JP5958115B2

JP5958115B2 - 通信機および通信方法

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Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号の各要素と、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の各要素を一対一で対応付け、前記入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、該演算を施した前記入力信号の各要素に該要素に対応付けられた前記データ系列の要素を乗算し、並列信号である演算後データを生成する変調手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記変調手段は、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いる。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、前記所定の演算を施した前記入力信号の各要素に、該要素に対応づけられた、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の要素を乗算した結果に基づいて生成された送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記並列信号の要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換える復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記並列信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定の受信側データ系列を用いて、前記受信側データ系列と前記並列信号との間または前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行って合成したデータと前記ベースバンド信号との間にある相関関係に基づき、前記ベースバンド信号の同期位置を検出する同期手段をさらに備え、
前記受信手段は、前記送信信号を受信し、前記同期手段で検出した前記同期位置に基づき前記ベースバンド信号を生成する。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号の各要素と、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の各要素を一対一で対応付け、前記入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、該演算を施した前記入力信号の各要素に該要素に対応付けられた前記データ系列の要素を乗算し、並列信号である演算後データを生成する変調ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記変調ステップにおいて、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いる。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、前記所定の演算を施した前記入力信号の各要素に、該要素に対応づけられた、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の要素を乗算した結果に基づいて生成された送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴステップと、
前記並列信号の要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換える復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記並列信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定の受信側データ系列を用いて、前記受信側データ系列と前記並列信号との間または前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行って合成したデータと前記ベースバンド信号との間にある相関関係に基づき、前記ベースバンド信号の同期位置を検出する同期ステップをさらに備え、
前記受信ステップにおいて、前記送信信号を受信し、前記同期ステップで検出した前記同期位置に基づき前記ベースバンド信号を生成する。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る変調部が行う変調処理の例を示す図である。実施の形態１に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態１に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。本発明の実施の形態２に係る通信機の構成例を示すブロック図である。シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。実施の形態２に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。シミュレーションしたＢＥＲの特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴサイズを意味する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、ＩＦＦＴ部１２、合成部１３、送信部１４、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、ＦＦＴ部３２、受信部３３、および送受信切替部３４を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号の各要素に、少なくとも１つの入力信号の要素の演算結果の絶対値が０より大きくなる所定の演算を施す。入力信号ｄの要素数はＮ個であり、入力信号ｄは下記（１）式で表される。入力信号ｄの各要素の値は０または１である。

演算を施した入力信号の各要素ｇ_ｉは、例えば下記（２）式で表される。下記（２）式中のαおよびβは実数である。下記（２）式中のαおよびβを正の実数とした場合には、演算を施した入力信号の各要素ｇ_ｉは正の実数となる。

変調部１１は、入力信号ｄの要素数と同じ個数の、下記（３）式で表される絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列を用い、入力信号ｄの各要素ｄ_ｉとデータ系列の各要素を一対一で対応付ける。そして、上記（２）式で表される演算を施した入力信号の各要素ｇ_ｉに該要素に対応付けられたデータ系列の要素を乗算し、直並列変換して、並列信号である演算後データｈを生成する。変調部１１は、演算後データｈをＩＦＦＴ部１２に送る。演算後データｈの各要素ｈ_ｉは、下記（４）式で表される。αおよびβの値は後述するようにＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）の低減の程度およびＢＥＲ(Bit Error Rate：符号誤り率)を考慮して予め定められている。

変調部１１は、並列信号であるデータ系列を用い、入力信号ｄを直並列変換し、直並列変換した入力信号ｄの各要素ｄ_ｉに上記（２）式で表される演算を施し、対応付けられたデータ系列の各要素を乗算するように構成してもよい。また入力信号ｄの各要素ｄ_ｉに上記（２）式で表される演算を施した後に直並列変換し、対応付けられたデータ系列の各要素を乗算するように構成してもよい。

変調部１１は、データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることができる。データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。そのようなデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることができる。

