JP5910055B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関し、特に交流電圧を整流して、一旦は直流電圧を得てから他の交流電圧に変換する技術に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a technique for rectifying an AC voltage to obtain a DC voltage once and then converting it to another AC voltage.
当該技術は例えば、交流回転機を加減速駆動する電力変換装置に適用することができる。直流電圧を保持するコンデンサが小さく、直流電圧が電源周波数に依存して脈動する場合に好適である。 The technology can be applied to, for example, a power conversion device that drives an AC rotating machine to accelerate and decelerate. This is suitable when the capacitor for holding the DC voltage is small and the DC voltage pulsates depending on the power supply frequency.
従来、入力された交流電力を整流して、一旦は直流電力を得た後、更にスイッチングによって可変電圧、可変周波数の交流電力を得てこれを出力する技術が知られている。出力された交流電力は、例えば交流回転機の可変速制御に採用される。 2. Description of the Related Art Conventionally, a technique is known in which input AC power is rectified to obtain DC power once, and then AC power having a variable voltage and variable frequency is obtained by switching and then output. The output AC power is used for variable speed control of an AC rotating machine, for example.
このような技術に採用される電力変換装置の一例は、商用電源から供給を受けた三相交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流回路と、その直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換して負荷である三相の交流回転機に供給する電力変換器とで構成される。電力変換器は、電力変換器を構成する各スイッチング素子を制御して、指定された周波数の三相交流電圧を交流回転機に出力する。 An example of a power conversion device employed in such a technology is a rectifier circuit that converts a three-phase AC voltage supplied from a commercial power source into a DC voltage by full-wave rectification, and a three-phase circuit that switches the DC voltage. It is comprised with the power converter which converts into an alternating voltage and supplies it to the three-phase alternating current rotary machine which is a load. A power converter controls each switching element which comprises a power converter, and outputs the three-phase alternating current voltage of the designated frequency to an alternating current rotary machine.
この電力変換装置において、整流回路から出力される直流電圧を保持するコンデンサが採用される。交流回転機の駆動性能の向上を図るべく、当該コンデンサにおいて直流電圧を十分に平滑化させるには、その静電容量が大きなことが要求される。リップル電流耐量を高めるためである。 In this power converter, a capacitor that holds the DC voltage output from the rectifier circuit is employed. In order to improve the drive performance of the AC rotating machine, a large capacitance is required to sufficiently smooth the DC voltage in the capacitor. This is to increase the ripple current resistance.
静電容量が大きなコンデンサとしては電解コンデンサが採用される。しかし、電解コンデンサは、他の種類のコンデンサと比較してサイズが大きく、また価格が高い。よって電力変換装置が大きくなることや製造コストを増大させる課題があった。 An electrolytic capacitor is used as a capacitor having a large capacitance. However, electrolytic capacitors are larger in size and more expensive than other types of capacitors. Thus, there are problems that the power conversion device becomes large and the manufacturing cost increases.
かかる課題の対策の一例として、電解コンデンサレスインバータ装置が開発された(例えば、下掲の特許文献1、非特許文献1)。例えば特許文献1の電解コンデンサレスインバータ装置では、三相交流電圧を電源とし、コンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。
As an example of measures against such a problem, an electrolytic capacitor-less inverter device has been developed (for example,
コンデンサの容量が小さいと、インバータの主回路に供給される直流電圧は脈動を含む。この脈動を考慮することなく直流電圧を、例えばその平均値を基にインバータでスイッチングすると、交流回転機には脈動を含む交流電圧が印加されることになる。脈動を含む交流電圧で駆動されることで、交流回転機は脈動するトルクを出力したり、交流回転機に流れる電流が脈動したりするなどの課題がある。 When the capacitance of the capacitor is small, the DC voltage supplied to the main circuit of the inverter includes pulsation. When a DC voltage is switched by an inverter based on the average value without considering this pulsation, for example, an AC voltage including pulsation is applied to the AC rotating machine. Driving with an AC voltage including pulsation causes the AC rotating machine to output a pulsating torque, and a current flowing through the AC rotating machine pulsates.
かかる課題に対し、脈動を含む直流電圧の値を基にして、インバータ(電力変換器)を構成するスイッチング素子に与える、パルス幅変調のためのタイミング信号に補正を加える技術が提案されている(例えば特許文献2)。このような補正により、交流回転機に脈動の影響を与えない、振幅が一定の三相交流電圧が出力される。 In response to such a problem, a technique has been proposed in which a timing signal for pulse width modulation to be given to a switching element constituting an inverter (power converter) is corrected based on the value of a DC voltage including pulsation ( For example, Patent Document 2). By such correction, a three-phase AC voltage having a constant amplitude that does not affect the AC rotating machine is output.
脈動する直流電圧をパルス幅変調に使用するためは、脈動成分を正確にサンプリングする必要がある。一般に直流電圧は、パルス幅変調に使用するキャリアのトップ及び/又はボトムでサンプリングされるので、直流電圧の脈動成分を正確にサンプリングするためにはキャリア周波数が高くなる。 In order to use a pulsating DC voltage for pulse width modulation, it is necessary to accurately sample the pulsating component. In general, a DC voltage is sampled at the top and / or bottom of a carrier used for pulse width modulation, so that the carrier frequency is increased to accurately sample the pulsating component of the DC voltage.
また、直流電圧の脈動に対してシステムの安定性を確保することから制御応答を高く保つためにも、キャリア周波数を高くすることが望ましい。よって特許文献2に示された構成では、キャリア周波数を高く設定しなければならない課題があった。但し、特許文献2では直流電圧の脈動成分と、サンプリング周波数についての明確な検討はない。
Also, it is desirable to increase the carrier frequency in order to keep the control response high because the stability of the system is secured against the pulsation of the DC voltage. Therefore, in the configuration shown in
このように、電解コンデンサレスインバータ装置では、直流電圧の脈動、当該脈動を補正するための直流電圧のサンプリング精度向上、当該精度向上のためのキャリア周波数の上昇、という課題が連鎖し、ひいてはキャリア周波数の上昇による電力変換装置の損失の増大、当該損失を低減するための冷却装置の大型化、という課題が連鎖して発生する。 As described above, in the electrolytic capacitorless inverter device, the problems of DC voltage pulsation, improvement of DC voltage sampling accuracy for correcting the pulsation, and increase of carrier frequency for improvement of the accuracy are linked. The problems of increasing the loss of the power conversion device due to the rise of the temperature and increasing the size of the cooling device for reducing the loss occur in a chain.
よって本発明の目的は、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する技術を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a technology that contributes to suppressing the switching loss depending on the carrier frequency and further reducing the size of the power conversion device while ensuring the followability of the control with respect to the pulsation of the DC voltage. .
この発明にかかる電力変換装置は、単相若しくは多相の交流電圧を整流して直流電圧(Vdc)を出力する整流回路(5)と、前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ(3)と、前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器(2)と、前記直流電圧に基づいて前記電力変換器を制御する制御部(4,14,4A,14A)とを備える。 A power converter according to the present invention includes a rectifier circuit (5) that rectifies a single-phase or multi-phase AC voltage and outputs a DC voltage (Vdc), a capacitor (3) that receives the DC voltage at both ends, A power converter (2) that converts a DC voltage into another AC voltage by switching, and a controller (4, 14, 4A, 14A) that controls the power converter based on the DC voltage are provided.
そしてその第1の態様では、前記制御部は、スイッチング用キャリア(C0)と前記他の交流電圧の指令値(V*)とに基づいて前記スイッチングを制御する信号(G)を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部(13,13A)と、前記直流電圧の脈動成分(Vrp,Vrp1)を検出する電圧脈動検出部(8)とを有する。そして前記脈動成分が主閾値以下の場合に主キャリア(C1)を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記主キャリアの周波数(Fc1)よりも低い周波数(Fc2,Fc3)を有する少なくとも一つの副キャリア(C2,C3)を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用することを特徴とする。 In the first aspect, the control unit generates the signal (G) for controlling the switching based on the switching carrier (C0) and the command value (V *) of the other AC voltage, and A modulation signal generation unit (13, 13A) to be supplied to the power converter and a voltage pulsation detection unit (8) for detecting the pulsation components (Vrp, Vrp1) of the DC voltage are included. The main carrier (C1) when the pulsation component is under Shu閾Ne以, the ripple component has a lower frequency (Fc2, Fc3) than the frequency (Fc1) of said main carrier when the larger main threshold At least one subcarrier (C2, C3) is employed as the switching carrier.
望ましくは前記制御部(4、14)は、前記主キャリア(C1)の前記周波数(Fc1)、前記副キャリア(C2,C3)の前記周波数(Fc2,Fc3)を生成する周波数生成手段(9,10,15)と、前記脈動成分(Vrp,Vrp1)が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアの周波数を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)を、それぞれ前記スイッチング用キャリア(C0)の周波数(Fc0)として出力する切替手段(11,16)とを更に有する。そして前記変調信号生成部(13)は前記切替手段から出力された周波数を有するスイッチング用キャリア(C0)を採用して前記信号(G)を生成する。 Preferably, the control unit (4, 14) generates frequency (Fc1, Fc1) of the main carrier (C1) and frequency (Fc2, Fc3) of the subcarriers (C2, C3). and 10, 15), the pulsation component (Vrp, Vrp1) is the main frequency of the main carrier in the case of under threshold Ne以, the frequency of the pulsation component is the sub-carrier if the larger main threshold (Fc2 , Fc3) is further provided with switching means (11, 16) for outputting the frequency (Fc0) of the switching carrier (C0). The modulation signal generator (13) employs the switching carrier (C0) having the frequency output from the switching means to generate the signal (G).
