JP5944670B2 - Control circuit for power conversion circuit, grid-connected inverter system using this control circuit, and single-phase PWM converter system - Google Patents

Control circuit for power conversion circuit, grid-connected inverter system using this control circuit, and single-phase PWM converter system Download PDF

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Description

本発明は、電力変換回路の出力または入力を制御するための制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ＰＷＭコンバータシステムに関し、特に、高調波の補償を行うものに関する。   The present invention relates to a control circuit for controlling the output or input of a power conversion circuit, a grid-connected inverter system and a single-phase PWM converter system using the control circuit, and more particularly to a circuit for compensating for harmonics.

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。   2. Description of the Related Art Conventionally, a grid-connected inverter system has been developed that converts DC power generated by a solar cell or the like into AC power and supplies it to an electric power system.

図１２は、従来の一般的な単相電力系統の系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した電力を変換して単相電力系統Ｂ（以下、「電力系統Ｂ」とする。）に供給するものである。   FIG. 12 is a block diagram for explaining a conventional grid-connected inverter system of a general single-phase power system. The grid interconnection inverter system A100 converts the power generated by the DC power supply 1 and supplies it to a single-phase power system B (hereinafter referred to as “power system B”).

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。制御回路７００は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、制御回路７００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。   The inverter circuit 2 converts a DC voltage input from the DC power supply 1 into an AC voltage by switching a switching element (not shown). The filter circuit 3 removes a switching frequency component included in the AC voltage output from the inverter circuit 2. The transformer circuit 4 boosts (or steps down) the AC voltage output from the filter circuit 3 to the system voltage of the power system B. The control circuit 700 receives the current signal and the voltage signal detected by the current sensor 5 and the voltage sensor 6, generates a PWM signal based on the current signal and the voltage signal, and outputs the PWM signal to the inverter circuit 2. The inverter circuit 2 performs switching of the switching element based on the PWM signal input from the control circuit 700.

図１３は、制御回路７００の内部構成を説明するためのブロック図である。   FIG. 13 is a block diagram for explaining the internal configuration of the control circuit 700.

電流センサ５から入力された電流信号は、ヒルベルト変換部７３および回転座標変換部７８に入力される。   The current signal input from the current sensor 5 is input to the Hilbert conversion unit 73 and the rotation coordinate conversion unit 78.

ヒルベルト変換部７３は、ヒルベルト変換によって、入力された電流信号の位相をπ／２（９０度）だけ遅らせるものである。理想的なヒルベルト変換は、下記（１）式に示す伝達関数Ｈ（ω）で表される。なお、ωSは標本化角周波数であり、ｊは虚数単位である。つまり、ヒルベルト変換とは、振幅特性は周波数によらず一定で、位相特性は正負の周波数領域でπ／２（９０度）遅らせるフィルタ処理である。理想的なヒルベルト変換を実現することはできないので、例えばＦＩＲ（Finite impulse response）フィルタとして近似的に実現している。
The Hilbert transform unit 73 delays the phase of the input current signal by π / 2 (90 degrees) by the Hilbert transform. An ideal Hilbert transform is represented by a transfer function H (ω) shown in the following equation (1). Where ω S is the sampling angular frequency and j is the imaginary unit. That is, the Hilbert transform is a filter process in which the amplitude characteristic is constant regardless of the frequency and the phase characteristic is delayed by π / 2 (90 degrees) in a positive / negative frequency region. Since ideal Hilbert transform cannot be realized, it is approximately realized as, for example, a FIR (Finite impulse response) filter.

ヒルベルト変換した信号は、元の信号の位相をπ／２だけ遅らせたものになる。したがって、ヒルベルト変換後の信号と元の信号とを用いることで、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うことができるので、単相交流の場合でも三相交流の場合と同様に、回転座標系での制御を行うことができる。   The Hilbert transformed signal is obtained by delaying the phase of the original signal by π / 2. Therefore, since the so-called rotational coordinate conversion process (dq conversion process) can be performed by using the signal after the Hilbert transform and the original signal, the rotation can be performed even in the case of single-phase alternating current as in the case of three-phase alternating current. Control in the coordinate system can be performed.

回転座標変換部７８は、電流センサ５から入力された電流信号（以下、「α軸電流信号Ｉα」とする。）およびヒルベルト変換部７３から入力された電流信号（以下、「β軸電流信号Ｉβ」とする。）を、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部７８は、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、位相検出部７１が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換する。   The rotation coordinate conversion unit 78 includes a current signal input from the current sensor 5 (hereinafter referred to as “α-axis current signal Iα”) and a current signal input from the Hilbert conversion unit 73 (hereinafter referred to as “β-axis current signal Iβ”). Is converted into a d-axis current signal Id and a q-axis current signal Iq in the rotating coordinate system. The rotating coordinate system is an orthogonal coordinate system having orthogonal d-axis and q-axis and rotating in the same rotational direction at the same angular velocity as the fundamental wave of the system voltage of the power system B. As a concept opposite to the rotating coordinate system, a non-rotating coordinate system is a stationary coordinate system. The rotation coordinate conversion unit 78 performs a so-called rotation coordinate conversion process (dq conversion process). The α-axis current signal Iα and the β-axis current signal Iβ of the stationary coordinate system are converted into the system voltage detected by the phase detection unit 71. Based on the phase θ of the fundamental wave, it is converted into a d-axis current signal Id and a q-axis current signal Iq in the rotating coordinate system.

回転座標変換部７８で行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。
The conversion process performed by the rotation coordinate conversion unit 78 is expressed by a determinant represented by the following expression (2).

ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分に変換されている。ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、基本波補償信号Ｘｄ，Ｘｑを出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、精度のよい制御を行うことができる。   The LPF 74a and the LPF 75a are low-pass filters and pass only the DC components of the d-axis current signal Id and the q-axis current signal Iq, respectively. Through the rotation coordinate conversion process, the fundamental wave components of the α-axis current signal Iα and the β-axis current signal Iβ are converted into DC components of the d-axis current signal Id and the q-axis current signal Iq, respectively. The PI control unit 74b and the PI control unit 75b perform PI control (proportional integration control) based on the deviation between the DC component of the d-axis current signal Id and the q-axis current signal Iq and the target value, respectively, and the fundamental compensation signal Xd and Xq are output. Since a DC component can be used as the target value, the PI control unit 74b and the PI control unit 75b can perform control with high accuracy.

静止座標変換部７９は、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂからそれぞれ入力される基本波補償信号Ｘｄ，Ｘｑを、静止座標系の２つの基本波補償信号Ｘα，Ｘβに変換するものであり、回転座標変換部７８とは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部７９は、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の基本波補償信号Ｘｄ，Ｘｑを、位相θに基づいて、静止座標系の基本波補償信号Ｘα，Ｘβに変換する。   The stationary coordinate conversion unit 79 converts the fundamental wave compensation signals Xd and Xq input from the PI control unit 74b and the PI control unit 75b, respectively, into two fundamental wave compensation signals Xα and Xβ in the stationary coordinate system. The rotation coordinate conversion unit 78 performs a reverse conversion process. The stationary coordinate conversion unit 79 performs a so-called stationary coordinate conversion process (inverse dq conversion process), and the fundamental wave compensation signals Xd and Xq of the rotating coordinate system are converted to the fundamental wave compensation of the stationary coordinate system based on the phase θ. The signals are converted into signals Xα and Xβ.

静止座標変換部７９で行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。
The conversion process performed by the stationary coordinate conversion unit 79 is expressed by a determinant represented by the following expression (3).

制御回路７００には、電力系統Ｂから入力される高調波およびインバータ回路２から出力される高調波を抑制する機能が備えられている。高調波補償コントローラ８００は、電流センサ５から入力された電流信号から高調波成分を抽出し、これを打ち消す高調波を出力するための高調波補償信号を出力する。系統連系インバータシステムＡ１００は高調波補償信号に基づく高調波（すなわち、検出した高調波の逆位相の高調波）を出力して打ち消させることで、高調波を抑制する。   The control circuit 700 has a function of suppressing harmonics input from the power system B and harmonics output from the inverter circuit 2. The harmonic compensation controller 800 extracts a harmonic component from the current signal input from the current sensor 5 and outputs a harmonic compensation signal for outputting a harmonic that cancels the harmonic component. The grid interconnection inverter system A100 outputs harmonics based on the harmonic compensation signal (that is, harmonics having a phase opposite to the detected harmonics) and cancels the harmonics, thereby suppressing harmonics.

