JP2018143054A - vehicle - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress variation in output torque of a motor.SOLUTION: When a vehicle controls an inverter in a rectangular-wave control mode, it uses a rectangular-wave voltage obtained by feedback processing. The feedback processing uses an integration gain in such a manner that a difference between first estimated torque and target torque may become 0. The first estimated torque is calculated based on a current in each phase of a motor as well as a rotational angle of the motor detected by a rotational angle detection sensor. When the inverter is controlled in the rectangular-wave control mode, the integration gain is decreased at a predetermined time, compared with times other than the predetermined time. Here, the predetermined time is described as a time when: the frequency of variation in rotational speed of the motor is within a torsional resonance frequency band of an axle; and a difference between the first estimated torque and second estimated torque, which is calculated based on the current and a voltage in each phase of the motor as well as the rotational speed of the motor, is equal to or greater than a predetermined value.SELECTED DRAWING: Figure 4

Description

本発明は、車両に関し、詳しくは、モータと、インバータと、回転角検出センサと、制御装置と、を備える車両に関する。   The present invention relates to a vehicle, and more particularly to a vehicle including a motor, an inverter, a rotation angle detection sensor, and a control device.

従来、モータ駆動装置として、モータ駆動するインバータと、モータの回転角を検出する回転角検出センサと、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この装置では、モータが目標トルクで駆動されるように矩形波制御モードを含む複数の制御モードでインバータを制御している。そして、矩形波制御モードでインバータを制御するときには、モータの各相電流と回転角検出センサにより検出されたモータの回転角とを用いてｄ軸電流とｑ軸電流とを演算し、演算したｄ軸電流とｑ軸電流とトルク演算マップとを用いてモータの出力トルクを推定する。そして、モータの出力トルクの推定値とモータのトルク指令との差が値０となるように矩形波電圧の電圧位相を調整することにより、インバータを制御している。   2. Description of the Related Art Conventionally, a motor drive device has been proposed that includes an inverter that drives a motor and a rotation angle detection sensor that detects the rotation angle of the motor (for example, see Patent Document 1). In this apparatus, the inverter is controlled in a plurality of control modes including a rectangular wave control mode so that the motor is driven with the target torque. When the inverter is controlled in the rectangular wave control mode, the d-axis current and the q-axis current are calculated using each phase current of the motor and the rotation angle of the motor detected by the rotation angle detection sensor, and the calculated d The output torque of the motor is estimated using the shaft current, the q-axis current, and the torque calculation map. Then, the inverter is controlled by adjusting the voltage phase of the rectangular wave voltage so that the difference between the estimated value of the output torque of the motor and the torque command of the motor becomes 0.

特開２００７−１５９３６８号公報JP 2007-159368 A

上述のモータ駆動装置を搭載し、モータの回転軸が車軸に連結された駆動軸に接続された車両では、矩形波制御モードでインバータを制御する際に、外乱によりモータの回転数が変化すると、回転角センサの検出遅れによって、モータの出力トルクの推定値の位相と実際にモータから出力されている実トルクの位相とが大きくずれることがある。推定値と実トルクとの位相が大きくずれた状態で推定値とトルク指令との差が値０となるように矩形波電圧の電圧位相を調整すると、制御応答が振動的になって、モータから出力されるトルクに上述した変化より短い周期の変動が生じる。こうした変動の周波数が、車軸のねじれ共振周波数帯内となると車両の振動が大きくなることから、こうした変動を抑制されることが望ましい。   In a vehicle equipped with the above-described motor drive device and connected to a drive shaft in which the rotation shaft of the motor is connected to the axle, when controlling the inverter in the rectangular wave control mode, when the rotation speed of the motor changes due to disturbance, Due to the detection delay of the rotation angle sensor, the phase of the estimated value of the output torque of the motor and the phase of the actual torque actually output from the motor may be greatly shifted. If the voltage phase of the rectangular wave voltage is adjusted so that the difference between the estimated value and the torque command is 0 while the phase between the estimated value and the actual torque is greatly deviated, the control response becomes oscillating, and The output torque has a cycle fluctuation shorter than the above-described change. Since the vibration of the vehicle increases when the frequency of such fluctuations falls within the torsional resonance frequency band of the axle, it is desirable to suppress such fluctuations.

本発明の車両は、矩形波制御モードでインバータを制御する際に、モータの出力トルクの変動を抑制することを主目的とする。   The main purpose of the vehicle of the present invention is to suppress fluctuations in the output torque of the motor when the inverter is controlled in the rectangular wave control mode.

本発明の車両は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。   The vehicle of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.

本発明の車両は、
車軸に連結された駆動軸に回転軸が接続されたモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記モータの回転角を検出する回転角検出センサと、
前記モータが目標トルクで駆動されるように矩形波制御モードを含む複数の制御モードで前記インバータを制御する制御装置と、
を備える車両であって、
前記制御装置は、前記矩形波制御モードで前記インバータを制御するときには、前記モータの各相の電流と前記回転角検出センサにより検出された前記モータの回転角とを用いて演算された第１推定トルクと前記目標トルクとの差が値０となるように積分ゲインを用いたフィードバック処理によって得られる矩形波電圧を用いて前記インバータを制御し、
更に、前記制御装置は、前記矩形波制御モードで前記インバータを制御する場合において、前記モータの回転数の変動の周波数が前記車軸のねじれ共振周波数帯内であり、且つ、前記第１推定トルクと前記モータの各相の電流および各相の電圧と前記モータの回転数とを用いて演算された第２推定トルクとの差が所定値以上である所定時には、前記所定時ではないときに比して前記積分ゲインを小さくする、
ことを要旨とする。 The vehicle of the present invention
A motor having a rotating shaft connected to a driving shaft connected to an axle;
An inverter for driving the motor;
A rotation angle detection sensor for detecting a rotation angle of the motor;
A control device for controlling the inverter in a plurality of control modes including a rectangular wave control mode so that the motor is driven with a target torque;
A vehicle comprising:
When the control device controls the inverter in the rectangular wave control mode, a first estimation calculated using the current of each phase of the motor and the rotation angle of the motor detected by the rotation angle detection sensor. Controlling the inverter using a rectangular wave voltage obtained by feedback processing using an integral gain so that the difference between the torque and the target torque becomes a value of 0,
Further, in the case where the control device controls the inverter in the rectangular wave control mode, the frequency of fluctuation in the rotation speed of the motor is within a torsional resonance frequency band of the axle, and the first estimated torque and The difference between the current of each phase of the motor and the voltage of each phase and the second estimated torque calculated using the rotation speed of the motor is greater than a predetermined value when compared to when it is not the predetermined time. To reduce the integral gain,
This is the gist.