あるいは望ましくは前記制御部(4A、14A)は、前記主キャリア(C1)、前記副キャリア(C2,C3)を生成するキャリア生成手段(9A,10A,15A)と、前記脈動成分(Vrp,Vrp1)が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアを、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアを、それぞれ前記スイッチング用キャリア(C0)として出力する切替手段(11,16)とを更に有する。そして前記変調信号生成部(13A)は前記切替手段から出力されたスイッチング用キャリア(C0)を採用して前記信号(G)を生成する。 Alternatively, preferably, the control unit (4A, 14A) includes carrier generation means (9A, 10A, 15A) for generating the main carrier (C1) and the subcarriers (C2, C3), and the pulsation components (Vrp, Vrp1). ) is the main the main carrier in the case of under threshold Ne以, switching means and the pulsating component to output the sub-carrier, as each of the switching carrier (C0) when the larger main threshold (11, 16) It has further. Then, the modulation signal generator (13A) employs the switching carrier (C0) output from the switching means to generate the signal (G).
この発明にかかる電力変換装置の第2の態様は、その第1の態様であって、前記電圧脈動検出部(8)は、前記主キャリアによって前記直流電圧(Vdc)をサンプリングして離散化した値を有する離散化直流電圧(Vdc1)を得て、前記離散化直流電圧に対して低域通過濾波の処理を行って、前記離散化直流電圧の平均値(Vav1)を得て、前記離散化直流電圧(Vdc1)からその前記平均値を差し引いて前記脈動成分(Vrp1)を検出する。 A second mode of the power conversion device according to the present invention is the first mode, wherein the voltage pulsation detector (8) samples and discretizes the DC voltage (Vdc) by the main carrier. A discrete DC voltage (Vdc1) having a value is obtained, a low-pass filtering process is performed on the discrete DC voltage to obtain an average value (Vav1) of the discrete DC voltage, and the discretization The pulsating component (Vrp1) is detected by subtracting the average value from the DC voltage (Vdc1).
この発明にかかる電力変換装置の第3の態様は、その第1の態様又は第2の態様であって、前記変調信号生成部(13)は、前記スイッチング用キャリア(C0)で前記直流電圧(Vdc)をサンプリングした値(Vdc0)にも基づいて、前記信号(G)を生成する。 A third aspect of the power conversion device according to the present invention is the first aspect or the second aspect thereof, wherein the modulation signal generation unit (13) is configured to supply the DC voltage ( The signal (G) is generated based also on a value (Vdc0) obtained by sampling Vdc).
この発明にかかる電力変換装置の第4の態様は、その第1の態様乃至第3の態様のいずれかであって、前記スイッチング用キャリア(C0)が最大値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り替わる。そして前記主キャリア(C1)の最大値と全ての前記副キャリア(C2,C3)の最大値とは等しく、前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しい。そして全ての前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)は前記主キャリアの前記周波数(Fc1)の整数分の一(当該整数は2以上)である。全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの(C2)が前記最大値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て(C3)及び前記主キャリアが前記最大値を採って同期する。 A fourth aspect of the power conversion device according to the present invention is any one of the first to third aspects, wherein the pulsation component is at a timing when the switching carrier (C0) takes a vicinity of a maximum value. And the main carrier and the subcarrier are switched based on a comparison result between the main carrier and the main threshold. The maximum value of the main carrier (C1) is equal to the maximum value of all the subcarriers (C2, C3), and the minimum value of the main carrier is equal to the minimum value of all the subcarriers. The frequencies (Fc2, Fc3) of all the subcarriers are an integral fraction of the frequency (Fc1) of the main carrier (the integer is 2 or more). At the timing when the lowest frequency (C2) of all the subcarriers takes the maximum value, all of the other subcarriers (C3) and the main carrier synchronize with the maximum value.
この発明にかかる電力変換装置の第5の態様は、その第1の態様乃至第3の態様のいずれかであって、前記スイッチング用キャリア(C0)が最小値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り換わる。そして前記主キャリア(C1)の最大値と全ての前記副キャリア(C2,C3)の最大値とは等しく、前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しい。そして全ての前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)は前記主キャリアの前記周波数(Fc1)の整数分の一(当該整数は2以上)である。全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの(C2)が前記最小値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て(C3)及び前記主キャリアが前記最小値を採って同期する。 A fifth aspect of the power conversion device according to the present invention is any one of the first to third aspects, wherein the pulsating component is at a timing when the switching carrier (C0) takes a vicinity of a minimum value. The main carrier and the subcarrier are switched based on the comparison result between the main carrier and the main threshold. The maximum value of the main carrier (C1) is equal to the maximum value of all the subcarriers (C2, C3), and the minimum value of the main carrier is equal to the minimum value of all the subcarriers. The frequencies (Fc2, Fc3) of all the subcarriers are an integral fraction of the frequency (Fc1) of the main carrier (the integer is 2 or more). At the timing when the lowest frequency (C2) of all the subcarriers takes the minimum value, all the other subcarriers (C3) and the main carrier take the minimum value and synchronize.
この発明にかかる電力変換装置の第6の態様は、その第1の態様乃至第5の態様のいずれかであって、前記副キャリア(C2,C3)の前記周波数(Fc2,Fc3)は前記主キャリア(C1)の前記周波数(Fc1)の奇数分の一(当該奇数は3以上)である。 A sixth aspect of the power conversion device according to the present invention is any one of the first to fifth aspects, wherein the frequency (Fc2, Fc3) of the subcarrier (C2, C3) is the main frequency. It is an odd number of the frequency (Fc1) of the carrier (C1) (the odd number is 3 or more).
この発明にかかる電力変換装置の第7の態様は、その第1の態様乃至第6の態様のいずれかであって、前記副キャリア(C2,C3)は複数であって、前記脈動成分が主閾値より小さな副閾値以下の場合に第1の前記副キャリア(C3)を、前記脈動成分が前記主閾値以下で前記副閾値より大きい場合に第2の前記副キャリア(C2)を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用する。前記第1の前記副キャリアの前記周波数(Fc3)は前記第2の前記副キャリアの前記周波数(Fc3)よりも高い。
A seventh aspect of the power conversion device according to the present invention is any one of the first to sixth aspects, wherein the subcarriers (C2, C3) are plural, and the pulsating component is the main component. first wherein when under a small Fuku閾Ne以 Ri by threshold values sub carrier (C3), a second of said sub-carrier if the pulsation component is greater than said secondary threshold value below said main threshold (C2) These are employed as the switching carriers. The frequency (Fc3) of the first subcarrier is higher than the frequency (Fc3) of the second subcarrier.
この発明にかかる電力変換装置の第8の態様は、その第6の態様又は第7の態様であって、第1の前記副キャリア(C3)の前記周波数(Fc3)は第2の前記副キャリア(C2)の前記周波数(Fc2)の整数(当該整数は2以上)倍である。 An eighth aspect of the power conversion device according to the present invention is the sixth aspect or the seventh aspect thereof, wherein the frequency (Fc3) of the first subcarrier (C3) is the second subcarrier. It is an integer (the integer is 2 or more) times the frequency (Fc2) of (C2).
整流波形を有する直流電圧は、その値が小さい領域ほど変化が大きい。この発明にかかる電力変換装置の第1の態様によれば、直流電圧の脈動成分が大きい領域でスイッチング用キャリアの周波数を小さくすることで、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を下げることができる。よって電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。 The DC voltage having a rectified waveform changes more as the value is smaller. According to the first aspect of the power conversion device of the present invention, while keeping the control followability of the DC voltage pulsation by reducing the frequency of the switching carrier in the region where the pulsation component of the DC voltage is large, The average value of the frequency of the switching carrier can be lowered. Therefore, switching loss depending on the carrier frequency of the power converter can be reduced. This simplifies the cooling device for the switching element and contributes to downsizing the power conversion device.
この発明にかかる電力変換装置の第2の態様によれば、副キャリアよりも周波数が高い主キャリアを採用して直流電圧をサンプリングするので、主キャリアをスイッチング用キャリアとして採用する場合において、直流電圧の脈動に対する制御の追従性が高い。 According to the second aspect of the power conversion device of the present invention, the DC voltage is sampled by adopting the main carrier having a frequency higher than that of the subcarrier. Therefore, when the main carrier is employed as the switching carrier, the DC voltage The follow-up of the control with respect to the pulsation is high.
この発明にかかる電力変換装置の第3の態様によれば、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を下げることができる。 According to the 3rd aspect of the power converter device concerning this invention, the average value of the frequency of the carrier for switching can be lowered | hung, ensuring the tracking capability of the control with respect to the pulsation of DC voltage.
この発明にかかる電力変換装置の第4の態様によれば、スイッチング用キャリアとして採用される主キャリアと副キャリアとが切り替わるときは、いずれも最大値近傍を採る時点であるので、スイッチング用キャリアの最大値同士の間の一周期は損なわれることがない。通常、指令値はスイッチング用キャリアの最大値同士の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。 According to the fourth aspect of the power conversion device of the present invention, when the main carrier and the subcarrier employed as the switching carrier are switched, it is the time when both take the vicinity of the maximum value. One period between the maximum values is not impaired. Usually, since the command value is maintained in one cycle between the maximum values of the switching carriers, the other AC voltage obtained by switching depends on the command value.
この発明にかかる電力変換装置の第5の態様によれば、スイッチング用キャリアとして採用される主キャリアと副キャリアとが切り替わるときは、いずれも最小値近傍を採る時点であるので、スイッチング用キャリアの最小値同士の間の一周期は損なわれることがない。通常、指令値はスイッチング用キャリアの最小値同士の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。 According to the fifth aspect of the power conversion device of the present invention, when the main carrier and the subcarrier employed as the switching carrier are switched, it is the time when both take the vicinity of the minimum value. One period between the minimum values is not impaired. Usually, since the command value is maintained in one cycle between the minimum values of the switching carriers, the other AC voltage obtained by switching is in accordance with the command value.
