JP5877193B2 - 非可逆伝送線路装置 - Google Patents

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Description

本発明は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆伝送線路装置に関し、また、そのような非可逆伝送線路装置を備えたアンテナ装置に関する。
最近、右手／左手系複合伝送線路装置（composite right/left-handed transmission line：ＣＲＬＨ伝送線路装置）に関する研究が行われている。従来の右手／左手系複合伝送線路装置においては、電磁波の伝送電力の向きと位相流れの向きが同じである前進波（右手系モード）伝搬と、伝送電力と位相流れの向きが互いに反対方向を向く後退波（左手系モード）伝搬を兼ね備えているが、これら伝搬特性の切り換えは、動作帯域の違いにより実現されていた。これに対して、本願発明者のうちの１人は、特許文献１及び非特許文献１〜３などにおいて、単一の動作帯域で、順方向に右手系モードが伝搬し、それと同時に逆方向には左手系モードが伝搬可能な、非可逆伝送線路装置を提案した。
図１１７は、特許文献１に記載の、従来技術に係る非可逆伝送線路装置の構成を示す斜視図である。図１１７の非可逆伝送線路装置は、
（ａ）基板表面に対して垂直な方向の自発磁化もしくは外部磁界により生じた磁化Ｍｓを有するフェライト基板１０Ｆと、例えばガラスエポキシ樹脂などの誘電体基板１０とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体１１を有する基板と、
（ｂ）上記基板の境界部分上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａと、
（ｃ）マイクロストリップ線路１２Ａを形成する複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２をそれぞれ接続する複数のキャパシタＣと、
（ｄ）上記各ストリップ導体１２を接地導体１１にそれぞれ接続する複数の短絡スタブ導体１３と
を備えて構成される。このように、図１１７の非可逆伝送線路装置は、伝送線路の単位セルをポートＰ１，Ｐ２間で縦続接続して構成され、これらの単位セルは、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備え、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、伝搬方向と磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有し、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる。
国際出願の国際公開ＷＯ２００８／１１１４６０。
Ｔ． Ｕｅｄａ， Ｋ． Ｈｏｒｉｋａｗａ， Ｍ． Ａｋｉｙａｍａ， Ｍ． Ｔｓｕｔｓｕｍｉ， "Ｎｏｎｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ ｒｉｇｈｔ／ｌｅｆｔ ｈａｎｄｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅｓ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｌｅａｋｙ ｗａｖｅ ａｎｔｅｎｎａｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ， Ｖｏｌ． ５７， Ｎｏ． ７， ｐｐ． １９９５−２００５， Ｊｕｌｙ ２００９。 Ｔ． Ｕｅｄａ， Ｍ． Ａｋｉｙａｍａ， "Ｎｏｎｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ ｒｉｇｈｔ／ｌｅｆｔ ｈａｎｄｅｄ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ ｌｉｎｅｓ ｕｓｉｎｇ ｆｅｒｒｉｔｅ−ｒｏｄ−ｅｍｂｅｄｄｅｄ ｓｕｂｓｔｒａｔｅ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ， Ｖｏｌ． ４５， Ｎｏ． １０， ｐｐ． ４２０３−４２０６， Ｏｃｔｏｂｅｒ ２００９。 Ｋ． Ｈｏｒｉｋａｗａ， Ｔ． Ｕｅｄａ， Ｍ． Ａｋｉｙａｍａ， "Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ ｗａｖｅｓ ａｔ ａ ｔｅｒｍｉｎａｌ ｏｆ ｎｏｎｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ＣＲＬＨ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅｓ ｏｎ ｔｈｅ ｌｅａｋｙ ｗａｖｅ ｒａｄｉａｔｉｏｎ，" Ｐｒｏｃｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２００９ Ａｓｉａ−Ｐａｃｉｆｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ＴＵ３Ｃ−５， ｐｐ． １−４， Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ， Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ７−１０， ２００９。 Ａ． Ｓａｎａｄａ ｅｔ ａｌ．， "Ｎｏｖｅｌ ｚｅｒｏｔｈ−ｏｒｄｅｒ ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｉｎ ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ ｒｉｇｈｔ／ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅ ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ"， ｉｎ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ａｓｉａ−Ｐａｃｉｆｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２００３， ｐｐ．１５８８−１５９１， Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００３． 上田哲也，「非可逆右手／左手系伝送線路を用いた伝送線路型共振器」，電子情報通信学会総合大会講演論文集，エレクトロニクス，Ｃ−２−７９，２００８年３月。
非可逆伝送線路装置を実現するためには、ジャイロ回転異方性を示す材料及び構造物と、線路構造の非対称性とを組み合わせて用いる。これまで提案した非可逆伝送線路装置においては、線路構造の非対称性を実現するために、主として基板の材料の相違に依存し（マイクロストリップ線路１２Ａよりも＋Ｘ側ではフェライト基板１０Ｆを用い、−Ｘ側では誘電体基板１０を用いている。）、非可逆伝送線路装置の各構成要素に係る他のパラメータを考慮したものではなかった。従って、線路構造の非対称性を実現するための新規な原理を提供することが望ましい。
また、これまで提案した非可逆伝送線路装置においては、ジャイロ回転異方性を有す材料として、軟磁性体であるフェライトを用いることを想定し、非可逆性の大きさを制御するために、フェライトに印加する外部直流磁界の強さを変えていた。外部直流磁界の強さ及び向きを制御するためには、永久磁石を機械的に移動させるか、電磁石に流れる電流の大きさを制御する方法が取られていた。しかしながら、機械的な移動手段は、動作速度が遅く、デバイスサイズが大きくなるという問題があり、その一方、電磁石は、電流で制御されるので消費電力が大きくなるという問題があった。従って、消費電力が比較的小さい電圧制御による非可逆性の制御方法を提供することが望ましい。
本発明の目的は、以上の問題点を解決し、新規な原理により線路構造の非対称性を実現し、小さな消費電力で非可逆性を制御できる非可逆伝送線路装置を提供し、また、そのような非可逆伝送線路装置を備えたアンテナ装置を提供することにある。
本発明の第１の態様に係る非可逆伝送線路装置によれば、
順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆伝送線路装置であって、
上記非可逆伝送線路装置は、マイクロ波信号の伝送線路部分と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１及び第２のポート間で縦続接続して構成され、
上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、上記伝送線路部分の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれにおいて、上記第１の並列枝の回路は、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して一方の側に形成され、上記第２の並列枝の回路は、上記面に対して他方の側に形成され、上記伝送線路部分から見た上記第１の並列枝の回路のインピーダンスは、上記伝送線路部分から見た上記第２の並列枝の回路のインピーダンスとは異なることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、上記伝送線路部分に直列に挿入されかつ容量性素子を等価的に含む直列枝の回路をさらに備えることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、
上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
接地導体と、
上記伝送線路部分と上記接地導体との間に設けられた棒状の磁性体とを含むことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、
上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
第１及び第２の面を有する磁性体基板と、
上記磁性体基板の第１の面に設けられた接地導体とを含み、
上記伝送線路部分、及び上記第１及び第２の並列枝の回路は、上記磁性体基板の第２の面に設けられたことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記第１及び第２の並列枝の回路はそれぞれ、互いに異なる電気長を有するスタブ導体であることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記第１及び第２の並列枝の回路のそれぞれは、移相器を含むスタブ導体であり、上記移相器に印加する電圧を制御することにより上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
上記第１の並列枝の回路と上記接地導体との間に設けられた第１の誘電体基板と、
上記第１の誘電体基板の上記接地導体と対向する面に設けられた第１の電極と、
上記第２の並列枝の回路と上記接地導体との間に設けられた第２の誘電体基板と、
上記第２の誘電体基板の上記接地導体と対向する面に設けられた第２の電極とをさらに含み、
上記第１の電極と上記接地導体との間に印加する第１の電圧と、上記第２の電極と上記接地導体との間に印加する第２の電圧とを制御することにより、上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記第１及び第２の並列枝の回路は短絡スタブであることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記第１及び第２の並列枝の回路は開放スタブであることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記各単位セルの上記伝送線路部分はマイクロストリップ線路であることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、所定の動作周波数において、上記順方向では右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では左手系伝送で電力伝送されるように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、所定の動作周波数において、上記順方向では左手系伝送もしくは右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となるように電力伝送されるように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置は、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定することにより構成され、所定の移相量だけ移相するマイクロ波移相器であることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置は、上記順方向で伝搬する第１のモードの伝搬定数をβ＋とし、上記逆方向で伝搬する第２のモードの伝搬定数をβ−としたとき、β＋＝−β−≠０を満たすように構成されたマイクロ波共振器であることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた結合用伝送線路を備え、マイクロ波フィルタを構成したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた負性抵抗素子を備え、マイクロ波発振器を構成したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた給電用伝送線路を備え、マイクロ波アンテナ装置を構成したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた給電用伝送線路と、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた複数の分岐用伝送線路とを備え、マイクロ波電力分配器を構成したことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記非可逆伝送線路装置において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。
本発明の第２の態様に係るアンテナ装置によれば、
上記非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
上記非可逆伝送線路装置は、所定の動作周波数において高周波信号が上記非可逆伝送線路装置を所定の伝搬方向で伝搬するとき、上記伝搬方向と実質的に同じ方向で漏れ波の主ビームを有する放射パターンの電磁波を放射するとともに、上記伝搬方向と実質的に逆の方向又は上記伝搬方向と実質的に垂直な方向で漏れ波の主ビームを有する放射パターンの電磁波を放射し、
上記アンテナ装置はさらに、
上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートのうちの少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の動作周波数において、上記非可逆伝送線路装置を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、上記非可逆伝送線路装置の非可逆性を利用して、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記非可逆伝送線路装置から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成するように制御する制御手段を備えたことを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記制御手段は、上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートにそれぞれ上記高周波信号を入力し、上記入力する各高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記制御手段は、上記第１のポートに上記高周波信号を入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記第２のポートにおいて前進波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記制御手段は、上記第２のポートに上記高周波信号を入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記第１のポートにおいて後退波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記制御手段は、上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートにそれぞれ上記高周波信号を選択的に入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。
本発明の第３の態様に係る非可逆伝送線路装置によれば、
上記非可逆伝送線路装置はマイクロ波共振器として動作し、
上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記非可逆伝送線路装置に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と上記非可逆伝送線路装置の位相定数との関係を示す分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の位相定数を有するように回路構成され、
上記非可逆伝送線路装置は、
上記第１のポートに接続され、所定の動作周波数において上記第１のポートから見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
上記第２のポートに接続され、上記動作周波数において上記第１のポートから見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
上記第１のインピーダンスは実質的に実部を持たない所定の複素数であり、
上記第２のインピーダンスは、上記第１のインピーダンスと実質的に共役である実質的に実部を持たない複素数であることを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向では右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向では左手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項２３記載の非可逆伝送線路装置。
上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向及び上記逆方向の両方で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。
上記非可逆伝送線路装置において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。
本発明の第４の態様に係るアンテナ装置によれば、本発明の第３の態様に係る非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、マイクロ波信号を上記非可逆伝送線路装置に給電する給電回路をさらに備えたことを特徴とする。
本発明の第５の態様に係るアンテナ装置によれば、本発明の第３の態様に係る非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、上記非可逆伝送線路装置によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とする。
上記アンテナ装置において、
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記アンテナ装置は、
上記出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段と、
上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段とをさらに備え、
上記第１及び第２のインピーダンスが変化することにより、上記アンテナ装置の偏波面が変化することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記第１及び第２のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記第１及び第２のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする。
上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする。
上記アンテナ装置において、
上記第１及び第２の並列枝の回路はそれぞれ移相器を含み、上記移相器に印加する電圧を制御することにより上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させ、
上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスが変化することにより、上記アンテナ装置の放射方向が変化することを特徴とする。
本発明の非可逆伝送線路装置によれば、新規な原理により線路構造の非対称性を実現し、小さな消費電力で非可逆性を制御することができる。また、本発明によれば、そのような非可逆伝送線路装置を備えたアンテナ装置を提供することができる。
また、本発明によれば、非可逆伝送線路装置の移相器に印加する印加電圧を変化させることにより、非可逆伝送線路装置の非可逆性を変化させることができ、これにより、放射角を変化させて走査することができるアンテナ装置を提供することができる。
また、本発明によれば、直列共振状態及び並列共振状態に加えて、両者が混在する状態を実現できる新規な零次の進行波共振器として動作する伝送線路型共振器を提供できる。
本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における第１の例の伝送線路の単位セル６０Ａの等価回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における第２の例の伝送線路の単位セル６０Ｂの等価回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における第３の例の伝送線路の単位セル６０Ｃの等価回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における第４の例の伝送線路の単位セル６０Ｄの等価回路図である。 従来技術に係る可逆伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 従来技術に係る可逆伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。 図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。 図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。 図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａの構成を示す斜視図である。 図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける伝送線路の単位セル６０Ａの詳細構成を示す斜視図である。 図１４のＡ−Ａ’線における断面図である。 比較例の伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける平衡状態の場合の分散曲線を示すもう１つのグラフである。 本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａａの構成を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｂの構成を示す斜視図である。 図２０の非可逆伝送線路装置７０Ａｂにおける伝送線路の単位セル６０Ａｂの詳細構成を示す斜視図である。 図２１のＡ１−Ａ１’線における断面図である。 本発明の第１の実施形態の第３の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｃの詳細構成を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態の第４の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｄの詳細構成を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態の第５の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｅの構成を示す斜視図である。 図２５の非可逆伝送線路装置７０Ａｅにおける伝送線路の単位セル６０Ａｅの詳細構成を示す斜視図である。 図２６のＡ２−Ａ２’線における断面図である。 本発明の第１の実施形態の第６の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｆの構成を示す斜視図である。 図２８の非可逆伝送線路装置７０Ａｆにおける伝送線路の単位セル６０Ａｆの詳細構成を示す斜視図である。 図２９のＡ３−Ａ３’線における断面図である。 本発明の第１の実施形態の第７の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｇの詳細構成を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態の第８の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｈの詳細構成を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態の第９の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｉの分解構成を示す斜視図である。 図３３の非可逆伝送線路装置７０Ａｉの断面図である。 本発明の第２の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 図３５の伝送線路型共振器の第１の動作状態を示すブロック図である。 図３５の伝送線路型共振器の第２の動作状態を示すブロック図である。 図３５の伝送線路型共振器の第３の動作状態を示すブロック図である。 図３５の伝送線路型共振器の第４の動作状態を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタ９０の構成を示す斜視図である。 本発明の第３の実施形態の第１の変形例に係る帯域阻止フィルタ９０の構成を示す斜視図である。 図４１の帯域阻止フィルタ９０の断面図である。 本発明の第３の実施形態の第２の変形例に係る帯域通過フィルタの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る等電力分配器の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態に係る直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態の第１の変形例に係る直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態の第２の変形例に係る並列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 図５１〜図５４のアンテナ装置のポートＰ１に高周波信号を入力したときの右手系伝送線路における前進波の位相の流れと電力の流れを示す模式図である。 図５１〜図５４のアンテナ装置のポートＰ２に高周波信号を入力したときの左手系伝送線路における後退波の位相の流れと電力の流れを示す模式図である。 本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態の第１の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態の第２の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態の第３の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第１の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第２の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第３の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態の第１の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の第２の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の第４の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の第６の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。 基本的な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた従来技術に係る伝送線路型共振器の等価回路モデルを示す回路図である。 図７１の単位セルＵＣｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型共振器の等価回路モデルを示す回路図である。 対称Ｔ型構造を有する図７１の単位セルＵＣｎの一例を示す回路図である。 対称π構造を有する図７１の単位セルＵＣｎの一例を示す回路図である。 本発明の第９の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 図７５の非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ１のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１を示すブロック図である。 図７５の非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１を示すブロック図である。 図７５の反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。 本発明の第９の実施形態の第１の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す上面図である。 図７９のＡ１１−Ａ１１’線における断面図である。 図７９のＡ１２−Ａ１２’線における断面図である。 図７９の伝送線路型共振器を示す斜視図である。 本発明の第９の実施形態の第２の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す上面図である。 