この本発明の車両では、矩形波制御モードでインバータを制御するときには、モータの各相の電流と回転角検出センサにより検出されたモータの回転角とを用いて演算された第１推定トルクと目標トルクとの差が値０となるように積分ゲインを用いたフィードバック処理よって得られる矩形波電圧を用いてインバータを制御する。そして、矩形波制御モードでインバータを制御する場合において、モータの回転数の変動の周波数が車軸のねじれ共振周波数帯内であり、且つ、第１推定トルクとモータの各相の電流および各相の電圧とモータの回転数とを用いて演算された第２推定トルクとの差が所定値以上である所定時には、所定時ではないときに比して積分ゲインを小さくする。モータの回転数の変動の周波数が車軸のねじれ共振周波数帯内であるときには、共振により比較的大きな振動が生じる。また、第１推定トルクは、モータの各相の電流と回転角検出センサにより検出されたモータの回転角とを用いて演算されることから、回転角検出センサの検出遅れから受ける影響が大きい。第２推定トルクは、モータの各相の電流および各相の電圧と前記モータの回転数とを用いて演算されるから、回転角検出センサの検出遅れから受ける影響が小さい。そのため、回転角検出センサの検出値に遅れが生じると、第１推定トルクはモータから実際に出力されている実トルクから乖離するが、第２推定トルクは実トルクに近い値となる。したがって、モータの回転数の変動の周波数が車軸のねじれ共振周波数帯内であり、且つ、第１推定トルクと第２推定トルクとの差が所定値より大きい所定時には、所定時ではないときに比して積分ゲインを小さくすることにより、制御応答が振動的になることを抑制できる。これにより、モータの回転数や出力トルクの変動を抑制することができる。   In the vehicle of the present invention, when the inverter is controlled in the rectangular wave control mode, the first estimated torque and the target calculated using the current of each phase of the motor and the rotation angle of the motor detected by the rotation angle detection sensor. The inverter is controlled using a rectangular wave voltage obtained by feedback processing using an integral gain so that the difference from torque becomes 0. When the inverter is controlled in the rectangular wave control mode, the frequency of fluctuation of the motor speed is within the torsional resonance frequency band of the axle, and the first estimated torque, the current of each phase of the motor, and the current of each phase When the difference between the voltage and the second estimated torque calculated using the number of rotations of the motor is greater than or equal to a predetermined value, the integral gain is made smaller than when it is not the predetermined time. When the frequency of fluctuations in the rotational speed of the motor is within the torsional resonance frequency band of the axle, a relatively large vibration occurs due to the resonance. Further, since the first estimated torque is calculated using the current of each phase of the motor and the rotation angle of the motor detected by the rotation angle detection sensor, it is greatly affected by the detection delay of the rotation angle detection sensor. Since the second estimated torque is calculated using the current of each phase of the motor, the voltage of each phase, and the rotation speed of the motor, the second estimated torque is less affected by the detection delay of the rotation angle detection sensor. Therefore, when a delay occurs in the detection value of the rotation angle detection sensor, the first estimated torque deviates from the actual torque actually output from the motor, but the second estimated torque becomes a value close to the actual torque. Therefore, when the frequency of fluctuation of the rotational speed of the motor is in the torsional resonance frequency band of the axle and the difference between the first estimated torque and the second estimated torque is larger than a predetermined value, it is compared with when it is not the predetermined time. By reducing the integral gain, the control response can be suppressed from becoming oscillating. Thereby, the fluctuation | variation of the rotation speed and output torque of a motor can be suppressed.

また、本発明の車両において、前記第１推定トルクの位相と前記第２推定トルクの位相との位相差が１８０°を含む所定範囲であるときに、前記第１推定トルクと前記第２推定トルクとの差が前記所定値以上であると判定してもよい。この場合において、前記第１推定トルクと前記第１推定トルクの平均値との差が値０となる時刻と、前記第２推定トルクと前記第２推定トルクの平均値との差が値０となる時刻と、の差を用いて前記位相差を演算してもよい。   In the vehicle of the present invention, when the phase difference between the phase of the first estimated torque and the phase of the second estimated torque is within a predetermined range including 180 °, the first estimated torque and the second estimated torque May be determined to be greater than or equal to the predetermined value. In this case, the difference between the time when the difference between the first estimated torque and the average value of the first estimated torque is 0 and the difference between the second estimated torque and the average value of the second estimated torque is 0. The phase difference may be calculated using a difference between

更に、本発明の車両において、前記複数の制御モードは、前記矩形波制御モードと、ＰＷＭ制御モードと、を含んでいてもよい。この場合において、前記ＰＷＭ制御モードは、前記モータの各相の電流と前記回転角とを用いて演算したｄ軸の電流とｑ軸の電流とを用いて前記インバータを制御してもよい。   Furthermore, in the vehicle of the present invention, the plurality of control modes may include the rectangular wave control mode and a PWM control mode. In this case, in the PWM control mode, the inverter may be controlled using a d-axis current and a q-axis current calculated using the current of each phase of the motor and the rotation angle.

本発明の一実施例としてのモータ駆動装置を備える電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of a structure of the electric vehicle 20 provided with the motor drive device as one Example of this invention. モータ３２の回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊とインバータ３４の制御モードＭｄとの関係の一例を説明するための説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining an example of a relationship between a rotational speed Nm of a motor 32, a torque command Tm *, and a control mode Md of an inverter 34. 矩形波制御モードでのインバータ３４の制御を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating control of the inverter 34 in a rectangular wave control mode. 電子制御ユニット５０により実行される積分ゲイン設定処理ルーチンの一例を示すフローチャートである。4 is a flowchart showing an example of an integral gain setting process routine executed by an electronic control unit 50. ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとモータ３２から出力されるトルクとの関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the relationship between the electric currents Id and Iq of d axis | shaft and q axis | shaft, and the torque output from the motor 32. FIG. 推定出力トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２の時間変化の一例を示す示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the time change of estimated output torque Trq1, Trq2. ステップＳ１６０の処理で位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であると判定されたときにおいて積分ゲインＫｉを値Ｋ２としたときの実施例の電圧位相指令θｐ＊と、ステップＳ１３０，Ｓ１５０，Ｓ１６０の処理に拘わらず積分ゲインＫｉを値Ｋ１とする第１比較例の電圧位相指令θｐ１と、実際に出力されている実トルクＴｒを推定トルクとして矩形制御フィードバック演算する第２比較例の電圧位相指令θｐ２と、の時間変化の一例を示す説明図である。When the phase difference θrq is determined to be equal to or larger than the predetermined value θref in the process of step S160, the voltage phase command θp * of the embodiment when the integral gain Ki is set to the value K2 and the processes of steps S130, S150, and S160. Regardless, the voltage phase command θp1 of the first comparative example in which the integral gain Ki is the value K1, the voltage phase command θp2 of the second comparative example that performs rectangular control feedback calculation using the actual torque Tr that is actually output as the estimated torque, It is explanatory drawing which shows an example of the time change of.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。   Next, the form for implementing this invention is demonstrated using an Example.

図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。   FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 as an embodiment of the present invention. The electric vehicle 20 according to the embodiment includes a motor 32, an inverter 34, a battery 36, a boost converter 40, and an electronic control unit 50, as illustrated.