図１４は、高調波補償コントローラ８００の内部構成を説明するためのブロック図である。電力系統Ｂまたはインバータ回路２からの高調波は、一般的に、５次高調波、７次高調波、および１１次高調波が多い。これらの高調波を抑制するために、５次高調波を抑制するための５次高調波補償部８１０、７次高調波を抑制するための７次高調波補償部８２０、および１１次高調波を抑制するための１１次高調波補償部８３０が、高調波補償コントローラ８００に備えられている。５次高調波補償部８１０は、回転座標変換部８１１、ＬＰＦ８１２，８１３、Ｉ制御部８１４，８１５、および静止座標変換部８１６を備えている。なお、７次高調波補償部８２０および１１次高調波補償部８３０は５次高調波補償部８１０と同様の構成なので、図１４における記載および説明を省略している。   FIG. 14 is a block diagram for explaining the internal configuration of the harmonic compensation controller 800. In general, the harmonics from the power system B or the inverter circuit 2 are mostly the fifth harmonic, the seventh harmonic, and the eleventh harmonic. In order to suppress these harmonics, a fifth harmonic compensator 810 for suppressing the fifth harmonic, a seventh harmonic compensator 820 for suppressing the seventh harmonic, and an eleventh harmonic are provided. An eleventh harmonic compensation unit 830 for suppression is provided in the harmonic compensation controller 800. The fifth harmonic compensation unit 810 includes a rotation coordinate conversion unit 811, LPFs 812 and 813, I control units 814 and 815, and a stationary coordinate conversion unit 816. Since the seventh harmonic compensation unit 820 and the eleventh harmonic compensation unit 830 have the same configuration as the fifth harmonic compensation unit 810, the description and description in FIG. 14 are omitted.

回転座標変換部８１１は、電流センサ５から入力されたα軸電流信号Ｉαおよびヒルベルト変換部７３から入力されたβ軸電流信号Ｉβを、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄ5およびｑ軸電流信号Ｉｑ5に変換するものである。この回転座標系は、系統電圧の基本波の角速度の５倍の角速度で逆の方向に回転する直交座標系である。回転座標変換部８１１は、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、位相検出部７１が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄ5およびｑ軸電流信号Ｉｑ5に変換する。 The rotation coordinate conversion unit 811 converts the α-axis current signal Iα input from the current sensor 5 and the β-axis current signal Iβ input from the Hilbert conversion unit 73 into a d-axis current signal Id 5 and a q-axis current signal in the rotation coordinate system. Iq 5 is converted. This rotating coordinate system is an orthogonal coordinate system that rotates in the opposite direction at an angular velocity that is five times the angular velocity of the fundamental wave of the system voltage. The rotation coordinate conversion unit 811 performs a so-called rotation coordinate conversion process (dq conversion process). The α-axis current signal Iα and the β-axis current signal Iβ of the stationary coordinate system are converted into the system voltage detected by the phase detection unit 71. Based on the phase θ of the fundamental wave, it is converted into a d-axis current signal Id 5 and a q-axis current signal Iq 5 in the rotating coordinate system.

回転座標変換部８１１で行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。
なお、７次高調波補償部８２０および１１次高調波補償部８３０の回転座標変換部は、上記（４）式において、（−５θ）をそれぞれ７θ、（−１１θ）とした処理を行う。 The conversion process performed by the rotation coordinate conversion unit 811 is represented by a determinant represented by the following expression (4).
Note that the rotational coordinate conversion units of the seventh harmonic compensation unit 820 and the eleventh harmonic compensation unit 830 perform processing in which (−5θ) is set to 7θ and (−11θ), respectively, in the above equation (4).

ＬＰＦ８１２およびＬＰＦ８１３は、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄ5およびｑ軸電流信号Ｉｑ5の直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの５次高調波が、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄ5およびｑ軸電流信号Ｉｑ5の直流成分に変換されている。Ｉ制御部８１４およびＩ制御部８１５は、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄ5およびｑ軸電流信号Ｉｑ5の直流成分に基づいてＩ制御（積分制御）を行い、５次高調波補償信号Ｙｄ5，Ｙｑ5を出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、Ｉ制御部８１４およびＩ制御部８１５は、精度のよい制御を行うことができる。 LPF 812 and LPF 813 are low-pass filters and pass only the DC components of d-axis current signal Id 5 and q-axis current signal Iq 5 , respectively. By the rotational coordinate conversion process, the fifth harmonics of the α-axis current signal Iα and the β-axis current signal Iβ are converted into DC components of the d-axis current signal Id 5 and the q-axis current signal Iq 5 , respectively. The I control unit 814 and the I control unit 815 perform I control (integration control) based on the DC components of the d-axis current signal Id 5 and the q-axis current signal Iq 5 , respectively, and the fifth harmonic compensation signals Yd 5 , Yq 5 is output. Since a DC component can be used as the target value, the I control unit 814 and the I control unit 815 can perform highly accurate control.

静止座標変換部８１６は、Ｉ制御部８１４およびＩ制御部８１５からそれぞれ入力される５次高調波補償信号Ｙｄ5，Ｙｑ5を、静止座標系の２つの５次高調波補償信号Ｙα5，Ｙβ5に変換するものであり、回転座標変換部８１１とは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部８１６は、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の５次高調波補償信号Ｙｄ5，Ｙｑ5を、位相θに基づいて、静止座標系の５次高調波補償信号Ｙα5，Ｙβ5に変換する。 The stationary coordinate conversion unit 816 converts the fifth harmonic compensation signals Yd 5 and Yq 5 input from the I control unit 814 and the I control unit 815, respectively, into two fifth harmonic compensation signals Yα 5 and Yβ in the stationary coordinate system. 5 is converted, and the conversion process reverse to that of the rotating coordinate conversion unit 811 is performed. The static coordinate conversion unit 816 performs so-called static coordinate conversion processing (inverse dq conversion processing), and converts the fifth-order harmonic compensation signals Yd 5 and Yq 5 of the rotating coordinate system into a static coordinate system based on the phase θ. of the fifth harmonic compensation signal Yarufa 5, converted into Ybeta 5.

静止座標変換部８１６で行われる変換処理は、下記（５）式に示す行列式で表される。
なお、７次高調波補償部８２０および１１次高調波補償部８３０の静止座標変換部は、上記（５）式において、（−５θ）をそれぞれ７θ、（−１１θ）とした処理を行う。 The conversion process performed by the stationary coordinate conversion unit 816 is expressed by a determinant represented by the following expression (5).
Note that the stationary coordinate conversion units of the seventh harmonic compensation unit 820 and the eleventh harmonic compensation unit 830 perform processing in which (−5θ) is set to 7θ and (−11θ), respectively, in the above equation (5).

同様にして、７次高調波補償部８２０は７次高調波補償信号Ｙα7，Ｙβ7を生成し、１１次高調波補償部８３０は１１次高調波補償信号Ｙα11，Ｙβ11を生成する。５次高調波補償信号Ｙα5、７次高調波補償信号Ｙα7、および１１次高調波補償信号Ｙα11を加算した高調波補償信号Ｙαが、高調波補償コントローラ８００から出力される。 Similarly, the seventh harmonic compensation unit 820 generates seventh harmonic compensation signals Yα 7 and Yβ 7 , and the eleventh harmonic compensation unit 830 generates eleventh harmonic compensation signals Yα 11 and Yβ 11 . A harmonic compensation signal Yα obtained by adding the fifth harmonic compensation signal Yα 5 , the seventh harmonic compensation signal Yα 7 , and the eleventh harmonic compensation signal Yα 11 is output from the harmonic compensation controller 800.

ＰＷＭ信号生成部７７は、静止座標変換部７９から出力される基本波補償信号Ｘαと高調波補償コントローラ８００から出力される高調波補償信号Ｙαとが加算された補正値信号Ｘ’αに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。   The PWM signal generation unit 77 is based on a correction value signal X′α obtained by adding the fundamental wave compensation signal Xα output from the stationary coordinate conversion unit 79 and the harmonic compensation signal Yα output from the harmonic compensation controller 800. Generate and output a PWM signal.

特開平２００３−１４３８６０号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2003-143860 特許第４４２１７００号公報Japanese Patent No. 4421700

「ヒルベルト変換を用いた単相系統連系インバータの制御法」 電学論Ｄ，１２１巻１０号，平成１３年"Control method of single-phase grid-connected inverter using Hilbert transform" Electron Theory D, Vol. 121, No. 10, 2001

ヒルベルト変換部７３は、理想的なヒルベルト変換を実現することができないので、例えばＦＩＲフィルタで構成されて、近似的なヒルベルト変換を実現している。ＦＩＲフィルタでは群遅延が生じるので、ヒルベルト変換部７３から出力されるβ軸電流信号Ｉβはα軸電流信号Ｉαに対して時間遅れが生じる。このため、図１２には示していないが、実際の処理では、電流センサ５と回転座標変換部７８との間に遅延回路を設け、位相の調整を行う必要がある。ヒルベルト変換部７３を構成するＦＩＲフィルタは、次数ｎを大きくして変換帯域を広くすると、周波数特性におけるリプルを小さくできるが、群遅延が大きくなって検出が遅れるという特性がある。逆に、次数ｎを小さくして変換帯域を狭くすると、群遅延は抑制できるが、周波数特性におけるリプルが大きくなって検出精度が低下するという特性がある。   Since the Hilbert transform unit 73 cannot realize an ideal Hilbert transform, the Hilbert transform unit 73 is configured by, for example, an FIR filter to realize an approximate Hilbert transform. Since a group delay occurs in the FIR filter, the β-axis current signal Iβ output from the Hilbert transform unit 73 is delayed with respect to the α-axis current signal Iα. For this reason, although not shown in FIG. 12, in actual processing, it is necessary to adjust the phase by providing a delay circuit between the current sensor 5 and the rotation coordinate conversion unit 78. The FIR filter constituting the Hilbert transform unit 73 has a characteristic that if the order n is increased to widen the conversion band, the ripple in the frequency characteristics can be reduced, but the group delay is increased and the detection is delayed. On the contrary, if the order n is reduced to narrow the conversion band, the group delay can be suppressed, but the ripple in the frequency characteristic becomes large and the detection accuracy is lowered.