本発明の第９の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第９の実施形態の第４の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第９の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 図８６のアンテナ装置の構成を示す上面図である。 本発明の第９の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す上面図である。 本発明の第１０の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける伝送線路の単位セル６０Ｅの詳細構成を示す斜視図である。 図９０のＡ６−Ａ６’線における断面図である。 本発明の第１の実施形態の第１０の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｌの構成を示す斜視図である。 図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌにおける伝送線路の単位セル６０Ａｌの詳細構成を示す斜視図である。 図９３のＡ７−Ａ７’線における断面図である。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅ（キャパシタなし）及び図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌ（キャパシタあり）における分散曲線を示すグラフである。 図８９の非可逆伝送線路装置７０ＥにおけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける分散曲線を示すグラフである。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける分散曲線について、シミュレーション及び測定により得た正規化位相定数の平均値を示すグラフである。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さに対するインダクタンスのシミュレーション結果を示すグラフである。 図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さに対するインダクタンスの測定結果を示すグラフである。 図９１の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるフェライト角棒１５の境界条件を説明するための図である。 図１０１の非可逆伝送線路装置に係る定式化されたモデルにより得た分散曲線、及び位相定数の平均値を示すグラフである。 図１０１の非可逆伝送線路装置におけるインピーダンスＺＢに対する周波数の特性を示すグラフである。 本発明の第１０の実施形態の第１の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図である。 図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける伝送線路の単位セル６０Ｆの詳細構成を示す斜視図である。 図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける伝送線路の単位セル６０Ｆの等価回路を示す図である。 図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける分散曲線を示すグラフである。 図１０４の非可逆伝送線路装置７０ＦにおけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。 本発明の第１０の実施形態の第２の変形例に係る非可逆伝送線路装置の構成を示す断面図である。 図１０９の非可逆伝送線路装置における減衰定数を示すグラフである。 図１０９の非可逆伝送線路装置における位相定数を示すグラフである。 図１０９の非可逆伝送線路装置におけるブロッホインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 図１０９の非可逆伝送線路装置におけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。 本発明の第１１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｍの構成を示す斜視図である。 図１１４の非可逆伝送線路装置７０Ａｍにおける伝送線路の単位セル６０Ａｍの詳細構成を示す斜視図である。 図１１５のＡ８−Ａ８’線における断面図である。 従来技術に係る非可逆伝送線路装置の構成を示す斜視図である。
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
まず、本発明に係る非可逆伝送線路装置の基本構成及び動作原理について、図１〜図１２を参照して説明する。本明細書中で用いた数式については、各式の後に示した丸括弧でくくられた番号を参照する。
本発明の実施形態に係る、非可逆伝送線路装置は、伝送線路の単位セルを縦続接続して構成される。図１〜図４は、本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における例示的な伝送線路の単位セル６０Ａ〜６０Ｄの等価回路図である。ここで、各単位セルは、順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非可逆位相推移特性を有する伝送線路部分を含み、直列枝の回路に容量性素子、並列枝の回路に誘導性素子が等価的に挿入された構成を有する（図１〜図４を参照。）。このような本願発明に係る非可逆伝送線路装置の構成を適用可能な回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路を含み、これらだけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間などの全てを含む。非可逆伝送線路装置による伝送する電磁波は、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波，準ミリ波、テラヘルツ波を含み、本明細書では、これらを総称して「マイクロ波」という。
非可逆位相推移特性を有する伝送線路装置は、上述した伝送線路のうち、特にジャイロ異方性を有する材料を部分的もしくは全体的に含み、かつ電磁波の伝搬方向に対して異なる磁化方向（より好ましくは、伝搬方向に対して直交する方向）で磁化されて、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称性を有する構造の伝送線路を用いて構成される。非可逆位相推移特性を有する伝送線路としては、上述した伝送線路以外に、同等の非可逆位相推移機能を有する、波長に比べて充分小さな集中定数素子も使用可能である。ジャイロ異方性を有する材料としては、自発磁化もしくは外部より印加した直流もしくは低周波の磁界により誘起された磁化あるいは自由電荷の周回運動により、材料の特性を表す誘電率テンソルもしくは透磁率テンソルあるいはその両方が、ジャイロ異方性を持つ状態として表される場合全てを含む。ジャイロ異方性を有する材料の具体例としては、マイクロ波、ミリ波などで用いられるフェライトなどのフェリ磁性体、強磁性体材料、固体プラズマ（半導体材料など）及び液体、気体プラズマ媒質、さらに微細加工などにより構成された磁性人工媒質などが挙げられる。
直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示すためには、直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として等価的に記述される必要があり、負の実効透磁率を示す素子の具体例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。さらに、直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。
並列枝の回路に挿入される誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波などで用いられる短絡スタブ導体などの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。負の実効誘電率を示すためには、並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として等価的に記述される必要があり、負の実効誘電率を示す素子の具体例としては、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。また、並列枝の回路に挿入される誘導性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。
非可逆位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効透磁率は、直列枝の回路に容量性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と直列容量素子部分の両方を含む。
非可逆位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効誘電率は、並列枝の回路に誘導性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と並列誘導素子部分の両方を含む。
図１及び図２は、単位セル６０Ａ，６０Ｂが非対称Ｔ型構造及び非対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。また、図３及び図４は、より単純な場合として、単位セル６０Ｃ，６０Ｄが対称Ｔ型構造及び対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。以下では原則として、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長（つまり周期長さｄ＝ｄ１＋ｄ２）が波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路装置における伝送線路の単位セルの取り扱いと同様に、Ｔ型構造、π型構造あるいはＬ型構造の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる。実際、Ｌ型構造は、パラメータ操作により図１又は図２の場合に含められる。なお、波長に対する単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長がここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。
図１〜図４に示す線路構造は単純で、所定の線路長（図１及び図２では線路長ｄ１，ｄ２であり、図３及び図４では線路長ｄ／２である。）をそれぞれ有する２本の伝送線路部分６１，６２を含む伝送線路の直列枝の回路に容量性素子又は容量性を示す回路網が挿入され、並列枝の回路には誘導性素子又は誘導性回路網が挿入されている。これらの素子をまとめて単純に実効的な大きさ（線路長）を示すために、図１においては、キャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬをそれぞれ挿入するように図示する。同様に、図２においては、キャパシタＣ及びインダクタＬ１，Ｌ２をそれぞれ挿入するように図示する。伝送線路部分６１，６２はそれぞれ、その順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非可逆位相推移特性を有するように構成されるが、本明細書では、伝搬定数を考察する際に、伝搬定数の虚部、すなわち位相定数を用いる。伝送線路部分６１の非可逆性を表すパラメータとして、順方向（ポートＰ１１からポートＰ１２に向う方向をいう。）の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβｐ１及びＺｐ１と表し、逆方向（ポートＰ１２からポートＰ１１に向う方向をいう。）のそれらをそれぞれ、βｍ１及びＺｍ１と表す。同様に、伝送線路部分６２の非可逆性を表すパラメータとして、順方向の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβｐ２及びＺｐ２と表し、逆方向のそれらをそれぞれ、βｍ２及びＺｍ２と表す。図１及び図２の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が非対称であるが、図３及び図４の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が対称であり、ｄ１＝ｄ２＝ｄ／２，βｐ１＝βｐ２＝βｐ，βｍ１＝βｍ２＝βｍ，Ｚｐ１＝Ｚｐ２＝Ｚｐ，Ｚｍ１＝Ｚｍ２＝Ｚｍを満たし、さらに、Ｔ型構造の場合はＣ１＝Ｃ２＝２Ｃであり、π型構造の場合はＬ１＝Ｌ２＝２Ｌである。具体例として、図３及び図４の伝送線路において、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの両端に周期的境界条件を課すと、次式を得る。
Figure 0005877193
 （１）
ここで、Δβ及び
Figure 0005877193
 は次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
ω及びβはそれぞれ、動作角周波数と、周期構造に沿って伝搬する電磁波の位相定数とを表す。式（１）は動作角周波数ωと位相定数βの関係を表していることから、分散関係式（ω−βダイアグラム）となる。
式（１）において、可逆性（βｐ＝βｍかつＺｐ＝Ｚｍ）を仮定すると、従来技術に係る可逆伝送線路装置と同じになり、式（１）は次式に簡単化される。
Figure 0005877193
 （２）
但し、式（２）中のアドミタンスＹ及びインピーダンスＺはそれぞれ、Ｙ＝１／ｊωＬ、Ｚ＝１／ｊωＣと仮定している。
図５は、従来技術に係る可逆伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図６は、従来技術に係る可逆伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。図５及び図６のグラフは、正規化位相定数β・ｄ／πに対する角周波数ωの特性を示す。式（２）で表されるような従来技術に係る可逆伝送線路装置の場合、典型的な分散曲線は図５のように表され、一般に右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性を示す帯域の間に禁止帯が現れる。左手系伝送帯域の上限及び右手伝送帯域の下限の周波数は、位相定数β＝０の条件を式（２）に課すことにより、角周波数ω２に関する２次方程式の解として得られる。結果として次の２つの解を得る。
Figure 0005877193
 （３）
Figure 0005877193
 （４）
ここで、εｐ及びμｐは、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表す。従って、禁止帯がゼロとなるように、カットオフ周波数がω１＝ω２を満たすためには、式（２）が位相定数β＝０の条件に対して重解を持てばよく、結果として次式を得る。
Figure 0005877193
 （５）
式（５）の結果は、直列枝の回路に挿入される容量性素子であるキャパシタＣと、並列枝の回路に挿入される誘導性素子であるインダクタＬとがなすインピーダンス√（Ｌ／Ｃ）が、挿入先の伝送線路部分６１，６２の特性インピーダンスＺｐと同じであれば、ギャップが生じないというものであり、一種のインピーダンス整合条件となっている。その場合の分散曲線を図６に示す。
式（１）により与えられる非可逆伝送線路装置の場合の分散曲線について説明する。可逆伝送線路装置の場合、式（２）によれば、分散曲線は位相定数β＝０の直線（ω軸）に対して対称であるが、非可逆伝送線路装置の場合、分散曲線の対称軸がβ＝０の直線よりもβに関して
Figure 0005877193
 （６）
だけ正の方向にシフトしていることが、式（１）の左辺から容易にわかる。従って、図５に対応して、図７を得る。
図７は、第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図８は、第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。
このように、非可逆伝送線路装置が、可逆伝送線路装置と大きく異なるのは、分散曲線の対称軸がω軸から右側又は左側にシフトすることであり、これは、順方向と逆方向の位相定数がβｐ≠βｍ（従って、順方向と逆方向の伝搬定数が互いに異なる）、つまり非可逆位相推移の効果による。結果として、次の５種類の伝送帯域（Ａ）〜（Ｅ）に分類することができる。
（Ａ）順方向及び逆方向伝搬共に左手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。
（Ｂ）順方向が左手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｃ）順方向が右手系伝送、逆方向が左手系伝送。
（Ｄ）順方向が右手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｅ）順方向及び逆方向伝搬共に右手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。
但し、一般に、伝送帯域（Ｃ）では、図７からわかるように中央に阻止帯域（禁止バンド）が現れる。また、特に、図７及び図８においてＲＨ／ＬＨで示している伝送帯域を利用する際には、各ポートに双方向（順方向及び逆方向）でマイクロ波信号を入力しても、位相の流れが所定の同一方向を向く（左手系伝送及び右手系伝送）という特長を有する。
比較のため、従来技術の可逆伝送線路装置の場合を考えると、電力伝送の方向が正及び負となる２つの同一モードは、式（５）の整合条件が成立している場合に、つまり、図６に示すように、位相定数β＝０の点で２つのモードが結合することなく交差することになる。同様に、式（１）により与えられる分散曲線の対称軸線上β＝Δβ／２において、式（１）は角周波数ω２に関する２次方程式となり、バンドギャップを生じさせないために重解の条件を課すと、次式を得る。
Figure 0005877193
 もしくは
Figure 0005877193
 （７）
但し、εｐ及びμｐは、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの非可逆伝送線路部分６１，６２における順方向の実効誘電率及び透磁率を表し、εｍ及びμｍは逆方向の場合のそれらを表す。式（７）より、２つのモードが交差する付近でギャップを生じさせないための条件は、可逆伝送線路装置の式（５）の場合と類似して、インピーダンス整合条件となっている。しかも、順方向もしくは逆方向のどちらかで整合が取れるように、インダクタＬ及びキャパシタＣを挿入すればよく、インピーダンス整合条件が、可逆伝送線路装置の場合に比べて、より緩やかであることが特長として挙げられる。
図１及び図２に示されているような、２つの伝送線路部分６１，６２が非対称である、より一般的な場合について、若干説明する。このような非対称の場合であっても、基本的には図７及び図８と同様の分散曲線に従って動作する。分散曲線の対称軸の位置は、図７及び図８の横軸の正規化位相定数β・ｄ／π上で次式の位置に修正される。
Figure 0005877193
また、２つの非可逆伝送線路部分６１，６２が同一の伝搬特性を有している場合、バンドギャップを生じない整合条件は式（７）と同じになる。但し、図１の場合は
Figure 0005877193
 であり、図２の場合、
Figure 0005877193
 である。
本発明の実施形態に係る非可逆伝送線路装置の全体は、図９〜図１２に示すように、図１〜図４の単位セル６０Ａ〜６０Ｄを少なくとも１つ以上含みかつ縦続接続されて構成される。図９は、図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。図９において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ａが縦続接続されることにより、非可逆伝送線路装置７０Ａを構成している。図１０は、図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｂが縦続接続されることにより、非可逆伝送線路装置７０Ｂを構成している。図１１は、図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。図１１において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｃが縦続接続されることにより、非可逆伝送線路装置７０Ｃを構成している。図１２は、図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。図１２において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｄが縦続接続されることにより、非可逆伝送線路装置７０Ｄを構成している。なお、複数個の単位セル６０Ａ〜６０Ｄが縦続接続される場合においても、必ずしも単位セル６０Ａ〜６０Ｄのうちの単一タイプのものを用いて構成される必要はなく、異なるタイプの単位セルを組み合わせて縦続接続してもよい。
以下、本発明の新規な特徴を備えた、非可逆伝送線路装置について説明する。
図１３は、本発明の第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａの構成を示す斜視図である。図１４は、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける伝送線路の単位セル６０Ａの詳細構成を示す斜視図である。図１５は、図１４のＡ−Ａ’線における断面図である。説明のために、図面中に示すＸＹＺ座標を参照する。図１３を参照すると、非可逆伝送線路装置７０Ａは、ＸＹ面に平行に設けられた接地導体１１と、接地導体１１上においてＸ軸に沿って延在するフェライト角棒１５と、接地導体１１上においてフェライト角棒１５の＋Ｙ側及び−Ｙ側の両方に設けられた誘電体基板１０とを備える。非可逆伝送線路装置７０Ａのフェライト角棒１５は、電磁波の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有する。磁化方向は、好ましくは電磁波の伝搬方向（Ｘ軸に沿った方向）と直交する方向（＋Ｚ方向）である。自発磁化を有するフェライト角棒１５に代えて、後述するように、自発磁化を持たないフェライト角棒を用い、外部の磁界発生器によって磁界が印加されてもよい。非可逆伝送線路装置７０Ａは、図９と同様に、伝送線路の単位セル６０Ａを縦続接続して構成される。ポートＰ１，Ｐ２のいずれかから、マイクロ波信号が供給される。
図１４及び図１５を参照して、図１３の単位セル６０Ａのうちの１つについて説明する。フェライト角棒１５上において、Ｘ軸に沿って延在するストリップ導体１２が形成される。ストリップ導体１２の−Ｘ側の端部にキャパシタＣ１が接続され、キャパシタＣ１はさらに、図１４に示した単位セル６０Ａの−Ｘ側に隣接した単位セル６０Ａに接続される。同様に、ストリップ導体１２の＋Ｘ側の端部にキャパシタＣ２が接続され、キャパシタＣ２はさらに、図１４に示した単位セル６０Ａの＋Ｘ側に隣接した単位セル６０Ａに接続される。図１４のキャパシタＣ１，Ｃ２は、図１のキャパシタＣ１，Ｃ２に対応する。各単位セル６０Ａのストリップ導体１２及びキャパシタＣ１，Ｃ２は、接地導体１１及びフェライト角棒１５とともに、Ｘ軸に沿ってポートＰ１，Ｐ２間にわたって延在するマイクロストリップ線路１２Ａを形成する。図１４のキャパシタＣ１，Ｃ２は、マイクロストリップ線路１２Ａに直列に挿入されている。
単位セル６０Ａはさらに、ストリップ導体１２の＋Ｙ側に延在するスタブ導体１３Ａと、ストリップ導体１２の−Ｙ側に延在するスタブ導体１３Ｂとを備える。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、マイクロストリップ線路１２Ａからそれぞれ分岐し、図１のインダクタＬ（並列枝の回路）に対応する２つの並列枝の回路として設けられる。詳しくは、スタブ導体１３Ａは誘電体基板１０上をＹ軸に沿って＋Ｙ方向に延在し、その一端はストリップ導体１２に接続され、その他端は誘電体基板１０の＋Ｙ側の端部において接地導体１１に短絡される（短絡スタブ）。同様に、スタブ導体１３Ｂは誘電体基板１０上をＹ軸に沿って−Ｙ方向に延在し、その一端はストリップ導体１２に接続され、その他端は誘電体基板１０の−Ｙ側の端部において接地導体１１に短絡される。このように、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、マイクロストリップ線路１２Ａの伝搬方向（例えば＋Ｘ方向又は−Ｘ方向：図１４ではストリップ導体１２上の矢印により示す）と磁化方向（例えば＋Ｚ方向：図１４ではフェライト角棒１５の飽和磁化ＭＳ及び内部磁界Ｈ０の矢印により示す）とにより形成される面（ＸＺ面）に対して、互いに異なる側に形成される。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、誘導性素子としてそれぞれ機能する。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、マイクロストリップ線路１２Ａから見たスタブ導体１３Ａのインピーダンスが、マイクロストリップ線路１２Ａから見たスタブ導体１３Ｂのインピーダンスとは異なるように構成される。スタブ導体１３Ａは長さｄ１２＋ｄ１７を有し、スタブ導体１３Ｂは長さｄ１３＋ｄ１７を有し、従って、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは互いに異なる電気長を有し、これにより、互いに異なるインピーダンスを有する。各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスは、好ましくは実質的に実部を持たない所定の複素数であり、さらに好ましくは純虚数である。なお、図１４では、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが同じ幅ｄ１４を有しているように図示しているが、これらの幅が互いに異なっていてもよい。
このように、マイクロストリップ線路１２Ａには、単位セル６０Ａの線路長ｄ＝ｄ１５＋ｄ１４＋ｄ１６を周期としてキャパシタが周期的に挿入され、また、線路長ｄを周期としてスタブ導体が周期的に設けられる。
この構成によれば、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンス（すなわち電気長）を互いに相違させたとき、非可逆伝送線路装置７０Ａの構造が、マイクロストリップ線路１２Ａの伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（ＸＺ面）に対して、非対称になる。順方向（ポートＰ１からＰ２への向き）の伝搬定数と逆方向（ポートＰ２からＰ１への向き）の伝搬定数とが互いに相違し、この結果、順方向に右手系モードが伝搬し、逆方向に左手系モードが伝搬する状態を実現することができる。この構成によれば、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２＋ｄ１７、ｄ１３＋ｄ１７を調節することにより、非可逆性の大きさを変化させることができる。
なお、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａは、５個の単位セル６０Ａを含むように図示しているが、この個数に限定するものではない。さらに、キャパシタＣ１，Ｃ２は、伝搬する電磁波の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、隣接するストリップ導体１２間の浮遊容量のみで構成してもよく、もしくは、この浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタＣとしてもよい。また、分布定数素子であるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂに代えて、互いに異なる所定のインピーダンスを有する集中定数素子をストリップ導体１２の＋Ｙ側と−Ｙ側にそれぞれ設けてもよい。
次に、図１６〜図１８のシミュレーション結果を参照して、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａの効果について説明する。ここでは、図１４及び図１５中の寸法について、ｄ１１＝０．８ｍｍ、ｄ１４＝ｄ１５＝ｄ１６＝１ｍｍ、ｄ１７＝０．７９４ｍｍを用いた。また、Ｃ１＝Ｃ２＝０．５ｐＦを用いた。
図１６は、比較例の伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図１７は、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。図１６の伝送線路装置では、図１４のスタブ導体１３Ａを除去し、スタブ導体１３Ｂのみを誘導性素子として設けた。図１６において、点線は、印加磁界が０であり、フェライト角棒１５を誘電体棒と見なすことができる場合（可逆な場合）を示し、実線は、図１３の＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Ｍｓ＝１７５ｍＴ及び＋Ｚ方向の内部磁界μ０Ｈ０＝５０ｍＴを有する場合（非可逆な場合）を示す。また、図１７においては、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａについて＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Ｍｓ＝１７５ｍＴ及び＋Ｚ方向の内部磁界μ０Ｈ０＝５０ｍＴの条件のもとでシミュレーションを行い、点線は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さが互いに等しい場合（ｄ１２＝ｄ１３＝４．５ｍｍ）を示し、実線は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さが互いに異なる場合（ｄ１２＝７．５ｍｍ、ｄ１３＝２．６ｍｍ）を示す。これらの場合のそれぞれについて、ポートＰ１からポートＰ２への順方向の透過係数Ｓ２１と、ポートＰ２からポートＰ１への逆方向の透過係数Ｓ１２とを示す。図１６の場合、印加磁界が０である場合、順方向伝搬と逆方向伝搬との間において可逆な伝搬特性を示すのに対して、＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Ｍｓ＝１７５ｍＴ及び＋Ｚ方向の内部磁界μ０Ｈ０＝５０ｍＴを有する場合、分散曲線の縦軸に平行な対称軸が右側に移動し、非可逆な伝搬特性を示していることがわかる。図１７においては、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２＋ｄ１７、ｄ１３＋ｄ１７が互いに等しい場合、非可逆伝送線路装置７０Ａの構造がマイクロストリップ線路１２Ａの伝搬方向と磁化方向とにより形成される面に対して対称性を有することから可逆な伝搬特性を示しているのに対して、両者の長さが互いに異なる場合、非可逆性を示していることがわかる。このように、飽和磁化及び印加磁界を変えることなく、線路構造の非対称性を変えることにより、非可逆性の大きさを同程度に変更可能であることを数値計算により確認した。