図３は、実施の形態１に係る変調部が行う変調処理の例を示す図である。例えば要素数が８である下記（５）式で表される入力信号ｄを用いる。

図３（ａ）は、上記（３）式で表されるデータ系列の各要素を複素平面上に表したものである。演算例を分かりやすくするため、データ系列の各要素の絶対値を１とした。図３（ｂ）は、上記（４）式で表される演算後データｈの各要素ｈ_ｉを複素平面上に表したものである。入力信号ｄの要素ｄ_１、ｄ_３、ｄ_４、ｄ_８は１であるため、ｈ_１、ｈ_３、ｈ_４、ｈ_８は、複素平面の原点を中心とする半径α＋βの円周上に位置する。また入力信号ｄの要素ｄ_２、ｄ_５、ｄ_６、ｄ_７は０であるため、ｈ_２、ｈ_５、ｈ_６、ｈ_７は、複素平面の原点を中心とする半径βの円周上に位置する。

ＩＦＦＴ部１２は、下記（６）式で表されるように、演算後データｈのＩＦＦＴを行い、演算結果を合成部１３に送る。

合成部１３は、ＩＦＦＴ部１２の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、送信部１４に送る。送信部１４は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３４およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

図４は、実施の形態１に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号ｄの各要素ｄ_ｉに所定の演算を施し、該要素に対応付けられたデータ系列の要素を乗算し、直並列変換して、並列信号である演算後データｈを生成する（ステップＳ１１０）。

ＩＦＦＴ部１２は、演算後データｈのＩＦＦＴを行う（ステップＳ１２０）。合成部１３は、ＩＦＦＴ部１２の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する（ステップＳ１３０）。送信部１４は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３４およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１４０）。ステップＳ１４０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３３は、アンテナ１０および送受信切替部３４を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、ＦＦＴ部３２に送る。ＦＦＴ部３２は、ベースバンド信号を直並列変換し、下記（７）式で表されるように、ＦＦＴを行って並列信号ｖを生成する。ＦＦＴ部３２は、並列信号ｖを復調部３１に送る。並列信号ｖの各要素は、演算後データｈの各要素ｈ_ｉに一致するので、並列信号ｖの各要素の絶対値は、下記（８）式で表される。添え字のＴは行列を転置表示していることを表す。

復調部３１は、並列信号ｖの要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換える。閾値は、送信側の変調部１１で行った所定の演算に基づき決定される。演算後データｈの要素ｈ_ｉは、ｄ_ｉ＝０の場合には下記（９）式で表され、ｄ_ｉ＝１の場合には下記（１０）式で表される。

例えば上記（２）式のαをβより大きい値とした場合に、閾値をαとβの平均値に上記（３）式のデータ系列の要素の絶対値を乗じた値とする。並列信号ｖの要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換えることで、受信側で入力信号ｄを復元することができる。復調部３１は、並列信号ｖの要素の内、絶対値が閾値より大きい要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換えるよう構成してもよい。閾値は、上述の値に限られず、上記（９）式で表される要素と上記（１０）式で表される要素を受信側で区別できるような値であればよい。例えばβとβにαを加算した値との平均値に上記（３）式のデータ系列の要素の絶対値を乗じた値を閾値として用いてもよい。

図５は、実施の形態１に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３３は、アンテナ１０および送受信切替部３４を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。ＦＦＴ部３２は、ベースバンド信号を直並列変換し、ＦＦＴを行って、並列信号ｖを生成する（ステップＳ２２０）。復調部３１は、並列信号ｖの要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換え、入力信号ｄを復元する（ステップＳ２３０）。ステップＳ２３０の復元処理が完了すると、処理を終了する。

以上説明した原理に従って、通信機１は例えば以下のように通信を行う。例えば、入力信号ｄは下記（１１）式で表されるものとする。また変調部１１は、データ系列として下記（１２）式で表されるＣＡＺＡＣ系列を用いる。

上記（２）式中のαを２、βを１とすると、演算後データｈは下記（１３）式で表される。

受信側での処理を以下に説明する。並列信号ｖは、上記（１３）式に一致する。演算例をわかりやすくするために、ＣＡＺＡＣ系列の各要素の絶対値を１とすると、並列信号ｖの各要素の絶対値は、下記（１４）式で表される。

