高電力モード（モード１）と、電力段が高オーム抵抗又は開回路を形成するオフモード（モード２）とを有する。

モード間を切り替えることは、望ましくは、供給電圧の零交差でのみ起こる。更に、バスキャパシタは、例えば係数１．５の電圧振幅に関連づけられるＮ−１回の周期にエネルギを蓄積するよう設計される。実施形態において、バス電圧ｖｂは観察され、予めセットされた値の周辺又はそれらの間を変化するよう制御される。更に、実施形態において、負荷電流リファレンス値のための設定点は、モード１の間にディマーによって供給される供給電圧から導出され、例えば、ｖｍが周期時間にわたって閾値を超える時間の比である。図８は、電力段７０ｃに相当する入力電力段６４及び出力電力段６５を有する本発明に従うドライバ装置５０ｃに係る第３の実施形態を示す。入力電力段６４と出力電力段６５との間には、エネルギ蓄積ユニット９０（この実施形態では、単一のバスキャパシタＣｂを有する。）が結合されている。この実施形態では、入力電力段６４は、図４及び図５において示された実施形態のように単純に単一のスイッチを有するのはなく、入力電流ｉｍを制御するための幾つかの更なる機能を有する。

例えば、実施形態において、入力電流ｉｍは供給電圧ｖｍに追随するよう（例えば、供給電圧が正弦波である場合は正弦波の形を示すよう）第１のモードにおいて制御され、他の実施形態では、入力電流ｉｍは異なる波形、例えば、矩形若しくは台形形状又はその他所望の形状を有するよう制御される。このように、入力電力段は、例えば、ドライバ装置において従来使用されるブーストコンバータ又は他のエレクトロニクスを有してよい。

更に、実施形態において、入力電力段６４は、第２のモードにおいて零であるよう入力電流ｉｍを制御するのみならず、電源２０から低電力（すなわち、第１のモードにおいて引き込まれる高電力よりもずっと低い電力、例えば、第１のモードにおいて引き込まれる電力の１０％未満）を引き込むよう小さい電流とされてよい。一般的に、仮にあったとしても、電力は、第２のモードの間、ある種類のディマーをサポートするよう、低供給電圧における交差の周辺でのみ引き込まれる。

図９は、本発明に従うドライバ装置５０ｄに係る第４の実施形態を示す。それは特に、電力段７０ｃの実施７０ｄをともに表す例となる電力段６４の実施６４ｄ及び出力段６５の実施６５ｄを示す。更に、整流器ユニット９５が、入力電流ｉｍを整流入力電流ｉｍｒへと整流するよう、図５で示された実施形態と同じく設けられている。

入力電力段６４ｄは、整流器ユニット９５の出力部と第１のスイッチングノード８１との間に結合されている第１のインダクタＬ３を有する。第１のスイッチングノード８１と高電圧ノード８２との間には第１のダイオード８４が結合されており、第１のスイッチングノード８１と低電圧ノード８３との間には第１のスイッチングユニット８５が結合されている。高電圧ノード８２と低電圧ノード８３との間にはエネルギ蓄積ユニット９０が結合されている。

出力電力段６５ｄは、鏡面対象において入力電力段６４ｄと同様の回路を有する。特に、第２のインダクタＬ４は、第２のスイッチングノード８６と低電圧電力出力端子５４との間に結合されている。第２のスイッチングノード８６と高電圧ノード８２との間には第２のダイオード８７が結合されており、第２のスイッチングノード８６と低電圧ノード８３との間には第２のスイッチングユニット８８が結合されている。

入力電力段６４ｄ及び出力電力段６５ｄは両方とも、一般的によく知られているコンバータタイプであり、既知のＬＥＤドライバにおいても使用される。これは、極めて一般的である上記の組み合わせを有し、それによりこれ以上の詳細はここで説明されるべきではない。入力電力段はここではブースト（又はステップアップ）コンバータであり、出力電力段はバック（又はステップダウン）コンバータである。

第１のモードと第２のモードとの間の切り替えは、制御ユニット８０の制御下で（第２のスイッチングユニット８８と同様に）切り替えられる第１のスイッチングユニット８５を制御することによって、入力電力段６４ｂにより達成される。第１のスイッチングユニット８５が非導通であるよう制御される場合に、制御入力電流ｉｍｒはダイオード８４を通って、負荷２２を駆動し且つキャパシタＣｂを充電することを可能にされる。すなわち、第１のモードが設定される。第１のスイッチングユニット８５が導通するよう制御される場合に、制御入力電流ｉｍｒは、ダイオード８４を通ることを認められないが、第１のスイッチングユニット８５を通って電源２０へ戻る。すなわち、第２のモードが設定される。