図１８は、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける平衡状態の場合の分散曲線を示すもう１つのグラフである。図１８においては、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａについて＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Ｍｓ＝１７５ｍＴ及び＋Ｚ方向の内部磁界μ０Ｈ０＝５０ｍＴの条件のもとでシミュレーションを行い、点線は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さが互いに等しい場合（ｄ１２＝ｄ１３＝４．５ｍｍ）を示し、鎖線は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さが異なる場合（ｄ１２＝６．０ｍｍ、ｄ１３＝３．５ｍｍ）を示し、実線は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さがさらに異なる場合（ｄ１２＝７．０ｍｍ、ｄ１３＝３．０ｍｍ）を示す。図１８を参照すると、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２＋ｄ１７、ｄ１３＋ｄ１７の相違が大きくなるほど、非可逆伝送線路装置７０Ａの構造の非対称性が大きくなり、これに応じて非可逆性も大きくなることがわかる。
非可逆性の大きさを変化させるために、本実施形態のように「非可逆伝送線路装置７０Ａの構造の非対称性を変える」ことは、従来技術（例えば特許文献１の発明）の「印加磁界を変える」ことに比べて、以下の優位点を持つ。従来技術では、図１６に示すように、順方向伝搬モード及び逆方向伝搬モードを表す２本の分散曲線の交点は印加磁界を変えることで移動するが、印加磁界を変えると、交点に対応する動作周波数が大きく変化してしまうという問題があった。一方で、本実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａによれば、図１７及び図１８に示すように、２本の分散曲線の交点は非可逆伝送線路装置７０Ａの構造の非対称性を変えることにより移動するが、その交点に対応する動作周波数はほとんど移動していない。従って、本実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａでは、従来技術における非可逆性の大きさを変える際に動作周波数も変化してしまう問題は解決されている。
ジャイロ異方性を有する材料内の磁化の大きさと向きを変化させることにより、非可逆位相特性を表すΔβがほぼゼロとなる場合、従来技術である可逆な右手／左手系複合伝送線路と同一の特性を示す。このように、本発明の実施形態に係る右手／左手系複合型の非可逆伝送線路装置は、従来技術である可逆な右手／左手系複合伝送線路の諸特性を包含する、より一般的な伝送線路の動作を提供する。
図１９は、本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａａの構成を示す斜視図である。図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａにおける自発磁化を有するフェライト角棒１５に代えて、自発磁化を持たないフェライト角棒１５Ａを用いてもよい。この場合、電磁波の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化するために、＋Ｚ方向の磁界を発生する磁界発生器３０を用いる。
図２０は、本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｂの構成を示す斜視図である。図２１は、図２０の非可逆伝送線路装置７０Ａｂにおける伝送線路の単位セル６０Ａｂの詳細構成を示す斜視図である。図２２は、図２１のＡ１−Ａ１’線における断面図である。図１３〜図１５の構成では、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの端部が接地導体１１に短絡されていたのに対して、本変形例の構成では、短絡されずに開放端になっている（開放スタブ）。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが開放端を有していても、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２、ｄ１３を調節することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａｂの非可逆性の大きさを変化させることができる。
図２３は、本発明の第１の実施形態の第３の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｃの詳細構成を示す斜視図である。本変形例の非可逆伝送線路装置は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに相違させるために、その長さｄ１２＋ｄ１７、ｄ１３＋ｄ１７を相違させることに代えて、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのそれぞれに移相器２１Ａ，２１Ｂを設け、その移相量を変化させる。コントローラ２０が移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を変化させ、これによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定することができる。他の単位セル６０Ａｃの短絡スタブ導体も同様に移相器を備えて構成され、それらの移相量はコントローラ２０により制御される。本変形例の非可逆伝送線路装置によれば、要求される非可逆性の大きさに応じて、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定し、このインピーダンスの相違によって、線路構造の非対称性を実現することができる。本変形例の非可逆伝送線路装置では、線路構造の非対称性自体を制御している。この構成によれば、ジャイロ回転異方性の性質を制御するために機械的な移動手段又は電磁石を用いて磁界の強さを制御する場合に比べて、移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御するだけですむので、動作速度の高速化、デバイスサイズの削減、消費電力の削減などの効果を有する。なお、図２３では、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２＋ｄ１７、ｄ１２＋ｄ１７を互いに同じであるように図示しているが、異なっていてもよい。
図２４は、本発明の第１の実施形態の第４の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｄの詳細構成を示す斜視図である。図２３の構成では、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの端部が接地導体１１に短絡されていたのに対して、本変形例の構成では、短絡されずに開放端になっている。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが開放端を有していても、コントローラ２０が移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を変化させ、これによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定することができる。
図２５は、本発明の第１の実施形態の第５の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｅの構成を示す斜視図であり、図２６は、図２５の非可逆伝送線路装置７０Ａｅにおける伝送線路の単位セル６０Ａｅの詳細構成を示す斜視図であり、図２７は、図２６のＡ２−Ａ２’線における断面図である。本変形例の非可逆伝送線路装置７０Ａｅは、図１３のフェライト角棒１５及び誘電体基板１０に代えて、短絡スタブ導体の下まで広がった単一のフェライト基板１６を備えている。
図２８は、本発明の第１の実施形態の第６の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｆの構成を示す斜視図である。図２９は、図２８の非可逆伝送線路装置７０Ａｆにおける伝送線路の単位セル６０Ａｆの詳細構成を示す斜視図である。図３０は、図２９のＡ３−Ａ３’線における断面図である。図２５〜図２７の構成では、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの端部が接地導体１１に短絡されていたのに対して、本変形例の構成では、短絡されずに開放端になっている。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが開放端を有していても、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さを調節することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａｆの非可逆性の大きさを変化させることができる。
図３１は、本発明の第１の実施形態の第７の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｇの詳細構成を示す斜視図である。本変形例の非可逆伝送線路装置では、図２５の非可逆伝送線路装置において、図２３の非可逆伝送線路装置と同様にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのそれぞれに移相器２１Ａ，２１Ｂを設け、その移相量を変化させる。従来技術のようにジャイロ回転異方性の性質を制御するために機械的な移動手段又は電磁石を用いて磁界の強さを制御する場合、磁界の強さに応じてフェライトの実効透磁率が変化するので、フェライト基板１６上にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを形成していると、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの入力インピーダンスが磁界によって大きく変化してしまうという問題があった。一方、本変形例の非可逆伝送線路装置は、移相器２１Ａ，２１Ｂの印加電圧を制御する構造であるので、印加磁界を変化させる必要がない。このため、図３１のように、フェライト基板１６上にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを形成することができ、非可逆伝送線路装置の構造を簡単化することができる。
図３２は、本発明の第１の実施形態の第８の変形例に係る非可逆伝送線路装置における伝送線路の単位セル６０Ａｈの詳細構成を示す斜視図である。図３１の構成では、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの端部が接地導体１１に短絡されていたのに対して、本変形例の構成では、短絡されずに開放端になっている。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが開放端を有していても、コントローラ２０が移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を変化させ、これによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定することができる。
図３３は、本発明の第１の実施形態の第９の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｉの分解構成を示す斜視図であり、図３４は、図３３の非可逆伝送線路装置７０Ａｉの断面図である。本発明の実施形態の非可逆伝送線路装置は、マイクロストリップ線路に限定されるものではなく、ストリップ線路として構成されてもよい。図３３は、本変形例の非可逆伝送線路装置７０Ａｉを２つに分離して示し、図３４は、本変形例の非可逆伝送線路装置７０Ａｉの使用時の状態（図３３の上側部分と下側部分とを組み立てた状態）であって、図１５の断面図と同じ位置（すなわち図３３のＡ４−Ａ４’線を通る位置）における断面図を示す。図３３の下側部分において、誘電体基板１０、接地導体１１、フェライト角棒１５、及び短絡スタブ導体は、図１３の場合と同様に構成される。図３３の上側部分において、誘電体基板１７の上面（＋Ｚ側の面）に接地導体１８が形成され、誘電体基板１７の下面（−Ｚ側の面）にストリップ線路１２Ｂが形成される。ストリップ線路１２Ｂは、図１３のマイクロストリップ線路１２Ａと同様に、伝送線路の単位セル毎にストリップ導体とキャパシタとを含む。図３４に示すように、ストリップ線路１２Ｂはスタブ導体１３Ａ，１３Ｂに接続される。
本実施形態の非可逆伝送線路装置によれば、新規な原理により線路構造の非対称性を実現し、小さな消費電力で非可逆性を制御することができる。
本発明の各実施形態において、図１９等に示す各変形例の非可逆伝送線路装置は図９の非可逆伝送線路装置７０Ａと同様に構成され、図１９等に示す各変形例の単位セルは図１の単位セル６０Ａと同様に構成される。また、本発明の各実施形態では、図９の非可逆伝送線路装置７０Ａと同様に、図１０〜図１２の非可逆伝送線路装置７０Ｂ〜７０Ｄのいずれかを使用してもよい。特に言及しない限り、本発明の各実施形態では、図９〜図１２の非可逆伝送線路装置７０Ａ〜７０Ｄのうちの任意のものが使用可能である。
第２の実施形態．
図３５は、本発明の第２の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。本実施形態の伝送線路型共振器は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置（参照番号７０Ａにより示す）を用いて構成されたことを特徴とする。
図３５は、線路長ｌの非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたマイクロ波共振器のモデルを概略的に示す。単位セルの長さをｄとし、非可逆伝送線路装置７０Ａを構成する単位セルの個数をＮとするとき、線路長ｌ＝Ｎ×ｄである。線路端のポートＰ１からポートＰ２に向かって伝搬する主モードの線路長による位相変化をΔφ＋とし、逆向きのそれをΔφ−とし、線路端のポートＰ１及びＰ２の終端条件による位相の変化をそれぞれΔφ１及びΔφ２とすると、図３５の伝送線路型共振器の共振条件は次式のようになる。
Δφ＝Δφ＋＋Δφ−＋Δφ１＋Δφ２＝２ｎπ （８）
但し、ｎは整数を表す。
特に、両線路端のポートＰ１，Ｐ２が共に開放もしくは短絡である場合を考えると、Δφ１＋Δφ２＝２π又は０であるので、上の条件式は簡単化されて次式で表される。
Δφ＝Δφ＋＋Δφ−＝２ｎπ （９）
さらに、線路端のポートＰ１からＰ２に向かって伝搬する主モードの位相定数をβ＋とし、逆方向の位相定数をβ−とする。このとき、式（９）は次式で表される。
Δφ＝Δφ＋＋Δφ−＝−（β＋＋β−）ｌ＝２ｎπ （１０）
共振条件の式（１０）において、
β＋＋β−＝０ （１１）
の条件が満たされれば、線路長ｌに関係なく共振条件を満足し、共振周波数が線路の長さによらないマイクロ波共振器の構成が可能となる。
図３６〜図３９は、図３５の伝送線路型共振器の異なる動作状態を示すブロック図である。図３６は伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図３５の伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図であり、図３７は伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図３５の伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。
本実施形態では、次式
β＋＝−β−≠０ （１２）
を満たす、非可逆伝送線路装置によるマイクロ波共振器を提案する。式（１２）の条件は、伝送線路装置の伝搬特性として、一方の伝搬方向は右手系伝送（前進波）、逆方向の伝搬においては左手系伝送（後退波）となる場合で、かつ伝搬定数の大きさが等しい場合に成立する。これは、第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａにおいて、前述の伝送帯域（Ｃ）の場合の動作帯域で、特に順方向及び逆方向の伝搬定数の大きさが等しい場合に実現可能である（図７及び図８参照。）。
当該条件を満たす伝送線路型共振器の特長として、以下が挙げられる。
（Ｉ）共振周波数が線路長（セル数）に依存しないだけでなく、
（ＩＩ）順方向の波と逆方向の波の波数ベクトルが同じ方向を向いているため、両者の重ね合わせによって従来のような節、腹を持つ定在波が立たず、線路長さ方向に対して電磁界分布の大きさが一定となる。
（ＩＩＩ）位相分布について注目すると、波数ベクトルにより定まる位相変化が線路上に現れる。
このように、従来技術に係る可逆伝送線路装置による零次共振器と同様に、伝送線路に沿って電磁界分布の大きさは一定となるが、一方で、線路に沿って位相の変化を持たせることが可能という特長を有する。
図３８は一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図３５の伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図であり、図３９は一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図３５の伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。
前述の伝送帯域（Ｂ）及び（Ｄ）に示す非可逆伝送線路装置の場合、順方向、逆方向のうち一方の伝搬定数の大きさが零となる。この場合、共振条件の式（８）及び式（１０）のいずれの場合も、従来技術に係る伝送線路型共振器と同様に、共振周波数が線路長に依存することがわかる。しかしながら、このような場合でも、上述した本実施形態に係る伝送線路型共振器と同様に、以下の特長を持つ伝送線路型共振器の構成が可能である（図３８及び図３９参照。）。
（Ｉ）一方向伝搬に対して、波の位相変化がないことから、順方向、逆方向伝搬の波の重ね合わせによって従来のような節、腹を持つ定在波が立たず、線路長さ方向に対して電磁界分布の大きさが一定となる。
（ＩＩ）位相分布について注目すると、ゼロでない波数ベクトルにより定まる位相変化が線路上に現れる。
以上説明したように、伝送線路型共振器を構成する非可逆伝送線路装置７０Ａ内において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの伝搬定数が異なることから、終端以外で電磁界分布のヌル点を消失させることが可能である。例えば、電流波がゼロとなるヌル点あるいは逆に電圧波がヌル点となるような位置が、共振器上に存在することが望ましくない場合、ヌル点を消失させるように構成可能となる。また、特別な場合として以下のような特長を持つ共振器を構成することも可能である。
（ａ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存するが、線路上で振幅が一定となり、一方で位相分布には勾配を与えることができる。
（ｂ）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存するが、線路上で振幅が一定となり、一方で位相分布には勾配を与えることができる。
（ｃ）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが互いに等しい右手／左手系複合型の非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存せず、さらに線路上で振幅が一定となり、位相分布には勾配を与えることができる。
（ｄ）上記（ａ）〜（ｃ）のいずれの場合も、構成パラメータを機械的、電気的、磁気的、あるいは光学的に変化させることにより、共振器を構成する線路上の位相勾配を変えることが可能である。
（ｅ）一般に、構成パラメータを機械的、電気的、磁気的、あるいは光学的に変えることにより、共振周波数を変えることが可能である。
図３８及び図３９は特に、上記（ａ）及び（ｂ）の場合でかつ両側の終端を共に開放もしくは短絡とした場合の構成及び共振条件を示したものである。図３８及び図３９から明らかなように、共振器を構成する線路上で振幅一定、位相勾配を有するが、共振条件が線路長に依存していることがわかる。一方、図３６及び図３７は上記（ｃ）の場合で、かつ両側の終端を共に開放もしくは短絡とした場合の共振器の構成を表したものである。この模式図より、伝送方向に関係なく順方向及び逆方向に伝搬するモードの波数ベクトルが等しくなり、線路長に関係なく共振条件を自動的に満たすことがわかる。
本実施形態の伝送線路型共振器によれば、共振周波数は非可逆伝送線路装置７０Ａの線路長ｌに依存せず、単位セルの構造に依存する。さらに、伝送線路型共振器上の電磁界分布は進行波共振器のそれに類似し、すなわち、伝送線路型共振器に沿って電磁界の振幅分布は一様であり、かつ位相分布は空間的に線形的に変化する。位相分布の空間勾配は、非可逆伝送線路装置７０Ａの非可逆位相定数によって決定される。
第２の実施形態に係る伝送線路型共振器では、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
第３の実施形態．
図４０は、本発明の第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタ９０の構成を示す斜視図である。本実施形態の帯域阻止フィルタ９０は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いて構成されたことを特徴とする。
給電用伝送線路と、第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａを用いて構成された少なくとも１つ以上の伝送線路型共振器とを、従来技術に係る可逆伝送線路装置を用いたフィルタと同様にエッジ結合あるいはサイド結合させることにより、以下のフィルタを構成することができる。
（ｉ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
（ii）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
（iii）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい右手／左手系複合型の非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
これらのフィルタの場合、フィルタを構成する非可逆伝送線路装置上で振幅が一定となる特長を持つことから、従来技術に係る共振器のように電圧、電流分布に節点と腹を持つ定在波型に比べて、共振器の終端条件によるが、電流のヌル点あるいは電圧のヌル点が存在しないので、より自由度の高い配置が可能となるという特長を有する。
図４０は、図１３と同様の非可逆伝送線路装置と、給電用伝送線路からなる帯域阻止フィルタ９０の一例を示す。ここで、給電用伝送線路は、誘電体基板１０と、誘電体基板１０の下面に形成された接地導体と、誘電体基板１０の上面に形成されたストリップ導体１２Ｃとからなり、２つのポートＰ３，Ｐ４を有するマイクロストリップ線路である。ポートＰ３，Ｐ４のいずれかに、マイクロ波信号が供給される。給電用伝送線路は、非可逆伝送線路装置と電磁的にサイド結合するように、非可逆伝送線路装置のスタブ導体１３Ｂの側に所定の間隔だけ離隔して配置される。なお、各スタブ導体１３Ｂは誘電体基板１０を厚さ方向に貫通するスルーホール導体１３Ｃを介して接地導体１１に接続される。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂを開放端にする場合には、スルーホール導体１３Ｃは不要である。以上のように構成することにより、２つのポートＰ３，Ｐ４を有する帯域阻止フィルタ９０を構成することができる。
図４１は、本発明の第３の実施形態の第１の変形例に係る帯域阻止フィルタ９０の構成を示す斜視図であり、図４２は、図４１の帯域阻止フィルタ９０の断面図である。図４２は、本変形例の帯域阻止フィルタ９０の使用時の状態（図４１の各部分を組み立てた状態）であって、図３４の断面図と同じ位置（すなわち図４１のＡ５−Ａ５’線を通る位置）における断面図を示す。図４０のフィルタでは、給電用伝送線路と非可逆伝送線路装置とが電磁的にサイド結合していたが、本変形例では、これらがブロードサイド結合するように構成される。図４１及び図４２を参照すると、下側の誘電体基板１０には、図１３と同様の非可逆伝送線路装置が形成され、上側の誘電体基板１７には、誘電体基板１０の上面に形成された接地導体と、誘電体基板１０の下面に形成されたストリップ導体１２Ｄとからなり、２つのポートＰ３，Ｐ４を有するマイクロストリップ線路が形成される。下側の非可逆伝送線路装置と上側のマイクロストリップ線路との間には誘電体層１９が設けられ、非可逆伝送線路装置とマイクロストリップ線路とは電磁的に結合する。以上のように構成することにより、２つのポートＰ３，Ｐ４を有する帯域阻止フィルタ９０を構成することができる。
図４３は、本発明の第３の実施形態の第２の変形例に係る帯域通過フィルタの構成を示すブロック図である。本変形例の帯域通過フィルタは、第１の実施形態に従って構成された非可逆伝送線路装置７０Ａｊをエッジ結合して構成される。図４３において、非可逆伝送線路装置７０Ａｊは、伝送線路の単位セル６０Ａ−１〜６０Ａ−ＭをカップリングキャパシタＣｃ２〜ＣｃＭを介して縦続接続して構成され、ポートＰ５は、伝送線路７１と、カップリングキャパシタＣｃ１と、非可逆伝送線路装置７０Ａｊと、カップリングキャパシタＣｃＭ＋１と、伝送線路７２とを介してポートＰ６に接続され、これにより、帯域通過フィルタを構成する。
以上の図４０及び図４３の実施形態において、直列容量であるカップリングキャパシタを介した結合を用いているが、伝送線路の単位セルがπ型で終端に並列誘導性素子が位置する場合には、磁気的な結合を介したフィルタを構成してもよい。
フィルタを構成する非可逆伝送線路装置が上記（iii）のタイプの非可逆伝送線路装置で構成される場合、各非可逆伝送線路装置の線路長（大きさ）を変えても動作周波数はあまり変化しない。一方で、単位セル数すなわち線路長を変えることによりＱ値を変えることが可能である。例えば、図４３の帯域通過フィルタの場合、直列に挿入されたカップリングキャパシタの容量を電気的に変えることにより、フィルタを構成する非可逆伝送線路装置の終端位置が電気的に変えられることから、フィルタを構成する非可逆伝送線路装置の総数を変えたり、個々の非可逆伝送線路装置を構成する単位セル数を変えたりすることが可能である。それにより、通過帯域や帯域幅を時間的に切り換えることが可能となる。図４０に示す帯域阻止フィルタの場合も同様である。動作帯域、帯域幅を時間的に切り換える方法としては、直列容量素子だけでなく、その他の構成パラメータを、上記の電気的な方法以外に、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に、変えることによっても可能である。
第３の実施形態に係るフィルタでは、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
第４の実施形態．
図４４は、本発明の第４の実施形態に係る等電力分配器の構成を示すブロック図である。本実施形態の等電力分配器は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａによる伝送線路型共振器を用いた結合器の一種であり、位相勾配を有する。
図４４において、高周波信号発生器８１により発生されたマイクロ波信号は伝送線路７１及びカップリングキャパシタＣｃ１を介して線路長ｌの非可逆伝送線路装置７０Ａに入力される。非可逆伝送線路装置７０Ａには、伝搬方向に沿って所定の間隔ｄ２１，ｄ２２，ｄ２３，…で、カップリングキャパシタＣｃ−１〜Ｃｃ−Ｎを介して、各出力ポートＰ７−１〜Ｐ７−Ｎを有する信号分岐のための伝送線路７３−１〜７３−Ｎが接続される。以上のように構成された非可逆伝送線路装置７０Ａを用いた等電力分配器においては、各出力ポートＰ７−１〜Ｐ７−Ｎに、所定の位相勾配を有しかつ等しい電力で電力分配することができる。すなわち、本実施形態では、各出力ポートＰ７−１〜Ｐ７−Ｎ間に位相変化を持たせた電力分配器を構成できる。
具体的には、第１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器であって、
（ｉ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器と、
（ii）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器と、
（iii）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい右手／左手系複合型の非可逆伝送線路装置を用いた伝送線路型共振器と
のいずれかを用いると、伝送線路上で振幅が一定となることから、非可逆伝送線路装置７０Ａにおいて信号分岐を設ける場所に関係なく、電磁的結合の大きさが同程度となり、設計が容易となる。
また、非可逆伝送線路装置７０Ａ上に位相分布が存在することから、非可逆伝送線路装置７０Ａにおいて信号分岐を設ける場所を変えることにより、出力ポートＰ７−１〜Ｐ７−Ｎ間に位相変化を与えることが可能となる。また、構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、出力ポートＰ７−１〜Ｐ７−Ｎ間の位相差を連続的に変えることも可能となる。
以上説明した位相傾斜型の等電力分配器の応用の一例としては、以下のようなものが挙げられる。従来技術に係るフェイズドアレイアンテナ装置では、アレイアンテナを構成する各アンテナ素子への供給線路部分において、それぞれ移相器を設置し、個々の移相器の位相を独立に変化させることにより放射ビームを走査する必要があった。本実施形態の等電力分配器の場合、非可逆伝送線路装置による伝送線路型共振器部分の構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的な方法で一元的に変えることにより、出力ポート間の位相差を連続的に変えることができるので、アレイアンテナのビーム走査が可能であり、また、構造が従来技術に係る複数の移相器を用いた場合に比べて非常に簡単になるという特有の効果を奏する。
第４の実施形態に係る等電力分配器では、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
第５の実施形態．
図４５は、本発明の第５の実施形態に係る直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。本実施形態の直列帰還型発振器は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置を用いて構成されたことを特徴とする。