閾値をβとβにαを加算した値との平均値である２とし、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換えることで、受信側で上記（１１）式で表される入力信号ｄを復元することができる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態１に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、入力信号ｄに所定の演算を施し、所定のデータ系列の要素を乗算して生成した演算後データｈに基づきベースバンド信号を生成することで、ＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係る通信機の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係る通信機１は、実施の形態１に係る通信機１の構成に加え、相関判定部３５を備える。変調部１１は、データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いる。相関判定部３５は、変調部１１で用いたデータ系列に一致する受信側データ系列を用意する。相関判定部３５は、ＦＦＴ部３２が生成する並列信号ｖと受信側データ系列との相関分析を行い、相関関係に基づいてベースバンド信号の同期位置を検出する。

図７は、シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。横軸は周波数（単位：入力信号ｄのシンボル長の逆数）であり、縦軸は相関の有無を示す電力である。周波数は、電力がピーク値となるときの周波数の値が０となるよう補正した値である。図７の例では、正のピークが現れている。電力が所定の値より大きくなるピークの有無に基づき、ベースバンド信号の同期位置を検出することができる。受信部３３は、該ベースバンド信号の同期位置に基づき、受信信号からベースバンド信号を生成する。

図８は、実施の形態２に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。相関判定部３５の位置が図６に示す通信機１と異なる。相関判定部３５は、受信部３３からベースバンド信号を受信し、受信側データ系列のＩＦＦＴを行って合成したデータと、ベースバンド信号との相関分析を行い、相関関係に基づいてベースバンド信号の同期位置を検出する。

図９は、シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。横軸は時間（単位：入力信号ｄのシンボル長）であり、縦軸は相関の有無を示す電力である。時間は、電力がピーク値となるときの時間の値が０となるよう補正した値である。図９の例では、正のピークが現れている。上述の例と同様に、電力が所定の値より大きくなるピークの有無に基づき、ベースバンド信号の同期位置を検出することができる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態２に係る通信機１によれば、自己相関特性を有するデータ系列を用いて入力信号ｄに演算を施すことで、受信側で該データ系列を用いてベースバンド信号の同期位置を検出することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号ｄにランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。要素数が４０９６個の入力信号ｄを用い、従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。

従来技術とは、上述のような演算を行わずに、入力信号ｄをＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）などの所定の変調方式で変調し、サブキャリアに割り当てて生成したサブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行ってベースバンド信号を生成する方法である。従来技術については、変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを２０４８としてシミュレーションを行った。実施の形態１および２に係る通信機１の送信側の処理は同じであるので、実施の形態１に係る通信機１を用いてシミュレーションを行った。

図１０は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が細い実線のグラフである。本実施の形態においては、入力信号ｄの各要素に上記（２）式で表される演算を施し、データ系列として各要素の絶対値が１であるＣＡＺＡＣ系列を用い、ＦＦＴサイズを４０９６としてシミュレーションを行った。上記（２）式におけるβ＝１とし、αの値を変えた。本実施の形態においてα＝１．５とした場合が太い実線のグラフ、α＝２とした場合が一点鎖線のグラフ、α＝２．５とした場合が二点鎖線のグラフである。いずれの場合においても、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比べて低減されている。

従来技術について、サブキャリア変調信号の各要素の位相が同じ値となるような同一信号を入力信号ｄとして用いた場合、ＰＡＰＲは３３．１ｄＢである。そのような入力信号ｄについて、本実施の形態においてα＝２、β＝１として同様のシミュレーションを行った。入力信号ｄが全て０または１である場合には、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは０ｄＢであった。また入力信号ｄが０１または１０の繰り返しである場合には、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは２ｄＢであった。入力信号ｄが同一信号である場合には、本実施の形態に係る発明を用いることで、ＰＡＰＲが大きく低減されることがわかる。

ＢＥＲについて同様にシミュレーションを行った。復調部３１で用いる閾値は、αとβの平均値である。図１１は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態においてα＝１．５とした場合がプロット点を三角で表したグラフであり、α＝２とした場合がプロット点を丸で表したグラフであり、α＝２．５とした場合がプロット点を菱形で表したグラフである。α＝２．５とした場合は、従来技術よりもＢＥＲが改善していることがわかる。これはα＝２．５の場合が他の場合と比べて、送信信号の平均電力が高いためである。