したがって、ヒルベルト変換部７３を用いた場合、検出速度と検出精度のトレードオフを考慮して、構成するＦＩＲフィルタの次数ｎを設計しなければならないという煩わしさがある。また、ある程度の検出精度を得ようとすると、ＦＩＲフィルタの次数ｎを高くする必要があり、それによりヒルベルト変換部７３の構成が大きくなるため、制御回路７００が複雑化するという問題もある。   Therefore, when the Hilbert transform unit 73 is used, there is an inconvenience that the order n of the FIR filter to be configured must be designed in consideration of the tradeoff between the detection speed and the detection accuracy. In addition, in order to obtain a certain degree of detection accuracy, it is necessary to increase the order n of the FIR filter. As a result, the configuration of the Hilbert transform unit 73 becomes large, which causes a problem that the control circuit 700 is complicated.

また、電流制御のための制御系を設計することに大変な労力が必要であるという問題がある。最近の系統連系インバータシステムには、瞬低に対して所定の時間以内に出力を復帰させるなど、制御に高速な応答性が求められている。このような要求を満たすように制御系を設計するために、ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａのパラメータや、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂの比例ゲインおよび積分ゲインを最適に設計する必要がある。しかし、回転座標変換部７８および静止座標変換部７９は非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができなかった。また、制御系が非線形時変処理を含むため、システム解析もできなかった。   There is also a problem that designing a control system for current control requires a great deal of effort. Recent grid-connected inverter systems are required to have high-speed responsiveness in control, such as returning the output within a predetermined time with respect to the instantaneous drop. In order to design the control system so as to satisfy such requirements, it is necessary to optimally design the parameters of the LPF 74a and the LPF 75a and the proportional gain and integral gain of the PI control unit 74b and the PI control unit 75b. However, since the rotating coordinate conversion unit 78 and the stationary coordinate conversion unit 79 perform nonlinear time-varying processing, it has not been possible to design a control system using linear control theory. Moreover, since the control system includes nonlinear time-varying processing, system analysis cannot be performed.

さらに、各高調波補償のための制御系を設計するために、ＬＰＦ８１２，８１３のパラメータや、Ｉ制御部８１４，８１５の積分ゲインを最適に設計する必要がある。しかし、回転座標変換部８１１および静止座標変換部８１６は非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができなかった。また、制御系が非線形時変処理を含むため、システム解析もできなかった。   Furthermore, in order to design a control system for each harmonic compensation, it is necessary to optimally design the parameters of the LPFs 812 and 813 and the integral gains of the I controllers 814 and 815. However, since the rotating coordinate conversion unit 811 and the stationary coordinate conversion unit 816 perform nonlinear time-varying processing, it has not been possible to design a control system using linear control theory. Moreover, since the control system includes nonlinear time-varying processing, system analysis cannot be performed.

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、簡単な構成で高速かつ高い精度の電流制御を行うことができ、当該電流制御の制御系で併せて高調波補償も行い、かつ、当該制御系が線形性および時不変性を有する制御回路を提供することをその目的としている。   The present invention has been conceived under the circumstances described above, and can perform high-speed and high-accuracy current control with a simple configuration, and also perform harmonic compensation in the current control control system. An object of the present invention is to provide a control circuit in which the control system has linearity and time invariance.

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。   In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、単相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、前記電力変換回路の出力または入力に基づく信号とその基本波成分の目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御し、かつ、前記偏差信号に含まれる所定の高調波成分を抑制制御するための補正値信号を生成する制御手段と、前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、周波数重みＷを用いてロバスト制御設計法で設計された伝達関数によって、前記偏差信号を信号処理することで、前記補正値信号を生成し、前記単相交流の基本波の角周波数をω0とし、ｎ次高調波を抑制する場合、前記周波数重みＷの分母には（ｓ 2 ＋ω 0 2 ）および各ｎに対応する｛ｓ 2 ＋（ｎ・ω 0 ） 2 ｝が乗算されており、分子には（ｓ 2 ＋ω 0 2 ）および各ｎに対応する｛ｓ 2 ＋（ｎ・ω 0 ） 2 ｝が乗算されていないことを特徴とする。 A control circuit provided by the first aspect of the present invention is a control circuit that controls driving of a plurality of switching means in a power conversion circuit related to single-phase alternating current using a PWM signal, and outputs or inputs of the power conversion circuit Deviation signal generating means for generating a deviation signal which is a deviation between the signal based on the fundamental wave component and the target value of the fundamental wave component, and the fundamental wave component included in the deviation signal is controlled to be zero and included in the deviation signal A control unit that generates a correction value signal for suppressing and controlling a predetermined harmonic component; and a PWM signal generation unit that generates a PWM signal based on the correction value signal. The correction signal is generated by processing the deviation signal by a transfer function designed by a robust control design method using W, and the angular frequency of the fundamental wave of the single-phase AC and .omega.0, To suppress n-th harmonic, the denominator of the frequency weight W are multiplied (s 2 + ω 0 2) and corresponding to each n {s 2 + (n · ω 0) 2} The numerator is characterized in that (s 2 + ω 0 2 ) and {s 2 + (n · ω 0 ) 2 } corresponding to each n are not multiplied .

本発明の好ましい実施の形態においては、前記周波数重みＷは、所定の実数をｋとした場合、
である。 In a preferred embodiment of the present invention, when the frequency weight W is a predetermined real number k,
It is.

本発明の好ましい実施の形態においては、前記基づく信号は、出力電流または入力電流を検出した信号である。   In a preferred embodiment of the present invention, the signal based on the output current or the input current is a signal detected.

本発明の好ましい実施の形態においては、前記基づく信号は、出力電圧または入力電圧を検出した信号である。   In a preferred embodiment of the present invention, the signal based on the output voltage or the input voltage is detected.

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数は、周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法で設計される。   In a preferred embodiment of the present invention, the transfer function is designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W.

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、インバータ回路と、本発明の第１の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。   The grid interconnection inverter system provided by the second aspect of the present invention includes an inverter circuit and a control circuit provided by the first aspect of the present invention.

本発明の第３の側面によって提供される単相ＰＷＭコンバータシステムは、コンバータ回路と、本発明の第１の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。   The single-phase PWM converter system provided by the third aspect of the present invention includes a converter circuit and a control circuit provided by the first aspect of the present invention.

本発明によれば、出力または入力に基づく信号から位相を９０度遅らせた信号を生成する必要がないので、ヒルベルト変換処理のためのＦＩＲフィルタを設計するという煩わしさがない。また、構成を簡単なものとすることができる。また、本発明によれば、偏差信号を伝達関数によって信号処理することで、補正値信号を生成している。当該伝達関数は、分母に（ｓ2＋ω0 2）・｛ｓ2＋（ｎ・ω0）2｝が含まれる周波数重みＷを用いて設計されたものなので、基本波とｎ次高調波とが同時に制御される。したがって、簡単な構成で高速かつ高い精度の電流制御を行うことができ、当該電流制御の制御系で併せて高調波補償も行うことができる。また、制御系が線形性および時不変性を有するので、線形制御理論に基づいた設計法を用いて制御系の設計を容易にすることができる。 According to the present invention, since it is not necessary to generate a signal whose phase is delayed by 90 degrees from a signal based on an output or an input, there is no inconvenience of designing an FIR filter for Hilbert transform processing. Further, the configuration can be simplified. In addition, according to the present invention, the correction value signal is generated by performing signal processing on the deviation signal using a transfer function. The transfer function is designed using a frequency weight W including (s 2 + ω 0 2 ) · {s 2 + (n · ω 0 ) 2 } in the denominator. Are controlled simultaneously. Therefore, high-speed and high-accuracy current control can be performed with a simple configuration, and harmonic compensation can also be performed in the current control control system. Further, since the control system has linearity and time invariance, the design of the control system can be facilitated using a design method based on the linear control theory.

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。   Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.