マイクロ波やミリ波帯域で用いられる発振器の多くは、ノイズ抑制などの理由から、高いＱ値の共振器が挿入されている場合が多い。第１の実施形態の非可逆伝送線路装置は、伝送線路型共振器としての機能だけでなく、伝送線路にわたって位相変化を与えることから、正帰還ループ内での位相調整の役割も兼ねて用いることが可能である。また、非可逆伝送線路装置の構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的な方法で変えることにより、Ｑ値の微調整、位相シフト量の微調整も可能となる。
図４５において、能動素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）Ｑ１のゲートは、伝送線路７４及び５０Ωの負荷抵抗Ｒ１を介して接地され、当該伝送線路７４にはカップリングキャパシタＣ１３を介して非可逆伝送線路装置７０Ａの共振器が接続される。ＦＥＴＱ１のソースはカップリングキャパシタＣ１１を介して接地され、そのドレインは伝送線路７５と、カップリングキャパシタＣ１２と、抵抗値ＲＬの負荷抵抗Ｒ２を介して接地される。なお、伝送線路７５の一端には、開放端を有する伝送線路７６が接続される。以上のように構成することにより、直列帰還型発振器を構成する。
図４６は、本発明の第５の実施形態の第１の変形例に係る直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。本変形例の直列帰還型発振器では、図４５のＦＥＴ１のゲートに接続された回路に代えて、非可逆伝送線路装置７０Ａからなる伝送線路型共振器のみが接続される。以上のように構成することにより、直列帰還型発振器を構成する。図４５及び図４６においては、非可逆伝送線路装置７０Ａ、あるいは非可逆伝送線路装置７０Ａと他の伝送線路との組み合わせは、帯域阻止フィルタの役割を果たし、同阻止帯域において反射型共振器の動作をする。これにより、直列帰還型発振器を構成する。
図４７は、本発明の第５の実施形態の第２の変形例に係る並列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。本変形例の並列帰還型発振器では、図４５の構成に加えて、以下の帰還ループ回路が付加されたことを特長としている。伝送線路７５の他端は伝送線路７７及びカップリングキャパシタＣ１４を介して非可逆伝送線路装置７０Ａの共振器の他端に接続される。これにより、ＦＥＴＱ１のドレインから伝送線路７７と、カップリングキャパシタＣ１４と、非可逆伝送線路装置７０Ａの共振器と、カップリングキャパシタＣ１３と、伝送線路７４とを介してＦＥＴＱ１のゲートに接続された並列帰還回路が構成され、当該並列帰還回路により、並列帰還型発振器を構成する。図４７においては、非可逆伝送線路装置及び伝送線路の組み合わせは帯域通過フィルタの役割を果たし、同帯域において正帰還ループ回路を構成して発振動作が行われる。
第５の実施形態に係る直列帰還型発振器では、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
第６の実施形態．
図４８は、本発明の第６の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。また、図４９は、本発明の第６の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図４８及び図４９のアンテナ装置は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａ又は７０Ｂ（ただし、マイクロストリップ線路として構成されたもの）を用いて構成されたことを特徴とする。図４８のアンテナ装置は、単位セルがＴ型であり、共振器両端が直列枝容量の場合の一例を示し、図４９のアンテナ装置は、単位セルがπ型であり、並列誘導性素子が位置している場合の一例を示している。図４８及び図４９において、７１Ａはマイクロ波信号の給電方向を示す。
従来技術に係るアンテナ装置の多くは、アンテナ共振器部分とそれへの給電線路部分、その間の整合回路部分とから構成されている。パッチアンテナ装置、誘電体アンテナ装置などもその例として挙げられる。このような共振器からなるアンテナ装置の場合、共振器構成内では、定在波が立ち、電磁界分布において節点、腹が存在し、ほぼ同相状態となる。またその結果として、無指向性となるか、メインローブがアンテナ放射面に対してブロードサイドを向く場合が多い。それに対して、本実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたアンテナ装置は、以下の特長を有する。
（ａ）振幅分布一定、位相分布に勾配を持たせることが可能であることから、単一の共振器型アンテナ装置であるにもかかわらず、放射ビーム方向を所望の方向に設定することが可能となる。
（ｂ）上記（ａ）と関連するが、振幅分布一定であることから、共振器線路長を大きくすることにより利得及び指向性の改善が図られる。
（ｃ）構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、単一の共振器型アンテナ装置であるにもかかわらず、放射ビーム走査が可能となる。
図４８において、ポートＰ５は、伝送線路７１及びカップリングキャパシタＣｃ１を介して非可逆伝送線路装置７０Ａからなる伝送線路型共振器のアンテナ装置に接続される。ここで、ポートＰ５にマイクロ波信号を給電することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａからなる伝送線路型共振器のアンテナ装置が共振し、当該マイクロ波信号の電磁波が自由空間に放射される。
また、図４９において、ポートＰ５は、伝送線路７１と、互いに電磁的に結合（符号Ｍで表す。）された一次コイル８２ａ及び二次コイル８２ｂからなる変成器８２とを介して、非可逆伝送線路装置７０Ｂからなる伝送線路型共振器のアンテナ装置に接続される。ここで、ポートＰ５にマイクロ波信号を給電することにより、非可逆伝送線路装置７０Ｂからなる伝送線路型共振器のアンテナ装置が共振し、当該マイクロ波信号の電磁波が自由空間に放射される。さらに、図５０は、本発明の第６の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図５０のアンテナ装置は、磁気結合のための変成器８２に代えて並列インダクタ８２ｃを挿入したことを特徴としている。
従来技術に係る漏れ波アンテナ装置を構成する線路は可逆伝送線路であり、順方向の信号伝送に対して漏れ波が前方放射ビームを形成する場合、逆方向の信号伝送に対しても相等しい前方放射を行う。また、順方向の信号伝送に対して漏れ波が後方放射ビームを形成する場合、逆方向の信号伝送に対しても相等しい後方放射を行う。漏れ波アンテナ装置を構成する線路部分に、本発明に係る非可逆伝送線路装置７０Ａを用いることにより、以下の構成を行うことができる。
（ｉ）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、後方に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（ii）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイド（伝搬方向とは直交する方向をいう。以下、同様である。）に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（iii）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が後方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（iv）上記（ｉ）の非可逆漏れ波アンテナ装置の特別な場合として、同一周波数において、信号の伝搬方向に関係なく、線路からの漏れ波による放射ビームが同一方向を向く非可逆漏れ波アンテナ装置。
（ｖ）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が前方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（vi）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が後方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（vii）上記（ｉ）〜（vi）の少なくとも２つ以上を組み合わせて構成された非可逆漏れ波アンテナ装置。
これらの非可逆漏れ波アンテナ装置は以下の特有の作用効果を有する。
（Ａ）線路の構成パラメータを変えることなく、信号の伝送方向の選択により、放射ビームの走査、偏波特性変化を可能とする。
また、従来技術に係る漏れ波アンテナ装置においては、アンテナ装置を構成する線路終端での不整合による線路内の反射波の伝搬が、順方向伝搬の場合とは逆方向に不要な放射ビームとしてサイドローブを形成してしまう問題があった。そのため、伝送線路内では、マイクロ波信号は一方向伝搬が前提であり、線路終端での整合も回路設計を行う上で重要となる。それに対して、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いた非可逆漏れ波アンテナ装置は、伝送線路における入力端子の選択、マイクロ波信号の伝搬方向に関係なく、放射ビーム方向を同じ方向に指定できる。その結果として、構成設計を最適に行うことにより、以下の特有の作用効果を有する。
（Ｂ）アンテナ装置を構成する非可逆伝送線路装置７０Ａの両端から信号を入力、双方向同時伝搬による漏れ波放射ビームの制御、アンテナ利得、指向性の改善、サイズの小型化を可能とする。
（Ｃ）一端子入力、終端反射の積極的利用による放射メインローブの制御、それによるアンテナ利得、指向性の改善、あるいはアンテナサイズの小型化を可能とする。
（Ｄ）構造パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、放射ビームの走査を可能とする。
第６の実施形態に係るアンテナ装置では、図１３〜図３２に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
第７の実施形態．
図５１は、本発明の第７の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。本実施形態のアンテナ装置は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａ（ただし、マイクロストリップ線路として構成されたもの）を用いて構成されたことを特徴とする。
図５１において、１個の高周波信号発生器４０からの高周波信号（マイクロ波信号など）を電力分配器４１により２分配して、１つの非可逆伝送線路装置７０Ａに対して互いに逆方向である双方向で両端ポートＰ１，Ｐ２を介して入射し、漏洩波を放射する。すなわち、電力分配器４１からの１つの高周波信号は可変減衰器４２及び移相器４３を介してポートＰ１を介して非可逆伝送線路装置７０Ａに入射する一方、電力分配器４１からのもう１つの高周波信号は可変減衰器４４及び移相器４５を介してポートＰ２を介して非可逆伝送線路装置７０Ａに入射する。図５５は、図５１〜図５４のアンテナ装置のポートＰ１に高周波信号を入力したときの右手系伝送線路における前進波の位相の流れと電力の流れを示す模式図であり、図５６は、図５１〜図５４のアンテナ装置のポートＰ２に高周波信号を入力したときの左手系伝送線路における後退波の位相の流れと電力の流れを示す模式図である。ここで、可変減衰器４２，４４の減衰量や移相器４３，４５の移相量を変化することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａから放射される漏洩波の放射パターン（主ビームの方向や各方向での放射電力を含む。）を変化することができ、入力ポートＰ１，Ｐ２に入射する入力電力比及び初期位相関係を最適に選択して設定することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａ上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波アンテナの放射特性を改善できる。すなわち、非可逆伝送線路装置７０Ａからの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。
図５２は、本発明の第７の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図５２は、入力ポートとして一方のポートＰ１のみを選択した一方向入力アンテナ装置を示す。この場合、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの終端（ポートＰ２）において特別な整合回路を必ずしも挿入する必要がない。すなわち、終端（ポートＰ２）が整合されておらず、反射波が発生しても、その反射波の伝搬による漏洩波もまた同一方向を向くため、従来の伝送線路装置からの漏洩波放射に見られるような反射波によるサイドローブは発生しない。むしろ、反射特性を積極的に利用する観点から、終端（ポートＰ２）のインピーダンスを最適に選んで（例えば、非可逆伝送線路装置７０Ａの電気長を所定値に選択する。）、非可逆伝送線路装置７０Ａ上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波放射特性を改善できる。すなわち、非可逆伝送線路装置７０Ａからの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。
図５３は、本発明の第７の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図５３は入力ポートとして一方のポートＰ２のみを選択した一方向入力アンテナ装置を示す。この場合、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの終端（ポートＰ１）において特別な整合回路を必ずしも挿入する必要がない。すなわち、終端（ポートＰ１）が整合されておらず、反射波が発生しても、その反射波の伝搬による漏洩波もまた同一方向を向くため、従来の伝送線路装置からの漏洩波放射に見られるような反射波によるサイドローブは発生しない。むしろ、反射特性を積極的に利用する観点から、終端（ポートＰ１）のインピーダンスを最適に選んで（例えば、非可逆伝送線路装置７０Ａの電気長を所定値に選択する。）、非可逆伝送線路装置７０Ａ上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波放射特性を改善できる。すなわち、非可逆伝送線路装置７０Ａからの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。
図５４は、本発明の第７の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図５４はスイッチ４６により入力方向の切り換えが可能なアンテナ装置を示す。図５４のアンテナ装置は、図５１のアンテナ装置に比較して、電力分配器４１の代わりに、スイッチ４６を挿入したことを特徴としている。図５４のアンテナ装置においては、順方向の伝搬係数と逆方向の伝搬定数が同じ場合、伝搬方向の選択に関係なく、放射方向が伝搬方向を向くため、スイッチ４６の切り換えによる放射波の変化は偏波特性のみとなる。以上のことから、ビーム角を維持しながら、スイッチング操作により偏波特性の切り換えが可能となる。図５４のアンテナ装置の別の利用方法としては、順方向及び逆方向の伝搬定数の大きさが異なるような周波数を動作周波数に選んだ場合、伝搬方向の選択により、放射ビーム方向を変えることが可能である。また、可変減衰器４２，４４の減衰量や移相器４３，４５の移相量を変化することにより、非可逆伝送線路装置７０Ａから放射される漏洩波の放射パターン（主ビームの方向や各方向での放射電力を含む。）を変化させることができる。
従来技術に係る漏れ波アンテナにおいては、アンテナ装置を構成する伝送線路の一端子からマイクロ波信号が入力され、終端では整合が取られていることから、共振器型アンテナ装置の基本動作とは大きく異なり、これまで両者は同一には論じられてこなかった。ここでは、このような漏れ波アンテナ装置と共振器型アンテナ装置を別々に論じる観点で、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａの応用例としてのアンテナ装置について述べた。しかしながら、上述の漏れ波アンテナ装置においては、終端での反射波を積極的に利用することにより、アンテナ放射特性の改善が図られることを主張している。このように漏れ波アンテナ装置において、伝送線路の終端条件により線路内で反射波が存在する場合、共振器型アンテナ装置と類似した動作を行う結果となる。特に、終端で全反射条件が成立する場合、共振器として動作していると見なすこともできる。以上のことから、本実施形態に係るアンテナ装置は、非可逆伝送線路装置７０Ａの終端での反射条件の程度によるが、共振器型と漏れ波型の諸動作を併せ持つ構造となる。
非可逆伝送線路装置７０Ａでは、伝送方向により非可逆性が現れる。本実施形態で取り扱う構成に見られる伝送特性の非可逆性としては、大きく分けて次の２つに分けられる。まず１つ目は、ポートＰ１からポートＰ２への順方向伝送は透過、ポートＰ２からポートＰ１への逆方向伝送は減衰となる場合である。この場合、非可逆伝送線路装置７０Ａはアイソレータとして用いることができる。もう１つの非可逆性としては、振幅特性においては差が見られないが位相特性に非可逆性を有する場合が挙げられる。順方向が右手形モード（前進波）伝送線路（図５５）として、逆方向は左手系モード（後退波）伝送線路（図５６）として動作する。このように、伝送方向の取り方によって、位相特性が大きく異なることから、この線路は伝送方向選択性位相制御として応用できる。
非可逆伝送線路装置７０Ａの伝送特性の非可逆性に対応して、当該非可逆伝送線路装置７０Ａからの漏洩波放射に見られる非可逆性には大きく分けて次の２つの場合が考えられる。１つ目の非可逆性としては、順方向の伝送特性が通過、逆方向が減衰の場合に対応して、一方向の伝送に対してのみ漏洩波放射を行い、逆方向に対しては放射しない状態となる。もう１つの非可逆性としては、順方向が前進波伝搬、逆方向が後退波伝搬となる場合に対応し、伝送方向に関係なく、漏洩波は同じ方向に放射し得る。このように非可逆性を利用することにより、漏洩波放射ビームの放射方向に選択性を持たせることができる。
変形例．
また、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａを以下のごとく非可逆移相器に応用することができる。２つの端子間に非可逆伝送線路装置７０Ａを挿入することにより、一方の端子からもう一方の端子に対して、信号の伝搬方向に関係なく、所望の位相差を与えることができる。また、電気的に構成パラメータを変えることにより、同位相差を電気的に変えることも可能である。
従来の移相器は、可逆伝送線路が主であり、双方向伝送に対して、位相進みもしくは位相遅れが同じであった。非可逆伝送線路を用いた場合であっても、相異なる値を持つ位相遅れもしくは位相進みを与える構成となっていた。第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いることにより、以下のように構成することができる。
（ｉ）順方向が右手系伝送線路として位相遅れ、逆方向が左手系伝送線路として位相進みを与える非可逆移相器。
（ii）順方向が右手系伝送線路として位相遅れ、逆方向が入出力間で位相変化のない非可逆移相器。
（iii）順方向が左手系伝送線路として位相進み、逆方向が入出力間で位相変化のない非可逆移相器。
（iv）同一周波数において、順方向及び逆方向共に右手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆移相器。
（ｖ）同一周波数において、順方向及び逆方向共に左手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆移相器。
（vi）上記（ｉ）〜（ｖ）のうち少なくとも２つ以上を組み合せて構成される非可逆移相器。
図７を用いて、上記非可逆移相器の各動作を説明する。一般に、分散曲線の勾配は、群速度すなわち、伝送電力の向きを表すことから、以下では、勾配∂ω／∂βが正の場合を順方向電力伝送とし、負の場合を逆方向伝送とすることができる。
（ａ）動作周波数がωＬＨＬ＜ω＜ωβ０Ｌの領域にある非可逆伝送線路装置７０Ａの場合、順方向電力伝送の場合の位相定数βが負の値を有し、逆方向電力伝送の場合の位相定数βが正の値となることから、いずれの伝送方向の場合も左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｖ）の移相器として動作する。
（ｂ）動作周波数がω＝ωβ０Ｌの非可逆伝送線路装置７０Ａの場合、順方向電力伝送の場合の位相定数が０で管内波長が無限大となっている。一方で、逆方向伝送の場合の位相定数が正であり、左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（iii）の移相器として動作する。
（ｃ）動作周波数がωβ０Ｌ＜ω＜ωｃＬあるいはωｃＵ＜ω＜ωβ０Ｕの領域にある非可逆伝送線路装置７０Ａの場合、順方向電力伝送の場合の位相定数βが正の値を有し、逆方向電力伝送の場合の位相定数βが正の値となることから、順方向は右手系伝送線路として、逆方向は左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｉ）の移相器として動作する。
（ｄ）動作周波数がω＝ωβ０Ｕの非可逆伝送線路装置７０Ａの場合、逆方向電力伝送の場合の位相定数が０で管内波長が無限大となっている。一方で、順方向伝送の場合の位相定数が正であり、右手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｉｉ）の移相器として動作する。
（ｅ）動作周波数がωβ０Ｕ＜ω＜ωＲＨＵの領域にある非可逆伝送線路装置７０Ａの場合、順方向電力伝送の場合の位相定数βが正の値を有し、逆方向電力伝送の場合の位相定数βが負の値となることから、いずれの伝送方向の場合も右手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（iv）の移相器として動作する。
本発明に係る非可逆伝送線路装置７０Ａの構成パラメータを機械的、電気的、磁気的もしくは光学的に変えることにより、同一周波数において、上記（ｉ）〜（ｖ）のいずれかの特性を有す移相器の位相特性を連続的に変えることが可能である。さらに、同一周波数動作として、上記（ｉ）〜（ｖ）のうち少なくとも２つ以上を組み合わせて移相器を構成することも可能である。
次いで、伝送電力が逆向きで、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モード間のデカップリングについて以下に説明する。
カップリング周波数及び伝搬定数のほぼ等しい同種あるいは異種のモードを支える２つの独立した線路構成を隣接して再配置すると通常、それぞれの固有モード間に結合が生じ、結果として、同周波数付近においては、全体の系で見た直交モードは
（Ａ）対称モード及び反対称モードに相当する２つの異なる波数ベクトルを持つ、もしくは、
（Ｂ）導波モードが存在せず阻止帯域が形成される（例えば周期構成におけるブラッグ（Ｂｒａｇｇ）反射など）
のいずれかとなる場合が多い。特に、（Ｂ）の場合、結合により信号伝送が阻害されることが問題となりうる。これに対して、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いることにより、電力伝送方向は逆向きとなるが、図８中のω＝ω０での動作のように、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モードを結合なくサポートする単一線路の構成を可能とする。非可逆伝送線路装置７０Ａの構成パラメータを変えることにより、２つのモード間に結合を与え、阻止帯域形成することも可能である。従って、本発明の右手／左手系複合型の非可逆伝送線路装置の構成パラメータを機械的、電気的、磁気的もしくは光学的に変えることにより、電力伝送方向は異なるが、周波数及び波数ベクトルの等しい２つの異種モードに対して、結合、非結合の切り換えが可能となる。
また、第７の実施形態に係るアンテナ装置では、図１３〜図３２に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａのうちのいずれを用いてもよい。
本発明の実施形態に係る非可逆伝送線路装置を用いることにより以下の種々のアプリケーション装置を構成できる。
（Ａ）非可逆伝送線路．
（１）同一周波数において、順方向が右手系伝送（前進波伝搬）で逆方向が左手系伝送（後退波伝搬）となる非可逆右手／左手系伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（２）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（３）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（４）同一周波数において、順方向及び逆方向共に右手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆伝送線路の構成。
（５）同一周波数において、順方向及び逆方向共に左手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆伝送線路の構成。
（６）上記（１）〜（５）のうち少なくとも２つ以上の組み合わせを可能とする非可逆伝送線路。
（７）上記（１）の特別な場合として、同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい右手／左手系複合型の非可逆伝送線路の構成。伝送電力の向きは逆であるが、動作周波数、波数ベクトルが共に等しい２つのモードを縮退させて（結合させることなく）伝搬させることが可能な線路の構成。
（８）伝送電力の向きが異なるが、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モード間の縮退化、デカップリング、直交化への応用が可能である。
（Ｂ）非可逆移相器．
（９）上記（１）〜（６）のいずれかの非可逆伝送線路を用いた非可逆移相器への応用。
（Ｃ）非可逆漏れ波アンテナ．
（１０）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、後方に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１１）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１２）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が後方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１３）上記（１０）の特別な場合として、同一周波数において、信号の伝搬方向に関係なく、線路からの漏れ波による放射ビームが同一方向を向く非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１４）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が前方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１５）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が後方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１６）上記（１０）〜（１５）の少なくとも２つ以上の組み合わせを可能とする非可逆漏れ波アンテナ。
（１７）漏れ波アンテナを構成する線路として、右手／左手系複合型の非可逆伝送線路を用いることによる、アンテナの利得、指向性の改善、サイズの小型化が可能である。
（Ｄ）非可逆伝送線路型共振器．
（１８）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた非可逆伝送線路型共振器の構成。
（１９）上記（２）及び（３）の非可逆伝送線路を用いた場合、共振周波数が線路長さに依存するものの、伝送線路上の信号振幅がほぼ一定で位相勾配を持たせたまま動作可能な伝送線路型共振器の構成が可能である。
（２０）上記（１）の特別な場合である（７）の右手／左手系複合型の非可逆伝送線路を用いた場合、共振周波数が線路長さに依存せず、伝送線路上の信号振幅がほぼ一定で位相勾配を持たせたまま動作可能な伝送線路型共振器の構成が可能である。共振周波数が線路長に依存しないため、同一の共振周波数を得る場合でも自由なサイズ選択が可能である。また、線路長により、共振器の無負荷Ｑが変わるため、Ｑ値の選択にも自由度を与える。
（Ｅ）非可逆伝送線路型共振器を用いたフィルタ．
（２１）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた共振器と給電用線路及び結合素子からなる帯域阻止フィルタ構成。
（２２）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた共振器と給電用線路及び結合素子よりなる帯域通過フィルタ構成。
（２３）上記（１９）あるいは（２０）もしくは両方の共振器からなる帯域阻止フィルタ及び帯域通過フィルタ。各共振器を構成する線路上で、振幅が一定のため、共振器間の配置に自由度がある。
（２４）上記（２０）の非可逆伝送線路型共振器からなる帯域阻止フィルタ及び帯域通過フィルタ。フィルタを構成する各共振器は共振周波数が線路長に依存しないため、自由なサイズ設計が可能である。また、線路長により、共振器の無負荷Ｑが変えられるため、フィルタ設計に自由度を与える。
（Ｆ）非可逆伝送線路型共振器を用いたアンテナ．
（２５）上記（１９）の伝送線路型共振器と給電用線路、結合部分とからなる指向性を有するアンテナ。アンテナの動作周波数がアンテナサイズに依存する。
（２６）上記（２０）の伝送線路型共振器と給電用線路、結合部分とからなる指向性を有するアンテナ。アンテナの動作周波数がアンテナサイズに依存しない。
（Ｇ）非可逆伝送線路型共振器を用いた結合器．
（２７）上記（１９）もしくは（２０）の非可逆伝送線路型共振器からなる位相勾配を与える電力分配器。
（Ｈ）非可逆伝送線路型共振器を用いた発振器．
（２８）非可逆伝送線路型共振器を用いた並列帰還形発振器の構成
（２９）非可逆伝送線路型共振器を用いた直列帰還形発振器の構成。
第８の実施形態．
以下、図５７〜図７０を参照して、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器、及びそれを用いて構成されたアンテナ装置について説明する。本実施形態では、第２の実施形態に係る伝送線路型共振器のさらなる変形例を提供する。
まず、本実施形態の伝送線路型共振器の基本概念について説明する。図３５のマイクロ波共振器のモデルを再び参照する。伝送線路型共振器の共振条件として、第２の実施形態で説明した式（１０）〜式（１１）の関係が成り立っているものとする。
可逆伝送線路の条件では、パラメータβ＋及びβ−は全く同一である。よって、整数ｎと線路長ｌとに対して、線路の位相定数に関する共振条件は共振器の長さによって決定され、次式で表される。
β＝β＋＝β―＝ｎπ／ｌ （１３）