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂに車軸２３およびデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。   The motor 32 is configured as a synchronous generator motor, and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded and a stator around which a three-phase coil is wound. The rotor of the motor 32 is connected to a drive shaft 26 connected to the drive wheels 22a and 22b via an axle 23 and a differential gear 24.

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。   Inverter 34 is connected to motor 32 and connected to boost converter 40 via high-voltage power line 42. The inverter 34 includes six transistors T11 to T16 and six diodes D11 to D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the high voltage power line 42, respectively. The six diodes D11 to D16 are respectively connected in parallel to the transistors T11 to T16 in the reverse direction. Each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, W-phase) of the motor 32 is connected to each connection point between the transistors T11 to T16 as a pair. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the ratio of the on-time of the paired transistors T11 to T16, so that a rotating magnetic field is formed in the three-phase coil, and the motor 32 is rotationally driven. A smoothing capacitor 46 is attached to the positive and negative buses of the high voltage system power line 42.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧系電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。   The battery 36 is configured as, for example, a lithium ion secondary battery or a nickel hydride secondary battery, and is connected to the boost converter 40 via the low voltage system power line 44. A smoothing capacitor 48 is attached to the positive and negative buses of the low voltage system power line 44.

昇圧コンバータ４０は、インバータ３４が接続された高電圧系電力ライン４２とバッテリ３６が接続された低電圧系電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧系電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧系電力ライン４２および低電圧系電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧系電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧系電力ライン４２に供給したり、高電圧系電力ライン４２の電力を降圧して低電圧系電力ライン４４に供給したりする。   Boost converter 40 is connected to high voltage power line 42 to which inverter 34 is connected and low voltage power line 44 to which battery 36 is connected. Boost converter 40 includes two transistors T31 and T32, two diodes D31 and D32, and a reactor L. The transistor T31 is connected to the positive bus of the high voltage system power line 42. The transistor T32 is connected to the transistor T31 and the negative buses of the high voltage system power line 42 and the low voltage system power line 44. The two diodes D31 and D32 are respectively connected in parallel to the transistors T31 and T32 in the reverse direction. The reactor L is connected to a connection point between the transistors T31 and T32 and a positive bus of the low voltage system power line 44. The step-up converter 40 adjusts the on-time ratio of the transistors T31 and T32 by the electronic control unit 50 to boost the power of the low voltage system power line 44 and supply it to the high voltage system power line 42. The power of the high voltage system power line 42 is stepped down and supplied to the low voltage system power line 44.

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。   The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on the CPU 52, and includes a ROM 54 for storing a processing program, a RAM 56 for temporarily storing data, and an input / output port in addition to the CPU 52.

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転角（回転位置）を検出する回転角検出センサ（例えば、レゾルバと、レゾルバからの信号をデジタル値に変換するＲ／Ｄコンバータと、を備える周知の回転角検出センサ）３２ａからのモータ３２の回転子の回転角θｍや、モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからのモータ３２に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，モータ３２の各相の電圧を検出する電圧センサ３２ｂからの相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。更に、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧系電力ライン４２）の電圧ＶＨや、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧系電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。   Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. As a signal input to the electronic control unit 50, for example, a rotation angle detection sensor that detects the rotation angle (rotation position) of the rotor of the motor 32 (for example, a resolver and an R that converts a signal from the resolver into a digital value). The rotation angle θm of the rotor of the motor 32 from a known rotation angle detection sensor 32a provided with a / D converter) and the current 32 flowing from the current sensors 32u and 32v for detecting the current flowing in each phase of the motor 32 to the motor 32. Examples thereof include phase currents Iu, Iv, and phase voltages Vu, Vv, Vw from a voltage sensor 32b that detects a voltage of each phase of the motor 32. Moreover, the voltage Vb from the voltage sensor 36a attached between the terminals of the battery 36 and the current Ib from the current sensor 36b attached to the output terminal of the battery 36 can also be mentioned. Furthermore, the voltage VH of the capacitor 46 (high voltage system power line 42) from the voltage sensor 46a attached between the terminals of the capacitor 46, and the capacitor 48 (low voltage from the voltage sensor 48a attached between the terminals of the capacitor 48). The voltage VL of the system power line 44) can also be mentioned. In addition, the ignition signal from the ignition switch 60 and the shift position SP from the shift position sensor 62 that detects the operation position of the shift lever 61 can also be cited. Further, the accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the depression amount of the accelerator pedal 63, the brake pedal position BP from the brake pedal position sensor 66 that detects the depression amount of the brake pedal 65, and the vehicle speed sensor 68 The vehicle speed V can also be mentioned.

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転角検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転角θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。   Various control signals are output from the electronic control unit 50 through an output port. Examples of the signal output from the electronic control unit 50 include a switching control signal to the transistors T11 to T16 of the inverter 34 and a switching control signal to the transistors T31 and T32 of the boost converter 40. The electronic control unit 50 calculates the electrical angle θe and the rotational speed Nm of the motor 32 based on the rotational angle θm of the rotor of the motor 32 from the rotational angle detection sensor 32a. Further, the electronic control unit 50 calculates the storage ratio SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b. Here, the storage ratio SOC is the ratio of the capacity of power that can be discharged from the battery 36 to the total capacity of the battery 36.

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。   In the electric vehicle 20 of the embodiment thus configured, the electronic control unit 50 performs the following traveling control. In the travel control, the required torque Td * required for the drive shaft 26 is set based on the accelerator opening Acc and the vehicle speed V, the set required torque Td * is set as the torque command Tm * of the motor 32, and the motor 32 Is controlled by the torque command Tm * to perform switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34. Further, the target voltage VH * of the high voltage system power line 42 is set so that the motor 32 can be driven with the torque command Tm *, and the boost converter 40 is set so that the voltage VH of the high voltage system power line 42 becomes the target voltage VH *. The transistors T31 and T32 are controlled to be switched.

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４については、モータ３２の目標動作点（トルク指令Ｔｍ＊および回転数Ｎｍ）に基づいて、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モード，過変調ＰＷＭ制御モード，矩形波制御モードのうちの何れかを制御モードＭｄとして制御するものとした。ここで、正弦波ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、過変調ＰＷＭ制御モードは、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、矩形波制御モードは、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。図２は、モータ３２の回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊とインバータ３４の制御モードＭｄとの関係の一例を説明するための説明図である。インバータ３４の制御モードＭｄは、図示するように、モータ３２の回転数Ｎｍやトルク指令Ｔｍ＊が小さい側から大きい側に向けて正弦波ＰＷＭ制御モード，過変調ＰＷＭ制御モード，矩形波制御モードとなるように定められる。   Here, the control of the inverter 34 will be described. In the embodiment, for the inverter 34, a sine wave PWM (pulse width modulation) control mode, an overmodulation PWM control mode, a rectangular wave control mode, based on the target operating point (torque command Tm * and rotation speed Nm) of the motor 32. Any one of these is controlled as the control mode Md. Here, the sine wave PWM control mode is a control mode in which the inverter 34 is controlled so that a pseudo three-phase AC voltage is applied (supplied) to the motor 32. The overmodulation PWM control mode has an overmodulation voltage. The rectangular wave control mode is a control mode in which the inverter 34 is controlled so that a rectangular wave voltage is applied to the motor 32. FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining an example of the relationship between the rotational speed Nm of the motor 32, the torque command Tm *, and the control mode Md of the inverter 34. As shown in the figure, the control mode Md of the inverter 34 includes a sine wave PWM control mode, an overmodulation PWM control mode, and a rectangular wave control mode from the side where the rotational speed Nm of the motor 32 and the torque command Tm * are small to the large side. It is determined to be.