回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。It is a block diagram for demonstrating the method to convert the process accompanied by a rotation coordinate transformation and a stationary coordinate transformation into a linear time invariant process. 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。It is a block diagram for demonstrating the method to convert the process accompanied by a rotation coordinate transformation and a stationary coordinate transformation into a linear time invariant process, and is represented by the matrix. 行列の計算を説明するためのブロック線図である。It is a block diagram for demonstrating the calculation of a matrix. 回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。It is a block diagram which shows the process which performs static coordinate transformation after performing PI control after performing rotational coordinate transformation. 回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。It is a block diagram which shows the process which performs a stationary coordinate transformation after performing I control after performing a rotational coordinate transformation. 行列ＧIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。Is a Bode diagram for analyzing a transfer function which is the elements of the matrix G I. 周波数重みＷを解析するためのボード線図である。It is a Bode diagram for analyzing the frequency weight W. 伝達関数Ｋを解析するためのボード線図である。It is a Bode diagram for analyzing a transfer function K. 第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the grid connection inverter system which concerns on 1st Embodiment. 第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the control circuit which concerns on 2nd Embodiment. 第３実施形態に係る単相ＰＷＭコンバータシステムを説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the single phase PWM converter system which concerns on 3rd Embodiment. 従来の一般的な単相電力系統の系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the grid connection inverter system of the conventional common single phase electric power system. 制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the internal structure of a control circuit. 高調波補償コントローラの内部構成を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the internal structure of a harmonic compensation controller.

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。   Embodiments of the present invention will be specifically described below with reference to the drawings.

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。   First, a method for converting processing involving rotational coordinate transformation and stationary coordinate transformation into linear time-invariant processing will be described.

図１（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図１（ａ）に示す非線形時変の処理を、図１（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。   Fig.1 (a) is a figure for demonstrating the process accompanied by rotation coordinate transformation and stationary coordinate transformation. In this processing, first, the signals α and β are converted into signals d and q by rotational coordinate conversion. The signals d and q are each processed by a predetermined transfer function F (s), and signals d 'and q' are output. Next, the signals d ′ and q ′ are converted into signals α ′ and β ′ by stationary coordinate transformation. The nonlinear time-varying process shown in FIG. 1A is converted into a process using a matrix G of linear time-invariant transfer functions shown in FIG.

図１（ａ）に示す回転座標変換は下記（６）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（７）式の行列式で表される。
The rotational coordinate transformation shown in FIG. 1A is represented by a determinant of the following equation (6), and the stationary coordinate transformation is represented by a determinant of the following equation (7).

したがって、図１（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図２（ａ）のように表すことができる。図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図１（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。   Therefore, the process shown in FIG. 1A can be expressed as shown in FIG. 2A using a matrix. The matrix G shown in FIG. 1B can be calculated by calculating the product of the three matrices shown in FIG. 2A and making the calculated matrix a linear time-invariant matrix. At this time, the calculation is performed after converting the matrix of the stationary coordinate conversion and the rotation coordinate conversion into a matrix product.

回転座標変換の行列は、下記（８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。 The matrix of rotational coordinate conversion can be converted into the product of the right-hand side matrix shown in the following equation (8).
Where j is the imaginary unit, exp () is the exponential function of the base e of the natural logarithm,
It is. T −1 is an inverse matrix of T.

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。 From the Euler's formula, calculating by substituting exp (jθ) = cos θ + jsin θ and exp (−jθ) = cos θ−jsin θ,
It can be confirmed that

また、静止座標変換の行列は、下記（９）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。 Moreover, the matrix of a static coordinate transformation | transformation can be converted into the product of the matrix of the right side shown in following (9) Formula. The matrix in the middle of the matrix product is a linear time-invariant matrix.
Where j is the imaginary unit, exp () is the exponential function of the base e of the natural logarithm,
It is. T −1 is an inverse matrix of T.

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。 From the Euler's formula, calculating by substituting exp (jθ) = cos θ + jsin θ and exp (−jθ) = cos θ−jsin θ,
It can be confirmed that

上記（８）式および（９）式を用いて、図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（１０）式のように計算される。
When the product of the three matrices shown in FIG. 2A is calculated using the above equations (8) and (9) and the matrix G is calculated, the following equation (10) is obtained.

上記（１０）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図３に示すブロック線図になる。図３に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である。 If attention is paid to the element in the first row and the first column of the three matrixes in the center of the above equation (10) and this is represented by a block diagram, the block diagram shown in FIG. When calculating the input / output characteristics of the block diagram shown in FIG.
It becomes. Where F (s) is a one-input one-output transfer function having an impulse response f (t).

ここで、θ（ｔ）＝ω0ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω0ｔ−ω0τ＝ω0（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図３に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω0ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω0ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω0）が得られる。また、図３に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω0）の入出力特性になる。 Here, when θ (t) = ω 0 t, θ (t) −θ (τ) = ω 0 t−ω 0 τ = ω 0 (t−τ) = θ (t−τ). The input / output characteristics of the block diagram shown in FIG. 3 are equal to those of a linear time invariant system having an impulse response f (t) exp (−jω 0 t). When the impulse response f (t) exp (−jω 0 t) is Laplace transformed, a transfer function F (s + jω 0 ) is obtained. The input / output characteristics when exp (jθ (t)) and exp (−jθ (t)) in the block diagram shown in FIG. 3 are interchanged are the input / output characteristics of the transfer function F (s−jω 0 ). become.

したがって、上記（１０）式からさらに計算を進めると、
と計算される。 Therefore, if the calculation is further advanced from the above equation (10),
Is calculated.

これにより、図２（ａ）に示す処理を、図２（ｂ）に示す処理に変換することができる。図２（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。   Thereby, the process shown in FIG. 2A can be converted into the process shown in FIG. The process shown in FIG. 2B is equivalent to the process of performing the stationary coordinate conversion after performing the process represented by the predetermined transfer function F (s) after performing the rotational coordinate conversion. This system is a linear time-invariant system.

ＰＩ制御（比例積分制御）コントローラの伝達関数は、比例ゲインおよび積分ゲインをそれぞれＫPおよびＫIとすると、Ｆ（ｓ）＝ＫP＋ＫI／ｓで表される。したがって、図４に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧPIは、上記（１１）式を用いて、下記（１２）式のように算出される。
The transfer function of the PI control (proportional integral control) controller is expressed as F (s) = K P + K I / s, where K P and K I are the proportional gain and integral gain, respectively. Therefore, the transfer function matrix G PI showing the process shown in FIG. 4, that is, the process equivalent to the process of performing the static coordinate conversion after performing the PI control after performing the rotational coordinate conversion, uses the above equation (11). Then, it is calculated as in the following equation (12).

また、Ｉ制御（積分制御）コントローラの伝達関数は、積分ゲインをＫIとすると、Ｆ（ｓ）＝ＫI／ｓで表される。したがって、図５に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧIは、上記（１１）式を用いて、下記（１３）式のように算出される。
Further, the transfer function of the I control (integral control) controller, the integral gain and K I, represented by F (s) = K I / s. Therefore, the processing shown in FIG. 5, i.e., the matrix G I of the transfer function from performing a rotational coordinate transformation showing the processing of the processing equivalent to a still coordinate transformation after the I control, using the above equation (11) Thus, the following equation (13) is calculated.

図６は、行列ＧIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列ＧIの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列ＧIの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列ＧIの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数（以下では、「中心周波数」とする。また、中心周波数に対応する角周波数を「中心角周波数」とする。）が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω0＝１２０πの場合）のものであり、積分ゲインＫIを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。 Figure 6 is a Bode diagram for analyzing a transfer function which is the elements of the matrix G I. FIG (a) is first row and the first column elements (hereinafter, the same applies for. Other elements described as "(1,1) element".) The matrix G I and (2,2) element of FIG. 4B shows the transfer function of the (1,2) element of the matrix G I , and FIG. 4C shows the transfer function of the (2,1) element of the matrix G I. Is shown. The figure shows the case where the frequency of the fundamental wave of the system voltage (hereinafter referred to as “center frequency”. Also, the angular frequency corresponding to the center frequency is referred to as “center angular frequency”) is 60 Hz (that is, angular frequency). ω 0 = 120π), and the integral gain K I is “0.1”, “1”, “10”, “100”.

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、積分ゲインＫIが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列ＧIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列ＧIの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列ＧIの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。 FIG (a), the amplitude characteristic shown by (b) and (c) are all, there is a peak in the center frequency, the integral gain K I is increased, the amplitude characteristic is increased. Further, the phase characteristic shown in FIG. 5A is 0 degree at the center frequency. In other words, the transfer function of (1, 1) element and (2,2) element of the matrix G I is passed through without the signal of the center frequency (center angular frequency) changes the phase. The phase characteristic shown in FIG. 5B is 90 degrees at the center frequency. In other words, the transfer function of the (1,2) element of the matrix G I causes the phase of the signal of the center frequency (center angular frequency) passes advancing 90 degrees. On the other hand, the phase characteristic shown in FIG. 4C is −90 degrees at the center frequency. In other words, the transfer function of (2,1) element of the matrix G I is the phase of the signal of the center frequency (center angular frequency) passing delayed 90 degrees.