式（１３）において、ｎ＝１である場合、線路長ｌは、管内波長λｇに対してｌ＝λｇ／２になる。この条件は、半波長共振器の動作を規定する。式（１３）において、ｎ＝０であれば、共振条件は線路長とは独立し、β＝０である。ゼロの位相定数は無限波長を意味し、共振周波数が共振器のサイズに依存しない零次共振器の動作となる（例えば、非特許文献４参照。）。
一方で、伝送線路が非可逆性であって次式の関係式を満たす場合について考える（例えば、非特許文献５参照。）。
β＋＋β―＝０ （１４）
この場合において、共振条件の式（１０）は、ｎ＝０である共振器の長さに何ら要件を課すことなく自動的に成り立つ。非可逆性の共振条件の式（６）は、非可逆性の共振を達成するために、伝送線路は伝送電力の一つの方向に対して右手系の主モードをサポートし、かつ反対方向に対して左手系の主モードをサポートしなければならないことを意味している。さらに、これらの異なる２モードの位相定数の両方が同じ絶対値を持たなければならない。このような非可逆性の伝送特性は、非可逆伝送線路装置７０Ａを用いて達成することができる（例えば、非特許文献１参照。）。
本実施形態の伝送線路型共振器に沿った（例えば図６５のＸ軸に沿った）電圧波Ｖ及び電流波Ｉは、非可逆性の固有インピーダンスＺ＋及びＺ−で記述することができ、次式が得られる。
Ｖ＝Ｖ＋・ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ）＋Ｖ―・ｅｘｐ（ｊ・β−・ｘ）
＝Ｚ＋・Ｉ＋・ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ）＋Ｚ−・Ｉ−・ｅｘｐ（ｊ・β−・ｘ）
（１５）
Ｉ＝Ｉ＋・ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ）−Ｉ―・ｅｘｐ（ｊ・β−・ｘ）
（１６）
但し、式（１５）及び式（１６）におけるパラメータＩ＋及びＩ−はそれぞれ、ポートＰ１からポートＰ２へ、かつその逆に伝搬する電流波の振幅を表す。β＋＋β―＝０が成り立つとき、式（１５）及び式（１６）は次式で表される。
Ｖ＝（Ｖ＋＋Ｖ−）・ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ）
＝（Ｚ＋・Ｉ＋＋Ｚ−・Ｉ−）・ｅｘｐ（−ｊ・β−・ｘ） （１７）
Ｉ＝（Ｉ＋−Ｉ−）・ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ） （１８）
この場合、Ｘ軸上の位置の関数としての比Ｖ／Ｉは、次式のように一定値をとる。
Figure 0005877193
 （１９）
図３５の伝送線路型共振器の両ポートＰ１，Ｐ２が短絡されて、Ｚ１＝Ｚ２＝０であれば、電流波Ｉが支配的となり、式（１９）ではＶ＋＋Ｖ−＝０及びＺ０Ｎ＝０となって式（１７）及び式（１８）において電圧波Ｖの振幅は最小値をとる。両ポートＰ１，Ｐ２が開放端であって、Ｚ１＝Ｚ２＝＋∞であれば、電圧波Ｖが支配的となり、式（１９）ではＩ＋＝Ｉ−及びＺ０Ｎ＝＋∞となって電流波Ｉの振幅は最小値をとる。式（１７）及び式（１８）から、提案する伝送線路型共振器は、電流波Ｉ及び電圧波Ｖの何れが支配的であれ、伝送線路型共振器上において大きさが一様でありかつ位相が係数ｅｘｐ（−ｊ・β＋・ｘ）により空間的に線形変化する電磁界分布を提供することが分かる。
本実施形態の伝送線路型共振器において、共振条件として両端の反射素子の負荷インピーダンスＺ１及びＺ２（図３５を参照）に課せられる条件として、両端開放の場合として、
１／Ｚ１＝１／Ｚ２＝０ （２０）
を使用し、両端短絡の場合として
Ｚ１＝Ｚ２＝０ （２１）
を使用する。なお、後述の第９の実施形態で、Ｚ１＝ｊＢ及びＺ２＝−ｊＢの条件を課す場合についても説明する。これら両端開放あるいは両端短絡条件を実現する具体的な方法として、以下では有限長の伝送線路を用いて構成することを考える。
図５７は、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。本実施形態の伝送線路型共振器もまた、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置（参照番号７０Ａにより示す）を用いて構成されたマイクロ波共振器であることを特徴とする。図５７の伝送線路型共振器は、両端短絡共振器の共振条件を満たすために、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１（Ｂ１−Ｂ１’）において、４分の１波長と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ１＝９０度）を有する終端開放の伝送線路１０１を接続し、一方、ポートＰ２（Ｂ２−Ｂ２’）において、４分の１波長と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ２＝９０度）を有する終端開放の伝送線路１０２を接続したことを特徴としている。この場合、ポートＰ１から左側の伝送線路１０１を見たときの負荷インピーダンス及びポートＰ２から右側の伝送線路１０２を見た場合の負荷インピーダンスはともに０となることから、図５７において、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端において短絡条件を満足している。
図５８は、本発明の第８の実施形態の第１の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。図５８の伝送線路型共振器は、両端開放共振器の共振条件を満たすために、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１（Ｂ１−Ｂ１’）において、４分の１波長と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ１＝９０度）を有する終端短絡の伝送線路１０１を接続し、一方、ポートＰ２（Ｂ２−Ｂ２’）において、４分の１波長と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ２＝９０度）を有する終端短絡の伝送線路１０２を接続したことを特徴としている。この場合、ポートＰ１から左側の伝送線路１０１を見たときの負荷インピーダンス及びポートＰ２から右側の伝送線路１０２を見た場合の負荷インピーダンスはともに無限大となることから、図５８において、非可逆伝送線路装置７０Ａの両ポートＰ１，Ｐ２に対して開放条件が満足している。
図５９は、本発明の第８の実施形態の第２の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。図５９の伝送線路型共振器は、両端短絡共振器もしくは両端開放共振器としての共振条件を満たすために、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１（Ｂ１−Ｂ１’）において、４分の１波長の｜ｍ１｜倍（ここで、ｍ１は整数である。）と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ１≒ｍ１×９０度）を有する終端開放の伝送線路１０１Ａを接続し、一方、ポートＰ２（Ｂ２−Ｂ２’）において、４分の１波長の｜ｍ２｜倍（ここで、ｍ２は整数である。）と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ２≒ｍ２×９０度）を有する終端開放の伝送線路１０２Ａを接続したことを特徴としている。この場合、両端短絡もしくは両端開放のどちらかの条件に設定する必要があるが、それぞれ整数ｍ１と整数ｍ２がともに奇数か、ともに偶数であるかに対応する。なお、整数ｍｉ（ｉ＝１，２）が０の値を取る場合は、偶数として扱われる。また、整数ｍｉの符号は、伝送線路内の位相の遅れ／進みの観点で、負の値も取り得るものとする。ここで、整数ｍｉが負の値をとるのは、反射素子を構成する伝送線路１０１Ａ又は１０２Ａが左手系線路として動作している場合を示すものとする。
図６０は、本発明の第８の実施形態の第３の変形例に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。図６０の伝送線路型共振器は、両端短絡共振器もしくは両端開放共振器としての共振条件を満たすために、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１（Ｂ１−Ｂ１’）において、４分の１波長の｜ｍ１｜倍（ここで、ｍ１は０を除く整数である。）と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ１≒ｍ１×９０度）を有する終端短絡の伝送線路１０１Ａを接続し、一方、ポートＰ２（Ｂ２−Ｂ２’）において、４分の１波長の｜ｍ２｜倍（ここで、ｍ２は整数である。）と実質的に同じ長さの線路長（電気長θｒ２≒ｍ２×９０度）を有する終端短絡の伝送線路１０２Ａを接続したことを特徴としている。この場合、両端短絡もしくは両端開放のどちらかの条件に設定する必要があるが、それぞれ整数ｍ１と整数ｍ２がともに偶数か、ともに奇数であるかに対応する。なお、整数ｍｉ（ｉ＝１，２）が０の値を取る場合は、偶数として扱われる。また、整数ｍｉの符号としては、伝送線路内の位相の遅れ／進みの観点で、負の値も取り得るものとする。ここで、整数ｍｉが負の値をとるのは、反射素子を構成する伝送線路１０１Ａ又は１０２Ａが左手系線路として動作している場合を示すものとする。
図５７〜図６０に示した短絡終端及び開放終端を実現する有限長の伝送線路１０１，１０２，１０１Ａ，１０２Ａは、終端反射素子としての役割だけでなく、同時に当該伝送線路に沿って電圧と電流の比が０から無限大まで変化することから、信号を給電するためのインピーダンス整合回路としての役割も果たす。
図５７〜図６０の伝送線路型共振器は、アンテナ装置としても動作可能である。
伝送線路からの漏れ波放射は、伝送線路内の位相定数βと自由空間中の波長の逆数β０＝ω／ｃとに対して、β＜β０の場合に生じる。但しｃは真空中の光速である。この場合、漏れ波により形成される放射ビーム方向は、アンテナ装置を構成する伝送線路の線路長が波長と同程度かそれ以上である場合、ほぼ
Figure 0005877193
 （２２）
の方向を向く。但し、放射角θは伝送線路に対してブロードサイド方向（伝搬方向に対して垂直方向）を基準としてゼロとおき、位相定数βが正となる向きの方向に傾いた大きさを表す。なお、線路長が波長に比べて充分小さい場合、つまり線路長が小さくなると、漏洩波の放射方向は上記式（２２）の方向からの逸脱が大きくなる。
図８に示すように、伝送線路内の伝送電力の向きに関係なく、非可逆伝送線路装置７０Ａに沿って伝搬する電磁波の位相定数βが等しくなるのは、動作角周波数がω＝ω０の場合であり、このとき位相定数はβ＝Δβ／２となる。この動作点が、上述の放射条件をも満たす場合、漏れ波による放射ビーム方向θは、伝送線路内の伝送電力の方向に関係なく、ほぼ
Figure 0005877193
 （２３）
の方向を向く。上述の放射条件を満足する下で、非可逆位相特性を表すΔβの値を変化させることにより、線路内の伝送電力の向きに関係なく、非可逆伝送線路装置７０Ａからの漏れ波放射の放射方向を同一にし、かつその放射ビーム方向を変化させることが可能であることを式（２３）は示している。
ここで、非可逆伝送線路装置７０Ａの単位セル６０Ａに基づいて、本実施形態のアンテナ装置の動作を説明する。非可逆伝送線路装置７０Ａの各単位セル６０Ａは、図１〜図４を参照して説明したように、直列枝にキャパシタを挿入し、並列枝にインダクタを挿入した構成を有する。非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１，Ｐ２に接続される伝送線路１０１，１０２のインピーダンスが０である場合（短絡条件）には、非可逆伝送線路装置７０Ａから伝送線路１０１，１０２へ大電流が流れ込むので、各単位セルの直列枝のインピーダンスが０となる直列共振動作が支配的となる。反対に、伝送線路１０１，１０２のインピーダンスが無限大である場合（開放条件）には、非可逆伝送線路装置７０Ａと伝送線路１０１，１０２線路との接続点で電流はゼロになり、電圧が最大になるので、並列枝のインピーダンスがほぼ無限大となる並列共振動作が支配的となる。以上のように、伝送線路１０１，１０２のインピーダンスの変化により、非可逆伝送線路装置７０Ａの特性を支配する共振状態が大きく変わる。その結果として、伝送線路１０１，１０２のインピーダンスの変化により、非可逆伝送線路装置７０Ａから放射される漏洩波の主偏波方向が変化する。伝送線路１０１，１０２のインピーダンスが０である場合には、各単位セル内で直列共振動作が支配的となり、非可逆伝送線路装置７０Ａの中央のマイクロストリップ線路１２Ａ上に大電流が流れ、漏れ波放射の主偏波方向は、マイクロストリップ線路１２Ａを含むＺＸ面内の方向となる。一方で、伝送線路１０１，１０２のインピーダンスが無限大である場合、各単位セル内で並列共振動作が支配的となり、その結果、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂ上に大電流が流れ、漏れ波放射の主偏波方向は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂが延在する方向、すなわちＹ軸方向となる。
図６１は、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図６１のアンテナ装置は、図５９の伝送線路型共振器に、さらに給電回路を備えたことを特徴とする。給電回路を接続する位置としては、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１側に接続された伝送線路（図５９の伝送線路１０１）と、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ２側に接続された伝送線路（図５９の伝送線路１０２）のどちらかを選ぶことができる。図６１のアンテナ装置においては、一例としてポートＰ１側の伝送線路に接続しており、ポートＰ１は伝送線路１１２及び１１１を介してポートＰ２１に接続され、伝送線路１１１，１１２により、電気長θｒ１＝ｍ１×９０度を有する伝送線路１０１（図５９）を構成している。給電回路は、内部抵抗Ｒ０を有し、マイクロ波信号を発生する高周波信号発生器１２０と、給電線路１２５とを備えて構成される。但し、給電回路内の給電線路１２５の特性インピーダンスＺ０２とインピーダンス整合の取れる位置を補償するためには、整数ｍ１は非零でなければならない。この場合、伝送線路１０１（１１１，１１２）上では、伝送線路１０１に沿って電圧と電流の比が０から無限大まで変化することから、給電線路１２５とインピーダンス整合の取れる位置が必ず存在する。その位置を図６１ではポートＰ２３（Ｂ３−Ｂ３’）として表している。
図６２は、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第１の変形例の構成を示すブロック図である。図６２のアンテナ装置は、図６０の伝送線路型共振器に、さらに給電回路を備えたことを特徴とする。図６２のアンテナ装置は、両端短絡であることのほかは、図６１のアンテナ装置と同様に構成される。
非可逆伝送線路装置７０Ａの終端条件を等価的に両端短絡から両端開放へ切り換えることにより、直列共振動作が支配的な状態から、並列共振動作が支配的な状態に切り換えることが可能であり、また逆に、両端開放から両端短絡へ切り換えることにより、並列共振動作が支配的な状態から、直列共振動作が支配的な状態に切り換えることが可能となる。本実施形態のアンテナ装置では、非可逆伝送線路装置７０Ａの終端条件を機械的、あるいは電気的、あるいはその両方を兼ね備えた方法で切り換えることにより、放射波の偏波特性の切り換えを行う。
非可逆伝送線路装置７０Ａの終端条件を等価的に両端短絡から両端開放へ、あるいは両端開放から両端短絡へ切り換えるために、反射素子を構成する伝送線路の線路長を切り換える。またそのために、線路長を切り換えるスイッチを挿入する。
図６３は、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第２の変形例の構成を示すブロック図である。図６３のアンテナ装置は、実質的には、図６１のアンテナ装置にさらに、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２でそれぞれ接続された追加の伝送線路１２３，１３２を備えたことを特徴とする。非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１は伝送線路１２１，１２２、スイッチＳＷ１１及び伝送線路１２３を介してポートＰ２１に接続され、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ２は伝送線路１３１、スイッチＳＷ１２及び伝送線路１３２を介してポートＰ２２に接続される。ここで、伝送線路１２１，１２２の合計の電気長θｒ１は９０度であり、伝送線路１２３の電気長θｒ１Ｓは９０度であり、伝送線路１２３の電気長θｒ２は９０度であり、伝送線路１３２の電気長θｒ２Ｓは９０度である。さらに一般的には、各電気長θｒ１，θｒ２，θｒ１Ｓ，θｒ２Ｓはそれぞれ、電気長θｒ１≒ｍ１×９０度（ｍ１は整数である。）、電気長θｒ２≒ｍ２×９０度（ｍ２は整数である。）、電気長θｒ１Ｓ≒ｍ３×９０度（ｍ３は奇数である。）、電気長θｒ２Ｓ≒ｍ４×９０度（ｍ４は奇数である。）であってもよい。但し、ｍ１，ｍ２はともに奇数又はともに偶数である。ｍ１，ｍ２がともに奇数の場合、図６３の場合と同様の働きをするが、ｍ１，ｍ２はともに偶数の場合、図６３の場合と比べるとスイッチＳＷ１１及びＳＷ１２のオンの状態とオフの状態とが入れかわる。また、ｍｉ（ｉ＝１，２，３，４）が負の整数の場合、その伝送線路が左手系線路であることを示す。
以上のように構成された図６３のアンテナ装置において、ＳＷ１１及びＳＷ１２をオフしたとき、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの両終端は実質的に短絡状態となり、直列共振動作が支配的となる。この場合、放射波は直列枝である中央のマイクロストリップ線路１２Ａに平行なＥθ成分（ＸＺ面内の成分）が主偏波となる。一方、スイッチＳＷ１１及びＳＷ１２をオンしたとき、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの両終端は実質的に開放状態となり、並列共振動作が支配的となる。この場合、放射波は並列枝であるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂに平行なＥφ成分（ＹＺ面内の成分）が主偏波となる。以上のことから、反射素子内のスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を切り換えることにより、アンテナ装置からの放射において、主偏波の方向を切り換えることができる。
図６４は、本発明の第８の実施形態に係る伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置の第３の変形例の構成を示すブロック図である。図６４のアンテナ装置は、実質的には、図６２のアンテナ装置にさらに、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２でそれぞれ接続された追加の伝送線路１２３，１３２を備えたことを特徴とする。非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１は伝送線路１２１，１２２、スイッチＳＷ２１の共通端子及び接点ａ及び伝送線路１２３を介してポートＰ２１に接続され、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ２は伝送線路１３１、スイッチＳＷ２２の共通端子及び接点ａ及び伝送線路１３２を介してポートＰ２２に接続される。スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の各接点ｂはそれぞれ接地されている。ここで、伝送線路１２１，１２２の合計の電気長θｒ１は９０度であり、伝送線路１２３の電気長θｒ１ｓは９０度であり、伝送線路１３１の電気長θｒ２は９０度であり、伝送線路１３２の電気長θｒ２ｓは９０度である。さらに一般的には、各電気長θｒ１，θｒ２，θｒ１Ｓ，θｒ２Ｓはそれぞれ、電気長θｒ１≒ｍ１×９０度（ｍ１は整数である。）、電気長θｒ２≒ｍ２×９０度（ｍ２は整数である。）、電気長θｒ１Ｓ≒ｍ３×９０度（ｍ３は奇数である。）、電気長θｒ２Ｓ≒ｍ４×９０度（ｍ４は奇数である。）であってもよい。但し、ｍ１，ｍ２はともに奇数又はともに偶数である。ｍ１，ｍ２がともに奇数の場合、図６４の場合と同様の働きをするが、ｍ１，ｍ２はともに偶数の場合、図６４の場合と比べるとスイッチＳＷ２１及びＳＷ２２の接点ａの状態と接点ｂの状態とが入れかわる。またｍｉ（ｉ＝１，２，３，４）が負の整数の場合、その伝送線路が左手系線路であることを示す。
以上のように構成された図６４のアンテナ装置において、スイッチＳＷ２１及びＳＷ２２をそれぞれ接点ａ側に切り換えたとき、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの両終端は実質的に短絡状態となり、直列共振動作が支配的となる。この場合、放射波は直列枝である中央のマイクロストリップ線路１２Ａに平行なＥθ成分が主偏波となる。一方、スイッチＳＷ２１及びＳＷ２２をそれぞれ接点ｂ側に切り換えたとき、当該非可逆伝送線路装置７０Ａの両終端は実質的に開放状態となり、並列共振動作が支配的となる。この場合、放射波は並列枝であるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂに平行なＥφ成分が主偏波となる。以上のことから、反射素子内のスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を切り換えることにより、アンテナ装置からの放射において、主偏波の方向を切り換えることができる。
図６５は、本発明の第８の実施形態の第１の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。図６５は図５７の伝送線路型共振器の実装例を示す。図６５の伝送線路型共振器は、図１３と同様に構成された非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に、終端開放で有限長のマイクロストリップ線路（それぞれ、誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２及び接地導体１１により構成される。）を接続したことを特徴としている。ここで、反射素子の線路長として、動作周波数における管内波長λｇの４分の１に設定している。その結果、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端で短絡終端の条件を満たし、共振時においては、非可逆伝送線路装置７０Ａ内で、直列枝の直列共振つまり、電流波が支配的となり、進行波型共振器と類似した電磁界分布を示す。
図６６は、本発明の第８の実施形態の第２の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。図６６は図５８の伝送線路型共振器の実装例を示す。図６６の伝送線路型共振器は、図１３と同様に構成された非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に、終端短絡で有限長のマイクロストリップ線路（それぞれ、誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２及び接地導体１１により構成される。）を接続したことを特徴としている。ここで、反射素子の線路長として、動作周波数における管内波長λｇの４分の１に設定している。その結果、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端で開放終端の条件を満たし、共振時においては、非可逆伝送線路装置７０Ａ内で、並列枝の並列共振つまり、電圧波が支配的となり、進行波型共振器と類似した電磁界分布を示す。
図６７は、本発明の第８の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。図６７は、図６５の伝送線路型共振器のポートＰ２側に信号入力ポートをさらに備えたアンテナ装置の実装例を示す。すなわち、図６７のアンテナ装置は、図６１のアンテナ装置においてｍ１＝ｍ２＝１とした場合の両端短絡共振器を具体的に実現したものである。但し、図６１では、ポートＰ１側の反射素子の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５が挿入されているのに対して、図６７では、ポートＰ２側の反射素子の伝送線路に給電線路（誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ２Ａ及び接地導体１１とによりマイクロストリップ線路を構成してなる給電線路である。）が挿入されている。
図６８は、本発明の第８の実施形態の第４の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。図６８は、図６６の伝送線路型共振器のポートＰ２側に信号入力ポートをさらに備えたアンテナ装置の実装例を示す。すなわち、図６８のアンテナ装置は、図６２のアンテナ装置においてｍ１＝ｍ２＝１とした場合の両端開放共振器を具体的に実現したものである。但し、図６２では、ポートＰ１側の反射素子の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５が挿入されているのに対して、図６８では、ポートＰ２側の反射素子の伝送線路に給電線路（誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ２Ａ及び接地導体１１とによりマイクロストリップ線路を構成してなる給電線路である。）が挿入されている。
図６９は、本発明の第８の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。図６９は、図６７のアンテナ装置において終端開放の伝送線路の線路長を半波長にしたときのアンテナ装置の実装例を示す。図６９のアンテナ装置は、図６１のアンテナ装置においてｍ１＝ｍ２＝２とした場合の両端開放共振器を具体的に実現したものである。
図７０は、本発明の第８の実施形態の第６の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す斜視図である。図７０の伝送線路型共振器は、図２３と同様に構成された単位セル６０Ａｃからなる非可逆伝送線路装置７０Ａｋの両端に、終端開放で有限長のマイクロストリップ線路（それぞれ、誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２及び接地導体１１により構成される。）を接続したことを特徴としている。ここで、反射素子の線路長として、動作周波数における管内波長λｇの４分の１に設定している。その結果、非可逆伝送線路装置７０Ａｋの両端で短絡終端の条件を満たし、共振時においては、非可逆伝送線路装置７０Ａｋ内で、直列枝の直列共振つまり、電流波が支配的となり、進行波型共振器と類似した電磁界分布を示す。図７０の伝送線路型共振器の非可逆伝送線路装置７０Ａｋでは、図２３の非可逆伝送線路装置と同様にコントローラ（図示せず）が移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を変化させ、これによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定することができる。本実施例の伝送線路型共振器によれば、要求される非可逆性の大きさに応じて、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定し、このインピーダンスの相違によって、線路構造の非対称性を実現することができる。本実施例の伝送線路型共振器は、線路構造の非対称性自体を制御している。式（２３）によれば、非可逆位相特性を表すΔβの値を変化させることにより、放射角θを変化させて走査することができる。その結果、非可逆伝送線路装置７０Ａｋが進行波型マイクロ波共振器として動作する場合の位相分布の空間的勾配を、時間関数として連続的あるいは離散的に変化させることが可能となる。従って、この非可逆伝送線路装置７０Ａｋをアンテナ装置に応用する場合、非可逆伝送線路装置７０Ａｋから放射するビーム方向を変えることができる。すなわち、当該アンテナ装置はビーム走査アンテナとして動作する。
以上の説明では、伝送線路型共振器の両端に接続される反射素子として、伝送線路を採用したが、集中定数回路により等価的に終端短絡又は終端開放を実現することも可能である。また、スイッチを挿入して、それらの状態を切り換える構造も可能である。
非可逆伝送線路装置のフェライト角棒１５が軟磁性体である場合、外部磁界を印加しないと、フェライト角棒１５は誘電体と同じ役割を果たす。この場合、非可逆伝送線路装置は、零次共振器として動作し、非可逆伝送線路装置上で位相分布は一様となる。このとき、非可逆伝送線路装置をアンテナ装置として応用する場合、放射方向は、ブロードサイド方向を向く。
なお、第８の実施形態に係るアンテナ装置においては、伝送線路型共振器の共振状態において電磁波を放射しているが、設定条件を変更することにより、部分的に電磁波を漏洩して漏れ波アンテナ装置として構成してもよい。
第８の実施形態に係る伝送線路型共振器では、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置のうちのいずれを用いてもよい。また、第８の実施形態に係るアンテナ装置では、図１３〜図３２に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置のうちのいずれを用いてもよい。
以上説明したように、第８の実施形態に係る伝送線路型共振器によれば、当該伝送線路型共振器上の電磁界分布は、従来技術に係る進行波共振器のそれに類似したものであり、すなわち、当該伝送線路型共振器の長手方向に沿って電界の振幅分布は一様であり、かつ位相分布は空間的に線形に変化する。また、この伝送線路型共振器を備えたアンテナ装置によれば、図６３及び図６４に示すように、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に反射素子である伝送線路を接続し、伝送線路の電気長（反射素子のインピーダンス）を切り換えることにより、アンテナ装置の指向性及び利得の改善に加えて、偏波方向を切り換えることができる。一方で、図７０の移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、非可逆位相特性を表すΔβの値を変化させることができ、これにより放射角θを変化させて走査することができる。位相分布の勾配が、伝送線路型共振器の非可逆性を変えることによって、すなわち、図７０の移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することによって連続的に制御可能である点は強調されるべきである。また、本実施形態に係る伝送線路型共振器によれば、動作波長に依存せずに装置サイズを自由に変化させることができ、例えば装置サイズを小型化できるマイクロ波共振器を提供できる。従って、提案した伝送線路型共振器は、マイクロ波チューナブルフィルタ、電力分割器並びにビームステアリングアンテナに対する新しいアプリケーションを開拓すると考えられる。