この発明にかかる電力変換装置の第6の態様によれば、スイッチング用キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できる。 The sixth aspect of the power conversion device according to the present invention can be applied both when the frequency is switched at the timing when the switching carrier takes the maximum value and when the frequency is switched at the timing when the minimum value is taken.
この発明にかかる電力変換装置の第7の態様によれば、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用することにより、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を更に下げることができる。 According to the 7th aspect of the power converter device concerning this invention, the average value of the frequency of a switching carrier can be further lowered | hung by switching a some subcarrier and employ | adopting a switching carrier.
この発明にかかる電力変換装置の第8の態様によれば、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用する場合も、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。 According to the 8th aspect of the power converter device concerning this invention, also when switching a some subcarrier and employ | adopting the carrier for switching, the other alternating voltage obtained by switching becomes a thing according to command value. .
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態の動作を説明するグラフである。図1では、三相電圧を全波整流することで、直流電圧Vdcが得られた場合を例示している。直流電圧Vdcは電源周波数の6倍で脈動する。全波整流は、例えばダイオードブリッジによって実現される。
First embodiment.
FIG. 1 is a graph for explaining the operation of the first embodiment of the present invention. FIG. 1 illustrates a case where a DC voltage Vdc is obtained by full-wave rectification of a three-phase voltage. The DC voltage Vdc pulsates at 6 times the power supply frequency. Full-wave rectification is realized by a diode bridge, for example.
直流電圧Vdcを平均することにより、平均値Vavを採る。平均値Vavは例えば低域通過濾波の処理を行って、例えばローパスフィルタを用いたフィルタリングを行うことで、得られる。 The average value Vav is taken by averaging the DC voltage Vdc. The average value Vav is obtained, for example, by performing low-pass filtering and performing filtering using, for example, a low-pass filter.
直流電圧Vdcから平均値Vavを差し引くことにより、直流電圧Vdcの脈動成分Vrpが得られる。 By subtracting the average value Vav from the DC voltage Vdc, a pulsating component Vrp of the DC voltage Vdc is obtained.
直流電圧Vdcは平均値Vavと共に図1(a)に、脈動成分Vrpは図1(b)に、それぞれ示されている。 The DC voltage Vdc and the average value Vav are shown in FIG. 1 (a), and the pulsation component Vrp is shown in FIG. 1 (b).
直流電圧Vdcの波形は、正弦波に基づいているので、その値が小さい領域ほど変化が大きい。また、通常、スイッチング用キャリアの一周期毎にスイッチングを制御する信号(以下「スイッチング制御信号」とも称す)が決定される。よって脈動成分Vrpが大きい領域でスイッチング用キャリアの周波数を小さくすることで、直流電圧Vdcの脈動に対する制御の追従性を確保することができる。 Since the waveform of the DC voltage Vdc is based on a sine wave, the smaller the value, the larger the change. In general, a signal for controlling switching (hereinafter also referred to as “switching control signal”) is determined for each cycle of the switching carrier. Accordingly, by reducing the frequency of the switching carrier in a region where the pulsation component Vrp is large, it is possible to ensure control followability with respect to the pulsation of the DC voltage Vdc.
ここでは、図1(c)に示されるように、時間領域を、脈動成分Vrpが0未満(あるいは0以下)の期間T1と、脈動成分Vrpが0以上(あるいは0より大)の期間T2とに分けて把握する。 Here, as shown in FIG. 1C, the time domain is divided into a period T1 where the pulsation component Vrp is less than 0 (or less than 0) and a period T2 where the pulsation component Vrp is greater than or equal to 0 (or greater than 0). Divide into two.
脈動成分Vrpの求め方に鑑みれば、期間T1は直流電圧Vdcが平均値Vav未満(あるいは平均値Vav以下)となる期間であり、期間T2は直流電圧Vdcが平均値Vav以上(あるいは平均値Vavより大)となる期間であると把握することもできる。 In view of how to obtain the pulsation component Vrp, the period T1 is a period in which the DC voltage Vdc is less than the average value Vav (or less than the average value Vav), and the period T2 is the period in which the DC voltage Vdc is greater than or equal to the average value Vav It is also possible to grasp that the period is greater than.
直流電圧Vdcの波形は期間T1よりも期間T2において緩慢であり、その変化が小さい。よって期間T2において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Fc2を、期間T1において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Fc1よりも小さくしても、スイッチング制御の追従性を大きく損なうことはない。 The waveform of the DC voltage Vdc is slower in the period T2 than in the period T1, and its change is small. Therefore, even if the frequency Fc2 of the switching carrier employed in the period T2 is made smaller than the frequency Fc1 of the switching carrier employed in the period T1, the tracking control followability is not significantly impaired.
よって上述のようにスイッチング用キャリアの周波数を制御することにより、その平均値Fcavを周波数Fc1よりも下げることができる。これにより、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。 Therefore, by controlling the frequency of the switching carrier as described above, the average value Fcab can be made lower than the frequency Fc1. Thereby, the switching loss depending on the carrier frequency of the power converter can be reduced. This simplifies the cooling device for the switching element and contributes to downsizing the power conversion device.
なお、平均値Vavを求めるために必要なサンプリングの為の信号は、直流電圧Vdcの波形においてどの部分をサンプリングするかが未定な状況でサンプリングするのであるから、期間T1における直流電圧Vdcのように、急峻な変動にも対応できなければならない。よって直流電圧Vdcの脈動に対する制御の追従性を高めるためには、当該サンプリングの周波数は、期間T1においてスイッチング用キャリアに採用される周波数Fc1を採用することが望ましい。 The sampling signal necessary for obtaining the average value Vav is sampled in a situation where it is not determined which part of the waveform of the DC voltage Vdc is to be sampled. It must be able to cope with steep fluctuations. Therefore, in order to improve the followability of control with respect to the pulsation of the DC voltage Vdc, it is desirable to employ the frequency Fc1 employed for the switching carrier in the period T1 as the sampling frequency.
なお、ここでは期間T1,T2の切り分けのために直流電圧Vdcの平均値Vavを採用したが、直流電圧Vdcの最大値と最小値の間の値であれば、原理的には上記利点が得られる。直流電圧Vdcの変化率の絶対値は、理論的には直流電圧Vdcの絶対値が大きい程、低下するからである。 In this case, the average value Vav of the DC voltage Vdc is adopted for dividing the periods T1 and T2. However, in principle, the above advantages can be obtained if the value is between the maximum value and the minimum value of the DC voltage Vdc. It is done. This is because the absolute value of the rate of change of the DC voltage Vdc theoretically decreases as the absolute value of the DC voltage Vdc increases.
なお、期間T1,T2における境界で、異なる周波数のスイッチング用キャリアが時間的に隣接するが、それぞれのスイッチング用キャリアの波形の最大値(あるいはその近傍)同士が隣接するか、もしくは最小値(あるいはその近傍)同士が時間的に隣接することが望ましい。 Note that switching carriers of different frequencies are temporally adjacent at the boundaries in the periods T1 and T2, but the maximum values (or the vicinity thereof) of the waveforms of the respective switching carriers are adjacent to each other, or the minimum values (or It is desirable that their neighbors) be adjacent in time.
このようにしてスイッチング用キャリアを切り替えることにより、それぞれのスイッチング用キャリアの最大値同士(あるいは最小値同士)の間の一周期は損なわれることがない。通常、スイッチング用キャリアと比較される指令値は、スイッチング用キャリアの最大値同士(あるいは最小値同士)の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって出力される交流電圧は、指令値に応じたものとなる。 By switching the switching carrier in this way, one cycle between the maximum values (or the minimum values) of the respective switching carriers is not impaired. Usually, the command value to be compared with the switching carrier is maintained in one cycle between the maximum values (or the minimum values) of the switching carrier, so that the AC voltage output by switching depends on the command value. It will be.
もちろん、指令値はスイッチング用キャリアの振幅に対応して設定されるので、切り替えられる複数のスイッチング用キャリアは、いずれもその最大値同士が等しく、かつ最小値同士が等しいことが望ましい。 Of course, since the command value is set in accordance with the amplitude of the switching carrier, it is desirable that the plurality of switching carriers to be switched have the same maximum value and the same minimum value.
図2はスイッチング用キャリアが切り替わる様子を示すグラフである。ここでは期間T2から期間T1への切り替わりが例示されている。ここでは周波数Fc2を有するスイッチング用キャリアC2から、周波数Fc1を有するスイッチング用キャリアC1への切り替わりが例示されており、それぞれの最大値同士が一致する時点で切り替わっている。 FIG. 2 is a graph showing how switching carriers are switched. Here, switching from the period T2 to the period T1 is illustrated. Here, switching from the switching carrier C2 having the frequency Fc2 to the switching carrier C1 having the frequency Fc1 is illustrated, and the switching is performed at the time when the respective maximum values coincide.
周波数Fc2が周波数Fc1の整数分の一(当該整数は2以上)であれば、スイッチング用キャリアC1,C2同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させることができる。 If the frequency Fc2 is an integral fraction of the frequency Fc1 (the integer is 2 or more), the switching between the switching carriers C1 and C2 can make the maximum values or the minimum values coincide with each other.
但し、スイッチング用キャリアが切り替わるタイミングを、厳密に期間T1,T2の境界に一致させることは必ずしも容易ではない。例えば上述のように周波数Fc1で直流電圧Vdcをサンプリングする場合、特に期間T2から期間T1に移行するときの両者の境界は、必ずしもスイッチング用キャリアC2の最小値、あるいは最大値と一致するとは限らないからである。この点に鑑みた、スイッチング用キャリアの切り替えについては後述する。 However, it is not always easy to precisely match the switching timing of the switching carrier with the boundary between the periods T1 and T2. For example, when the DC voltage Vdc is sampled at the frequency Fc1 as described above, the boundary between the two, especially when the period T2 is shifted to the period T1, does not always coincide with the minimum value or the maximum value of the switching carrier C2. Because. In view of this point, switching of the switching carrier will be described later.