位相が９０度異なる信号αおよび信号β（信号αの位相が信号βより９０度進んでいるとする。）を行列ＧIで処理する場合を検討する。信号αに行列ＧIの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない（図６（ａ）参照）。また、信号βに行列ＧIの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度進む（図６（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が信号αと同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。一方、信号αに行列ＧIの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度遅れる（図６（ｃ）参照）。また、信号βに行列ＧIの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない。したがって、両者の位相が信号βと同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。 Consider a case where the phases are treated with 90-degree different signals α and the signal beta (the phase of the signal α is advanced 90 degrees from the signal beta.) The matrix G I. Even if the processing shown in the transfer function of (1, 1) element of the matrix G I in signal alpha, phase does not change (see FIG. 6 (a)). Further, when the processing shown in the transfer function of the (1,2) element of the matrix G I in signal beta, advances the phase by 90 degrees (see Figure 6 (b)). Therefore, since the phase of both is the same as that of the signal α, the two are added together to strengthen each other. On the other hand, when the processing shown in the transfer function of (2,1) element of the matrix G I in signal alpha, phase is delayed 90 degrees (see Figure 6 (c)). Further, even if the processing shown in the transfer function of the (2,2) element of the matrix G I in signal beta, phase does not change. Therefore, since both phases are the same as the signal β, they are strengthened by adding both.

行列ＧIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理は、位相を変化させずに通過させる（図６（ａ）参照）。したがって、上記（１３）式に示す行列ＧIの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした下記（１４）式に示す伝達関数の行列Ｇ’Iを用いても、同様の処理を行うことができる。なお、下記（１４）式の場合、上記（１３）式の場合と比べて強め合う分がないので、積分ゲインＫIをその分大きい値に設計する必要がある。
The process shown in the transfer function of (1, 1) element and (2,2) element of the matrix G I is passed through without changing the phase (see FIG. 6 (a)). Therefore, even if the matrix G ′ I of the transfer function shown in the following equation (14) in which the (1,2) and (2,1) elements of the matrix G I shown in the above equation (13) are set to “0” is used. A similar process can be performed. In the case of the following equation (14), since the (13) minutes is not constructive as compared with the case of expression, it is necessary to design the integral gain K I in correspondingly large value.

つまり、信号αおよび信号βに、下記（１５）式に示す伝達関数ＧI（ｓ）に示す処理を行えば、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と同様の処理をすることになる。単相システムの場合、信号αにのみ処理を行えばよいので、位相を９０度遅らせた信号βを生成する必要はない。
That is, if the signal α and the signal β are processed by the transfer function G I (s) shown in the following equation (15), the stationary coordinate conversion is performed after performing the I control after performing the rotational coordinate conversion. The same processing is performed. In the case of a single-phase system, it is only necessary to perform processing on the signal α, so that it is not necessary to generate the signal β whose phase is delayed by 90 degrees.

次に、高調波成分の制御を行う方法について説明する。   Next, a method for controlling harmonic components will be described.

上記（１５）式に示す伝達関数ＧI（ｓ）は、基本波成分を制御するためのものである。ｎ次高調波は基本波の角周波数をｎ倍した角周波数の成分である。したがって、ｎ次高調波を制御する場合の伝達関数は、上記（１５）式においてω0をｎ・ω0とした下記（１６）式に示す伝達関数ＧIn（ｓ）となる。
The transfer function G I (s) shown in the above equation (15) is for controlling the fundamental wave component. The n-th harmonic is an angular frequency component obtained by multiplying the angular frequency of the fundamental wave by n. Therefore, the transfer function in the case of controlling the nth harmonic is the transfer function G In (s) shown in the following equation (16) where ω 0 is n · ω 0 in the above equation (15).

上記（１５）式に示すように、基本波の制御を行う場合、下記（１７）式に示す周波数重みＷ1を用いてＨ∞ループ整形法でコントローラを設計することができる。Ｈ∞ループ整形法を用いると、設計仕様を満足する最も安定なコントローラを設計することができる。
As shown in the above equation (15), when controlling the fundamental wave, the controller can be designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W 1 shown in the following equation (17). By using the H∞ loop shaping method, the most stable controller that satisfies the design specifications can be designed.

また、上記（１６）式に示すように、ｎ次高調波の制御を行う場合、下記（１８）式に示す周波数重みＷnを用いてＨ∞ループ整形法でコントローラを設計することができる。
Further, as shown in Equation (16), when performing control of the n-th harmonic, it is possible to design a controller with H∞ loop shaping method using the frequency weight W n shown in the following equation (18).

基本波の制御を行い、かつ、ｎ次高調波の制御を行う場合、下記（１９）式に示す周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法でコントローラを設計すればよい。なお、ｋは応答速度に応じた実数である。
When controlling the fundamental wave and controlling the nth harmonic, the controller may be designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W shown in the following equation (19). Note that k is a real number corresponding to the response speed.

複数の高調波の制御を行う場合は、上記（１９）式の分母に、対応する次数の項を追加すればよい。例えば、５次、７次、１１次高調波の制御を行う場合、下記（２０）式に示す周波数重みＷを用いればよい。
When a plurality of harmonics are controlled, a corresponding order term may be added to the denominator of the equation (19). For example, when controlling the fifth, seventh, and eleventh harmonics, the frequency weight W shown in the following equation (20) may be used.

図７は、上記（２０）式に示す周波数重みＷを解析するためのボード線図である。同図は、角周波数ω0＝１２０π、ｋ＝１０24の場合を示している。同図に示すように、周波数重みＷは、ω0（＝１２０π≒３７７[rad/sec]）、５ω0（＝６００π≒１８８４[rad/sec]）、７ω0（＝８４０π≒２６３８[rad/sec]）、１１ω0（＝１３２０π≒４１４５[rad/sec]）をピークにするような特性を有する。 FIG. 7 is a Bode diagram for analyzing the frequency weight W shown in the above equation (20). This figure shows a case where the angular frequency ω 0 = 120π and k = 10 24 . As shown in the figure, the frequency weights W are ω 0 (= 120π≈377 [rad / sec]), 5ω 0 (= 600π≈1884 [rad / sec]), 7ω 0 (= 840π≈2638 [rad / sec]. sec]), 11ω 0 (= 1320π≈4145 [rad / sec]).

この周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法でコントローラを設計すると、下記（２１）式に示す伝達関数Ｋが算出される。なお、後述する図９のフィルタ回路３が備えるＬＣフィルタのリアクトルのインダクタンスがＬ＝１０００μＨで、コンデンサのキャパシタンスがＣ＝２０μＦであり、変圧回路４の漏れインダクタンスをＬＴ＝５００μＨとした場合で算出している。
When the controller is designed by the H∞ loop shaping method using this frequency weight W, a transfer function K shown in the following equation (21) is calculated. 9 is calculated when the inductance of the reactor of the LC filter included in the filter circuit 3 of FIG. 9 described later is L = 1000 μH, the capacitance of the capacitor is C = 20 μF, and the leakage inductance of the transformer circuit 4 is LT = 500 μH. ing.

図８は、上記（２１）式に示す伝達関数Ｋを解析するためのボード線図である。同図に示すように、伝達関数Ｋは、ω0、５ω0、７ω0、１１ω0をピークにする特性を継承している。 FIG. 8 is a Bode diagram for analyzing the transfer function K shown in the equation (21). As shown in the figure, the transfer function K inherits the characteristic that peaks at ω 0 , 5ω 0 , 7ω 0 , and 11ω 0 .

以下に、上記（２０）式に示す周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法で設計したコントローラを系統連系インバータシステムの制御回路に適用した場合を、本発明の第１実施形態として説明する。   Hereinafter, a case where a controller designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W shown in the above equation (20) is applied to a control circuit of a grid-connected inverter system will be described as a first embodiment of the present invention. .

図９は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。   FIG. 9 is a block diagram for explaining the grid-connected inverter system according to the first embodiment.

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、および制御回路７を備えている。   As shown in the figure, the grid-connected inverter system A includes a DC power source 1, an inverter circuit 2, a filter circuit 3, a transformer circuit 4, a current sensor 5, a voltage sensor 6, and a control circuit 7.

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、出力ラインに直列に接続されて、単相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。   The DC power source 1 is connected to the inverter circuit 2. The inverter circuit 2, the filter circuit 3, and the transformer circuit 4 are connected in series to the output line in this order, and are connected to the single-phase AC power system B. The current sensor 5 and the voltage sensor 6 are installed on the output side of the transformer circuit 4. The control circuit 7 is connected to the inverter circuit 2. The grid interconnection inverter system A converts the DC power output from the DC power supply 1 into AC power and supplies it to the power grid B. In addition, the structure of the grid connection inverter system A is not restricted to this. For example, the current sensor 5 and the voltage sensor 6 may be provided on the input side of the transformer circuit 4, or other sensors necessary for controlling the inverter circuit 2 may be provided. Further, the transformer circuit 4 may be provided on the input side of the filter circuit 3, or a so-called transformer-less system in which the transformer circuit 4 is not provided. Further, a DC / DC converter circuit may be provided between the DC power supply 1 and the inverter circuit 2.