ここで、分散曲線上に示される動作周波数について補足する。一般に、非可逆伝送線路装置７０Ａの分散曲線は、図７のように表される。図７において、関心のある帯域はωβ０Ｌ＜ω＜ωβ０Ｕであり、分散曲線の接線の傾きである∂ω／∂βが、各伝搬モードの伝送電力の方向を表すことに注意すると、動作点の接線が右肩上がりの正の勾配をもち、かつ位相定数βが正の値を持つ曲線部分は、伝送電力と波数ベクトルの向き（等位相面の流れる向き）が同じ方向を向く右手系モード伝搬であり、動作点の接線が左肩上がりの負の勾配をもち、かつ位相定数βが正の値を持つ曲線部分は、伝送電力と波数ベクトルの向きとが逆方向を向く左手系モード伝搬を示している。従って、両端にポートＰ１及びＰ２をもつ有限長さの線路でポートＰ１からポートＰ２に向かって正の方向と設定すると、ωβ０Ｌ＜ω＜ωβ０Ｕの帯域内で、ポートＰ１から信号を入力した場合、右手系モードとして伝搬し、逆にポートＰ２から信号を入力した場合、左手系モードとして伝搬する。
特に、ω＝ωｃＬ及びω＝ωｃＵの動作周波数においては、右手系モードと左手系モードの位相定数が一致している。従って、伝送電力の向きに関係なく等位相面は正の方向に流れる。
非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に境界条件を課すことにより、進行波型マイクロ波共振器を構成することができることは既に述べたが、両端短絡と両端開放の２つの場合が考えられる。両端短絡の場合、非可逆伝送線路装置７０Ａのうち直列枝部分のインピーダンスがほぼゼロの直列共振状態にあり、電流波が支配的となる。この場合の動作周波数をωｓｅとおく。一方、両端開放の場合、非可逆伝送線路装置７０Ａのうち並列枝部分のアドミタンスがほぼゼロの並列共振状態にあり、電圧波が支配的となる。この場合の動作周波数をωｓｈとおく。一般に、両端開放の場合と両端短絡の場合の共振周波数は異なっており、これは、図７において阻止帯域の下側カットオフ周波数ωｃＬと上側カットオフ周波数ωｃＵの違いに現れる。実際、２つの共振周波数ωｓｅとωｓｈのうち、大きい側の値がωｃＵで小さい側の値がωｃＬとなる。
図８では、特に、図７のうちωｃＬ＝ωｃＵ＝ω０となる場合であり、図７において見られた阻止帯域が消失している。つまり、線路の両端の境界条件により動作可能な両端開放進行波型共振と両端短絡型共振の２つの動作周波数が縮退する条件を伴なっている。
これまでに説明した実施例のほとんどが図８の特殊な場合に対応しているが、図７のような２種類の共振状態が縮退していない場合においても、進行波型マイクロ波共振器としての動作は可能である。この場合、もちろん、両端開放共振と両端短絡共振の動作周波数はそれぞれ異なる。
第９の実施形態．
本実施形態では、非可逆伝送線路装置７０Ａを備えた伝送線路型共振器を、零次の進行波共振器として動作させることを特徴とする。本実施形態の伝送線路型共振器は、共振周波数が共振器のサイズに依存しない「零次共振」の共振状態で動作する零次の進行波共振器であって（例えば、非特許文献４参照。）、直列共振及び並列共振が混在した状態にある零次の進行波共振器を実現する。
１．非可逆伝送線路装置の基本構成．
始めに、本実施形態の非可逆伝送線路装置の説明のために、図７１〜図７４を参照して、従来技術の非可逆伝送線路装置のモデルを概略的に示す。図７１は、基本的な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた従来技術に係る伝送線路型共振器の等価回路モデルを示す回路図であり、図７２は、図７１の単位セルＵＣｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図７１の伝送線路型マイクロ波共振器は、有限の長さを有する右手／左手系複合伝送線路１００と、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に伝送信号を反射するようにそれぞれ接続された終端負荷１５１及び１５２とを備えて構成される。さらに、右手／左手系複合伝送線路１００の構成は、伝送信号の波長に比べて充分小さなサイズを有する複数Ｎ個の単位セルＵＣ１，ＵＣ２，…，ＵＣＮを縦続接続した梯子型伝送線路構成である。ここで、図７１及び図７２に示すように、単位セルＵＣｎは２端子対網の微小構成要素である。
さらに、図７１に示すように、単位セルＵＣｎは、右手／左手系複合伝送線路１００を構成する伝送線路部分６３の直列枝にキャパシタンスＣＬを有する容量性素子及びインダクタンスＬＲを有する誘導性素子を備えた直接共振回路が等価的に挿入され、並列枝にキャパシタンスＣＲを有する容量性素子及びインダクタンスＬＬを有する誘導性素子を備えた並列共振回路が等価的に挿入された構成を有する。ここで、インダクタンスＬＲを有する誘導性素子及びキャパシタンスＣＲを有する容量性素子は、右手系伝送線路が本来備えているもしくは挿入される直列枝の誘導性素子及び並列枝の容量性素子に対応する。一方、キャパシタンスＣＬを有する容量性素子は、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入された容量性素子に対応し、インダクタンスＬＬを有する誘導性素子は、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう並列枝に挿入された誘導性素子に対応する。
図７３は、対称Ｔ型構造を有する図７１の単位セルＵＣｎの一例を示す回路図であり、図７４は、対称π構造を有する図７１の単位セルＵＣｎの一例を示す回路図である。図７３及び図７４において、パラメータＺｓｅは、伝送線路部分６３の直列枝のインピーダンスを表し、パラメータＹｓｈは並列枝のアドミタンスを表し、それぞれ、次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
ここで、ωｓｅは直列枝の直列共振角周波数であり、次式で表される。
Figure 0005877193
また、ωｓｈは並列枝の並列共振角周波数であり、次式で表される。
Figure 0005877193
以下では原則として、単位セルＵＣｎの線路長（つまり、周期長さ）ｄが波長に比べて十分小さい場合を仮定する。従って、単位セルがＴ型、π型あるいはＬ型の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる一方で、波長に対する単位セルＵＣｎの線路長ｄがここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。
また、以下、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが同一の値である可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を可逆右手／左手系複合伝送線路又は相反右手／左手系複合伝送線路（又は単に、可逆伝送線路）といい、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数と（特に、順方向の位相定数β＋と逆方向の位相定数βーと）が互いに異なる非可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を非可逆右手／左手系複合伝送線路又は非相反右手／左手系複合伝送線路（又は単に、非可逆伝送線路）という。
図７１及び図７２に示すような、複数の単位セルＵＣｎを縦続接続した周期構造を有する右手／左手系複合伝送線路１００の伝搬特性は、動作周波数と伝搬電磁波の位相定数との間を関係づける分散曲線として求められる。従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路の非平衡状態の場合における分散曲線と、平衡状態の場合における分散曲線はそれぞれ、図５及び図６に示される。
一般に、分散曲線の接線の勾配∂ω／∂βは、速度の次元を持ち、電磁波の伝送電力（ポインティングベクトル）の方向を表すのに対して、ω／βは位相速度（位相面の流れる向き）を表す。
図５に示すように、非平衡状態の場合には直列共振角周波数ωｓｅと並列共振角周波数ωｓｈとは互いに異なり、電磁波の伝送電力の方向（群速度の向き）と位相速度の向きが反対となるバックワード波（左手系モード）の伝搬が可能な状態の下側の周波数帯と、群速度の向きと位相速度の向きとが同方向となるフォワード波（右手系モード）の伝搬が可能状態の上側の周波数帯とに分かれていることがわかる。また、右手系（ＲＨ）モード及び左手系（ＬＨ）モードを示す帯域の間には分散曲線が存在せず、波の伝搬が許されない禁止帯（バンド・ギャップ）となっている。
一方、図６に示すように、平衡状態の場合には、直列共振角周波数ωｓｅと並列共振角周波数ωｓｈとは互いに一致し、右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性が連続的に連結され、禁止帯が消失している。
以上説明したように、右手／左手系複合伝送線路１００は、少なくとも１つの単位セルＵＣ１，ＵＣ２，…，ＵＣＮを縦続接続した構成を有するマイクロ波伝送線路である。ここで、各単位セルＵＣｎは、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入され、キャパシタンスＣＬを有する容量性素子と、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう直列枝に挿入され、インダクタンスＬＬを有する誘導性素子と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である伝送線路部分６３とを備えて構成される。また、各単位セルＵＣｎは、右手／左手系複合伝送線路１００に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、右手／左手系複合伝送線路１００の位相定数との関係を示す分散曲線において右手／左手系複合伝送線路１００が所定の位相定数を有するように回路構成されている。
ここで、直列枝の直列共振角周波数ωseは式（４）ω2に対応し、並列枝の並列共振角周波数ωshは式（３）のω1に対応している（図５参照）。従って、この直列共振角周波数ωse及び並列共振角周波数ωshは、位相定数β＝０であるときの角周波数、つまり分散曲線と対称軸であるω軸との交点上にあることがわかる。一方で、可逆伝送線路の分散曲線を表す図５及び図６と、非可逆伝送線路の分散曲線を表す図７及び図８との対応関係を考えると、非可逆線路の分散関係式（１）と可逆線路の分散関係式（２）との比較から容易に類推できるように、非可逆伝送線路の場合の分散曲線である図７において、直列枝の直列共振角周波数ωseと並列枝の並列共振角周波数ωshは、分散曲線とその対称軸であるβ＝Δβ／２との交点上にある。つまり、直列共振角周波数ωse及び並列共振角周波数ωshのうち、値の小さい方がωｃＬであり、値の大きい方がωｃＵあるということになる。さらに、図７においてωｃＬ＝ωｃＵである場合、その間の禁止帯が消滅して図８のようになる。このとき、直列枝の直列共振角周波数ωseと並列枝の並列共振角周波数ωshは同じとなり、ωse＝ωsh＝ω0となる。
２．実施形態に係る伝送線路型共振器の共振条件．
次に、図７５〜図７８を参照して、本実施形態の伝送線路型共振器の共振条件を説明する。図７５は、本発明の第９の実施形態に係る伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。前述のように、本実施形態の伝送線路型共振器は零次の進行波共振器として動作し、図７５は零次の進行波共振器の等価回路モデルを示す。図７５において、本実施形態の伝送線路型共振器は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置７０Ａと、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１に接続された反射素子１５１Ｒと、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ２に接続された反射素子１５２Ｒとを備えて構成される。非可逆伝送線路装置７０Ａは、長さｄをそれぞれ有する複数Ｎ個の基本セルＵＣ１，ＵＣ２，…，ＵＣＮからなり、全体で有限長さｌ＝Ｎ×ｄを有する。ここで、反射素子１５１Ｒは、動作周波数において、ポートＰ１から見たインピーダンスがＺＬ１となるように動作し、反射素子１５２Ｒは、動作周波数において、ポートＰ２から見たインピーダンスがＺＬ２となるように動作する。図７５におけるパラメータβ＋及びΔφ＋はそれぞれポートＰ１からポートＰ２までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、パラメータβ−及びΔφ−はそれぞれポートＰ２からポートＰ１までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、ｘは、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向の位置（例えば図７９のＸ軸に沿った位置）を示す。さらに、ポートＰ１及びＰ２における反射に起因する移相は、それぞれΔφ１及びΔφ２である。この事例では、共振条件は、次式の位相関係式が成り立つときに満たされる。
Figure 0005877193
 （２４）
ここで、Δφ＋＝β＋・ｌ、及びΔφ−＝β−・ｌであり、ｍは整数である。簡単化のために、最初は可逆の場合としてβ＋＝β−＝βであると仮定し、非可逆伝送線路装置７０Ａを可逆伝送線路装置であるとみなす。このとき、両方のポートＰ１，Ｐ２が開放端であるか短絡されていれば、Δφ１＋Δφ２の値は、電圧波又は電流波のいずれの場合も２π又は０であり、よって式（２４）は次式で表される。
Figure 0005877193
 （２５）
従って、線路の位相定数βに関する共振条件は可逆伝送線路装置の長さｌによって決定され、かつ次式で表される。
Figure 0005877193
 （２６）
位相定数βは周波数の関数であるので、式（２６）は共振周波数が線路長に依存することを表しているとも言える。式（２６）においてｍ＝１である場合、線路長ｌ＝λｇ／２である。ここで、パラメータλｇは管内波長である。この条件は、典型的な半波長共振器の動作を規定する。式（２６）において、ｍ＝０であれば、共振条件は線路長ｌとは独立し、β＝０である。位相定数βがゼロであることは無限波長を意味し、管内波長λｇが＋∞の大きさを持ち、可逆伝送線路装置上で信号振幅及び位相が一様になる。このように、共振周波数が共振器のサイズに依存しない零次の進行波共振器を実現することができる。
一方で、非可逆伝送線路装置の場合、式（２５）は次のように書き換えられる。
Figure 0005877193
 （２７）
非可逆伝送線路装置の場合も、従来の可逆伝送線路装置の場合と同様に、位相定数β+及びβ-は周波数の関数であるので、式（２７）はｍ≠０の場合、共振周波数が線路長ｌに依存することを表している。ｍ＝１である場合、可逆の場合と同様に、半波長共振器の動作を規定する。式（２７）において、ｍ＝０であれば、共振条件は線路長ｌとは独立し、
Figure 0005877193
 （２８）
となる。式（２８）は、既に述べたように、順方向伝搬は右手系モードが伝搬し、逆方向伝搬は左手系モードが伝搬する場合で、しかも伝搬方向の異なる2つのモードの位相定数の絶対値が同じ場合を表す。この条件は、図７においては、動作周波数がω＝ωｃＬまたはω＝ωｃＵの場合に相当し、図８においては、ω＝ω0の場合に相当する。この共振状態の電磁界分布は、非可逆伝送線路装置７０Ａ上で一様な信号振幅と、一定の勾配の位相分布とをもつ。従って、この共振条件を満たす非可逆伝送線路装置７０Ａを備えた伝送線路共振器は、進行波共振器の電磁界分布と同じ性質を持つ。このように、共振周波数が共振器のサイズに依存しない進行波共振器を実現することができる。
図７５において、ポートＰ１及びＰ２が短絡されて、ＺＬ１＝ＺＬ２＝０であれば、非可逆伝送線路装置７０Ａから反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒに大電流が流れ込むため、各単位セルＵＣｎの直列枝のインピーダンスＺｓｅが０となる直列共振動作が支配的となる。このとき、放射波は直線偏波であって、その主偏波方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向となる。反対に、ポートＰ１及びＰ２が開放端であって、ＺＬ１＝ＺＬ２＝＋∞であれば、非可逆伝送線路装置７０Ａと反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの接続点で電流はゼロになり、電圧が最大になるため、並列枝のアドミタンスＹｓｈが０となる並列共振動作が支配的となる。このとき、放射波の主偏波方向は、並列枝に平行な方向となる。このため、例えば、図７９に示すように、並列枝を構成するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交するように形成すると、放射波の主偏波方向は非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向となる。
従来は、上述したように、両ポートＰ１及びＰ２を短絡端又は開放端とすることにより、零次共振器を実現していた。しかしながら、式（２４）を得るためには、終端反射における位相条件としては、単に次式を満たせば十分である。
Figure 0005877193
 （２９）
ここで、ｍＬは整数である。さらに、終端反射に対する共振条件は、この位相条件だけでなく、実質的に全反射である（すなわち、反射係数の絶対値が１である）必要がある。従って、式（２９）及びそれに続く説明により、ポートＰ１における反射係数Γ１及びポートＰ２における反射係数Γ２は、次式で表される。
Figure 0005877193
 （３０）
Figure 0005877193
 （３１）
非可逆伝送線路装置７０Ａのもつ非可逆性が主に位相推移量として現れ、特性インピーダンスの非可逆性が小さい場合、つまり式（１）においてΔＺ＝Ｚｐ−Ｚｍがほぼゼロの場合、周期構造である非可逆伝送線路装置７０Ａのもつブロッホインピーダンスは、伝搬方向に依存せず、ほぼ可逆となる。以下では、この場合を考える。
式（２９）の位相関係は、ポートＰ１に、動作周波数において純虚数のインピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒを接続し、ポートＰ２に、動作周波数においてインピーダンスｊＢと共役なインピーダンス−ｊＢを有する反射素子１５２Ｒを接続することにより実現できる。このとき、ポートＰ１における反射係数Γ１Ｂ及びポートＰ２における反射係数Γ２Ｂは、進行波共振器を構成する非可逆伝送線路装置７０ＡのブロッホインピーダンスＺＣＲＬＨＴＬを用いて、次式で表される。
Figure 0005877193
 （３２）
Figure 0005877193
 （３３）
特に、右手／左手系複合伝送線路１００が平衡状態を保ったまま共振状態にあるときには、ブロッホインピーダンスＺＣＲＬＨＴＬは、単位セルの構造に関係なく、次式のように簡単に表される。
Figure 0005877193
 （３４）
式（３２）及び式（３３）の各反射係数Γ１Ｂ及びΓ２Ｂの関係は、式（３０）及び式（３１）の各反射係数Γ１及びΓ２の関係を満たしている。従って、図７５において、反射素子１５１ＲのリアクタンスＢに応じて、様々な進行波共振器を実現できる。
２−１．平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたときの動作．
次に、図７６〜図７８を参照して、平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたときの伝送線路型共振器の動作を説明する。
零次共振周波数付近で、直列枝のインピーダンスＺｓｅ及び並列枝のアドミタンスＹｓｈは、実質的にゼロになる。このとき、対称Ｔ型構造を有する単位セルＵＣｎ（図７３参照。）のＡＢＣＤ行列ＦΤ、及び対称π構造を有する単位セルＵＣｎ（図７４参照。）のＡＢＣＤ行列ＦΠは、まとめて次式で近似できる。
Figure 0005877193
 （３５）
ただし、
Figure 0005877193
Figure 0005877193
 は、図３あるいは図４において、非可逆伝送線路部分６１及び６２の部分の位相定数βp及びβmが可逆であり、
Figure 0005877193
 と置き換えた場合の直列枝インピーダンス及び並列枝アドミタンスを表す。
各単位セルＵＣｎが対称Ｔ型構造を有するとき、図７５の非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１（単位セルＵＣ１の一方のポートＰ１１である。）を、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ１の他方のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１は、近似的に次式で表される。
Figure 0005877193
 （３６）
単位セルＵＣｎが対称π型構造を有するときも、単位セルＵＣ１の他方のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１は、式（３６）で同様に表される。図７６は、図７５の非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ１のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１を示すブロック図である。これにより、単位セルＵＣｎの数Ｎが複数の場合に拡張しても、各単位セルＵＣｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，ｎが常にｊＢになることがわかる。つまり、零次共振状態にある有限長さの平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａの一方のポートＰ１に、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒを接続すると、他方のポートＰ２から見た入力インピーダンスは、線路長ｌに関係なく、常にポートＰ１の終端素子（すなわち、反射素子１５１Ｒ）のインピーダンスｊＢと同じになることが容易に理解できる。図７７は、図７５の非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺｉｎ，１を示すブロック図である。
非可逆伝送線路装置７０Ａの一方のポートＰ１に、動作周波数において実質的に実部を持たない所定の複素数であるインピーダンス、好ましくは純虚数のインピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒが反射素子として接続された場合、非可逆伝送線路装置７０Ａを零次共振させるためには、他方のポートＰ２に、動作周波数において、反射素子１５１Ｒのインピーダンスと実質的に共役であるインピーダンス、好ましくは純虚数のインピーダンスｊＢと共役な純虚数のインピーダンス−ｊＢを有する反射素子１５２Ｒを接続することが必要となる。
図７８は、図７５の反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。以上説明したように、インピーダンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒ及びインピーダンス−ｊＢを有する反射素子１５２Ｒで終端された両端を有する有限長の平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａは、集中定数ｊＢ及び−ｊＢを有する２つの素子の閉ループ（図７８参照。）がそうであるのと同様に、自動的に共振条件を満たすことがわかる。
なお、零次共振状態にある非可逆伝送線路装置７０Ａに沿って伝搬する電圧波と電流波の比（インピーダンス）は、上記の入力インピーダンスｊＢに相当することに注意すべきである。
従来技術に係る零次共振器では、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２を短絡端又は開放端としていた。ここで、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２が短絡端である場合には、右手／左手系複合伝送線路１００において直列共振が支配的になり、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２が開放端である場合には、右手／左手系複合伝送線路１００において並列共振が支配的になる。従って、従来技術に係る零次共振器をアンテナ装置の放射器として用いる場合、放射波の主偏波の方向として実現できる方向は、右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に平行な方向（直列共振が支配的な場合。）又は、直交する方向（並列共振が支配的な場合。）のみであった。これは、非可逆伝送線路を用いた進行波共振器においても同様であった。これに対して、本発明によれば、反射素子１５１ＲのリアクタンスＢは任意の値を取りうるので、直列共振が支配的な状態（リアクタンスＢは０である。）と、並列共振が支配的な状態（リアクタンスＢは無限大である）の中間の状態の零次の進行波共振器を実現できる。すなわち、本実施形態に係る零次の進行波共振器である非可逆伝送線路装置７０Ａをアンテナ装置の放射器として用いる場合、リアクタンスＢを０から＋∞まで変化させることにより、放射波の主偏波の方向を、非可逆伝送線路装置７０Ａに平行な方向から直交する方向まで変化させることができる。このとき、非可逆伝送線路装置７０Ａ上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。さらに、非可逆伝送線路装置７０Ａにおける共振エネルギーにおいて、直列共振エネルギーのみの状態から並列共振エネルギーのみの状態まで変化する。
２−２．非平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたときの動作．
次に、非平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いたときの伝送線路型共振器の動作を説明する。位相定数βがΔβ/２になるときの直列共振角周波数ωｓｅ及び並列共振角周波数ωｓｈにおいて、一方は実効透磁率μｅｆｆがゼロとなる角周波数であり、他方は実効誘電率εｅｆｆがゼロとなる角周波数である。さらに、この２つの角周波数に挟まれた領域は、図７に示すように、非可逆伝送線路装置７０Ａに沿って電磁波の伝搬が許されない禁止帯であるが、実効誘電率εｅｆｆ及び実効透磁率μｅｆｆのうち一方のみが負となるので、非可逆伝送線路装置７０Ａの特性インピーダンス（厳密には周期構造のブロッホインピーダンスＺＣＲＬＨＴＬ）Ｚ０＝（μｅｆｆ／εｅｆｆ）１／２は純虚数となる。以上のことから、非可逆伝送線路装置７０ＡのポートＰ１に接続されたリアクタンスｊＢを有する反射素子１５１Ｒが、インピーダンス整合の取れる負荷として動作する周波数が存在する。つまり、非可逆伝送線路装置７０Ａの特性インピーダンスＺ０がインピーダンスｊＢと等しくなる角周波数が、直列共振角周波数ωｓｅと、並列共振角周波数ωｓｈとの間の禁止帯に必ず存在する。このとき、非可逆伝送線路装置７０Ａの他方のポートＰ２からこの反射素子１５１Ｒ（負荷インピーダンスである。）を見たときの入力インピーダンスＺｉｎは線路長ｌに関係なく、常にｊＢとなる。従って、ポートＰ２にインピーダンス−ｊＢを有する反射素子１５２Ｒを接続することにより、共振条件は自動的に満たされる。
非平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａにおいて、直列共振角周波数ωｓｅ及び並列共振角周波数ωｓｈの間の周波数帯では、伝送線路に沿って伝搬するモードが存在しない。従来は、直列共振角周波数ωｓｅ及び並列共振角周波数ωｓｈに挟まれた禁止帯において動作可能で、共振角周波数が線路長ｌに依存しない伝送線路型共振器が提案された報告はなかった。これに対して、本実施形態に係る非平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いた伝送線路型共振器によれば、リアクタンスＢを０から＋∞まで変化させることにより、共振周波数が線路の長さｌに依存しない零次共振状態を維持したまま、共振角周波数を直列共振角周波数ωｓｅから並列共振角周波数ωｓｈまで変化させることができる。なお、このとき、平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いた場合と同様に、放射波の主偏波の方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向から直交する方向まで変化し、非可逆伝送線路装置７０Ａ上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。従って、本実施形態に係る非平衡型の非可逆伝送線路装置７０Ａを用いた伝送線路型共振器により、動作周波数を直列共振角周波数から並列共振角周波数まで連続的に変化させることができるチューナブル共振器を実現できる。
３．実施形態の伝送線路型共振器の具体的構成例．
次に、図７５の伝送線路型共振器の具体的構成例について、図７９〜図８２を参照して以下に説明する。図７９は、本発明の第９の実施形態の第１の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す上面図である。図７９は、１０個の単位セルを含む非可逆伝送線路装置７０Ａにより零次の進行波共振器として構成される伝送線路型共振器を示す。また、図８０は、図７９のＡ１１−Ａ１１’線における断面図であり、図８１は、図７９のＡ１２−Ａ１２’線における断面図である。図８２は、図７９の伝送線路型共振器を示す斜視図である。図８２では、放射角θ及びφの定義も示す。
図７９〜図８２において、本実施形態に係る伝送線路型共振器は、
（ａ）第１の実施形態と同様に構成された非可逆伝送線路装置７０Ａと、
（ｂ）非可逆伝送線路装置７０Ａの一端に接続され、長さｌｒ１を有する開放終端のマイクロストリップ線路にてなる反射素子１５１Ｒと、
（ｃ）非可逆伝送線路装置７０Ａの他端に接続され、長さｌｒ２を有する開放終端のマイクロストリップ線路にてなる反射素子１５２Ｒとを備えて構成される。
ここで、非可逆伝送線路装置７０Ａは、
（ａ）ＸＹ面に平行に設けられた接地導体１１と、接地導体１１上においてＸ軸に沿って延在するフェライト角棒１５（Ｚ軸に沿う自発磁化を持つか、外部直流磁界が印加されている）と、接地導体１１上においてフェライト角棒１５の＋Ｙ側及び−Ｙ側の両方に設けられた誘電体基板１０と、
（ｂ）フェライト角棒１５の表面に形成された複数のストリップ導体１２と、接地導体１１と、フェライト角棒１５とからなるマイクロストリップ線路１２Ａと、
（ｃ）複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２を接続する複数のキャパシタＣ１，Ｃ２（図１４を参照）と、
（ｄ）マイクロストリップ線路１２Ａの各ストリップ導体から＋Ｙ方向にそれぞれ延在し、＋Ｙ側の端部においてスルーホール導体１３Ｃを介して接地導体１１にそれぞれ接続される、複数のスタブ導体１３Ａと、
（ｅ）マイクロストリップ線路１２Ａの各ストリップ導体から−Ｙ方向にそれぞれ延在し、−Ｙ側の端部においてスルーホール導体１３Ｄを介して接地導体１１にそれぞれ接続される、複数のスタブ導体１３Ｂと