図3は第1の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、整流回路5と、コンデンサ3と、電力変換器2と、制御部4とを備える。
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the configuration of the power conversion device according to the first embodiment. The power conversion device includes a
整流回路5は例えばダイオードブリッジで構成され、単相若しくは多相の交流電圧を整流して直流電圧Vdcを出力する。図1では三相交流を全波整流する場合を例に採ったが、単相交流を全波整流する場合でも、単相交流を半波整流する場合でも、本実施の形態が適用できる。いずれの場合でも、上述のように、直流電圧Vdcの変化率の絶対値は、理論的には直流電圧Vdcの絶対値が大きい程、低下するからである。単相交流を全波整流する場合には直流電圧Vdcは電源周波数の2倍で脈動する。ここでは三相電源6から供給される三相電圧を全波整流する場合を例にとって示しており、図1に例示されるように直流電圧Vdcは電源周波数の6倍で脈動する。
The
コンデンサ3は直流電圧Vdcをその両端に受けるものの、ここでは必ずしも平滑機能が要求されるものではない。本実施の形態によれば、平滑機能が小さくて直流電圧Vdcの脈動が大きくても、これに追従した制御を行うことができる。
Although the
電力変換器2は直流電圧Vdcをスイッチングすることによって、他の三相交流電圧に変換してこれを出力する。もちろん、出力する交流電圧が単相であってもよい。電力変換器2は、ここでは、三相交流回転機1を駆動させるための三相交流電圧を出力する。
The
電力変換器2は、より具体的には当該スイッチングは、制御部4によって制御される。
In the
制御部4は、電圧脈動検出手段8、第1のキャリア周波数生成手段9、第2のキャリア周波数生成手段10、切替手段11、出力電圧指令演算手段12、PWM手段13を有している。
The
第1のキャリア周波数生成手段9、第2のキャリア周波数生成手段10は、それぞれ周波数Fc1,Fc2を出力する。ここでFc1=k×Fc2(k=2、3、4…)の関係がある。 The first carrier frequency generation means 9 and the second carrier frequency generation means 10 output frequencies Fc1 and Fc2, respectively. Here, there is a relationship of Fc1 = k × Fc2 (k = 2, 3, 4,...).
電圧脈動検出手段8は、直流電圧Vdcの脈動成分Vrp1を検出する。図1で示された脈動成分Vrpと、電圧脈動検出手段8で検出される脈動成分Vrp1とは、前者が時間的に連続した領域で把握される値であるのに対し、後者は時間的に離散した値であることで相違する。
The voltage pulsation detection means 8 detects the pulsation component Vrp1 of the DC voltage Vdc. The pulsation component Vrp shown in FIG. 1 and the pulsation component Vrp1 detected by the voltage
図4は、電圧脈動検出手段8の構成を例示するブロック図である。電圧脈動検出手段8は、検出手段83、一次遅れ手段82、減算器81を備える。検出手段83は周波数Fc1を入力し、当該周波数をサンプリング周波数として直流電圧Vdcをサンプリングする。これにより、周期(1/Fc1)で離散的にサンプリングされた直流電圧Vdc1が得られる。
FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the voltage
当該サンプリングは、例えばキャリアC1の波形がトップを採るタイミング、あるいははボトムを採るタイミング、あるいはその両方のタイミングで行う。キャリアC1の波形がトップを採るタイミング及びボトムを採るタイミングの両方でサンプリングを行う場合には、サンプリング周波数は実質的に2・Fc1となる。 The sampling is performed, for example, at the timing when the waveform of the carrier C1 takes the top, the timing when the bottom is taken, or both. When sampling is performed both at the timing when the waveform of the carrier C1 takes the top and when the waveform takes the bottom, the sampling frequency is substantially 2 · Fc1.
直流電圧Vdcは、例えばコンデンサ3の両端電圧を測定する直流電圧検出手段7によって得られる。その他の公知の手法を用いて直流電圧Vdcを得ても良い。
The DC voltage Vdc is obtained, for example, by DC voltage detection means 7 that measures the voltage across the
直流電圧Vdc1は一次遅れ手段82によって低域通過濾波の処理を受け、平均値Vav1が得られる。図1で示された平均値Vavと、一次遅れ手段82で得られる平均値Vav1とは、前者が時間的に連続した領域で把握される値であるのに対し、後者は時間的に離散した値であることで相違する。 The DC voltage Vdc1 is subjected to low-pass filtering by the first-order lag means 82, and an average value Vav1 is obtained. The average value Vav shown in FIG. 1 and the average value Vav1 obtained by the first-order lag means 82 are values grasped in a temporally continuous region, whereas the latter is discrete in time. It differs by being a value.
減算器81は直流電圧Vdc1から平均値Vav1を差し引いて、脈動成分Vrp1を検出する。
The
図5は切替手段11の構成を例示するブロック図である。切替手段11は、選択部111、大小判断器112、スイッチングコントローラ113を有している。
FIG. 5 is a block diagram illustrating the configuration of the switching
大小判断器112は、脈動成分Vrp1と閾値“0”とを入力し、比較結果信号Dを出力する。閾値が“0”であるので、比較結果信号Dは、脈動成分Vrp1が正であれば活性化し、零又は負であれば非活性する。
The
選択部111は、第1のキャリア周波数Fc1(ここでは端子Aに入力)と第2のキャリア周波数Fc2(ここでは端子Bに入力)のいずれかを選択して、スイッチング用キャリアの周波数Fcとして選択して出力する(ここでは端子Cから出力)。
The
おおまかには、比較結果信号Dが活性であれば(直流電圧Vdcの変動は緩やかであるので)端子Bを端子Cに接続して周波数Fcとして周波数Fc2を採用する。比較結果信号Dが非活性であれば端子Aを端子Cに接続する。しかしより具体的には、スイッチングコントローラ113が選択部111における選択動作を決定する。
Roughly, if the comparison result signal D is active (since the fluctuation of the DC voltage Vdc is gentle), the terminal B is connected to the terminal C and the frequency Fc2 is adopted as the frequency Fc. If the comparison result signal D is inactive, the terminal A is connected to the terminal C. However, more specifically, the switching
上述の通り、スイッチング用キャリアの切替は、当該キャリアの最大値が一致するタイミングあるいは最小値が一致するタイミングで行うことが望ましい。そのため、期間T1,T2と対応する比較結果信号Dの活性/非活性のみで選択部111の動作を制御することは望ましくない。
As described above, switching of the switching carrier is desirably performed at a timing at which the maximum value of the carrier matches or a timing at which the minimum value matches. Therefore, it is not desirable to control the operation of the
そこで、スイッチングコントローラ113は、比較結果信号Dの活性/非活性が切り替わった後、キャリアC2に基づいて、選択部111に選択の切替を行わせる。後述するように、キャリアC2はPWM手段13から得られる。
Therefore, the switching
図6はスイッチングコントローラ113の動作を説明するグラフである。但しここではキャリアC2として三種のキャリアC2-1,C2-2,C2-3を例示した。
FIG. 6 is a graph for explaining the operation of the switching
キャリアC2-1,C2-2はキャリアC1の周波数Fc1の偶数分の一の周波数Fc2を有しており、ここではFc2=Fc1/2の場合が例示されている。キャリアC2-1は、その最大値を採るタイミングが、キャリアC1が最大値を採るタイミングから選択されるように同期する。キャリアC2-2は、その最小値を採るタイミングが、キャリアC1が最小値を採るタイミングから選択されるように同期する。 The carriers C2-1 and C2-2 have a frequency Fc2 that is an even fraction of the frequency Fc1 of the carrier C1, and here, the case where Fc2 = Fc1 / 2 is illustrated. The carrier C2-1 is synchronized such that the timing at which the maximum value is taken is selected from the timing at which the carrier C1 takes the maximum value. The carrier C2-2 is synchronized so that the timing at which the minimum value is taken is selected from the timing at which the carrier C1 takes the minimum value.
キャリアC2-3はキャリアC1の周波数Fc1の奇数分の一(当該奇数は3以上)の周波数Fc2を有しており、ここではFc2=Fc1/3の場合が例示されている。キャリアC2-3が最大値を採るときにはキャリアC1も最大値を採り、キャリアC2-3が最小値を採るときにはキャリアC1も最小値を採る。 The carrier C2-3 has a frequency Fc2 that is an odd number of the frequency Fc1 of the carrier C1 (the odd number is 3 or more). Here, a case where Fc2 = Fc1 / 3 is illustrated. When the carrier C2-3 takes the maximum value, the carrier C1 also takes the maximum value, and when the carrier C2-3 takes the minimum value, the carrier C1 also takes the minimum value.
このように、周波数が低い方のキャリアC2の最大値/最小値を検出し、そのタイミングで選択部111に選択の切替を行わせることが望ましい。
As described above, it is desirable to detect the maximum value / minimum value of the carrier C2 having the lower frequency and to cause the
具体的には、キャリアC2としてキャリアC2-1が採用される場合には、C2-1が最大値を採るタイミングで選択部111に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアC1,C2はいずれも最大値を採る。
Specifically, when the carrier C2-1 is adopted as the carrier C2, by causing the
キャリアC2としてキャリアC2-2が採用される場合には、C2-2が最小値を採るタイミングで選択部111に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアC1,C2はいずれも最小値を採る。
When the carrier C2-2 is adopted as the carrier C2, by causing the
キャリアC2としてキャリアC2-3が採用される場合には、C2-3が最大値を採るタイミングで選択部111に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアC1,C2はいずれも最大値を採る。またC2-3が最小値を採るタイミングで選択部111に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアC1,C2はいずれも最小値を採る。
When the carrier C2-3 is adopted as the carrier C2, by causing the
かかる切替の観点からは、周波数Fc2が周波数Fc1の奇数分の一であることが望ましい。キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できるからである。 From the viewpoint of such switching, the frequency Fc2 is desirably an odd number of the frequency Fc1. This is because the present invention can be applied both when the frequency is switched at the timing when the carrier takes the maximum value and when the frequency is switched at the timing when the carrier takes the minimum value.