更に、第１のモードにおいて、第２のスイッチングユニット８８は、導通するよう制御される。余分のスイッチ６１が使用されない場合に、低バス電圧レベルはピーク供給電圧を上回って設定され、これは、第１のモードに関し（スイッチングユニット８５を介して）通常のブーストコンバータとして入力電力段を動作させるか、又はスイッチングユニット８５を開回路のままとするか（すなわち、入力電流は第２のモードに関し零である。）のいずれかによって制御されることを意味する。

図１０は、図８に示される実施形態に関し、Ｐｌａｍｐ＝６Ｗ、Ｐｉｎ＝０Ｗ／３０Ｗ（１．８ｋΩ）、Ｃｂ＝４．７μＦ、ｖｂ＿Ｈ＝３８０Ｖ、Ｖｂ＿Ｌ＝１４０Ｖの値を仮定して、非調整動作における結果として得られる波形を示す。供給電流ｉｍは零であるか（モード２）、又は供給周期の５番目の半波ごとに供給電圧（Ｒ＝１．８ｋΩ、３０Ｗ）に従う。後者は、バス電圧ｖｂの急勾配の電圧立ち上がりをもたらす。オフモードの間、キャパシタは負荷２２へゆっくりと放電する。負荷２２は一定であり且つ完全にオンであると仮定される。調整の角度又は減衰を表すリファレンス信号は１００％であるとされる（ａ＝１）。

図１１は、同じ装置に関し、Ｐｌａｍｐ＝３Ｗ、Ｐｉｎ＝０Ｗ／３０Ｗ（１．８ｋΩ）、Ｃｂ＝４．７μＦ、Ｖｂｍａｘ＝３８０Ｖ、Ｖｂｍｉｎ＝１４０Ｖの値を仮定して、第１の（バス電圧制御）モードにおける調整動作での波形を示す。このとき、それらの波形は、電圧ｖｍが示すような前縁ディマーの９０°の調整角度での動作から生じる（ここでは、負荷減衰ａ＝０．５へ変換される。）。バス電圧ｖｂはやはり閾電圧ｖｂ＿Ｈとｖｂ＿Ｌとの間で変化する。これは、充電がｖｍの２つの半周期の間に実行され、放電が（４に代えて）８周期を要することを意味する。

図１２は、同じ装置に関し、Ｐｌａｍｐ＝３Ｗ、Ｐｉｎ＝０Ｗ／３０Ｗ（１．８ｋΩ）、Ｃｂ＝４．７μＦ、Ｖｂｍａｘ＝３２０Ｖ、Ｖｂｍｉｎ＝２１０Ｖの値を仮定して、第２の（単一パルス）モードにおける調整動作での波形を示す。よって、それらの波形は、図１０で示された波形の代替の制御から得られる。依然として５０％負荷で、充電は単一の半周期内でのみ行われ、これはバス電圧ストロークの低減に結びつく。

このように、本発明の第３及び第４の実施形態は、入力電流を制御する入力電力段と、バスキャパシタと、出力電流を制御する出力段とを有するドライバを提供する。先に説明されたように、入力電流は、望ましくは供給電圧の零交差で切り替えられる２つのモードを有する。バスキャパシタは、部品利用を最大限とするように、例えば係数２の電圧振幅と関連づけられるＮ−１回の周期にエネルギを蓄積するよう設計される。

上限閾値及び下限閾値は、入力電流のモード切替によって制御される。負荷電流リファレンス値の設定点は、ディマーによって供給される供給電圧から導出され、例えば、ｖｍが周期時間にわたって閾値を超える時間の比である。

要約すると、本発明の望ましい実施形態に従って、（入力電流の）制御は、３つの主なタスク、すなわち、ｉ）起動中のディマータイプの検出と、ｉｉ）零交差及び調整角度の検出／評価と、ｉｉｉ）ｉ）及びｉｉ）に対する適切な（本線サイクルスキッピング）応答の処理とを習得する。