を備えて構成される。なお、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂを開放端にする場合には、スルーホール導体１３Ｃ，１３Ｄは不要である。
また、反射素子１５１Ｒを構成する長さｌｒ１を有する開放終端のマイクロストリップ線路は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０と、長さｌｒ１を有するストリップ導体１２Ｐ１とを備えて構成される。さらに、反射素子１５２Ｒを構成する長さｌｒ２を有する開放終端のマイクロストリップ線路は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０と、長さｌｒ２を有するストリップ導体１２Ｐ２とを備えて構成される。
さらに、図７９において、ストリップ導体１２Ｐ１は、非可逆伝送線路装置７０Ａの側のストリップ導体１２Ｐ１ｂと、残りのストリップ導体１２Ｐ１ａとから構成されており、両ストリップ導体１２Ｐ１ａ及び１２Ｐ１ｂの接続点に、伝送線路型共振器に給電するための給電線路を構成する給電線路導体１２Ｆが挿入接続されている。ここで、給電線路は、給電線路導体１２Ｆと裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０とを備えて構成される。また、ストリップ導体１２Ｐ１ａの長さｌｆ１は、反射素子１５１Ｒのマイクロストリップ線路上に形成される定在波により空間変化する電圧対電流比（インピーダンス）と、給電線路の特性インピーダンス（５０［Ω］である。）とを整合させるように設定される。
なお、図７９〜図８２の非可逆伝送線路装置７０Ａは、１０個の単位セルを含む分布定数回路型伝送線路を形成している。なお、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端と各反射素子１５１Ｒ，１５２Ｒとの間に設けられるキャパシタの容量は、他の単位セル間のキャパシタの容量の２倍である。これらのキャパシタは、入力される高周波信号（例えばマイクロ波信号）の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、互いに隣接するストリップ導体１２間の浮遊容量のみで構成してもよいし、もしくは上記各浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタ１４としてもよい。また、Ｘ軸に沿ったスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの形成間隔は、単位セルの線路長（すなわち、周期長さ）ｄ［ｍｍ］と同じである。
図７９において、開放終端のマイクロストリップ線路導体１２Ｐ１及び１２Ｐ２の特性インピーダンス及び位相定数が、非可逆伝送線路装置７０Ａの特性インピーダンスＺ０及び位相定数βとそれぞれ等しいとき、反射素子１５１ＲのインピーダンスＺＬ１及び反射素子１５２ＲのインピーダンスＺＬ２は、次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
ここで、ｌｒ１＋ｌｒ２＝λｇ／２を満足するように、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌｒ１及びｌｒ２を変化させる場合に、式（３０）及び式（３１）を満足する反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの構成を説明する。
非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌｒ１及びｌｒ２がそれぞれλｇ／４であるとき（ｌｒ１＝ｌｒ２＝λｇ／４）、反射素子１５１ＲのインピーダンスＺＬ１及び反射素子１５２ＲのインピーダンスＺＬ２は、次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
従って、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端を短絡した両端短絡条件となるので、図７９の零次の進行波共振器において、直列枝部分の直列共振が支配的となる。
また、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌｒ１及びｌｒ２がそれぞれλｇ／２及び０であるとき（ｌｒ１＝λｇ／２かつｌｒ２＝０）、反射素子１５１ＲのインピーダンスＺＬ１及び反射素子１５２ＲのインピーダンスＺＬ２は、次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
従って、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端を開放した両端開放条件となるので、図７９の零次の進行波共振器において、並列枝部分の並列共振が支配的となる。
さらに、非可逆伝送線路装置７０Ａの両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌｒ１及びｌｒ２を、ｌｒ１＋ｌｒ２＝λｇ／２を満足するように、両端短絡から両端開放へ連続的に変化させるとき、反射素子１５１ＲのインピーダンスＺＬ１及び反射素子１５２ＲのインピーダンスＺＬ２は、次式で表される。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
従って、インピーダンスＺＬ１及ＺＬ２は、式（３２）及び式（３３）の関係を自動的に満たす。
図８３は、本発明の第９の実施形態の第２の実施例に係る伝送線路型共振器の構成を示す上面図である。図８３の伝送線路型共振器は、図７９の伝送線路装置の非可逆伝送線路装置７０Ａに代えて、図２３と同様に構成された単位セル６０Ａｃからなる非可逆伝送線路装置７０Ａｋを備えたことを特徴とする。図８３の伝送線路型共振器の非可逆伝送線路装置７０Ａｋでは、図２３の非可逆伝送線路装置と同様にコントローラ（図示せず）が移相器２１Ａ，２１Ｂに印加する電圧を制御することで、移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を変化させ、これによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定することができる。本実施例の伝送線路型共振器によれば、要求される非可逆性の大きさに応じて、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンスを互いに異なる所定値にそれぞれ設定し、このインピーダンスの相違によって、線路構造の非対称性を実現することができる。本実施例の伝送線路型共振器は、線路構造の非対称性自体を制御している。
４．実施形態に係る伝送線路型共振器を用いたアンテナ装置の構成．
以上説明したように、本実施形態に係る伝送線路型共振器（図７５参照。）の終端条件を等価的に両端短絡から両端開放に変化させることにより、直列枝部分が支配的な共振形態から、並列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能である。また逆に、両端開放から両端短絡へ変化させることにより、並列枝部分が支配的な共振形態から、直列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能となる。この伝送線路型共振器をアンテナ装置として利用し、共振器の終端条件を機械的、あるいは電気的、あるいはその両方を兼ね備えた方法で変化させることにより、放射波あるいは受信電波の偏波特性を変化させる。
図８４は、本発明の第９の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図８４のアンテナ装置は、図７５の伝送線路型共振器（零次の進行波共振器）を用いて構成される。図８４のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する非可逆伝送線路装置７０Ａと、ポートＰ１に接続された反射回路１５１ＲＡと、ポートＰ２に接続された反射回路１５２ＲＡとを備えた零次の進行波共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路１４１ａ及び１４１ｃを備え、零次の進行波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線１４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路１４１ａと１４１ｃとの間に接続されたマイクロストリップ線路１４１ｂａと、マイクロストリップ線路１４１ｂａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１４１ｂｂとを備えて構成された方向性結合器１４１ｂと、
（ｄ）マイクロストリップ線路１４１ｂａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１４１ｂを用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路１４１ｃから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００とを備えて構成される。
ここで、反射回路１５１ＲＡは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、マイクロストリップ線路１５１ａ，１５１ｂ−１，１５１ｂ−２，１５１ｂ−３，１５１ｂ−４とを備えて構成される。また、反射回路１５２ＲＡは、スイッチＳＷ３と、マイクロストリップ線路１５２−２，１５２−３，１５２−４とを備えて構成される。マイクロストリップ線路１５１ｂ−１の長さは、マイクロストリップ線路１５１ａの長さとマイクロストリップ線路１５１ｂ−１の長さの総和がλｇ／２になるように設定され、マイクロストリップ線路１５１ｂ−２の長さは、マイクロストリップ線路１５１ａの長さとマイクロストリップ線路１５１ｂ−２の長さの総和が３λｇ／８になるように設定され、マイクロストリップ線路１５１ｂ−３の長さは、マイクロストリップ線路１５１ａの長さとマイクロストリップ線路１５１ｂ−３の長さの総和がλｇ／４になるように設定されている。さらに、マイクロストリップ線路１５２−２の長さはλｇ／８に設定されマイクロストリップ線路１５２−３の長さはλｇ／４に設定されている。マイクロストリップ線路１５１ｂ−４の長さは、マイクロストリップ線路１５１ａの長さとマイクロストリップ線路１５１ｂ−４の長さの総和が５λｇ／８になるように設定され、マイクロストリップ線路１５２−４の長さは３λｇ／８に設定されている。またさらに、マイクロストリップ線路１５１ａの長さは、のマイクロストリップ線路である反射回路１５１ＲＡに形成される定在波により空間変化する電圧対電流比（インピーダンス）と給電線１４１の特性インピーダンスとを整合させるように設定される。スイッチＳＷ１及びＳＷ２ならびにスイッチＳＷ３は、反射回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンス変化手段である。
図８４において、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３はコントローラ３００によって、連動して切り換えられる。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ａに切り換えられると、マイクロストリップ線路１５１ａとポートＰ１との間にマイクロストリップ線路１５１ｂ−１が接続され、ポートＰ２は開放端となる。これにより、反射回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンスは＋∞になり、受信される電波の偏波の方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向になる。また、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｂに切り換えられると、マイクロストリップ線路１５１ｂ−１とポートＰ１との間にマイクロストリップ線路１５１ｂ−２が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路１５２−２が接続される。これにより、反射回路１５１ＲＡのインピーダンスは５０ｊ［Ω］になり、反射回路１５２ＲＡのインピーダンスは−５０ｊ［Ω］になり、受信される電波の偏波の方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向と非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向の間の角度（４５度）になる。さらに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｃに切り換えられると、マイクロストリップ線路１５１ｂ−１とポートＰ１との間にマイクロストリップ線路１５１ｂ−３が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路１５２−３が接続される。これにより、反射回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンスは０になり、受信される電波の偏波の方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向になる。また、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｄに切り換えられると、マイクロストリップ線路１５１ａとポートＰ１との間にマイクロストリップ線路１５１ｂ−４が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路１５２−４が接続される。これにより、反射回路１５１ＲＡのインピーダンスは-５０ｊ［Ω］になり、反射回路１５２ＲＡのインピーダンスは５０ｊ［Ω］になり、受信される電波の偏波の方向は、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向と非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向の間の角度（４５度）で、しかもスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｂに切り換えられた場合に対して直交する方向を取る。
コントローラ３００は、受信電力検出器２００によって検出される受信電力が最大になるように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を切り換える。従って、図８４のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。
図８５は、本発明の第９の実施形態の第４の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図８５のアンテナ装置は、図７５の伝送線路型共振器（零次の進行波共振器）を用いて構成される。図８５のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する非可逆伝送線路装置７０Ａと、ポートＰ１に接続された反射回路１５１ＲＢと、ポートＰ２に接続された反射回路１５２ＲＢとを備えた零次の進行波共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路１４１ａ及び１４１ｃを備え、零次の進行波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線１４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路１４１ａと１４１ｃとの間に接続されたマイクロストリップ線路１４１ｂａと、マイクロストリップ線路１４１ｂａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１４１ｂｂとを備えて構成された方向性結合器１４１ｂと、
（ｄ）マイクロストリップ線路１４１ｂａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１４１ｂを用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路１４１ｃから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００Ａとを備えて構成される。
ここで、反射回路１５１ＲＢは、ポートＰ１と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード１５１ｃと、インダクタ１５１ｄ，１５１ｅとを備えて構成される。ここで、給電線路を構成するストリップ導体１２Ｆａの一端は、インダクタ１５１ｄ，１５１ｅ間の接続点に接続される。また、反射回路１５２ＲＢは、ポートＰ２と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード１５２ａ及びインダクタ１５２ｂを備えて構成される。また、インダクタ１５１ｄ，１５１ｅの各素子値は、零次の進行波共振器のインピーダンスが給電線１４１の特性インピーダンスに整合するように設定される。可変容量ダイオード１５１ｃ，１５２ａはそれぞれ、反射回路１５１ＲＢ及び１５２ＲＢのインピーダンス変化手段である。
コントローラ３００Ａは、反射回路１５１ＲＢのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射回路１５２ＲＢのインピーダンスが反射回路１５１ＲＢのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器２００によって検出される受信電力が最大になるように、可変容量ダイオード１５１ｃ，１５２ａに印加する各逆バイアス電圧を変化させる。従って、図８５のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図８４のアンテナ装置は、偏波の方向は３つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向から非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。
なお、図８５において、可変容量ダイオード１５１ｃ，１５２ａに代えて、可変リアクタンス素子を用いてもよい。
図８６は、本発明の第９の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図８６のアンテナ装置は、図７５の伝送線路型共振器（零次の進行波共振器）を用いて構成される。図８６のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する非可逆伝送線路装置７０Ａと、ポートＰ１に接続された移相器１５３及び反射素子１５１Ｒと、ポートＰ２に接続された移相器１５４及び反射素子１５２Ｒとを備えた零次の進行波共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路１４１ａ及び１４１ｃを備え、零次の進行波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線１４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路１４１ａと１４１ｃとの間に接続されたマイクロストリップ線路１４１ｂａと、マイクロストリップ線路１４１ｂａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１４１ｂｂとを備えて構成された方向性結合器１４１ｂと、
（ｄ）マイクロストリップ線路１４１ｂａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１４１ｂを用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路１４１ｃから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００Ｂとを備えて構成される。
本実施例のアンテナ装置は、ポートＰ１から見た反射素子１５１Ｒのインピーダンスを変化させるために、ポートＰ１と反射素子１５１Ｒとの間に移相器１５３を備え、ポートＰ２から見た反射素子１５２Ｒのインピーダンスを変化させるために、ポートＰ２と反射素子１５２Ｒとの間に移相器１５４を備える。
コントローラ３００Ｂは、反射素子１５１Ｒのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子１５２Ｒのインピーダンスが反射素子１５１Ｒのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器２００によって検出される受信電力が最大になるように、移相器１５３，１５４に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図８６のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図８４のアンテナ装置では、偏波の方向は３つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に平行な方向から非可逆伝送線路装置７０Ａの長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。
図８７は、図８６のアンテナ装置の構成を示す上面図である。図７９のアンテナ装置に、さらに移相器１５３，１５４を備えている。
図８８は、本発明の第９の実施形態の第５の実施例に係るアンテナ装置の構成を示す上面図である。図８３のアンテナ装置に、さらに移相器１５３，１５４を備えている。コントローラ３００Ｂ（図示せず：図８６を参照）は、移相器１５３，１５４の移相量を変化させ、これとは独立に、非可逆伝送線路装置７０Ａｋの非可逆性を制御するために移相器２１Ａ，２１Ｂの移相量を制御する。
また、図８４〜図８６において、給電線路を反射回路１５１ＲＡ及び１５１ＲＢ側に設けたが、本発明はこれに限らず、反射回路１５２ＲＡ及び１５２ＲＢ側に設けてもよい。
また、図８４〜図８６を参照して、本発明に係る図７５の零次の進行波共振器を受信用のアンテナ装置に適用した例を説明した。しかしながら、本発明はこれに限らず、図７５の零次の進行波共振器と、反射素子１５１Ｒ又は１５２Ｒに接続され、マイクロ波信号を上記零次の進行波共振器に給電する給電回路とにより、送信用のアンテナ装置を提供できる。
図８３の伝送線路型共振器をアンテナ装置として用いる場合、式（２３）によれば、非可逆位相特性を表すΔβの値を変化させることにより、放射角θを変化させて走査することができる。その結果、図８３の伝送線路型共振器をアンテナ装置として用いるとき、非可逆伝送線路装置７０Ａｋが進行波型マイクロ波共振器として動作する場合の位相分布の空間的勾配を、時間関数として連続的あるいは離散的に変化させることが可能となる。従って、図８３の伝送線路型共振器をアンテナ装置に応用する場合、伝送線路型共振器から放射するビーム方向を変えることができる。すなわち、当該アンテナ装置はビーム走査アンテナとして動作する。
なお、本願発明者らが行ったシミュレーションによれば、本実施形態の伝送線路型共振器は以下のように動作すると期待される。反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの各線路長ｌｒ１及びｌｒ２を変化させることによりリアクタンスＢを変化させても、共振周波数はほぼ一定値である。反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの各線路長ｌｒ１及びｌｒ２を連続的に変えることにより、直列枝に分布する磁界の大きさと、スタブに分布する磁界の大きさの割合を連続的に変えることができる。非可逆伝送線路装置上で電磁界の振幅分布が一様となるため、放射ビーム方向は、リアクタンスＢの値に依存せずに、伝送線路の持つ非可逆位相推移量Δβに依存して
Figure 0005877193
 を向く。但し、β0は自由空間の位相定数である。放射波のθ方向成分及びφ方向成分は、ほぼ同相関係にあるため、直線偏波の状態を維持したまま、偏波方向を回転させることができる。また、反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの線路長ｌｒ１及びｌｒ２を、リアクタンスＢを０から＋∞まで連続的に変えるように変化させることにより、放射波の主偏波方向を非可逆伝送線路装置の長手方向に平行な方向から、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長手方向に平行な方向（つまり、非可逆伝送線路装置の長手方向に直交する方向する方向）まで、連続的に変えられることが確認されている。なお、非可逆伝送線路装置が厳密には平衡型ではなく、左手系モード伝送帯域と、右手系モード伝送帯域との間に小さな禁止帯が存在する非平衡型線路の場合であっても、共振器は直列共振及び並列共振が混在した状態で動作可能であるため、放射波の主偏波を連続的に変えることができる。
５．まとめ
以上説明したように、本実施形態の伝送線路型共振器によれば、非可逆伝送線路装置のポートＰ１に接続された反射素子１５１Ｒと、ポートＰ２に接続された反射素子１５２Ｒとを備え、ポートＰ１から反射素子１５１Ｒを見たインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数（好ましくは純虚数ｊＢ）であり、ポートＰ２から反射素子１５２Ｒを見たインピーダンスが実質的に共役な複素数（好ましくは純虚数−ｊＢ）であるので、直列共振状態及び並列共振状態に加えて、両者が混在する状態を実現できる新規な零次の進行波共振器を提供できる。
特に、平衡型の非可逆伝送線路装置を用いた場合、反射素子１５１ＲのリアクタンスＢを連続的に変化することにより、共振周波数を変化させることなく、直列枝の直列共振のみが支配的な状態から、並列枝の並列共振のみが支配的な状態まで、直列共振エネルギーと並列共振エネルギーの割合を連続的に変えることができる。
また、直列枝の直列共振角周波数と並列枝の並列共振角周波数が異なる非平衡型の非可逆伝送線路装置を用いた場合、この２つの異なる周波数に挟まれる帯域においては、同線路に沿って伝搬するモードが存在しない禁止帯となる。この場合、同線路上での電磁界分布は線路に沿って指数関数的な形を示すものの、引き続き、共振周波数が線路長に依存しない零次の進行波共振器を実現できる。このとき、反射素子１５１ＲのリアクタンスＢを連続的に変化することにより、共振周波数を、直列共振角周波数と並列共振角周波数の間で連続的に変えることができる。
さらに、本実施形態の伝送線路型共振器を用いたアンテナ装置によれば、反射素子１５１ＲのリアクタンスＢを変化することにより、上記アンテナ装置から放射されるマイクロ波信号又は受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることができる。
なお、以上の説明では、簡単化のために順方向の位相定数β＋と逆方向の位相定数β−とが同一の値βであると仮定したが、以上の説明をβ＋≠β＋である場合に拡張することも、第１の実施形態の説明などから容易に理解されるであろう。
第９の実施形態に係る伝送線路型共振器では、図１３〜図３４に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置のうちのいずれを用いてもよい。また、第９の実施形態に係るアンテナ装置では、図１３〜図３２に示す第１の実施形態の非可逆伝送線路装置のうちのいずれを用いてもよい。
第１０の実施形態．
図８９は、本発明の第１０の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。図９０は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける伝送線路の単位セル６０Ｅの詳細構成を示す斜視図である。図９１は、図９０のＡ６−Ａ６’線における断面図である。第１の実施形態の非可逆伝送線路装置では、マイクロストリップ線路１２ＡにキャパシタＣ１，Ｃ２が直列に挿入され、マイクロストリップ線路１２Ａからスタブ導体１３Ａ，１３Ｂが分岐していたが、非可逆伝送線路装置の非可逆性は主にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さに依存し、キャパシタＣ１，Ｃ２自体は非可逆性には寄与しない。従って、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置からキャパシタＣ１，Ｃ２を除去しても、第１の実施形態と同様の効果を実現可能である。
図８９〜図９１を参照すると、非可逆伝送線路装置７０Ｅは、伝送線路の単位セル６０Ｅを縦続接続して構成される。マイクロストリップ線路１２Ｅは、フェライト角棒１５上において、キャパシタが挿入されていない単一のストリップ導体として形成される。接地導体１１は、誘電体基板１０の＋Ｙ側の側面まで延長され（接地導体１１Ａとして示す）、スタブ導体１３Ａに接続される（短絡スタブ）。同様に、接地導体１１は、誘電体基板１０の−Ｙ側の側面まで延長され（接地導体１１Ｂとして示す）、スタブ導体１３Ｂに接続される（短絡スタブ）。他の部分は、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａと同様に構成される。図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおいて、接地導体１１Ａ，１１Ｂを設けることなく、図１３と同様にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを接地導体１１に接続してもよい。また、接地導体１１Ａ，１１Ｂを設けることなく、図２０と同様にスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを開放スタブとして構成してもよい。
比較のために、図９２〜図９４に、本発明の第１の実施形態の第１０の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｌを示す。図９２は、本発明の第１の実施形態の第１０の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｌの構成を示す斜視図である。図９３は、図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌにおける伝送線路の単位セル６０Ａｌの詳細構成を示す斜視図である。図９４は、図９３のＡ７−Ａ７’線における断面図である。図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌは、誘電体基板１０の＋Ｙ側及び−Ｙ側の側面に接地導体１１Ａ，１１Ｂをそれぞれ備えたことのほかは、図１３の非可逆伝送線路装置７０Ａと同様に構成される。
図９５は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅ（キャパシタなし）及び図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌ（キャパシタあり）における分散曲線を示すグラフである。このグラフを参照し、キャパシタＣ１，Ｃ２の有無にかかわらず非可逆性を実現できることを示す。