出力電圧指令演算手段12は、電力変換器2から出力される(「他の」)交流電圧についての指令値たる電圧指令V*を生成する。電圧指令V*を求める方法については、一般的なV/f制御や交流回転機の制御方式であるベクトル制御などを採用することができる。かかる技術は公知であるので、詳細な説明は省略する。
The output voltage command calculation means 12 generates a voltage command V * which is a command value for the AC voltage (“other”) output from the
PWM手段13は、パルス幅変調(Pulse Width Modulation)に基づいてスイッチング制御信号Gを電力変換器2に与える変調信号生成部として機能する。具体的には、PWM手段13では、周波数Fc1を有するキャリアC1と、周波数Fc2を有するキャリアC2とを同期して生成している。そして切替手段11から出力された周波数Fcが周波数Fc1,Fc2のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアC1、C2をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Gを生成する。電力変換器2が有するスイッチング素子(図示省略)は、スイッチング制御信号Gに基づいてスイッチングし、交流回転機1に三相交流電圧を出力する。電力変換器2の構造自体は公知であるので、その詳細な説明は割愛する。
The PWM means 13 functions as a modulation signal generating unit that gives the switching control signal G to the
スイッチング制御信号Gは、スイッチング用キャリアと、出力電圧指令演算手段12から得られる電圧指令V*との比較により、また更に直流電圧Vdcを考慮して生成される。かかる生成自体は公知の技術であるので、詳細な説明は割愛する。しかしPWM手段13は直流電圧Vdcの脈動を考慮するために直流電圧Vdcをサンプリングする。このサンプリングについては本実施の形態に特有であるので、以下に説明する。 The switching control signal G is generated by comparing the switching carrier with the voltage command V * obtained from the output voltage command calculation means 12 and further considering the DC voltage Vdc. Since the generation itself is a known technique, a detailed description thereof is omitted. However, the PWM means 13 samples the DC voltage Vdc in order to consider the pulsation of the DC voltage Vdc. Since this sampling is specific to the present embodiment, it will be described below.
図7〜図16は、電源周波数が50Hz、電圧実効値200Vの三相交流を全波整流した場合の、直流電圧Vdcのサンプリングについて示すグラフである。 7 to 16 are graphs showing sampling of the DC voltage Vdc when full-wave rectification is performed on a three-phase AC having a power supply frequency of 50 Hz and a voltage effective value of 200V.
図7は直流電圧Vdcと、サンプリング周波数を10kHzとして直流電圧Vdcをサンプリングして離散化した直流電圧Vdc1とを示すグラフである。図8は上記サンプリングをした場合の偏差Er1(=Vdc−Vdc1)を示すグラフである。(離散化した)直流電圧Vdc1は直流電圧Vdcによく追従しており、直流電圧Vdcの変動が大きいタイミングでも、偏差Er1の絶対値は5V未満に収まっていることが分かる。よって検出手段83において採用されるサンプリング周波数は10kHzを採用することが望ましい。 FIG. 7 is a graph showing the DC voltage Vdc and the DC voltage Vdc1 obtained by sampling the DC voltage Vdc at a sampling frequency of 10 kHz and discretizing it. FIG. 8 is a graph showing the deviation Er1 (= Vdc−Vdc1) when the above sampling is performed. The DC voltage Vdc1 (discretized) closely follows the DC voltage Vdc, and it can be seen that the absolute value of the deviation Er1 is less than 5 V even when the fluctuation of the DC voltage Vdc is large. Therefore, it is desirable to employ 10 kHz as the sampling frequency employed in the detection means 83.
図9は直流電圧Vdcと、サンプリング周波数を5kHzとして直流電圧Vdcをサンプリングして離散化した直流電圧Vdc2とを示すグラフである。図10は上記サンプリングをした場合の偏差Er2(=Vdc−Vdc2)を示すグラフである。直流電圧Vdcの変動が大きいタイミングでも、偏差Er2の絶対値は10V未満に収まっていることが分かる。 FIG. 9 is a graph showing the DC voltage Vdc and the DC voltage Vdc2 obtained by sampling the DC voltage Vdc with a sampling frequency of 5 kHz. FIG. 10 is a graph showing the deviation Er2 (= Vdc−Vdc2) when the above sampling is performed. It can be seen that the absolute value of the deviation Er2 is less than 10 V even at the timing when the fluctuation of the DC voltage Vdc is large.
図11は直流電圧Vdcと、サンプリング周波数を2.5kHzとして直流電圧Vdcをサンプリングして離散化した直流電圧Vdc3とを示すグラフである。図12は上記サンプリングをした場合の偏差Er3(=Vdc−Vdc3)を示すグラフである。(離散化した)直流電圧Vdc3は、直流電圧Vdcが270Vから245Vに減少する時と245Vから270Vに上昇する脈動成分を十分に反映していない。 FIG. 11 is a graph showing a DC voltage Vdc and a DC voltage Vdc3 obtained by sampling the DC voltage Vdc with a sampling frequency of 2.5 kHz. FIG. 12 is a graph showing the deviation Er3 (= Vdc−Vdc3) when the above sampling is performed. The DC voltage Vdc3 (discretized) does not sufficiently reflect the pulsation component when the DC voltage Vdc decreases from 270V to 245V and from 245V to 270V.
図13は直流電圧Vdcと、サンプリング周波数を1kHzとして直流電圧Vdcをサンプリングして離散化した直流電圧Vdc4とを示すグラフである。図14は上記サンプリングをした場合の偏差Er4(=Vdc−Vdc4)を示すグラフである。(離散化した)直流電圧Vdc4は、直流電圧Vdcの変動が緩やかな283Vから270Vに減少する時や、270Vから283Vに上昇するタイミングですら、脈動成分を十分に反映していない。 FIG. 13 is a graph showing a DC voltage Vdc and a DC voltage Vdc4 obtained by sampling the DC voltage Vdc with a sampling frequency of 1 kHz. FIG. 14 is a graph showing the deviation Er4 (= Vdc−Vdc4) when the above sampling is performed. The DC voltage Vdc4 (discretized) does not sufficiently reflect the pulsation component even when the fluctuation of the DC voltage Vdc decreases from 283V to 270V, or when it increases from 270V to 283V.
以上のことから、直流電圧Vdcの最小電圧付近では、サンプリング周波数は10kHz程度必要であり、直流電圧Vdcの最大電圧付近では、サンプリング周波数は2.5kHz程度あれば十分であると考えられる。よって電源周波数が50Hzかつ三相交流を全波整流する場合には、周波数Fc1,Fc2として、それぞれ10kHz,2.5kHzを採用することができる。当然ながら、周波数Fc1,Fc2として適切な値は、電源周波数に比例する。 From the above, it is considered that a sampling frequency of about 10 kHz is required near the minimum voltage of the DC voltage Vdc, and a sampling frequency of about 2.5 kHz is sufficient near the maximum voltage of the DC voltage Vdc. Therefore, when the power supply frequency is 50 Hz and full-wave rectification of the three-phase alternating current is performed, 10 kHz and 2.5 kHz can be employed as the frequencies Fc1 and Fc2, respectively. Of course, appropriate values for the frequencies Fc1 and Fc2 are proportional to the power supply frequency.
また単相交流を全波整流する場合には直流電圧Vdcが電源周波数の二倍で変動する。よって、周波数Fc1,Fc2として適切な値は、電源周波数が同じであれば、三相交流を全波整流する場合と比較して1/3となる。 When full-wave rectification is performed on a single-phase alternating current, the direct-current voltage Vdc varies at twice the power supply frequency. Therefore, an appropriate value for the frequencies Fc1 and Fc2 is 1/3 compared to the case of full-wave rectification of a three-phase alternating current if the power supply frequency is the same.
図15は、直流電圧Vdcと、直流電圧Vdcの平均値から最小電圧の間でサンプリング周波数を10kHzとし、直流電圧Vdcの平均値から最大電圧の間でサンプリング周波数を2.5kHzとして、直流電圧Vdcをサンプリングして離散化した直流電圧Vdc0とを示すグラフである。 FIG. 15 shows the DC voltage Vdc and the DC voltage Vdc with a sampling frequency of 10 kHz between the average value and the minimum voltage of the DC voltage Vdc and a sampling frequency of 2.5 kHz between the average value of the DC voltage Vdc and the maximum voltage. Is a graph showing a DC voltage Vdc0 that is discretized by sampling.
図15において黒三角はサンプリング周波数が周波数Fc2から周波数Fc1に切り替わるタイミングであり、白三角はサンプリング周波数が周波数Fc1から周波数Fc2に切り替わるタイミングである。 In FIG. 15, black triangles are timings when the sampling frequency is switched from the frequency Fc2 to the frequency Fc1, and white triangles are timings when the sampling frequency is switched from the frequency Fc1 to the frequency Fc2.