正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードでは、電子制御ユニット５０は、まず、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出されたモータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖと、回転角検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転角θｍに基づいて演算された電気角θｅと，を用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、トルク指令Ｔｍ＊と予め定めたマップとからｄ−ｑ座標系におけるｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。次に、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑとに基づくフィードバック項としてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する。そして、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと搬送波電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成して、このＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。   In the sine wave PWM control mode and the overmodulation PWM control mode, the electronic control unit 50 first determines that the sum of currents flowing in the respective phases (U phase, V phase, W phase) of the motor 32 is 0, and is a current sensor. Using the phase currents Iu and Iv of the motor 32 detected by 32u and 32v and the electrical angle θe calculated based on the rotation angle θm of the rotor of the motor 32 detected by the rotation angle detection sensor 32a, U-phase and V-phase phase currents Iu and Iv are coordinate-converted into d-axis and q-axis currents Id and Iq (three-phase to two-phase conversion). Subsequently, current commands Id * and Iq * for the d and q axes in the dq coordinate system are set from the torque command Tm * and a predetermined map. Next, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Dq are used as feedback terms based on the differences ΔId and ΔIq between the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * and the d-axis and q-axis currents Id and Iq, respectively. Vq * is calculated. Then, using the electrical angle θe of the motor 32, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are coordinate-converted into the voltage commands Vu *, Vv * and Vw * for each phase (2-phase to 3-phase conversion). The PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw and the carrier voltage, and the switching control of the transistors T11 to T16 is performed using this PWM signal.

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、矩形波制御モードでインバータ３４を制御する際の動作について説明する。図３は、電気自動車２０において、矩形波制御モードでのインバータ３４の制御を説明するためのブロック図である。   Next, the operation of the electric vehicle 20 of the embodiment configured as described above, particularly the operation when controlling the inverter 34 in the rectangular wave control mode will be described. FIG. 3 is a block diagram for explaining the control of the inverter 34 in the rectangular wave control mode in the electric vehicle 20.

矩形波制御モードでは、電子制御ユニット５０は、図示するように、まず、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードと同一の処理で、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、モータ３２から出力されていると推定される推定出力トルクＴｒｑ１を設定する（推定トルク設定）。そして、矩形フィードバック制御のための積分ゲインＫｉを設定する（ＦＢゲイン設定）。積分ゲインＫｉの設定については後述する。そして、設定した積分ゲインＫｉと予め定められた比例ゲインＫｐとを用いて、推定出力トルクＴｒｑ１とトルク指令Ｔｍ＊との差分が打ち消されるように、次式（１）により電圧位相指令θｐ＊を演算する（矩形制御フィードバック演算）。こうして電圧位相指令θｐ＊を計算すると、電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるように矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する（スイッチングパターン出力）。そして、生成した矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ３４に出力することにより、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。電子制御ユニット５０は、こうした一連の処理を所定時間Ｔｃ毎（例えば、数ｍｓｅｃ毎など）に実行する。このように、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードと同一の状態量（相電流Ｉｕ，Ｉｖと回転角θｍ）を用いてｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑを演算し、電流Ｉｄ，Ｉｑに基づく推定出力トルクＴｒｑ１とトルク指令Ｔｍ＊との差分が打ち消されるように電圧位相指令θｐ＊を演算し、演算した電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御することにより、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードと矩形波制御との間で制御モードを切り替える際にモータ３２からの出力トルクが急変することを抑制している。   In the rectangular wave control mode, as shown in the figure, the electronic control unit 50 first converts the U-phase and V-phase currents Iu and Iv into the d-axis by the same processing as in the sine wave PWM control mode and overmodulation PWM control mode. , And q-axis currents Id and Iq are converted into coordinates (three-phase to two-phase conversion). Subsequently, the estimated output torque Trq1 estimated to be output from the motor 32 is set based on the d-axis and q-axis currents Id and Iq (estimated torque setting). Then, an integral gain Ki for rectangular feedback control is set (FB gain setting). The setting of the integral gain Ki will be described later. Then, using the set integral gain Ki and a predetermined proportional gain Kp, the voltage phase command θp * is expressed by the following equation (1) so that the difference between the estimated output torque Trq1 and the torque command Tm * is canceled. Calculate (rectangular control feedback calculation). When the voltage phase command θp * is thus calculated, rectangular wave signals Vu, Vv, Vw are generated so that a rectangular wave voltage based on the voltage phase command θp * is applied to the motor 32 (switching pattern output). Then, by switching the generated rectangular wave signals Vu, Vv, Vw to the inverter 34, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed. The electronic control unit 50 executes such a series of processes every predetermined time Tc (for example, every several msec). In this way, the currents Id and Iq of the d-axis and q-axis are calculated using the same state quantities (phase currents Iu and Iv and the rotation angle θm) as in the sine wave PWM control mode and the overmodulation PWM control mode. , Iq, the voltage phase command θp * is calculated so that the difference between the estimated output torque Trq1 and the torque command Tm * is canceled, and a rectangular wave voltage based on the calculated voltage phase command θp * is applied to the motor 32. Further, by controlling the inverter 34, the output torque from the motor 32 is suppressed from changing suddenly when the control mode is switched between the sine wave PWM control mode, the overmodulation PWM control mode, and the rectangular wave control.

θp*=Kp・(Tm*-Trq1)+∫Ki・(Tm*-Trq1)dt ・・・(1)   θp * = Kp ・ (Tm * -Trq1) + ∫Ki ・ (Tm * -Trq1) dt (1)

次に、上述した積分ゲインＫｉの設定について説明する。図４は、電子制御ユニット５０により実行される積分ゲイン設定処理ルーチンの一例を示すフローチャートである。   Next, the setting of the integral gain Ki described above will be described. FIG. 4 is a flowchart showing an example of an integral gain setting process routine executed by the electronic control unit 50.

本ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，ＩｖとＵ相，Ｖ相，Ｗ相の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとモータ２２の回転数Ｎｍと回転角θｍとを入力する処理を実行する（ステップＳ１００）。相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ２２ｕ，２２ｖで検出されたものを入力している。相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧センサ３２ｂにより検出されたものを入力している。回転数Ｎｍは、モータ２２の回転子の回転角θｍに基づいて演算したものを入力している。回転角θｍは、回転角検出センサ３２ａにより検出されたものを入力している。   When this routine is executed, the electronic control unit 50 determines the phase currents Iu and Iv of the U phase and V phase, the phase voltages Vu, Vv and Vw of the U phase, V phase and W phase, and the rotation speed Nm of the motor 22. A process of inputting the rotation angle θm is executed (step S100). As the phase currents Iu and Iv, those detected by the current sensors 22u and 22v are input. The phase voltages Vu, Vv, and Vw are those detected by the voltage sensor 32b. The rotation speed Nm is input based on the rotation angle θm of the rotor of the motor 22. The rotation angle θm is input as detected by the rotation angle detection sensor 32a.

続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、モータ２２から出力されていると推定される推定出力トルクＴｒｑ１を設定する（ステップＳ１１０）。この処理は、上述の推定トルク設定に対応する処理である。推定出力トルクＴｒｑ１の設定は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとモータ２２から出力されるトルクとの関係を実験や解析などで定めてマップとして記憶しておき、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが与えられたときに対応するトルクを推定出力トルクＴｒｑ１に設定する。図５は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとモータ２２から出力されるトルクとの関係を示す説明図である。   Subsequently, the estimated output torque Trq1 estimated to be output from the motor 22 is set based on the d-axis and q-axis currents Id and Iq (step S110). This process is a process corresponding to the estimated torque setting described above. The estimated output torque Trq1 is set by determining the relationship between the currents Id and Iq of the d-axis and q-axis and the torque output from the motor 22 by experiment or analysis and storing them as a map. The torque corresponding to when the currents Id and Iq are given is set to the estimated output torque Trq1. FIG. 5 is an explanatory diagram showing the relationship between the d-axis and q-axis currents Id and Iq and the torque output from the motor 22.

続いて、次式（２）を用いて推定出力トルクＴｒｑ２を演算する（ステップＳ１２０）。推定出力トルクＴｒｑ２は、式（２）に示されるように、モータ２２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（＝０−Ｉｕ−Ｉｖ）と電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと回転数Ｎｍとから演算している。回転数Ｎｍは、回転角検出センサ３２ａにより検出された回転角θｍを用いて演算されている。一般に、回転角検出センサ３２ａの検出遅れによる誤差が生じた場合において、回転数Ｎｍと実際のモータ２２の回転数との乖離はさほど大きくない。そのため、推定出力トルクＴｒｑ２は、モータ２２から実際に出力されているトルクと近い値となっている。   Subsequently, the estimated output torque Trq2 is calculated using the following equation (2) (step S120). As shown in the equation (2), the estimated output torque Trq2 is assumed that the sum of the currents flowing through the phases (U phase, V phase, W phase) of the motor 22 is 0, and the phase currents Iu, Iv, Iw (= 0−Iu−Iv), voltages Vu, Vv, Vw, and rotation speed Nm. The rotation speed Nm is calculated using the rotation angle θm detected by the rotation angle detection sensor 32a. In general, when an error due to a detection delay of the rotation angle detection sensor 32a occurs, the difference between the rotation speed Nm and the actual rotation speed of the motor 22 is not so large. Therefore, the estimated output torque Trq2 is close to the torque actually output from the motor 22.

Trq2=(Iu・Vu+Iv・Vv+Iw・Vw)/Nm ・・・(2)   Trq2 = (Iu ・ Vu + Iv ・ Vv + Iw ・ Vw) / Nm (2)

続いて、回転数Ｎｍの変動量ΔＮｍが所定変動量ｄＮｍｒｅｆを超えているか否かを判定する（ステップＳ１３０）。変動量ΔＮｍは、ステップＳ１００の処理で入力されたモータ３２の回転数Ｎｍから前回本ルーチンを実行したときにステップＳ１００の処理で入力された回転数Ｎｍを減じることにより演算される。所定変動量ｄＮｍｒｅｆは、外乱によりモータ３２の回転数Ｎｍに変動が生じている否かを判定するための閾値であり、例えば、５０ｒｐｍ，１００ｒｐｍ，１５０ｒｐｍなどに設定される。   Subsequently, it is determined whether or not the fluctuation amount ΔNm of the rotational speed Nm exceeds the predetermined fluctuation amount dNmref (step S130). The fluctuation amount ΔNm is calculated by subtracting the rotation speed Nm input in the process of step S100 when this routine was executed last time from the rotation speed Nm of the motor 32 input in the process of step S100. The predetermined fluctuation amount dNmref is a threshold value for determining whether or not the rotational speed Nm of the motor 32 is fluctuated due to disturbance, and is set to 50 rpm, 100 rpm, 150 rpm, or the like, for example.

ステップＳ１３０の処理により変動量ΔＮｍが所定変動量ｄＮｍｒｅｆ以下であると判定されたときには、モータ３２の回転数Ｎｍが変動していないと判断して、積分ゲインＫｉに値Ｋ１を設定して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。値Ｋ１は、トルク指令Ｔｍ＊と推定出力トルクＴｒｑ１との差分を迅速に打ち消すための積分ゲインとして予め定めた値である。こうして積分ゲインＫｉを設定すると、設定した積分ゲインＫｉと上述した比例ゲインＫｐとを用いてトルク指令Ｔｍ＊と推定出力トルクＴｒｑ１との差分が打ち消されるように、式（１）と用いて電圧位相指令θｐ＊を計算し、電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるように矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。そして、生成した矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ３４に出力することにより、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。これにより、モータ３２から出力されるトルクを迅速にトルク指令Ｔｍ＊に近づけることができる。   If it is determined in step S130 that the variation ΔNm is equal to or less than the predetermined variation dNmref, it is determined that the rotational speed Nm of the motor 32 has not changed, and the value K1 is set to the integral gain Ki (step S130). S140), this routine is finished. The value K1 is a predetermined value as an integral gain for quickly canceling the difference between the torque command Tm * and the estimated output torque Trq1. When the integral gain Ki is set in this way, the voltage phase is calculated using equation (1) so that the difference between the torque command Tm * and the estimated output torque Trq1 is canceled using the set integral gain Ki and the proportional gain Kp described above. The command θp * is calculated, and rectangular wave signals Vu, Vv, Vw are generated so that a rectangular wave voltage based on the voltage phase command θp * is applied to the motor 32. Then, by switching the generated rectangular wave signals Vu, Vv, Vw to the inverter 34, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed. Thereby, the torque output from the motor 32 can be quickly brought close to the torque command Tm *.