本実施の形態に係る発明の送信信号の平均電力の、従来技術の送信信号の平均電力に対する比率は、α＝１．５とした場合が１６４％、α＝２とした場合が２５０％、α＝２．５とした場合が３６４％であった。α＝２．５の場合のように平均電力を高くすることで、従来技術と比べてＰＡＰＲを低減し、さらにＢＥＲを改善することが可能となる。

上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、入力信号ｄに所定の演算を施し、所定のデータ系列の要素を乗算して生成した演算後データｈに基づきベースバンド信号を生成することで、ＰＡＰＲを低減できることがわかった。また入力信号ｄに施す所定の演算を変更することでＰＡＰＲの低減の程度およびＢＥＲの改善の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１で入力信号ｄに施す所定の演算は、上記（２）式に限られず、少なくとも１つの入力信号ｄの要素の演算結果の絶対値が０より大きくなる演算であればよい。上記（２）式の例では、入力信号ｄの各要素ｄ_ｉに同じαおよびβを用いて演算を施したが、下記（１５）式のように要素ごとに定めたα_ｉおよびβ_ｉを用いて入力信号ｄに演算を施してもよい。その場合、受信側ではα_ｉおよびβ_ｉについての情報を保持し、例えばα_ｉとβ_ｉとの平均値にデータ系列の要素の絶対値を乗算した値を閾値として用いる。演算例をわかりやすくするために、データ系列の要素の絶対値を１とすると、閾値は下記（１６）式で表される。復調部３１は、並列信号ｖの要素の内、絶対値が閾値以上の要素を１として該要素以外を０として入力信号ｄを復元する。

ＩＦＦＴ部１２は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３２は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１通信機
１０アンテナ
１１変調部
１２ＩＦＦＴ部
１３合成部
１４送信部
２０コントローラ
２１ＣＰＵ
２２Ｉ／Ｏ
２３ＲＡＭ
２４ＲＯＭ
３１復調部
３２ＦＦＴ部
３３受信部
３４送受信切替部
３５相関判定部

Claims

直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号の各要素と、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の各要素を一対一で対応付け、前記入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、該演算を施した前記入力信号の各要素に該要素に対応付けられた前記データ系列の要素を乗算し、並列信号である演算後データを生成する変調手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記変調手段は、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、前記所定の演算を施した前記入力信号の各要素に、該要素に対応づけられた、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の要素を乗算した結果に基づいて生成された送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記並列信号の要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換える復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記並列信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定の受信側データ系列を用いて、前記受信側データ系列と前記並列信号との間または前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行って合成したデータと前記ベースバンド信号との間にある相関関係に基づき、前記ベースバンド信号の同期位置を検出する同期手段をさらに備え、
前記受信手段は、前記送信信号を受信し、前記同期手段で検出した前記同期位置に基づき前記ベースバンド信号を生成する、
ことを特徴とする請求項３に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号の各要素と、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の各要素を一対一で対応付け、前記入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、該演算を施した前記入力信号の各要素に該要素に対応付けられた前記データ系列の要素を乗算し、並列信号である演算後データを生成する変調ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
前記変調ステップにおいて、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることを特徴とする請求項５に記載の通信方法。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号の各要素に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第１の実数を乗算した後に、該要素に応じた絶対値が０より大きい第２の実数を加算する所定の演算を施し、前記所定の演算を施した前記入力信号の各要素に、該要素に対応づけられた、前記入力信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であるデータ系列の要素を乗算した結果に基づいて生成された送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴステップと、
前記並列信号の要素の内、絶対値が閾値以上である要素を１に置き換え、該要素以外の要素を０に置き換える復調ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
前記並列信号の要素数と同じ個数の、絶対値が互いに同じであるデータの集合であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定の受信側データ系列を用いて、前記受信側データ系列と前記並列信号との間または前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行って合成したデータと前記ベースバンド信号との間にある相関関係に基づき、前記ベースバンド信号の同期位置を検出する同期ステップをさらに備え、
前記受信ステップにおいて、前記送信信号を受信し、前記同期ステップで検出した前記同期位置に基づき前記ベースバンド信号を生成する、
ことを特徴とする請求項７に記載の通信方法。