直流電圧Vdcのサンプリングは、スイッチング用キャリアがトップ及び/又はボトムを採るタイミングで行われる。よって、直流電圧Vdcのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同期することが望ましい。そして上述のようにスイッチング用キャリアが切り替わる際にはその波形の最大値同士、あるいは最小値同士が一致することが望ましい。よって直流電圧Vdcのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同様に、必ずしも直流電圧Vdcがその平均値を採るタイミングでは発生しない。 The sampling of the DC voltage Vdc is performed at the timing when the switching carrier takes the top and / or the bottom. Therefore, it is desirable that the switching of the sampling frequency of the DC voltage Vdc is synchronized with the switching of the switching carrier. When the switching carrier is switched as described above, it is desirable that the maximum values or the minimum values of the waveforms match each other. Therefore, switching of the sampling frequency of the DC voltage Vdc does not necessarily occur at the timing when the DC voltage Vdc takes its average value, similarly to switching of the switching carrier.
(離散化した)直流電圧Vdc0は、直流電圧Vdcをスイッチング用キャリア(以下、「キャリアC0」とも称す)でサンプリングして得られた値であり、キャリアC0は周波数Fc1を有するキャリアC1と、周波数Fc2を有するキャリアC2とが、上記黒三角、白三角で切り替わって得られる、と把握することができる。 The DC voltage Vdc0 (discretized) is a value obtained by sampling the DC voltage Vdc with a switching carrier (hereinafter also referred to as “carrier C0”). The carrier C0 includes a carrier C1 having a frequency Fc1, a frequency It can be understood that the carrier C2 having Fc2 is obtained by switching between the black triangle and the white triangle.
図16は上記サンプリングを行った場合の偏差Er0(=Vdc−Vdc0)を示すグラフである。偏差Er0の絶対値は10V未満に収まっており、(離散化した)直流電圧Vdc0は直流電圧Vdcの変化が大きいタイミングでも、変化が小さいタイミングでも、追従性が良好なことが分かる。 FIG. 16 is a graph showing the deviation Er0 (= Vdc−Vdc0) when the above sampling is performed. The absolute value of the deviation Er0 is less than 10 V, and it can be seen that the DC voltage Vdc0 (discretized) has good follow-up characteristics regardless of whether the change in the DC voltage Vdc is large or small.
このように、直流電圧Vdcのサンプリングにも用いられるスイッチング用キャリアの周波数を切り替えてすることにより、制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存した電力変換器2のスイッチング損失を抑制することができる。
In this way, by switching the frequency of the switching carrier that is also used for sampling of the DC voltage Vdc, the switching loss of the
なお、PWM手段13はスイッチング用キャリアC1を生成し、図7及び図8を用いて説明したように、検出手段83において採用されるサンプリング周波数は10kHzを採用することが望ましい。よって電圧脈動検出手段8は、第1のキャリア周波数生成手段9から周波数Fc1を受ける代わりに、PWM手段13からスイッチング用キャリアC1を受け取ってもよい。
The PWM means 13 generates the switching carrier C1, and as described with reference to FIGS. 7 and 8, it is desirable that the sampling frequency employed in the detection means 83 is 10 kHz. Therefore, the voltage
第2の実施の形態.
PWM手段13において採用されるスイッチング用キャリアの周波数は、第1の実施の形態のように二者択一ではなく、更に三つ以上の周波数を切り替えて選択しても良い。
Second embodiment.
The frequency of the switching carrier employed in the PWM means 13 is not an alternative as in the first embodiment, but may be selected by switching three or more frequencies.
図17は、本発明の第2の実施の形態の動作を説明するグラフである。第1の実施の形態と同様にして、直流電圧Vdc及びその脈動成分Vrpは図17(a)(b)に、それぞれ示されている。 FIG. 17 is a graph for explaining the operation of the second exemplary embodiment of the present invention. As in the first embodiment, the DC voltage Vdc and its pulsating component Vrp are shown in FIGS. 17 (a) and 17 (b), respectively.
第1の実施の形態と同様にして、脈動成分Vrpが0以上(あるいは0より大)の期間T2が設定される。第1の実施の形態とは異なり、脈動成分Vrpが0未満(あるいは0以下)の期間は期間T1、T3に区分されている。即ち脈動成分Vrpが0未満(あるいは0以下)の期間のうち、脈動成分Vrpが−10未満(あるいは−10以下)の期間T1と、脈動成分Vrpが0未満(あるいは0以下)かつ−10以上(あるいは−10より大)の期間T3が設定されている。 Similarly to the first embodiment, a period T2 in which the pulsation component Vrp is 0 or more (or greater than 0) is set. Unlike the first embodiment, a period in which the pulsation component Vrp is less than 0 (or 0 or less) is divided into periods T1 and T3. That is, among the periods where the pulsation component Vrp is less than 0 (or less than 0), the period T1 where the pulsation component Vrp is less than −10 (or less than −10), and the pulsation component Vrp is less than 0 (or less than 0) and −10 or more. A period T3 (or greater than −10) is set.
期間T2よりも期間T3の方が、そして期間T3よりも期間T1の方が、いずれも直流電圧Vdcの変化は大きい。よって期間T1,T2,T3においてそれぞれスイッチング用キャリアの周波数Fc1,Fc2,Fc3が採用され、Fc1>Fc3>Fc2の関係にある。 The change in the DC voltage Vdc is larger in the period T3 than in the period T2 and in the period T1 than in the period T3. Therefore, switching carrier frequencies Fc1, Fc2, and Fc3 are employed in periods T1, T2, and T3, respectively, and Fc1> Fc3> Fc2.
このようにすれば、脈動成分Vrpが0未満(あるいは0以下)におけるキャリア周波数の平均値を第1の実施の形態で採用された周波数Fc1よりも小さくし、よって期間T1,T2,T3に亘るキャリア周波数の平均値を更に低下させることができる。 In this way, the average value of the carrier frequency when the pulsation component Vrp is less than 0 (or less than 0) is made smaller than the frequency Fc1 employed in the first embodiment, and thus covers the periods T1, T2, and T3. The average value of the carrier frequency can be further reduced.
以下、最も高い周波数Fc1を有するキャリアC1をスイッチング用キャリアの主キャリアとも称し、それよりも低い周波数Fc2,Fc3を有するキャリアC2,C3をスイッチング用キャリアの副キャリアとも称する。 Hereinafter, the carrier C1 having the highest frequency Fc1 is also referred to as a main carrier of the switching carrier, and the carriers C2 and C3 having lower frequencies Fc2 and Fc3 are also referred to as subcarriers of the switching carrier.
なお、副キャリアが一つの場合は、第1の実施の形態において主キャリアはキャリアC1が、副キャリアはキャリアC2が、それぞれ対応する。 When there is one subcarrier, in the first embodiment, the main carrier corresponds to the carrier C1, and the subcarrier corresponds to the carrier C2.
副キャリアが一つの場合には、脈動成分Vrpの閾値は一つ(第1の実施の形態の例では値“0”)で足りる。主キャリアと副キャリアと切り替えるための閾値を主閾値として把握すれば、副キャリアが複数の場合に副キャリアを切り替えるための閾値を副閾値として把握することができる。上述の例では副閾値は値“−10”を採り、副キャリアの周波数Fc2,Fc3が切り替わるための、脈動成分Vrpについての基準となる。 When there is one subcarrier, one threshold value (the value “0” in the example of the first embodiment) is sufficient for the pulsation component Vrp. If the threshold for switching between the main carrier and the subcarrier is grasped as the main threshold, the threshold for switching the subcarrier when there are a plurality of subcarriers can be grasped as the subthreshold. In the above example, the sub-threshold value is “−10”, which is a reference for the pulsation component Vrp for switching the sub-carrier frequencies Fc2 and Fc3.
図18は第2の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該構成は、第1の実施の形態で示された電力変換装置の制御部4を制御部14に置換した構成を有している。但し、PWM手段13は周波数Fc3のスイッチング用キャリアC3も、スイッチング用キャリアC1,C2と同期して生成する。
FIG. 18 is a circuit diagram illustrating the configuration of the power conversion device according to the second embodiment. The said structure has the structure which substituted the
制御部14は、制御部4に対して切替手段11を切替手段16と置換し、かつ第3のキャリア周波数生成手段15を追加した構成を有している。第3のキャリア周波数生成手段15は、周波数Fc3を出力する。ここでFc3=m×Fc1,Fc2=n×Fc3(m,n=2、3、4…)の関係がある。これは第1の実施の形態で図2や図6を用いて説明したのと同様に、スイッチング用キャリア同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させるためである。第1の実施の形態の動作と、第2の実施の形態の動作との相違は、係数mが1であるか2以上であるかの相違と把握することもできる。
The
図19は切替手段16の構成を例示するブロック図である。切替手段16は、切替手段11が有する選択部111、大小判断器112、スイッチングコントローラ113に加え、更に選択部161,大小判断器162を有している。
FIG. 19 is a block diagram illustrating the configuration of the switching
大小判断器162は、脈動成分Vrp1と閾値“−10”とを入力し、比較結果信号Eを出力する。比較結果信号Eは、脈動成分Vrp1が−10以上であれば活性化し、−10未満であれば非活性する。
The
選択部116は、第1のキャリア周波数Fc1(ここでは端子Aに入力)と第3のキャリア周波数Fc3(ここでは端子Bに入力)のいずれかを選択して、端子Cから出力する。 The selection unit 116 selects either the first carrier frequency Fc1 (here, input to the terminal A) or the third carrier frequency Fc3 (here, input to the terminal B) and outputs it from the terminal C.