ステップＳ１３０の処理により変動量ΔＮｍが所定変動量ｄＮｍｒｅｆ未満であると判定されたときには、回転数Ｎｍの変動の周波数ｆｎｍがねじれ共振周波数ｆｒ付近であるか否かを判定する（ステップＳ１５０）。ここで、ねじれ共振周波数ｆｒは、車軸２３のねじれにより車軸２３に接続された駆動系（モータ３２やデファレンシャルギヤ２４，駆動輪２２ａ，２２ｂ）に共振が生じる周波数である。ステップＳ１５０の処理では、周波数ｆｎｍが共振周波数ｆｒを中心とする所定周波数帯（共振周波数帯）内の周波数であるときに、周波数ｆｎｍが共振周波数ｆｒ付近であると判定する。   When it is determined in step S130 that the variation ΔNm is less than the predetermined variation dNmref, it is determined whether or not the frequency fnm of variation in the rotational speed Nm is near the torsional resonance frequency fr (step S150). Here, the torsional resonance frequency fr is a frequency at which resonance occurs in the drive system (the motor 32, the differential gear 24, and the drive wheels 22a and 22b) connected to the axle 23 due to the torsion of the axle 23. In the process of step S150, when the frequency fnm is a frequency within a predetermined frequency band (resonance frequency band) centered on the resonance frequency fr, it is determined that the frequency fnm is near the resonance frequency fr.

回転数Ｎｍの変動の周波数ｆｎｍがねじれ共振周波数ｆｒ付近ではないときには、車両に振動が生じていないと判断して、積分ゲインＫｉに値Ｋ１を設定して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。こうした積分ゲインＫｉを設定すると、設定した積分ゲインＫｉと上述した比例ゲインＫｐとを用いてトルク指令Ｔｍ＊と推定出力トルクＴｒｑ１との差分が打ち消されるように、電圧位相指令θｐ＊を計算し、電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるように矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。そして、生成した矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ３４に出力することにより、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。これにより、モータ３２から出力されるトルクを迅速にトルク指令Ｔｍ＊に近づけることができる。   When the frequency fnm of the fluctuation of the rotational speed Nm is not near the torsional resonance frequency fr, it is determined that no vibration has occurred in the vehicle, the value K1 is set to the integral gain Ki (step S140), and this routine is terminated. . When such an integral gain Ki is set, the voltage phase command θp * is calculated using the set integral gain Ki and the above-described proportional gain Kp so that the difference between the torque command Tm * and the estimated output torque Trq1 is canceled, Rectangular wave signals Vu, Vv, and Vw are generated so that a rectangular wave voltage based on the voltage phase command θp * is applied to the motor 32. Then, by switching the generated rectangular wave signals Vu, Vv, Vw to the inverter 34, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed. Thereby, the torque output from the motor 32 can be quickly brought close to the torque command Tm *.

回転数Ｎｍの変動の周波数ｆｎｍがねじれ共振周波数ｆｒ付近であるときには、車両に振動が生じているか振動が生じるが可能性があると判断して、続いて、推定出力トルクＴｒｑ１と推定出力トルクＴｒｑ２との位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であるか否かを判定する（ステップＳ１６０）。所定値θｒｅｆは、推定出力トルクＴｒｑ１と推定出力トルクＴｒｑ２との差が大きくなる位相差として予め実験や解析などにより求めた値であり、実施例では、１８０°に設定されている。図６に、推定出力トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２の時間変化の一例を示す。図中、実線は、推定出力トルクＴｒｑ２の時間変化の一例を示している。破線は、推定出力トルクＴｒｑ１の時間変化の一例を示している。推定出力トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２は、図示するように、正弦波状であり、回転角検出センサ３２ａの検出遅れにより、推定出力トルクＴｒｑ１の位相は、推定出力トルクＴｒｑ２の位相に比して遅くなる。回転角検出センサ３２ａは、応答性の良いことが望ましいが、応答性が良すぎるとノイズ耐性が低下するため、応答性が若干低下するよう構成されている。そのため、外乱によりモータ３２の回転数Ｎｍが変化すると、回転角検出センサ３２ａによるモータ３２の回転角θｍの検出遅れが生じる。こうした検出遅れが生じるから、図示するように、推定出力トルクＴｒｑ２の位相に対して推定出力トルクＴｒｑ１の位相が遅くなるのである。   When the frequency fnm of the fluctuation in the rotational speed Nm is near the torsional resonance frequency fr, it is determined that the vehicle is vibrating or possibly vibrating, and then the estimated output torque Trq1 and the estimated output torque Trq2 It is determined whether or not the phase difference θrq is equal to or greater than a predetermined value θref (step S160). The predetermined value θref is a value obtained in advance through experiments and analysis as a phase difference that increases the difference between the estimated output torque Trq1 and the estimated output torque Trq2, and is set to 180 ° in the embodiment. FIG. 6 shows an example of temporal changes in the estimated output torques Trq1 and Trq2. In the figure, the solid line shows an example of the time change of the estimated output torque Trq2. A broken line indicates an example of a time change of the estimated output torque Trq1. As shown in the figure, the estimated output torques Trq1 and Trq2 are sinusoidal, and the phase of the estimated output torque Trq1 becomes slower than the phase of the estimated output torque Trq2 due to the detection delay of the rotation angle detection sensor 32a. The rotation angle detection sensor 32a desirably has good responsiveness. However, if the responsiveness is too good, noise resistance is lowered, so that the responsiveness is slightly lowered. Therefore, when the rotation speed Nm of the motor 32 changes due to disturbance, a detection delay of the rotation angle θm of the motor 32 by the rotation angle detection sensor 32a occurs. Since such a detection delay occurs, as shown in the figure, the phase of the estimated output torque Trq1 is delayed with respect to the phase of the estimated output torque Trq2.

ステップＳ１６０の判定は、より具体的には、以下のように行なわれる。まずは、次式（３），（４）を用いて推定出力トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２の平均値であるトルク平均値Ｔｒｑ１＿ａｖ，Ｔｒｑ２＿ａｖを演算する。式（３），（４）中、「Ｔｒｑ１＿Ｎ」，「Ｔｒｑ２＿Ｎ」は、本ルーチンをＮ（Ｎは値１以上の実数）回目に実行したときにステップＳ１１０，Ｓ１２０の処理で設定または演算された推定出力トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２である。また、値Ｎｔｈは、次式（５）を用いて演算される。式（５）中、「ωｅ」は、モータ３２を含む駆動系のねじれ振動の共振周波数（ねじれ共振周波数ｆｒ）である。駆動系としては、モータ３２の回転軸が車両の駆動軸に接続されるときには、駆動軸に接続される駆動系（モータや駆動輪，デファレンシャルギヤなど）を挙げることができる。なお、「Ｎ」は、本ルーチンの繰り返し回数が値Ｎｔｈになったときに値０にリセットされる。   More specifically, the determination in step S160 is performed as follows. First, torque average values Trq1_av and Trq2_av, which are average values of the estimated output torques Trq1 and Trq2, are calculated using the following equations (3) and (4). In formulas (3) and (4), “Trq1_N” and “Trq2_N” are set or calculated in the processing of steps S110 and S120 when this routine is executed N times (N is a real number greater than or equal to 1). Estimated output torque Trq1, Trq2. The value Nth is calculated using the following equation (5). In Expression (5), “ωe” is a resonance frequency (torsion resonance frequency fr) of torsional vibration of the drive system including the motor 32. Examples of the drive system include a drive system (motor, drive wheel, differential gear, etc.) connected to the drive shaft when the rotating shaft of the motor 32 is connected to the drive shaft of the vehicle. “N” is reset to 0 when the number of repetitions of this routine reaches the value Nth.