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。   The DC power source 1 outputs DC power and includes, for example, a solar battery. A solar cell generates direct-current power by converting solar energy into electrical energy. The DC power source 1 outputs the generated DC power to the inverter circuit 2. Note that the DC power source 1 is not limited to one that generates DC power from a solar cell. For example, the DC power source 1 may be a fuel cell, a storage battery, an electric double layer capacitor, a lithium ion battery, or AC power generated by a diesel engine generator, a micro gas turbine generator, a wind turbine generator, or the like. It may be a device that converts to DC power and outputs it.

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、単相インバータであり、図示しない２組４個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。   The inverter circuit 2 converts a DC voltage input from the DC power source 1 into an AC voltage and outputs the AC voltage to the filter circuit 3. The inverter circuit 2 is a single-phase inverter and is a PWM control type inverter circuit provided with two sets of four switching elements (not shown). The inverter circuit 2 converts the DC voltage input from the DC power source 1 into an AC voltage by switching each switching element on and off based on the PWM signal input from the control circuit 7. In addition, the inverter circuit 2 is not limited to this, For example, a multilevel inverter may be sufficient.

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。   The filter circuit 3 removes high frequency components due to switching from the AC voltage input from the inverter circuit 2. The filter circuit 3 includes a low pass filter including a reactor and a capacitor. The AC voltage from which the high frequency component has been removed by the filter circuit 3 is output to the transformer circuit 4. The configuration of the filter circuit 3 is not limited to this, and any known filter circuit for removing high frequency components may be used. The transformer circuit 4 boosts or lowers the AC voltage output from the filter circuit 3 to a level substantially the same as the system voltage.

電流センサ５は、変圧回路４から出力される交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉは、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、電力系統Ｂの系統電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖは、制御回路７に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧は、系統電圧とほぼ一致している。   The current sensor 5 detects an alternating current output from the transformer circuit 4 (that is, an output current of the grid interconnection inverter system A). The detected current signal I is input to the control circuit 7. The voltage sensor 6 detects the system voltage of the power system B. The detected voltage signal V is input to the control circuit 7. Note that the output voltage output by the grid interconnection inverter system A substantially matches the grid voltage.

制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路７は、電流センサ５から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路７は、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を各センサから入力される検出信号に基づいて生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電流を制御している。これにより、制御回路７は、各種フィードバック制御を行っている。また、制御回路７は、電力系統Ｂから入力される高調波を打ち消すための高調波をインバータ回路２に出力させることで、高調波の抑制を行う。   The control circuit 7 controls the inverter circuit 2 and is realized by, for example, a microcomputer. The control circuit 7 generates a PWM signal based on the current signal I input from the current sensor 5 and the voltage signal V input from the voltage sensor 6 and outputs the PWM signal to the inverter circuit 2. The control circuit 7 generates a command value signal for commanding the waveform of the output voltage output from the grid interconnection inverter system A based on the detection signal input from each sensor, and is generated based on the command value signal. Output a pulse signal as a PWM signal. The inverter circuit 2 outputs an alternating voltage having a waveform corresponding to the command value signal by switching each switching element on and off based on the input PWM signal. The control circuit 7 controls the output current by changing the waveform of the command value signal to change the waveform of the output voltage of the grid interconnection inverter system A. Thereby, the control circuit 7 performs various feedback controls. In addition, the control circuit 7 suppresses harmonics by causing the inverter circuit 2 to output harmonics for canceling the harmonics input from the power system B.

図９においては、出力電流制御と高調波抑制制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。実際には、制御回路７は、直流電圧制御（入力直流電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（出力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、出力電圧制御や有効電力制御を行うようにしてもよい。   In FIG. 9, only the configuration for performing the output current control and the harmonic suppression control is described, and the configuration for the other control is omitted. Actually, the control circuit 7 performs DC voltage control (feedback control performed so that the input DC voltage becomes a preset voltage target value) and reactive power control (reactive power target value with preset output reactive power) (Feedback control to be performed) is also performed. The control method performed by the control circuit 7 is not limited to this. For example, output voltage control or active power control may be performed.

制御回路７は、系統対抗分生成部７２、電流コントローラ７４、および、ＰＷＭ信号生成部７７を備えている。   The control circuit 7 includes a system counter component generation unit 72, a current controller 74, and a PWM signal generation unit 77.

系統対抗分生成部７２は、電圧センサ６から電圧信号Ｖを入力されて、系統指令値信号Ｋを生成して出力する。系統指令値信号Ｋは系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号の基準となるものであり、系統指令値信号Ｋが後述する補正値信号Ｘで補正されることにより指令値信号が生成される。   The system counter-part generating unit 72 receives the voltage signal V from the voltage sensor 6 and generates and outputs a system command value signal K. The system command value signal K serves as a reference for the command value signal for commanding the waveform of the output voltage output from the grid interconnection inverter system A, and the system command value signal K is corrected by a correction value signal X described later. Thus, a command value signal is generated.

電流コントローラ７４は、電流センサ５が検出した電流信号Ｉと電流目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘを生成するものである。電流コントローラ７４は、上記（２０）式に示す周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法で設計したコントローラである。電流コントローラ７４で行われる処理は、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。なお、角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、実数ｋもあらかじめ設定されている。また、電流コントローラ７４は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正するための位相の調整も行われている。なお、制御系設計に用いる設計方法はＨ∞ループ整形法に限定されず、例えば、最適制御、Ｈ∞制御理論、混合感度問題などのロバスト制御設計法を用いることもできる。 The current controller 74 receives a deviation between the current signal I detected by the current sensor 5 and the current target value, and generates a correction value signal X for current control. The current controller 74 is a controller designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W shown in the above equation (20). The processing performed by the current controller 74 is linear time invariant processing. Therefore, a control system design using linear control theory can be performed. As the angular frequency ω 0 , the angular frequency of the fundamental wave of the system voltage (for example, ω 0 = 120π [rad / sec] (60 [Hz])) is set in advance, and the real number k is also set in advance. Further, the current controller 74 performs a process for maximizing the stability margin, and the phase adjustment for correcting the phase delay in the control loop is also performed. The design method used for control system design is not limited to the H∞ loop shaping method, and for example, a robust control design method such as optimal control, H∞ control theory, and mixed sensitivity problem can be used.

電流コントローラ７４は、電流信号Ｉに含まれる基本波成分を目標値に制御し、かつ、電流信号Ｉに含まれる５次、７次、１１次高調波成分を抑制する制御を行う。   The current controller 74 controls the fundamental wave component included in the current signal I to a target value, and performs control to suppress the fifth, seventh, and eleventh harmonic components included in the current signal I.

なお、本実施形態では、電流コントローラ７４が、５次、７次、１１次高調波の抑制制御を行う場合について説明したが、これに限られない。周波数重みＷは、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設定すればよい。例えば、５次高調波のみを抑制したい場合は、上記（２０）式に示す周波数重みＷの分母を（ｓ2＋ω0 2）・｛ｓ2＋（５ω0）2｝のみとすればよい。また、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（２０）式に示す周波数重みＷの分母にさらに｛ｓ2＋（１３ω0）2｝をかければよい。 In the present embodiment, the case where the current controller 74 performs suppression control of the fifth, seventh, and eleventh harmonics has been described, but the present invention is not limited to this. The frequency weight W may be set according to the harmonic order that needs to be suppressed. For example, when it is desired to suppress only the fifth harmonic, the denominator of the frequency weight W shown in the above equation (20) may be (s 2 + ω 0 2 ) · {s 2 + (5ω 0 ) 2 } only. Further, if it is desired to further suppress the 13th harmonic, {s 2 + (13ω 0 ) 2 } may be further applied to the denominator of the frequency weight W shown in the above equation (20).

本実施形態において、電流目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換して生成されたα軸上の電流目標値が用いられる。ｄ軸電流目標値には図示しない直流電圧制御のための補正値が用いられ、ｑ軸電流目標値には、図示しない無効電力制御のための補正値が用いられる。なお、α軸上の電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。   In the present embodiment, a current target value on the α-axis generated by stationary coordinate conversion of the d-axis current target value and the q-axis current target value is used as the current target value. A correction value for DC voltage control (not shown) is used for the d-axis current target value, and a correction value for reactive power control (not shown) is used for the q-axis current target value. When the current target value on the α axis is directly given, the target value may be used as it is.

系統対抗分生成部７２が出力する系統指令値信号Ｋと、電流コントローラ７４が出力する補正値信号Ｘとが加算されて、指令値信号Ｘ’が算出され、ＰＷＭ信号生成部７７に入力される。   The system command value signal K output from the system counter-part generating unit 72 and the correction value signal X output from the current controller 74 are added to calculate the command value signal X ′ and input to the PWM signal generating unit 77. .