選択部111の端子Aには、第1の実施の形態とは異なり、選択部116の端子Cが接続される。よって、おおまかには、比較結果信号Dが活性であれば(直流電圧Vdcの変動は緩やかであるので)端子Bを端子Cに接続して周波数Fcとして周波数Fc2を採用する。比較結果信号Dが非活性であれば端子Aを端子Cに接続する。比較結果信号Dが非活性であっても、つまり脈動成分Vrp1が零又は負であっても、選択部161の機能によって、周波数Fcとして周波数Fc1,Fc3のいずれかが周波数Fcとして採用される。
Unlike the first embodiment, the terminal A of the
第1の実施の形態において図6を用いて説明されたように、周波数Fcを切り替えるタイミングは、周波数が低い方のスイッチング用キャリアと同期することが望ましい。よって第2の実施の形態でもスイッチングコントローラ113にはスイッチング用キャリアC2が入力する。
As described with reference to FIG. 6 in the first embodiment, the timing for switching the frequency Fc is preferably synchronized with the switching carrier having the lower frequency. Therefore, the switching carrier C2 is input to the switching
第1の実施の形態では、三相交流を全波整流した場合、周波数Fc1として電源周波数の200倍(=10kHz/50Hz)を、周波数Fc2として電源周波数の50倍(=10kHz/50Hz)を、それぞれ選定した。つまりFc2=Fc1/4となる場合を例示した。第2の実施の形態でも、Fc2=Fc1/4としつつ、Fc3=Fc1/2に設定することができる。これは上述の係数m,nがいずれも値2を採ることに相当する。
In the first embodiment, when three-phase alternating current is full-wave rectified, the frequency Fc1 is 200 times the power supply frequency (= 10 kHz / 50 Hz), and the frequency Fc2 is 50 times the power supply frequency (= 10 kHz / 50 Hz). Each was selected. That is, the case where Fc2 = Fc1 / 4 is illustrated. Also in the second embodiment, Fc3 = Fc1 / 2 can be set while Fc2 = Fc1 / 4. This corresponds to the above-described coefficients m and n both taking the
勿論、第1の実施の形態で説明したのと同様に、単相交流を全波整流した場合には適切な周波数Fc1,Fc2,Fc3は、三相交流を全波整流した場合の1/3の値となるし、電源周波数に比例もする。 Of course, as described in the first embodiment, when the single-phase alternating current is full-wave rectified, the appropriate frequencies Fc1, Fc2, and Fc3 are 1/3 of the case where the three-phase alternating current is full-wave rectified. And is proportional to the power supply frequency.
そしてPWM手段13では、切替手段16から出力された周波数Fcが周波数Fc1,Fc2,Fc3のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアC1、C2,C3をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Gを生成する。またスイッチング用キャリアを用いて直流電圧Vdcをサンプリングする。 The PWM means 13 employs the carriers C1, C2 and C3 as switching carriers in accordance with which of the frequencies Fc1, Fc2 and Fc3 the frequency Fc output from the switching means 16 is, so that switching control is performed. A signal G is generated. The DC voltage Vdc is sampled using the switching carrier.
図17を用いて説明したように、スイッチング用キャリアの周波数を、直流電圧Vdcの波形の変化に応じて切り替えるので、制御の追従性を確保しつつ、当該周波数の平均値を低減することができ、スイッチング損失を抑制することができる。 As described with reference to FIG. 17, the frequency of the switching carrier is switched according to the change in the waveform of the DC voltage Vdc, so that it is possible to reduce the average value of the frequency while ensuring controllability. Switching loss can be suppressed.
変形.
PWM手段13はスイッチング用キャリアC1を生成し、図7及び図8を用いて説明したように、検出手段83において採用されるサンプリング周波数は10kHzを採用することが望ましい。よって第1の実施の形態や第2の実施の形態において、電圧脈動検出手段8は、第1のキャリア周波数生成手段9から周波数Fc1を受ける代わりに、PWM手段13からスイッチング用キャリアC1を受け取ってもよい。
Deformation.
The PWM means 13 generates the switching carrier C1, and as described with reference to FIGS. 7 and 8, it is desirable that the sampling frequency employed in the detection means 83 is 10 kHz. Therefore, in the first and second embodiments, the voltage
図20及び図21は第1の実施の形態の変形を、図22及び図23は第2の実施の形態の変形を、それぞれ示すブロック図である。 20 and 21 are block diagrams showing modifications of the first embodiment, and FIGS. 22 and 23 are block diagrams showing modifications of the second embodiment, respectively.
図20は制御部4の変形である制御部4Aの構成を、図22は制御部14の変形である制御部14Aの構成を、それぞれ示している。これらの構成は、第1のキャリア周波数生成手段9,第2のキャリア周波数生成手段10,第3のキャリア周波数生成手段15は、それぞれキャリアC1を生成する第1のキャリア生成手段9A,キャリアC2を生成する第2のキャリア生成手段10A,キャリアC3を生成する第3のキャリア生成手段15Aと置換している。これらのキャリアを生成する手段9A,10A,15Aは、キャリア同士で最大値や最小値を採るタイミングが一致するように同期して動作することが望ましい(図6参照)。
20 shows a configuration of the
この場合、PWM手段13は周波数Fcに替えてこれらのキャリアのいずれかをキャリアC0として受けるので、その内部でキャリアを生成する必要はない。よって図20及び図22ではキャリアを生成する必要がないPWM手段13Aで、制御部4,14中のPWM手段13(図3、図18参照)を置換した。
In this case, since the PWM means 13 receives any of these carriers as the carrier C0 instead of the frequency Fc, it is not necessary to generate a carrier therein. Therefore, in FIGS. 20 and 22, the PWM means 13A (see FIGS. 3 and 18) in the
この場合、図21に示されるように切替手段11には周波数Fc1,Fc2に替えてキャリアC1,C2が、図23に示されるように切替手段16には周波数Fc1,Fc2,Fc3に替えてキャリアC1,C2,C3が、それぞれ与えられる。切替手段11,16においてスイッチングコントローラ113はPWM手段13からではなく、キャリアC2を第2のキャリア生成手段10Aから入力する。また、電圧脈動検出手段8には周波数Fc1の代わりにキャリアC1が入力される。電圧脈動検出手段8はキャリアC1に基づいてサンプリングを行ってもよいし、キャリアC1から周波数Fc1を検出して、当該周波数Fc1をサンプリング周波数としてサンプリングを行ってもよい。
In this case, as shown in FIG. 21, the switching means 11 replaces the frequencies Fc1 and Fc with the carriers C1 and C2, and as shown in FIG. 23, the switching means 16 replaces the frequencies Fc1, Fc2 and Fc3 with the carriers C1 and C2. C1, C2 and C3 are given respectively. In the switching means 11 and 16, the switching
第2の実施の形態ではスイッチング用キャリアの周波数として3種類が採用される場合を示したが、更に多くの種類を採用し、当該周波数の切替を細かく行ってもよい。 In the second embodiment, the case where three types of switching carrier frequencies are employed has been described. However, more types may be employed to finely switch the frequencies.
スイッチング用キャリアの切り替わりが、それぞれの最大値同士、若しくは最小値同士が一致するタイミングで行われるには、それぞれのキャリアの一周期が保たれるためには、下記の関係があることが望ましい。 In order for switching of switching carriers to be performed at a timing at which the maximum values or the minimum values coincide with each other, it is desirable that the following relationship be satisfied in order to maintain one cycle of each carrier.
(i)図2を参照して、主キャリアC1の最大値と全ての副キャリアC2,C3,…の最大値とは等しく、主キャリアC1の最小値と全ての副キャリアC2,C3,…の最小値とは等しい。 (i) Referring to FIG. 2, the maximum value of main carrier C1 is equal to the maximum value of all subcarriers C2, C3,..., and the minimum value of main carrier C1 and all subcarriers C2, C3,. It is equal to the minimum value.
(ii)図6を参照して、全ての副キャリアの周波数Fc2,Fc3,…は、主キャリアの周波数Fc1の整数分の一(当該整数は2以上)である。 (ii) Referring to FIG. 6, the frequencies Fc2, Fc3,... of all the subcarriers are an integral fraction of the main carrier frequency Fc1 (the integer is 2 or more).
(iii-a)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いもの(第2実施の形態に即していえば、キャリアC2)が最大値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て(第2実施の形態に即していえば、キャリアC3)及び主キャリアC1が最大値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最大値近傍を採るタイミングで行われる。 (iii-a) All subcarriers having the lowest frequency (in accordance with the second embodiment, the carrier C2) take the maximum value, and all other subcarriers (second embodiment) According to the form, the carrier C3) and the main carrier C1 are synchronized with the maximum value. In this case, switching of the carrier for switching is performed at the timing when they take the vicinity of the maximum value.
図24は上記(i)(ii)(iii-a)の条件を満足するキャリアC1,C2,C3を例示するグラフである。ここで副キャリアC3の周波数Fc3は主キャリアC1の1/2であり、副キャリアC2の周波数Fc2は副キャリアC3の1/2であって、即ち主キャリアC1の1/4であある。上述の係数m,nについてみれば、m=n=2の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。 FIG. 24 is a graph illustrating carriers C1, C2, and C3 that satisfy the conditions (i), (ii), and (iii-a). Here, the frequency Fc3 of the subcarrier C3 is 1/2 of the main carrier C1, and the frequency Fc2 of the subcarrier C2 is 1/2 of the subcarrier C3, that is, 1/4 of the main carrier C1. As for the above-described coefficients m and n, the case where m = n = 2 is illustrated. Switching of the switching carrier is performed at a timing indicated by an arrow in the figure.
上記条件(iii-a)に替えて下記条件(iii-b)が満足されても良い。 The following condition (iii-b) may be satisfied instead of the above condition (iii-a).
(iii-b)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いものが最小値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て及び主キャリアC1が最小値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最小値近傍を採るタイミングで行われる。 (iii-b) At the timing when the lowest frequency among all the subcarriers takes the minimum value, all the other subcarriers and the main carrier C1 take the minimum value and synchronize. In this case, switching of the carrier for switching is performed at the timing when they take the vicinity of the minimum value.