Nth=(1/ωｅ）／Ｔｃ・・・（５）   Nth = (1 / ωe) / Tc (5)

そして、推定出力トルクＴｒｑ１からトルク平均値Ｔｒｑ１＿ａｖを減じて推定出力トルクＴｒｑ１のトルク平均値Ｔｒｑ１＿ａｖからの変動量ΔＴｒｑ１を演算する。推定出力トルクＴｒｑ２からトルク平均値Ｔｒｑ２＿ａｖを減じて推定出力トルクＴｒｑ２のトルク平均値Ｔｒｑ２＿ａｖからの変動量ΔＴｒｑ２を演算する。そして、変動量ΔＴｒｑ１が値０となる時刻と変動量ΔＴｒｑ２が値０となる時刻との差Ｔｄが推定出力トルクＴｒｑ２の周期Ｔｔの２分の１倍以上であるか否かを判定することにより行なわれ、差Ｔｄが周期Ｔｔ以上であるときには、位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であると判定する。   Then, the torque average value Trq1_av is subtracted from the estimated output torque Trq1, and the variation ΔTrq1 of the estimated output torque Trq1 from the torque average value Trq1_av is calculated. The torque average value Trq2_av is subtracted from the estimated output torque Trq2 to calculate the fluctuation amount ΔTrq2 of the estimated output torque Trq2 from the torque average value Trq2_av. Then, by determining whether or not the difference Td between the time when the fluctuation amount ΔTrq1 takes the value 0 and the time when the fluctuation amount ΔTrq2 takes the value 0 is one half or more of the period Tt of the estimated output torque Trq2. When the difference Td is equal to or greater than the period Tt, it is determined that the phase difference θrq is equal to or greater than a predetermined value θref.

ステップＳ１６０の処理で位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ未満であると判定されたときには、推定出力トルクＴｒｑ２に対して推定出力トルクＴｒｑ１が遅れていないと判断して、積分ゲインＫｉに値Ｋ１を設定して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。こうした積分ゲインＫｉを設定すると、設定した積分ゲインＫｉと比例ゲインＫｐとを用いてトルク指令Ｔｍ＊と推定出力トルクＴｒｑ１との差分が打ち消されるように、電圧位相指令θｐ＊を計算し、電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるように矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。そして、生成した矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ３４に出力することにより、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。これにより、モータ３２から出力されるトルクを迅速にトルク指令Ｔｍ＊に近づけることができる。   When it is determined in step S160 that the phase difference θrq is less than the predetermined value θref, it is determined that the estimated output torque Trq1 is not delayed with respect to the estimated output torque Trq2, and the value K1 is set to the integral gain Ki. (Step S140), and this routine is finished. When such an integral gain Ki is set, the voltage phase command θp * is calculated using the set integral gain Ki and proportional gain Kp so that the difference between the torque command Tm * and the estimated output torque Trq1 is canceled out. Rectangular wave signals Vu, Vv, and Vw are generated so that a rectangular wave voltage based on the command θp * is applied to the motor 32. Then, by switching the generated rectangular wave signals Vu, Vv, Vw to the inverter 34, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed. Thereby, the torque output from the motor 32 can be quickly brought close to the torque command Tm *.

ステップＳ１６０の処理で位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であると判定されたときには、積分ゲインＫｉを値Ｋ１より小さい値Ｋ２に設定して（ステップＳ１７０）、本ルーチンを終了する。こうして積分ゲインＫｉを設定すると、設定した積分ゲインＫｉと比例ゲインＫｐとを用いてトルク指令Ｔｍ＊と推定出力トルクＴｒｑ１との差分が打ち消されるように、電圧位相指令θｐ＊を計算し、電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるように矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。そして、生成した矩形波信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ３４に出力することにより、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。   When it is determined in step S160 that the phase difference θrq is greater than or equal to the predetermined value θref, the integral gain Ki is set to a value K2 smaller than the value K1 (step S170), and this routine is terminated. When the integral gain Ki is set in this way, the voltage phase command θp * is calculated so that the difference between the torque command Tm * and the estimated output torque Trq1 is canceled using the set integral gain Ki and proportional gain Kp. Rectangular wave signals Vu, Vv, and Vw are generated so that a rectangular wave voltage based on the command θp * is applied to the motor 32. Then, by switching the generated rectangular wave signals Vu, Vv, Vw to the inverter 34, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed.

図７は、ステップＳ１６０の処理で位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であると判定されたときにおいて積分ゲインＫｉを値Ｋ２としたときの実施例の電圧位相指令θｐ＊と、ステップＳ１３０，Ｓ１５０，Ｓ１６０の処理に拘わらず積分ゲインＫｉを値Ｋ１とする第１比較例の電圧位相指令θｐ１と、実際に出力されている実トルクＴｒを推定トルクとして矩形制御フィードバック演算する第２比較例の電圧位相指令θｐ２と、の時間変化の一例を示す説明図である。図中、実線は、実施例の電圧位相指令θｐ＊である。破線は、第１比較例の電圧位相指令θｐ１である。一点鎖線は、第２比較例の電圧位相指令θｐ２である。図示するように、実施例の電圧位相指令θｐ＊は、第１比較例の電圧位相指令θｐ１に比して第２比較例の電圧位相指令θｐ２より遅れが小さくなっている。このように、積分ゲインＫｉを値Ｋ２として電圧位相指令θｐ＊を計算することにより、電圧位相指令θｐ＊を第第２比較例の電圧位相指令θｐ２に近づけることができる。これにより、制御応答が振動的になることによるモータ３２の回転数変動やトルク変動を抑制することができる。したがって、車両の振動を抑制することができる。   FIG. 7 shows the voltage phase command θp * of the embodiment when the integral gain Ki is set to the value K2 when the phase difference θrq is determined to be equal to or larger than the predetermined value θref in the process of step S160, and steps S130, S150, Regardless of the processing of S160, the voltage phase command θp1 of the first comparative example in which the integral gain Ki is the value K1, and the voltage phase of the second comparative example that performs rectangular control feedback calculation using the actual torque Tr that is actually output as the estimated torque. It is explanatory drawing which shows an example of the time change of instruction | command (theta) p2. In the figure, the solid line is the voltage phase command θp * of the embodiment. The broken line is the voltage phase command θp1 of the first comparative example. The one-dot chain line is the voltage phase command θp2 of the second comparative example. As shown in the figure, the voltage phase command θp * of the embodiment is smaller in delay than the voltage phase command θp2 of the second comparative example compared to the voltage phase command θp1 of the first comparative example. Thus, by calculating the voltage phase command θp * with the integral gain Ki as the value K2, the voltage phase command θp * can be brought close to the voltage phase command θp2 of the second comparative example. Thereby, the rotation speed fluctuation | variation and torque fluctuation | variation of the motor 32 by a control response becoming vibration can be suppressed. Therefore, the vibration of the vehicle can be suppressed.