ＰＷＭ信号生成部７７は、入力される指令値信号Ｘ’および指令値信号Ｘ’を反転させた信号と、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｐ，Ｐｎを生成する。三角波比較法では、例えば、指令値信号Ｘ’とキャリア信号とが比較され、指令値信号Ｘ’がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｐとして生成される。また、同様に、反転させた信号とキャリア信号とが比較され、ＰＷＭ信号Ｐｎが生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｐ，Ｐｎは、インバータ回路２に出力される。また、ＰＷＭ信号生成部７７は、ＰＷＭ信号Ｐｐ，Ｐｎを反転させた信号も、インバータ回路２に出力する。   The PWM signal generation unit 77 is based on an input command value signal X ′ and a signal obtained by inverting the command value signal X ′ and a carrier signal generated as a triangular wave signal having a predetermined frequency (for example, 4 kHz), PWM signals Pp and Pn are generated by a triangular wave comparison method. In the triangular wave comparison method, for example, the command value signal X ′ and the carrier signal are compared, and a pulse signal that becomes high level when the command value signal X ′ is larger than the carrier signal and becomes low level when the command value signal X ′ is smaller is the PWM signal Pp. Generated. Similarly, the inverted signal and the carrier signal are compared, and the PWM signal Pn is generated. The generated PWM signals Pp and Pn are output to the inverter circuit 2. The PWM signal generator 77 also outputs a signal obtained by inverting the PWM signals Pp and Pn to the inverter circuit 2.

本実施形態において、制御回路７は、電流信号Ｉから位相を９０度遅らせた信号を生成する必要がないので、図１３に示すヒルベルト変換部７３を設ける必要がない。また、電流信号Ｉのみを処理すればよいので（９０度遅らせた信号を処理する必要がないので）、構成が簡単になる。さらに、ヒルベルト変換部７３が不要なので、ヒルベルト変換部７３を構成するＦＩＲフィルタの次数ｎを設計するという煩わしさがない。   In the present embodiment, since the control circuit 7 does not need to generate a signal whose phase is delayed by 90 degrees from the current signal I, it is not necessary to provide the Hilbert transform unit 73 shown in FIG. Further, since only the current signal I needs to be processed (since it is not necessary to process a signal delayed by 90 degrees), the configuration is simplified. Furthermore, since the Hilbert transform unit 73 is unnecessary, there is no inconvenience of designing the order n of the FIR filter constituting the Hilbert transform unit 73.

また、電流コントローラ７４は、図１３に示す回転座標変換部７８、ＬＰＦ７４ａ，７５ａ、ＰＩ制御部７４ｂ，７５ｂ、静止座標変換部７９、および、高調波補償コントローラ８００（図１４参照）と同様の処理を行っている。したがって、制御回路７は、簡単な構成で高速かつ高い精度の電流制御を行うことができ、当該電流制御の制御系で併せて高調波補償も行うことができる。   Further, the current controller 74 performs the same processing as the rotation coordinate conversion unit 78, the LPFs 74a and 75a, the PI control units 74b and 75b, the stationary coordinate conversion unit 79, and the harmonic compensation controller 800 (see FIG. 14) shown in FIG. It is carried out. Therefore, the control circuit 7 can perform high-speed and high-accuracy current control with a simple configuration, and can also perform harmonic compensation in the current control control system.

さらに、電流コントローラ７４で行われる処理は、線形時不変の処理である。また、制御回路７には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、制御回路７は静止座標系で制御を行っている。つまり、電流制御システム全体が線形時不変システムになっている。すなわち、電流制御のための制御系と各高調波補償のための制御系とを１つの制御系として、当該制御系を線形時不変の処理としている。したがって、制御系の設計に線形制御理論を用いることができ、制御系設計を容易にすることができる。   Furthermore, the processing performed by the current controller 74 is linear time-invariant processing. Further, the control circuit 7 does not include a rotation coordinate conversion process and a static coordinate conversion process, which are nonlinear time-varying processes, and the control circuit 7 performs control in a static coordinate system. That is, the entire current control system is a linear time invariant system. That is, the control system for current control and the control system for each harmonic compensation are set as one control system, and the control system is set as a linear time-invariant process. Therefore, linear control theory can be used for control system design, and control system design can be facilitated.

上記第１実施形態においては、出力電流を制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、出力電圧を制御するようにしてもよい。以下に、出力電圧を制御する場合について、第２実施形態として説明する。   In the first embodiment, the case where the output current is controlled has been described, but the present invention is not limited to this. For example, the output voltage may be controlled. Hereinafter, the case of controlling the output voltage will be described as a second embodiment.

図１０は、第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図９に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。   FIG. 10 is a block diagram for explaining a control circuit according to the second embodiment. In the same figure, the same code | symbol is attached | subjected to the element which is the same as that of the grid connection inverter system A shown in FIG. 9, or similar.

図１０に示すインバータシステムＡ’は、電力系統Ｂではなく負荷Ｌに電力を供給する点で、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡ（図９参照）と異なる。負荷Ｌに供給される電圧を制御する必要があるので、制御回路８は、出力電流ではなく出力電圧を制御する。制御回路８は、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいてＰＷＭ信号を生成する点で、第１実施形態に係る制御回路７（図９参照）と異なる。インバータシステムＡ’は、出力電圧をフィードバック制御によって目標値に制御しながら、負荷Ｌに電力を供給する。   The inverter system A ′ shown in FIG. 10 differs from the grid-connected inverter system A (see FIG. 9) according to the first embodiment in that power is supplied to the load L instead of the power system B. Since it is necessary to control the voltage supplied to the load L, the control circuit 8 controls not the output current but the output voltage. The control circuit 8 differs from the control circuit 7 according to the first embodiment (see FIG. 9) in that a PWM signal is generated based on the voltage signal V input from the voltage sensor 6. The inverter system A ′ supplies power to the load L while controlling the output voltage to a target value by feedback control.

電圧コントローラ８４は、電圧センサ６が検出した電圧信号Ｖと電圧目標値との偏差を入力され、電圧制御のための補正値信号Ｘを生成するものである。電圧コントローラ８４は、上記（２０）式に示す周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法で設計したコントローラである。   The voltage controller 84 receives a deviation between the voltage signal V detected by the voltage sensor 6 and the voltage target value, and generates a correction value signal X for voltage control. The voltage controller 84 is a controller designed by the H∞ loop shaping method using the frequency weight W shown in the above equation (20).

本実施形態においても、制御回路８は、電圧信号Ｖから位相を９０度遅らせた信号を生成する必要がない。また、電圧コントローラ８４は、電圧制御のための制御系と各高調波補償のための制御系とを１つの制御系として、当該制御系を線形時不変の処理としている。したがって、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。   Also in this embodiment, the control circuit 8 does not need to generate a signal whose phase is delayed by 90 degrees from the voltage signal V. Further, the voltage controller 84 uses a control system for voltage control and a control system for compensation of each harmonic as one control system, and the control system is a linear time-invariant process. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

上記第１または第２実施形態においては、本発明に係る制御回路を系統連系インバータシステム（インバータシステム）に用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、例えば、電力用アクティブフィルタ、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ、ＳＶＧ）、無停電電源装置（ＵＰＳ）などに用いられる高調波補償を行うインバータ回路を制御する制御回路にも適用することができる。また、直流を単相交流に変換するインバータ回路を制御する場合に限られず、例えば、単相交流を直流に変換するコンバータ回路や、単相交流の周波数を変換するサイクロコンバータなどの制御回路にも適用することができる。以下に、本発明をコンバータ回路の制御回路に適用した場合を、第３実施形態として説明する。   In the said 1st or 2nd embodiment, although the case where the control circuit which concerns on this invention was used for the grid connection inverter system (inverter system) was demonstrated, it is not restricted to this. The present invention is also applied to a control circuit for controlling an inverter circuit that performs harmonic compensation used in, for example, a power active filter, a static reactive power compensator (SVC, SVG), an uninterruptible power supply (UPS), and the like. be able to. Moreover, the present invention is not limited to controlling an inverter circuit that converts direct current to single-phase alternating current. For example, it is also applicable to a control circuit such as a converter circuit that converts single-phase alternating current to direct current or a cycloconverter that converts the frequency of single-phase alternating current. Can be applied. Hereinafter, a case where the present invention is applied to a control circuit of a converter circuit will be described as a third embodiment.

図１１は、第３実施形態に係る単相ＰＷＭコンバータシステムを説明するためのブロック図である。同図において、図９に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。   FIG. 11 is a block diagram for explaining a single-phase PWM converter system according to the third embodiment. In the same figure, the same code | symbol is attached | subjected to the element which is the same as that of the grid connection inverter system A shown in FIG. 9, or similar.

図１１に示す単相ＰＷＭコンバータシステムＣは、電力系統Ｂから供給される交流電力を直流電力に変換して負荷Ｌ’に供給するものである。負荷Ｌ’は、直流負荷である。単相ＰＷＭコンバータシステムＣは、変圧回路４、フィルタ回路３、電流センサ５、電圧センサ６、コンバータ回路９、および制御回路７を備えている。   A single-phase PWM converter system C shown in FIG. 11 converts AC power supplied from the power system B into DC power and supplies it to a load L ′. The load L ′ is a DC load. The single-phase PWM converter system C includes a transformer circuit 4, a filter circuit 3, a current sensor 5, a voltage sensor 6, a converter circuit 9, and a control circuit 7.