タスクｉ）に関し、バスキャパシタが放電される場合に、電力段はモード１において動作する（閉回路）。即座に又は（ディマー動作のために）しばらく後に、電流は（ｔ０で）流れ始める。これは、ｉｍが閾値を上回ることで検出され得る。ｔ１＝ｔ０＋ｎ×Ｔｐｅｒで、電力段はモード２に切り替わる。Ｔｐｅｒは、供給電圧の推定される半周期期間（例えば、１０ミリ秒）であり、ｎは、少なくとも１の数である。入力電圧ｖｍ及び入力電流ｉｍは両方とも測定され、これは、ディマータイプを検出することを可能にする。電流が流れ始めて終わる場合の供給電圧と、それぞれのｄｉ／ｄｔの符号及び振幅とは、ディマータイプを示す。例えば、供給電圧の零交差で滑らかに停止し且つ高供給電圧で急激に始動する電流は、前縁ディマーが接続されていることを意味し、一方、高供給電圧で停止し且つ低又は零供給電圧で滑らかに流れ始める電流は、後縁ディマーを示す、等。

タスクｉｉ）は、零交差及び調整角度の検出／評価に言及する。起動から、更に、供給電圧の交差が供給同期のために検出又は検出され得る。これは、続く（モード１）サイクルにおいてリフレッシュされ、トライアック（前縁）ディマーの場合に、供給電圧は電力入力端子５１、５２を介して小さい（例えば、１ｎＦ）キャパシタによりモード２においてさえ検知され得る。モード１は常に、（常にモード１において検出され得る）電圧零交差で終了する。後縁（トランジスタ）ディマーの場合に、供給電圧の交差は、モード２においてほとんど検出され得ず、周期時間の測定に基づき推定されるべきである。データは、電圧測定を評価することによってモード１において調整され得る。例えば、交差がターンオン後に検出されない場合は、交差が通り過ぎたこと、推定される期間が長すぎること、等を意味する。いずれの場合にも、ディマータイプの導出された認識に基づき、フェーズカット角度／調整係数ａが処理され得る（すなわち、（推定／測定される）電圧零交差と突然の電流変化との間の期間の比）。

タスクｉｉｉ）は、タスク１及び２に対する適切な（供給サイクルスキッピング）応答の処理に言及する。ディマータイプの評価に基づき、電力段がモード１において達する連続した周期の数は変化してよい。幾つかの二線式トランジスタディマーは、供給電圧の交差の検出／推定を自身で行い、例えば、適切な動作のためにのみ負及び又は正の交差を検出する必要がある。この場合に対処するよう、従って、電力段は、望ましくは、零交差のすぐ前（例えば、１ミリ秒）に常にモード１に変わる。電力段はまた、電流フローが検出されない場合に１よりも多い半周期にモード１のままであり、電流フローが検出される半周期の終わりまで待機してよい（モード１のままであってよい）。

本発明は、望ましくは、コンシューマ及び“プロシューマ”（専門的職業のコンシューマ）のためのドライバにおいて、特に２Ｗを上回る、例えばＨＶ ＬＥＤために外部にあるか又は照明器具に組み込まれる、ＬＥＤドライバとして、適用される。更なる適用は、緩やかなＴＨＤ要求（例えば、２０％）及びＨＶ ＬＥＤ直列負荷を有する非本線絶縁型のプロ仕様のドライバである。また更に、望ましい適用は、あらゆる種類の壁面プラグディマーに適合すべき、約２から２０ワットの電力範囲にある後付ＬＥＤランプにある。

本発明は、図面及び上記の説明において詳細に記載されているが、そのような図及び説明は、実例又は例示であって限定ではない。本発明は、開示される実施形態に制限されるべきではない。開示される実施形態に対する他の変形例は、当業者によって、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に理解されて達成され得る。

特許請求の範囲において、語“有する（comprising）”は、他の要素又はステップを除外せず、不定冠詞“１つの（a又はan）”は、複数個を除外しない。単一の要素又は他のユニットが、特許請求の範囲において挙げられている複数の事項の機能を満たしてよい。ある手段が相互に異なる従属請求項において挙げられているという単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示さない。

特許請求の範囲における如何なる参照符号も、適用範囲を制限するよう解釈されるべきではない。

Claims (15)