以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、矩形波制御モードでインバータ３４を制御するときには、モータ３２の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと回転角検出センサ３２ａにより検出された回転角θｍとを用いて演算された推定出力トルクＴｒｑ１と目標トルクＴｍ＊との差が値０となるように積分ゲインＫｉを用いたフィードバック処理によって得られる矩形波電圧を用いてインバータ３４を制御し、モータ３２の回転数Ｎｍの変動の周波数ｆｎｍが共振周波数帯内であり、且つ、推定出力トルクＴｒｑ１の位相と推定出力トルクＴｒｑ２の位相との差θｒｑが所定位相θｒｅｆ以上であるときには、積分ゲインＫｉを値Ｋ１より小さい値Ｋ２に設定することにより、モータ３２の出力トルクの変動を抑制することができる。   According to the electric vehicle 20 of the embodiment described above, when controlling the inverter 34 in the rectangular wave control mode, the phase currents Iu, Iv, Iw of the motor 32 and the rotation angle θm detected by the rotation angle detection sensor 32a Is used to control the inverter 34 using a rectangular wave voltage obtained by feedback processing using the integral gain Ki so that the difference between the estimated output torque Trq1 calculated using and the target torque Tm * becomes 0. When the frequency fnm of the fluctuation of the rotation speed Nm is within the resonance frequency band and the difference θrq between the phase of the estimated output torque Trq1 and the phase of the estimated output torque Trq2 is equal to or greater than the predetermined phase θref, the integral gain Ki is By setting the value K2 smaller than K1, fluctuations in the output torque of the motor 32 can be suppressed.

実施例の電気自動車２０では、ステップＳ１６０の処理で、推定出力トルクＴｒｑ１と推定出力トルクＴｒｑ２との位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であるか否かを判定しているが、推定出力トルクＴｒｑ１と推定出力トルクＴｒｑ２との差が所定値以上であるか否かを判定すればよいから、位相差θｒｑが所定値θｒｅｆ以上であるか否かとは異なる手法を用いて判定してもよい。   In the electric vehicle 20 of the embodiment, it is determined whether or not the phase difference θrq between the estimated output torque Trq1 and the estimated output torque Trq2 is greater than or equal to a predetermined value θref in the process of step S160. Since it suffices to determine whether or not the difference from the estimated output torque Trq2 is greater than or equal to a predetermined value, it may be determined using a method different from whether or not the phase difference θrq is greater than or equal to the predetermined value θref.

実施例の電気自動車２０では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を備えているものとしているが、昇圧コンバータ４０を備えていないものとしても構わない。   In the electric vehicle 20 of the embodiment, the boost converter 40 is provided between the battery 36 and the inverter 34, but the boost converter 40 may not be provided.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、回転角検出センサ３２ａが「回転角検出センサ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。   The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problems will be described. In the embodiment, the motor 32 corresponds to the “motor”, the inverter 34 corresponds to the “inverter”, the rotation angle detection sensor 32 a corresponds to the “rotation angle detection sensor”, and the electronic control unit 50 becomes the “control device”. Equivalent to.

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。   The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem is the same as that of the embodiment described in the column of means for solving the problem. Therefore, the elements of the invention described in the column of means for solving the problems are not limited. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problems should be made based on the description of the column, and the examples are those of the invention described in the column of means for solving the problems. It is only a specific example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。   As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated using the Example, this invention is not limited at all to such an Example, In the range which does not deviate from the summary of this invention, it is with various forms. Of course, it can be implemented.

本発明は、車両の製造産業などに利用可能である。   The present invention can be used in the vehicle manufacturing industry.

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２３ 車軸、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２ モータ、３２ａ 回転角検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３２ｂ，３６ａ，４６ａ，４８ａ 電圧センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 高電圧系電力ライン、４４ 低電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。   20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheel, 23 axle, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotation angle detection sensor, 32u, 32v, 36b current sensor, 34 inverter, 36 battery, 32b, 36a, 46a, 48a voltage sensor, 40 boost converter, 42 high voltage power line, 44 low voltage power line, 46, 48 capacitor, 50 electronic control unit, 52 CPU, 54 ROM, 56 RAM, 60 ignition switch, 61 shift lever, 62 Shift position sensor, 63 accelerator pedal, 64 accelerator pedal position sensor, 65 brake pedal, 66 brake pedal position sensor, 68 vehicle speed sensor, D11 to D16, D31, D32 diode, L reaction Toll, T11-T16, T31, T32 transistors.

Claims (1)

車軸に連結された駆動軸に回転軸が接続されたモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記モータの回転角を検出する回転角検出センサと、
前記モータが目標トルクで駆動されるように矩形波制御モードを含む複数の制御モードで前記インバータを制御する制御装置と、
を備える車両であって、
前記制御装置は、前記矩形波制御モードで前記インバータを制御するときには、前記モータの各相の電流と前記回転角検出センサにより検出された前記モータの回転角とを用いて演算された第１推定トルクと前記目標トルクとの差が値０となるように積分ゲインを用いたフィードバック処理によって得られる矩形波電圧を用いて前記インバータを制御し、
更に、前記制御装置は、前記矩形波制御モードで前記インバータを制御する場合において、前記モータの回転数の変動の周波数が前記車軸のねじれ共振周波数帯内であり、且つ、前記第１推定トルクと前記モータの各相の電流および各相の電圧と前記モータの回転数とを用いて演算された第２推定トルクとの差が所定値以上である所定時には、前記所定時ではないときに比して前記積分ゲインを小さくする、
車両。 A motor having a rotating shaft connected to a driving shaft connected to an axle;
An inverter for driving the motor;
A rotation angle detection sensor for detecting a rotation angle of the motor;
A control device for controlling the inverter in a plurality of control modes including a rectangular wave control mode so that the motor is driven with a target torque;
A vehicle comprising:
When the control device controls the inverter in the rectangular wave control mode, a first estimation calculated using the current of each phase of the motor and the rotation angle of the motor detected by the rotation angle detection sensor. Controlling the inverter using a rectangular wave voltage obtained by feedback processing using an integral gain so that the difference between the torque and the target torque becomes a value of 0,
Further, in the case where the control device controls the inverter in the rectangular wave control mode, the frequency of fluctuation in the rotation speed of the motor is within a torsional resonance frequency band of the axle, and the first estimated torque and The difference between the current of each phase of the motor and the voltage of each phase and the second estimated torque calculated using the rotation speed of the motor is greater than a predetermined value when compared to when it is not the predetermined time. To reduce the integral gain,
vehicle.

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