変圧回路４は、電力系統Ｂから入力される交流電圧を所定のレベルに昇圧または降圧する。フィルタ回路３は、変圧回路４より入力される交流電圧から高周波成分を除去して、コンバータ回路９に出力する。電流センサ５は、コンバータ回路９に入力される交流電流を検出する。検出された電流信号Ｉは、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、コンバータ回路９に入力される交流電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖは、制御回路７に入力される。コンバータ回路９は、入力される交流電圧を直流電圧に変換して、負荷Ｌ’に出力する。コンバータ回路９は、単相ＰＷＭコンバータであり、図示しない２組４個のスイッチング素子を備えた電圧型コンバータ回路である。コンバータ回路９は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、入力される交流電圧を直流電圧に変換する。なお、コンバータ回路９はこれに限定されず、電流型コンバータ回路であってもよい。   The transformer circuit 4 boosts or steps down the AC voltage input from the power system B to a predetermined level. The filter circuit 3 removes a high frequency component from the AC voltage input from the transformer circuit 4 and outputs it to the converter circuit 9. The current sensor 5 detects an alternating current input to the converter circuit 9. The detected current signal I is input to the control circuit 7. The voltage sensor 6 detects an AC voltage input to the converter circuit 9. The detected voltage signal V is input to the control circuit 7. The converter circuit 9 converts the input AC voltage into a DC voltage and outputs it to the load L ′. The converter circuit 9 is a single-phase PWM converter, and is a voltage type converter circuit including two sets of four switching elements (not shown). The converter circuit 9 converts the input AC voltage into a DC voltage by switching each switching element on and off based on the PWM signal input from the control circuit 7. The converter circuit 9 is not limited to this, and may be a current type converter circuit.

制御回路７は、コンバータ回路９を制御するものである。制御回路７は、第１実施形態の制御回路７と同様に、ＰＷＭ信号を生成してコンバータ回路９に出力する。図１１においては、入力電流制御および高調波補償を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。図示していないが、制御回路７は、直流電圧コントローラおよび無効電力コントローラも備えており、出力電圧および入力無効電力も制御している。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、コンバータ回路９が電流型コンバータ回路の場合、出力電圧制御に代えて、出力電流制御を行うようにすればよい。   The control circuit 7 controls the converter circuit 9. The control circuit 7 generates a PWM signal and outputs it to the converter circuit 9 in the same manner as the control circuit 7 of the first embodiment. In FIG. 11, only the configuration for performing input current control and harmonic compensation is described, and the configuration for other control is omitted. Although not shown, the control circuit 7 also includes a DC voltage controller and a reactive power controller, and also controls the output voltage and the input reactive power. The control method performed by the control circuit 7 is not limited to this. For example, when the converter circuit 9 is a current-type converter circuit, output current control may be performed instead of output voltage control.

本実施形態においても、第１実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。すなわち、単相ＰＷＭコンバータシステムＣにおいては入力電流の高調波を抑制するための高調波補償が必要となるが、本実施形態においては、電流制御のための制御系と各高調波補償のための制御系とを１つの制御系として、当該制御系を線形時不変の処理とすることで、線形制御理論を用いて制御系設計を容易にすることができる。また、電流信号Ｉから位相を９０度遅らせた信号を生成する必要がないので、図１３に示すヒルベルト変換部７３を設けてＦＩＲフィルタの次数ｎを設計するという煩わしさがなく、電流信号Ｉのみを処理すればよいので、構成が簡単になる。   Also in this embodiment, the same effect as in the case of the first embodiment can be obtained. That is, in the single-phase PWM converter system C, harmonic compensation for suppressing harmonics of the input current is required, but in the present embodiment, the control system for current control and each harmonic compensation are used. By using the control system as one control system and making the control system a linear time-invariant process, the control system design can be facilitated using linear control theory. Further, since it is not necessary to generate a signal whose phase is delayed by 90 degrees from the current signal I, there is no trouble of designing the order n of the FIR filter by providing the Hilbert transform unit 73 shown in FIG. Therefore, the configuration is simplified.

なお、単相ＰＷＭコンバータシステムＣの構成は上記に限られない。例えば、制御回路７に代えて、制御回路８を用いるようにしてもよい。また、コンバータ回路９の出力側にインバータ回路を設け、直流電力をさらに交流電力に変換して交流負荷に供給する、いわゆるサイクロコンバータとしてもよい。   The configuration of the single-phase PWM converter system C is not limited to the above. For example, the control circuit 8 may be used instead of the control circuit 7. Alternatively, an inverter circuit may be provided on the output side of the converter circuit 9 so as to convert the DC power into AC power and supply the AC load to the AC load.

本発明に係る制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ＰＷＭコンバータシステムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ＰＷＭコンバータシステムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。   The control circuit according to the present invention, the grid interconnection inverter system using the control circuit, and the single-phase PWM converter system are not limited to the above-described embodiments. The specific configuration of each part of the control circuit according to the present invention, the grid-connected inverter system using this control circuit, and the single-phase PWM converter system can be variously modified.

Ａ 系統連系インバータシステム
Ａ’ インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路（電力変換回路）
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７，８ 制御回路
７２ 系統対抗分生成部
７４ 電流コントローラ（制御手段）
８４ 電圧コントローラ（制御手段）
７７ ＰＷＭ信号生成部
９ コンバータ回路（電力変換回路）
Ｂ 電力系統
Ｃ 単相ＰＷＭコンバータシステム
Ｌ，Ｌ’ 負荷 A Grid-connected inverter system A 'Inverter system 1 DC power supply 2 Inverter circuit (power conversion circuit)
3 Filter circuit 4 Transformer circuit 5 Current sensor 6 Voltage sensor 7 and 8 Control circuit 72 System counter component generation unit 74 Current controller (control means)
84 Voltage controller (control means)
77 PWM signal generator 9 Converter circuit (power conversion circuit)
B Power system C Single-phase PWM converter system L, L 'Load

Claims (7)

単相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、
前記電力変換回路の出力または入力に基づく信号とその基本波成分の目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御し、かつ、前記偏差信号に含まれる所定の高調波成分を抑制制御するための補正値信号を生成する制御手段と、
前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備えており、
前記制御手段は、周波数重みＷを用いてロバスト制御設計法で設計された伝達関数によって、前記偏差信号を信号処理することで、前記補正値信号を生成し、
前記単相交流の基本波の角周波数をω0とし、ｎ次高調波を抑制する場合、前記周波数重みＷの分母には（ｓ 2 ＋ω 0 2 ）および各ｎに対応する｛ｓ 2 ＋（ｎ・ω 0 ） 2 ｝が乗算されており、分子には（ｓ 2 ＋ω 0 2 ）および各ｎに対応する｛ｓ 2 ＋（ｎ・ω 0 ） 2 ｝が乗算されていない、
ことを特徴とする制御回路。 A control circuit for controlling the driving of a plurality of switching means in a power conversion circuit for single-phase alternating current by means of a PWM signal,
Deviation signal generating means for generating a deviation signal that is a deviation between a signal based on the output or input of the power conversion circuit and a target value of the fundamental wave component;
Control means for controlling a fundamental wave component included in the deviation signal to zero and generating a correction value signal for suppressing and controlling a predetermined harmonic component included in the deviation signal;
PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the correction value signal;
With
The control means generates the correction value signal by signal processing the deviation signal by a transfer function designed by a robust control design method using the frequency weight W,
When the angular frequency of the fundamental wave of the single-phase alternating current is set to ω0 and the nth harmonic is suppressed, the denominator of the frequency weight W is (s 2 + ω 0 2 ) and {s 2 + (n Ω 0 ) 2 } is multiplied, and the numerator is not multiplied by (s 2 + ω 0 2 ) and {s 2 + (n · ω 0 ) 2 } corresponding to each n ,
A control circuit characterized by that. 前記周波数重みＷは、所定の実数をｋとした場合、
である、請求項１に記載の制御回路。 The frequency weight W is a predetermined real number k,
The control circuit according to claim 1, wherein 前記基づく信号は、出力電流または入力電流を検出した信号である、請求項１または２に記載の制御回路。   The control circuit according to claim 1, wherein the signal based on the output current or the input current is a signal detected. 前記基づく信号は、出力電圧または入力電圧を検出した信号である、請求項１または２に記載の制御回路。   The control circuit according to claim 1, wherein the signal based on the output voltage or the input voltage is a signal detected. 前記伝達関数は、周波数重みＷを用いてＨ∞ループ整形法で設計される、請求項１ないし４のいずれかに記載の制御回路。   The control circuit according to claim 1, wherein the transfer function is designed by a H∞ loop shaping method using a frequency weight W. インバータ回路と、請求項１ないし５のいずれかに記載の制御回路とを備えた系統連系インバータシステム。   A grid-connected inverter system comprising an inverter circuit and the control circuit according to any one of claims 1 to 5. コンバータ回路と、請求項１ないし５のいずれかに記載の制御回路とを備えた単相ＰＷＭコンバータシステム。   A single-phase PWM converter system comprising a converter circuit and the control circuit according to claim 1.
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