図25は上記(i)(ii)(iii-b)の条件を満足するキャリアC1,C2,C3を例示するグラフである。ここでも図24に例示された場合と同様にして、Fc2=Fc3/2=Fc1/4(m=n=2)の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。 FIG. 25 is a graph illustrating carriers C1, C2, and C3 that satisfy the conditions (i), (ii), and (iii-b). Here, as in the case illustrated in FIG. 24, the case of Fc2 = Fc3 / 2 = Fc1 / 4 (m = n = 2) is illustrated. Switching of the switching carrier is performed at a timing indicated by an arrow in the figure.
このように副キャリアが二つある場合には、一つ副キャリアC3の周波数Fc3は、他の副キャリアC2の周波数Fc2の整数倍であることが望ましい。勿論、副キャリアが3つ以上設定される場合でも、かかる条件を満足する副キャリアが存在することが望ましい。これにより、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用する場合も、スイッチングによって電力変換器2から得られる交流電圧は、電圧指令V*に応じたものとなる。
Thus, when there are two subcarriers, it is desirable that the frequency Fc3 of one subcarrier C3 is an integral multiple of the frequency Fc2 of the other subcarrier C2. Of course, even when three or more subcarriers are set, it is desirable that subcarriers satisfy such conditions exist. Thereby, also when employ | adopting the carrier for switching by switching several subcarriers, the alternating voltage obtained from the
4,14,4A,14A 制御部
5 整流回路
13,13A PWM手段(変調信号生成部)
8 電圧脈動検出手段(電圧脈動検出部)
9 第1のキャリア周波数生成手段
9A 第1のキャリア生成手段
10 第2のキャリア周波数生成手段
10A 第2のキャリア生成手段
15 第3のキャリア周波数生成手段
15A 第3のキャリア生成手段
11,16 切替手段
4, 14, 4A,
8 Voltage pulsation detection means (Voltage pulsation detector)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 1st carrier frequency generation means 9A 1st carrier generation means 10 2nd carrier frequency generation means 10A 2nd carrier generation means 15 3rd carrier frequency generation means 15A 3rd carrier generation means 11, 16 switching means
Claims (10)
前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ(3)と、
前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器(2)と、
前記直流電圧に基づいて前記電力変換器を制御する制御部(4,14,4A,14A)
とを備え、
前記制御部は、
スイッチング用キャリア(C0)と前記他の交流電圧の指令値(V*)とに基づいて前記スイッチングを制御する信号(G)を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部(13,13A)と、
前記直流電圧の脈動成分(Vrp,Vrp1)を検出する電圧脈動検出部(8)と
を有し、
前記脈動成分が主閾値以下の場合に主キャリア(C1)を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記主キャリアの周波数(Fc1)よりも低い周波数(Fc2,Fc3)を有する少なくとも一つの副キャリア(C2,C3)を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用することを特徴とする電力変換装置。 A rectifier circuit (5) for rectifying a single-phase or multi-phase AC voltage and outputting a DC voltage (Vdc);
A capacitor (3) receiving the DC voltage at both ends;
A power converter (2) that converts the DC voltage into another AC voltage by switching;
Control unit (4, 14, 4A, 14A) for controlling the power converter based on the DC voltage
And
The controller is
A modulation signal generator (13, 13A) that generates a signal (G) for controlling the switching based on the switching carrier (C0) and the command value (V *) of the other AC voltage and supplies the signal to the power converter. )When,
A voltage pulsation detector (8) for detecting a pulsation component (Vrp, Vrp1) of the DC voltage;
The main carrier (C1) when the pulsation component is under Shu閾Ne以, at least the pulsating component having a low frequency (Fc2, Fc3) than the frequency (Fc1) of said main carrier when the larger main threshold One subcarrier (C2, C3) is employ | adopted as said switching carrier, respectively, The power converter device characterized by the above-mentioned.
前記主キャリア(C1)の前記周波数(Fc1)、前記副キャリア(C2,C3)の前記周波数(Fc2,Fc3)を生成する周波数生成手段(9,10,15)と、
前記脈動成分(Vrp,Vrp1)が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアの周波数を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)を、それぞれ前記スイッチング用キャリア(C0)の周波数(Fc0)として出力する切替手段(11,16)と
を更に有し、
前記変調信号生成部(13)は前記切替手段から出力された周波数を有するスイッチング用キャリア(C0)を採用して前記信号(G)を生成する、請求項1記載の電力変換装置。 The control unit (4, 14)
Frequency generating means (9, 10, 15) for generating the frequency (Fc1) of the main carrier (C1) and the frequency (Fc2, Fc3) of the subcarriers (C2, C3);
Wherein the frequency of the main carrier when the pulsating component (Vrp, Vrp1) is under the main threshold Ne以, the frequency (Fc2, Fc3) of the pulsation component is the sub-carrier if the larger main threshold, respectively Switching means (11, 16) for outputting as the frequency (Fc0) of the switching carrier (C0),
The power conversion device according to claim 1, wherein the modulation signal generation unit (13) employs a switching carrier (C0) having a frequency output from the switching unit to generate the signal (G).
前記主キャリア(C1)、前記副キャリア(C2,C3)を生成するキャリア生成手段(9A,10A,15A)と、
前記脈動成分(Vrp,Vrp1)が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアを、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアを、それぞれ前記スイッチング用キャリア(C0)として出力する切替手段(11,16)と
を更に有し、
前記変調信号生成部(13A)は前記切替手段から出力されたスイッチング用キャリア(C0)を採用して前記信号(G)を生成する、請求項1記載の電力変換装置。 The control unit (4A, 14A)
Carrier generating means (9A, 10A, 15A) for generating the main carrier (C1) and the subcarriers (C2, C3);
Outputting the ripple component (Vrp, Vrp1) is the main carrier in the case under the main threshold Ne以, the pulsating component is the sub-carrier if the larger main threshold, as each of the switching carrier (C0) Switching means (11, 16),
The power conversion device according to claim 1, wherein the modulation signal generation unit (13A) employs the switching carrier (C0) output from the switching unit to generate the signal (G).
前記主キャリアによって前記直流電圧(Vdc)をサンプリングして離散化した値を有する離散化直流電圧(Vdc1)を得て、
前記離散化直流電圧に対して低域通過濾波の処理を行って、前記離散化直流電圧の平均値(Vav1)を得て、
前記離散化直流電圧(Vdc1)からその前記平均値を差し引いて前記脈動成分(Vrp1)を検出する、請求項1乃至請求項3のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The voltage pulsation detector (8)
Obtaining a discretized DC voltage (Vdc1) having a value obtained by sampling the DC voltage (Vdc) by the main carrier;
The low-pass filtering process is performed on the discretized DC voltage to obtain an average value (Vav1) of the discretized DC voltage,
The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the pulsating component (Vrp1) is detected by subtracting the average value from the discretized DC voltage (Vdc1).
前記主キャリア(C1)の最大値と全ての前記副キャリア(C2,C3)の最大値とは等しく、
前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しく、
全ての前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)は前記主キャリアの前記周波数(Fc1)の整数分の一(当該整数は2以上)であり、
全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの(C2)が前記最大値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て(C3)及び前記主キャリアが前記最大値を採って同期する、請求項1乃至請求項5のいずれか一つに記載の電力変換装置。 At the timing when the switching carrier (C0) takes the vicinity of the maximum value, the main carrier and the subcarrier are switched based on the comparison result between the pulsation component and the main threshold,
The maximum value of the main carrier (C1) and the maximum value of all the subcarriers (C2, C3) are equal,
The minimum value of the main carrier and the minimum value of all the subcarriers are equal,
The frequency (Fc2, Fc3) of all the subcarriers is an integral fraction of the frequency (Fc1) of the main carrier (the integer is 2 or more),
The all of the subcarriers (C3) and the main carrier are synchronized with the maximum value at a timing when the lowest frequency (C2) of all the subcarriers takes the maximum value. The power converter according to any one of claims 1 to 5.
前記主キャリア(C1)の最大値と全ての前記副キャリア(C2,C3)の最大値とは等しく、
前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しく、
全ての前記副キャリアの前記周波数(Fc2,Fc3)は前記主キャリアの前記周波数(Fc1)の整数分の一(当該整数は2以上)であり、
全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの(C2)が前記最小値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て(C3)及び前記主キャリアが前記最小値を採って同期する、請求項1乃至請求項5のいずれか一つに記載の電力変換装置。 At the timing when the switching carrier (C0) takes near the minimum value, the main carrier and the subcarrier are switched based on the comparison result between the pulsation component and the main threshold,
The maximum value of the main carrier (C1) and the maximum value of all the subcarriers (C2, C3) are equal,
The minimum value of the main carrier and the minimum value of all the subcarriers are equal,
The frequency (Fc2, Fc3) of all the subcarriers is an integral fraction of the frequency (Fc1) of the main carrier (the integer is 2 or more),
The all the subcarriers (C3) and the main carrier are synchronized by taking the minimum value at the timing when the lowest frequency (C2) of all the subcarriers takes the minimum value. The power converter according to any one of claims 1 to 5.
前記脈動成分が主閾値より小さな副閾値以下の場合に第1の前記副キャリア(C3)を、前記脈動成分が前記主閾値以下で前記副閾値より大きい場合に第2の前記副キャリア(C2)を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用し、
前記第1の前記副キャリアの前記周波数(Fc3)は前記第2の前記副キャリアの前記周波数(Fc3)よりも高い、請求項1乃至請求項8のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The subcarriers (C2, C3) are plural,
A first of said sub-carrier (C3) when the pulsation component is small Fuku閾Ne以 under Ri by Shu閾value, the second the secondary when the pulsation component is greater than said secondary threshold value below said main threshold Each of the carriers (C2) is employed as the switching carrier,
The power converter according to any one of claims 1 to 8, wherein the frequency (Fc3) of the first subcarrier is higher than the frequency (Fc3) of the second subcarrier.
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