1. 負荷を駆動するドライバ装置であって、
   周期的供給電圧を調整するディマーを有する外部電源から前記周期的供給電圧を受ける電力入力端子と、
   負荷を駆動する駆動電圧及び／又は駆動電流を供給する電力出力端子と、
   前記電力入力端子と前記電力出力端子との間に結合され、前記電力入力端子から受けた入力電流を制御して、第１のモードにおいて前記外部電源から、前記負荷を駆動するために必要な電力よりも高い高電力を引き込むか、又は第２のモードにおいて前記外部電源から、前記負荷を駆動するために必要な前記電力よりも低い低電力を引き込むか若しくは電力を引き込まない電力段であって、前記供給電圧の複数の続いて起こる半周期期間のうちの一定割合の半周期期間にのみ前記第２のモードにあるよう前記入力電流を制御し、前記第１のモードでは前記駆動電圧及び／又は駆動電流を前記電力出力端子へ供給する前記電力段と、
   前記電力段へ結合され、前記第１のモードでは前記電力入力端子で供給される電気エネルギを蓄積し、前記第２のモードでは前記電力出力端子を介して前記負荷へ蓄積された電気エネルギを供給するエネルギ蓄積ユニットと
   を有するドライバ装置。
2. 前記電力段は、入力段を有し、該入力段は、前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるよう前記入力電流をオン及びオフする制御スイッチングユニットを有する、
   請求項１に記載のドライバ装置。
3. 前記電力段は、入力段を有し、該入力段は、整流器ユニットと、該整流器ユニットの入力部又は出力部で結合され、前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるよう前記入力電流をオン及びオフする制御スイッチングユニットとを有する、
   請求項１に記載のドライバ装置。
4. 前記電力段は、
   高電圧ノードと低電圧ノードとの間に直列に結合される第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有し、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間にスイッチノードを備えるハーフブリッジユニットと、
   前記入力段の出力部と前記ハーフブリッジユニットの間に結合される第１のインダクタを有するブースト入力フィルタユニットと、
   前記ハーフブリッジユニットと前記電力出力端子との間に結合される第２のインダクタとを有するバック出力フィルタユニットと
   を有する、請求項２又は３に記載のドライバ装置。
5. 前記電力段は、前記入力電流を制御する入力電力段と、前記駆動電圧及び／又は駆動電流を制御する出力電力段とを有する、
   請求項１に記載のドライバ装置。
6. 前記入力電力段は、前記電力入力端子と第１のスイッチングノードとの間に結合されるインダクタを有し、前記第１のスイッチングノードは、直列に結合される第１のスイッチングユニットと第１のダイオードとの間に配置され、及び／又は
   前記出力電力段は、前記電力出力端子と第２のスイッチングノードとの間に結合されるインダクタを有し、前記第２のスイッチングノードは、直列に結合される第２のスイッチングユニットと第２のダイオードとの間に配置される、
   請求項５に記載のドライバ装置。
7. 前記電力段は、前記周期的供給電圧の零交差でのみ前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように、前記電力入力端子から供給される前記入力電流を制御するよう構成される、
   請求項１に記載のドライバ装置。
8. 前記電力段は、前記零交差の時点を推定し、零交差のすぐ前に前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記入力電流を制御するよう構成される、
   請求項７に記載のドライバ装置。
9. 前記電力段は、規則的間隔の又は全ての零交差で前記第２のモードの間にも前記外部電源から高電力を引き込むよう前記入力電流を一時的に制御することによって、前記零交差の時点を追跡するよう構成される、
   請求項７に記載のドライバ装置。
10. 前記電力段は、前記供給電圧を調整するために使用されるディマーのタイプを示すディマータイプ情報に基づき前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記電力入力端子から受けた前記入力電流を制御するよう構成される、
    請求項１に記載のドライバ装置。
11. 前記電力段は、前記エネルギ蓄積ユニットに印加される現在の電圧を示すエネルギ蓄積情報に基づき前記第１のモードと前記第２のモードとの間を切り替えるように前記電力入力端子から受けた前記入力電流を制御するよう構成され、該入力電流は、下限エネルギ蓄積閾電圧と上限エネルギ蓄積閾電圧との間で動くよう制御される、
    請求項１に記載のドライバ装置。
12. 前記電力段は、前記第１のモードにおいて前記供給電圧に追随するように前記入力電流を制御するよう構成される、
    請求項１に記載のドライバ装置。
13. 前記電力段は、前記第１のモードにおいて前記外部電源から高電力を引き込むように前記入力電流を制御するよう構成され、前記高電力はディマー電力に対応し、前記ディマーは、前記ディマー電力を供給するよう設計される、
    請求項１に記載のドライバ装置。
14. 前記負荷は、１又はそれ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを有し、
    前記エネルギ蓄積ユニットは、前記入力電流が前記第２のモードにあるよう制御される全時間期間に、前記負荷を駆動するのに十分な電気エネルギの量を蓄積するよう構成される、
    請求項１に記載のドライバ装置。
15. １又はそれ以上の光源ユニットを有する光源アセンブリと、
    請求項１乃至１４のうちいずれか一項に記載の、前記光源アセンブリを駆動するドライバ装置と
    を有する照明装置。

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