図９５のシミュレーションでは、図９０及び図９３に共通の寸法として、ｄ１１＝０．８ｍｍ、ｄ１２＝８．１ｍｍ、ｄ１３＝２．８ｍｍ、ｄ１４＝ｄ１５＝ｄ１６＝１ｍｍ（従って、単位セル６０Ｅ，６０Ａｌの線路長ｄ＝３ｍｍ）、及びｄ１７＝０．８ｍｍを用いた。フェライト角棒１５に、比誘電率１５、＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Ｍｓ＝１７５ｍＴ、及び＋Ｚ方向の内部磁界μ０Ｈ０＝５０ｍＴを設定した。誘電体基板１０に比誘電率２．６２を設定した。単位セル６０Ｅ，６０Ａｌをそれぞれ１０個ずつ縦続接続した。
図９５の分散曲線は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅ及び図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌに係るＳパラメータの位相特性を換算することによって得られた。図９５の太破線は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅ（キャパシタなし）の分散曲線を示し、図９５の太実線は、図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌ（キャパシタあり）の分散曲線を示す。図９５を参照すると、キャパシタありの場合は、周波数が６．４ＧＨｚのときに分散曲線が交差しているのに対して、キャパシタなしの場合、同じ周波数付近でカットオフが生じている。キャパシタなしの場合には、６．４ＧＨｚ以下で減衰モードとなり、出力側で位相特性の観測が困難になるので、その分散曲線の概形を、太破線への漸近線（一点鎖線）により表す。
図９５の細破線は、キャパシタなしの場合の分散曲線（太破線）について、所定の周波数における正規化位相定数β・ｄ／πを表す２つの曲線の値の平均値を示し、図９５の細実線は、キャパシタありの場合の分散曲線（太実線）について、所定の周波数における正規化位相定数β・ｄ／πを表す２つの曲線の値の平均値を示す。正規化位相定数β・ｄ／π＝０の垂直線から正規化位相定数β・ｄ／πの平均値を表す曲線（細破線及び細実線）までの距離は、非可逆性の大きさを示す。図９５を参照すると、シミュレーションを行った周波数帯にわたって、キャパシタなしの場合及びキャパシタありの場合の両方で所定の非可逆性が達成され、かつ、非可逆性の大きさがほぼ一致していることがわかる。つまり、マイクロストリップ線路に直列に挿入されたキャパシタの有無は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅ及び図９２の非可逆伝送線路装置７０Ａｌに係る非可逆性にほとんど影響を与えない。
キャパシタなしの場合の漸近線（一点鎖線）において、正規化位相定数β・ｄ／π＝０の垂直線と正規化位相定数β・ｄ／πの平均値を表す曲線（細破線）との間の範囲では、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅは左手系モード伝送線路として動作する。
次に、図９６〜図１００を参照して、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅのスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さの組み合わせが非可逆性に与える影響について示す。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さの組み合わせを決める方法としては、一方のスタブ導体の長さをまず決定し、次いで、非可逆伝送線路装置７０Ｅの並列枝の回路が並列共振する場合に相当するカットオフ周波数（つまり実効誘電率が０の場合に相当する周波数）が変動せず常にほぼ一定となるように、もう一方のスタブ導体の長さを選ぶ。シミュレーションでは、スタブ導体１３Ｂの長さｄ１３を変えながら、カットオフ周波数が一定値６．４ＧＨｚになるようにスタブ導体１３Ａの長さｄ１２を数値計算により求めた。
図９６は、図８９の非可逆伝送線路装置７０ＥにおけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。図９７は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける分散曲線を示すグラフである。図９６及び図９７のシミュレーションで用いたパラメータは、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３以外は、図９５のシミュレーションで用いたものと同じである。各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３の組み合わせとして、以下のケース１〜４の値を用いた。
［表１］
――――――――――――――――――――――――――――
ケース１： ｄ１２＝４．７ｍｍ，ｄ１３＝４．７ｍｍ
ケース２： ｄ１２＝５．８ｍｍ，ｄ１３＝３．８ｍｍ
ケース３： ｄ１２＝８．１ｍｍ，ｄ１３＝２．８ｍｍ
ケース４： ｄ１２＝１１．２ｍｍ，ｄ１３＝１．９ｍｍ
――――――――――――――――――――――――――――
図９６に示すように、非可逆伝送線路装置７０Ｅは高域通過特性を有する。図９７では、ケース１〜４のそれぞれについて、図９５と同様に、分散曲線に加えて、所定の周波数における正規化位相定数β・ｄ／πを表す２つの曲線の値の平均値も示す。
ケース１では、非可逆伝送線路装置７０Ｅはマイクロストリップ線路１２Ｅの伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（ＸＺ面）に対して対称な構造を有するので、非可逆性が現れない。このとき、分散曲線も、正規化位相定数β・ｄ／π＝０の垂直線に関して対称となる。
また、高域通過特性を有す非可逆伝送線路装置７０Ｅにおいてカットオフ周波数を固定するためには、同周波数において、スタブ導体１３ＡのインダクタンスＬａとスタブ導体１３ＢのインダクタンスＬｂとの和のインダクタンスＬｔｏｔａｌが一定となる必要がある。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは並列接続されているので、その長さの変化によってエッジガイドモードの境界条件、電磁界分布及び伝搬特性がそれほど大きく変化しなければ、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの全体のインダクタンスＬｔｏｔａｌは、ほぼ次式の関係を満たすはずである。
１／Ｌｔｏｔａｌ＝１／Ｌａ＋１／Ｌｂ （３７）
一方で、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３の相違が大きくなると、一般にインダクタンスＬａ，Ｌｂ間の差異が顕著になり、線路構造の対称性が崩れて、伝送特性の非可逆性がより大きくなる。図９６によれば、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３の組み合わせを変えても、カットオフ周波数がほぼ一定に維持されている一方で、図９７によれば、非可逆性が大きく変化していることが分かる。
図９８は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおける分散曲線について、シミュレーション及び測定により得た正規化位相定数の平均値を示すグラフである。数値計算により得た図９６及び図９７のシミュレーション結果を実験的に確認するために、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３からなる３つの組み合わせで非可逆伝送線路装置７０Ｅを試作し、伝送特性の非可逆性を測定した。図９８のシミュレーション及び測定では、非可逆伝送線路装置７０Ｅの寸法として、ｄ１１＝０．８ｍｍ、ｄ１４＝ｄ１５＝ｄ１６＝１ｍｍ、及びｄ１７＝０．８ｍｍを用い、１０個の単位セル６０Ｅを縦続接続した。フェライト角棒１５として、０．８ｍｍ×０．８ｍｍ×３０ｍｍの寸法を有する軟磁性体の多結晶イットリウム・鉄・ガーネット（ＹＩＧ）を用い、フェライト角棒１５は＋Ｚ方向の飽和磁化μ０Mｓ＝１７５ｍＴを有し、＋Ｚ方向の外部磁界Bｅｘ＝１３５ｍＴを印加した。各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さｄ１２，ｄ１３の組み合わせとして、シミュレーションでは以下のケース５〜７の値を用い、試作の測定では以下のケース８〜１０の値を用いた。
［表２］
――――――――――――――――――――――――――――
ケース５： ｄ１２＝５．１ｍｍ，ｄ１３＝５．１ｍｍ
ケース６： ｄ１２＝５．６ｍｍ，ｄ１３＝４．０ｍｍ
ケース７： ｄ１２＝８．１ｍｍ，ｄ１３＝２．９ｍｍ
――――――――――――――――――――――――――――
［表３］
――――――――――――――――――――――――――――
ケース８： ｄ１２＝５．１６ｍｍ，ｄ１３＝５．１６ｍｍ
ケース９： ｄ１２＝５．５７ｍｍ，ｄ１３＝４．０３ｍｍ
ケース１０： ｄ１２＝８．４４ｍｍ，ｄ１３＝３．０１ｍｍ
――――――――――――――――――――――――――――
図９８によれば、線路構造の非対称性が大きくなるにつれて、伝送特性の位相に現れる非可逆性も大きくなることが実験的に確認できる。また、シミュレーション結果も測定結果とよく一致している。
図９９は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さに対するインダクタンスのシミュレーション結果を示すグラフである。図１００は、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さに対するインダクタンスの測定結果を示すグラフである。図９９及び図１００のグラフは、カットオフ周波数におけるスタブ導体１３ＡのインダクタンスＬａ、スタブ導体１３ＢのインダクタンスＬｂ、及びスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの全体のインダクタンスＬｔｏｔａｌを、スタブ導体１３Ｂの長さｄ１３の関数として表す。図１００の測定では、上述のケース８〜１０の値を用い、図９９のシミュレーションでは以下の値を用いた。
［表４］
――――――――――――――――――――――
ｄ１２＝４．７ｍｍ，ｄ１３＝４．７ｍｍ
ｄ１２＝５．１ｍｍ，ｄ１３＝４．３ｍｍ
ｄ１２＝５．８ｍｍ，ｄ１３＝３．８ｍｍ
ｄ１２＝６．８ｍｍ，ｄ１３＝３．３ｍｍ
ｄ１２＝８．１ｍｍ，ｄ１３＝２．８ｍｍ
ｄ１２＝９．３ｍｍ，ｄ１３＝２．３ｍｍ
ｄ１２＝１１．２ｍｍ，ｄ１３＝１．９ｍｍ
――――――――――――――――――――――
図９９のシミュレーション結果によれば、式（３７）の関係がほぼ満たされていることがわかる。また、図１００の測定結果でも、シミュレ−ション結果とほぼ同じ傾向で、式（３７）を満足していることがわかる。図９９によれば、スタブ導体１３ＢのインダクタンスＬｂは常に正であり、スタブ導体１３Ｂは誘導性素子として動作している。一方、スタブ導体１３ＡのインダクタンスＬａは、スタブ導体１３Ａの長さｄ１２が増大するにつれて（図９９では、スタブ導体１３Ｂの長さｄ１３が減少するにつれて）、正の値から０まで減少し、さらにｄ１２＞８．１ｍｍの場合（図９９では、ｄ１３＜２．８ｍｍの場合）、長さｄ１２が管内波長の１／２を超え、インダクタンスＬａは負の値へと変化し、スタブ導体１３Ａは容量性素子として動作している。
ここで再び図９７を参照すると、インダクタンスＬａ，Ｌｂの両方が正の値になる長さｄ１２，ｄ１３を有するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを用いる場合よりも、一方のインダクタンスＬａが負になる（すなわち容量性素子として動作する）長さｄ１２，ｄ１３を有するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを用いる場合のほうが、非可逆性が大きくなっている。このことは、非可逆性を大きくするための線路構造の構成方法を示唆し、誘導性スタブと容量性スタブとの組み合わせが候補の一つとなりうる。このことは、後に示す解析的手法による結果からも説明できる。
次に、図１０１〜図１０３を参照して、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅのもつ非可逆性の大きさを定量的に表す。図９５〜図１００では、図８９の非可逆伝送線路装置７０Ｅのもつ非可逆性の大きさをシミュレーション及び測定により求めていたが、この非可逆性の大きさを、電磁界解析及び等価回路モデルの助けを借りて近似的に定式化することも可能である。
図１０１は、図９１の非可逆伝送線路装置７０Ｅにおけるフェライト角棒１５の境界条件を説明するための図である。図１０１〜図１０３では、説明のために、図８９等で用いた座標系とは異なる座標系を参照する。図１０１において、符号１０Ａ，１０Ｂにより、フェライト角棒１５に対して−Ｘ方向及び＋Ｘ方向の誘電体基板をそれぞれ表す。非可逆性を引き起こすのは、マイクロストリップ線路に対してスタブ導体１３Ａ，１３Ｂが非対称に挿入されるからであり、これは、図１０１のマイクロストリップ線路を構成するフェライト角棒１５の＋Ｘ側及び−Ｘ側の側面の境界条件（すなわち、導波路の境界条件）が非対称になることにより、固有モードが非可逆性を示すからである。異なる長さｄ１２，ｄ１３を有するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを挿入すること、又は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの一方を除去することは、図１０１のフェライト角棒１５の＋Ｘ側及び−Ｘ側の側面の境界条件として異なるインピーダンスＺＡ及びＺＢを与えることに相当する。以下に、図９１の非可逆伝送線路装置７０Ｅの解析方法を要約して示す。
＋Ｚ方向の飽和磁化ＭＳ及び＋Ｚ方向の直流磁界Ｈ０を有するフェライト角棒１５の透磁率テンソルは、下記のように表される。
Figure 0005877193
 （３８）
ここで、μ０は真空の透磁率である。
図１０１のフェライト角棒１５のＸ方向の幅がＷであり、フェライト角棒１５から誘電体基板１０Ａ，１０Ｂを見たときのフェライト角棒１５の＋Ｘ側及び−Ｘ側の側面におけるインピーダンスがそれぞれＺＡ，ＺＢであると仮定する。フェライト角棒１５の＋Ｘ側の側面に原点をおき、マイクロストリップ線路を次式により表す。
Figure 0005877193
 （３９）
このマイクロストリップ線路に沿って伝搬する固有モードの分散曲線は、次式により表される。
Figure 0005877193
（４０）
ここで、γ＝α＋ｊβは固有モードの伝搬定数であり、γの実部αは減衰定数であり、虚部βは位相定数である。さらに、式（４０）では、次の表記を用いている。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
ここで、εｒはフェライト角棒１５の比誘電率であり、ｃは光速である。
特に、マイクロストリップ線路にスタブ導体が接続されていない場合を考えると、フェライト角棒１５の＋Ｘ側及び−Ｘ側の側面に磁気壁が設けられているとみなして式（４０）においてＺＡ＝ＺＢ＝＋∞を仮定することにより、マイクロストリップ線路の電磁波伝搬を記述することができる。このとき、良く知られた従来のエッジガイドモードとして次式が得られる。
Figure 0005877193
 （４１）
図１０２は、図１０１の非可逆伝送線路装置に係る定式化されたモデルにより得た分散曲線、及び位相定数の平均値を示すグラフである。図１０３は、図１０１の非可逆伝送線路装置におけるインピーダンスＺＢに対する周波数の特性を示すグラフである。図１０２の点線及び破線は、式（４０）を用いて数値計算により得た固有モードの分散曲線のシミュレーション結果を示す。図１０２のシミュレーションでは、フェライト角棒１５の−Ｘ側の側面に磁気壁が設けられ、かつ、マイクロストリップ線路の＋Ｘ側に誘導性素子としてスタブ導体１３Ｂ（その先端は接地導体１１Ｂに短絡されている）が接続されている場合を想定し、式（４０）においてＺＡ＝＋∞とした。フェライト角棒１５の＋Ｘ側及び−Ｘ側の側面の境界条件が非対称なので、導波モード領域と減衰モード領域とのいずれにおいても非可逆性が大きく現れていることが確認できる。
一般に、非可逆性の大きさ（すなわち、前述のように、所定の周波数における位相定数を表す２つの曲線の値の平均値）を定量的に表すよう定式化しておくことは、非可逆伝送線路装置を設計する上で重要である。ここでは導出過程を省くが、非可逆性の大きさΔγの近似式が次式のように得られた。
Figure 0005877193
 （４２）
ここで、ｋ０は自由空間の位相定数を示す。特に、フェライト角棒１５の−Ｘ側の側面に磁気壁が設けられ、ＺＡ＝＋∞である場合、式（４２）は、次式のように簡単化される。
Figure 0005877193
 （４３）
式（４３）を用いて求めた非可逆性の大きさΔγを、図１０２の実線により表す。図１０２によれば、周波数が約２ＧＨｚから約１３ＧＨｚの範囲において、実線は点線及び破線の表す２つの位相定数の平均値と重なっている。従って、図１０２によれば、非可逆性の大きさを表す式（４３）は、超越方程式である式（４０）から数値計算により直接求められる厳密解に良く一致していることがわかる。
次に、図１０４〜図１０８を参照して、非可逆伝送線路装置の周期構造を考慮して、非可逆伝送線路装置の非可逆性を定量的に表す。上述の図１０１〜図１０３を参照した説明では、電磁波の進行方向に対して一様な構造を仮定した固有モード解析とその結果について述べたが、本発明の実施形態は複数の単位セルを縦続接続して構成された非可逆伝送線路装置であり、周期性を有している場合が多い。そこで、非可逆伝送線路装置が周期構造を有する場合の伝搬特性及び非可逆性を定量的に取り扱うための定式化を下記に要約する。
図１０４は、本発明の第１０の実施形態の第１の変形例に係る非可逆伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図である。図１０５は、図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける伝送線路の単位セル６０Ｆの詳細構成を示す斜視図である。図１０４を参照すると、非可逆伝送線路装置７０Ｆは、伝送線路の単位セル６０Ｆを縦続接続して構成される。マイクロストリップ線路１２Ｆは、図８９のマイクロストリップ線路１２Ｅと同様に、フェライト角棒１５上において、キャパシタが挿入されていない単一のストリップ導体として形成される。マイクロストリップ線路１２Ｆに対して−Ｘ方向にはスタブ導体が設けられない一方、マイクロストリップ線路１２Ｆに対して＋Ｘ方向にのみスタブ導体１３Ｂが設けられる。スタブ導体１３Ｂは、誘電体基板１０を貫通するスルーホール導体１３Ｅにより接地導体１１に短絡されている。図１０５に示すように、各単位セル６０Ｆは、電磁波の伝搬方向（Ｙ軸に沿った方向）に沿って、非可逆線路部分（nonreciprocal section：ＮＲＳ）と、可逆線路部分（reciprocal section：ＲＳ）とを含む。非可逆線路部分では、マイクロストリップ線路１２Ｆに対して＋Ｘ方向にのみスタブ導体１３Ｂが設けられているので、伝送特性に非可逆性が現れる。一方、可逆線路部分では、マイクロストリップ線路１２Ｆに対して−Ｘ方向及び＋Ｘ方向のいずれにもスタブ導体が設けられていないので、伝送特性は可逆である。従って、非可逆伝送線路装置７０Ｆは、非可逆線路部分及び可逆線路部分からなる周期構造を有する。
図１０６は、図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける伝送線路の単位セル６０Ｆの等価回路を示す図である。γは伝搬定数を示し（γ＝α＋ｊβ）、上付き添字＋及び−はそれぞれ順方向及び逆方向を示し、下付き添字Ｎ及びＲはそれぞれ非可逆線路部分及び可逆線路部分を示す。非可逆線路部分では、順方向の伝搬定数γＮ ＋と逆方向の伝搬定数γＮ −とは異なる値を有する。可逆線路部分では、順方向の伝搬定数γＲ ＋と逆方向の伝搬定数γＲ −とは互いに等しい。また、ＺＲは可逆線路部分の特性インピーダンスを示し、ＺＮは非可逆線路部分の特性インピーダンスを示す。
非可逆線路部分のＡＢＣＤ行列は、次式で表される。
Figure 0005877193
 （４４）
ｌＮは非可逆線路部分のＹ方向の長さを示す。さらに、式（４４）では、前述の下付き添字Ｎ及びＲとともに、次の表記を用いている。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
Figure 0005877193
Figure 0005877193
Figure 0005877193
Figure 0005877193
一方、可逆線路部分のＡＢＣＤ行列は、次式で表される。
Figure 0005877193
 （４５）
ｌＲは可逆線路部分のＹ方向の長さを示す。
従って、単位セル６０Ｆ全体のＡＢＣＤ行列は、次式で表される。
Figure 0005877193
 （４６）
以上より、非可逆伝送線路装置７０Ｆの全体に係る分散曲線は、次式で表される。
Figure 0005877193
 （４７）
γａは周期構造に沿って伝搬するモードの伝搬定数を示し、ｄは、単位セル６０Ｆの周期長さを示す。さらに、式（４７）では、次の表記を用いている。
Figure 0005877193
Figure 0005877193
Figure 0005877193
式（４７）からすぐわかるように、分散曲線の対称軸とω軸のずれを表すγａｄ−ΔγＮ ｌＮ／２が位相特性の非可逆性を意味しており、その大きさは、周期構造のうち非可逆線路部分の占める割合とその大きさの積を表している。
図１０７は、図１０４の非可逆伝送線路装置７０Ｆにおける分散曲線を示すグラフである。図１０８は、図１０４の非可逆伝送線路装置７０ＦにおけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。図１０７の点線及び実線は、式（４７）を用いて数値計算により得た分散曲線のシミュレーション結果を示す。図１０７において、点線は順方向の減衰定数α＋及び逆方向の減衰定数α−を示し、実線は順方向の位相定数β＋及び逆方向の位相定数β−を示す。図１０７ではさらに、以上説明した解析解と伝送線路モデルの組み合わせにより回路モデルを表す手法の有効性を示すために、有限要素法による電磁界シミュレーションを行った結果も示す。有限要素法による電磁界シミュレーションを単位セルが６個の場合と３０個の場合とについて行い、図１０７において、白い正方形は順方向の位相定数を示し、黒い正方形は逆方向の位相定数を示す。また、図１０８の点線及び実線は数値計算により得たＳパラメータを示し、点線は反射係数のパラメータＳ１１，Ｓ２２を示し、実線は通過係数のパラメータＳ２１，Ｓ１２を示す。図１０８においても、有限要素法による電磁界シミュレーションを行った結果を示す。図１０８において、白い正方形は順方向の通過係数のパラメータＳ２１を示し、黒い正方形は逆方向の通過係数のパラメータＳ１２を示す。図１０７及び図１０８によれば、解析解と伝送線路モデルを組み合わせた回路モデルは、有限要素法による電磁界シミュレーションの結果と良く一致していることがわかる。
図１０９は、本発明の第１０の実施形態の第２の変形例に係る非可逆伝送線路装置の構成を示す断面図である。前述のように、両方のインダクタンスが正の値になる長さｄ１２，ｄ１３を有するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを用いる場合よりも、一方のインダクタンスが負になる（すなわち容量性素子として動作する）長さｄ１２，ｄ１３を有するスタブ導体１３Ａ，１３Ｂを用いる場合のほうが、非可逆性が大きくなる。従って、図１０９に示すように、一方のスタブ導体１３Ａを開放スタブとして構成し、他方のスタブ導体１３Ｂを短絡スタブとして構成し、開放スタブであるスタブ導体１３Ａの長さｄ１２を例えば管内波長の１／２より長くする一方、短絡スタブであるスタブ導体１３Ｂの長さｄ１３＋ｄ１７を短くすることにより、一方のスタブ導体１３Ａを容量性素子として動作させる。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂを図１０９のように構成することにより、非可逆伝送線路装置の非可逆性を大きくすることができる。図１０９の構成は、第１の実施形態（図１３）のようにキャパシタが直列に挿入された非可逆伝送線路装置にも、第１０の実施形態（図８９）のように直列に挿入されたキャパシタを含まない非可逆伝送線路装置にも適用可能である。
図１１０は、図１０９の非可逆伝送線路装置における減衰定数を示すグラフである。図１１１は、図１０９の非可逆伝送線路装置における位相定数を示すグラフである。図１１２は、図１０９の非可逆伝送線路装置におけるブロッホインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。図１１３は、図１０９の非可逆伝送線路装置におけるＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。図１１０〜図１１３は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのうちの一方のインダクタンスが負になる（すなわち容量性素子として動作する）ように構成した例のシミュレーション結果を示す。図１１０〜図１１３によれば、図１０９の非可逆伝送線路装置において非可逆性が大きくなることが分かる。
第１の実施形態のように非可逆伝送線路装置においてキャパシタを直列に挿入する場合、例えばストリップ導体間にチップキャパシタを実装すると、実装に起因するばらつきが生じる可能性がある。従って、第１０の実施形態のように直列に挿入されたキャパシタを含まない非可逆伝送線路装置であれば、実装に起因するばらつきを解消することができ、さらに、その製造を簡単化することができる。
第２〜第９の実施形態は、第１の実施形態の非可逆伝送線路装置（すなわち、直列枝の容量素子を備えた非可逆伝送線路装置）を参照して説明したが、第１０の実施形態の非可逆伝送線路装置を第２〜第９の実施形態と組み合わせてもよい。
第１１の実施形態．
図１１４は、本発明の第１１の実施形態に係る非可逆伝送線路装置７０Ａｍの構成を示す斜視図である。図１１５は、図１１４の非可逆伝送線路装置７０Ａｍにおける伝送線路の単位セル６０Ａｍの詳細構成を示す斜視図である。図１１６は、図１１５のＡ８−Ａ８’線における断面図である。非可逆伝送線路装置７０Ａｍの線路構造の非対称性を実現するための方法は、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの長さを変化させたり（図１４等）、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂに挿入された移相器を用いたりする（図２３等）ことに限定されない。第１１の実施形態では、誘電体基板に電圧を印加することにより、線路構造の非対称性を実現する。
図１１４〜図１１６を参照すると、接地導体１１上においてフェライト角棒１５の＋Ｙ側及び−Ｙ側の両方にそれぞれ設けられた誘電体基板１０Ａ，１０Ｂは、強誘電体材料からなる。誘電体基板１０Ａ，１０Ｂ上に電極１３ＡＡ，１３ＢＡをそれぞれ形成し、電極１３ＡＡと接地導体１１との間に可変電圧源により直流電圧Ｖ１を印加し、電極１３ＢＡと接地導体１１との間に可変電圧源により直流電圧Ｖ２を印加することにより、誘電体基板１０Ａ，１０Ｂの誘電率εｄ１（Ｖ１），εｄ２（Ｖ２）をそれぞれ変化させる。図１１４〜図１１６の例では、電極１３ＡＡはスタブ導体１３Ａに接続され、電極１３ＢＡはスタブ導体１３Ｂに接続されている。従って、マイクロストリップ線路１２Ａを通るマイクロ波信号がスタブ導体１３Ａ，１３Ｂに流れることを阻止するために、かつ、可変電圧源Ｖ１，Ｖ２からの直流電流がマイクロストリップ線路１２Ａに流れることを阻止するために、ストリップ導体１２とスタブ導体１３Ａとの間にキャパシタＣ２１を挿入し、ストリップ導体１２とスタブ導体１３Ｂとの間にキャパシタＣ２２を挿入し、さらに、電極１３ＡＡと接地導体１１との間にキャパシタＣ２３を接続し、電極１３ＢＡと接地導体１１との間にキャパシタＣ２４を接続する。
電極１３ＡＡと接地導体１１との間に可変な直流電圧Ｖ１を印加することにより、誘電体基板１０Ａの誘電率εｄ１（Ｖ１）の値が変化し、これにより、フェライト角棒１５から誘電体基板１０Ａを見たときのフェライト角棒１５の＋Ｙ側の側面におけるインピーダンスＺＡ（Ｖ１）の値も変化する。同様に、電極１３ＢＡと接地導体１１との間に可変な直流電圧Ｖ２を印加することにより、誘電体基板１０Ｂの誘電率εｄ２（Ｖ２）の値が変化し、これにより、フェライト角棒１５から誘電体基板１０Ｂを見たときのフェライト角棒１５の−Ｙ側の側面におけるインピーダンスＺＢ（Ｖ２）の値も変化する。図１１４の非可逆伝送線路装置７０Ａｍによれば、要求される非可逆性の大きさに応じて誘電体基板１０Ａ，１０Ｂに印加する直流電圧Ｖ１，Ｖ２を変化させることにより、インピーダンスＺＡ（Ｖ１），ＺＢ（Ｖ２）を互いに異なる所定値にそれぞれ設定し、このインピーダンスの相違によって、線路構造の非対称性を実現することができる。
誘電体基板１０Ａ，１０Ｂに印加する直流電圧Ｖ１，Ｖ２を変化させることにより誘電率εｄ１（Ｖ１），εｄ２（Ｖ２）が変化し、その結果として、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂ（短絡スタブ、開放スタブ、又は負荷インピーダンス素子が接続されたスタブ）の入力インピーダンスも変化する。入力インピーダンスの変化に応じて、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、短絡スタブ又は開放スタブとして選択的に動作できるだけでなく、誘導性素子としても容量性素子としても動作することができる。このように、誘電体基板１０Ａ，１０Ｂに印加する直流電圧Ｖ１，Ｖ２を変化させることによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの入力インピーダンスが変化し、その結果として、マイクロストリップ線路１２Ａの順方向及び逆方向の特性インピーダンス及び位相定数も変化する。
なお、誘電体基板１０Ａ，１０Ｂを構成する材料としては、直流電圧Ｖ１，Ｖ２を印加することによりスタブ導体１３Ａ，１３Ｂの入力インピーダンスが変化すれば良いので、強誘電体、圧電体などを使用可能である。
図１１４〜図１１６の例では、電極１３ＡＡ，１３ＢＡはスタブ導体１３Ａ，１３Ｂにそれぞれ接続されているが、接続されていなくてもよい。
本発明によれば、新規な原理により線路構造の非対称性を実現し、小さな消費電力で非可逆性を制御可能な非可逆伝送線路装置を提供することができる。また、本発明によれば、そのような非可逆伝送線路装置を備えたアンテナ装置を提供することができる。
本発明によれば、非可逆伝送線路装置の移相器に印加する印加電圧を変化させることにより、非可逆伝送線路装置の非可逆性を変化させることができ、これにより、放射角を変化させて走査することができるアンテナ装置を提供することができる。
本発明によれば、直列共振状態及び並列共振状態に加えて、両者が混在する状態を実現できる新規な零次の進行波共振器として動作する伝送線路型共振器を提供できる。
本発明の実施形態に係るアンテナ装置は、マイクロ波領域における情報通信用送受信アンテナに限定されるものではなく、例えば、無線電力伝送用アンテナとしても用いることができる。
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１７…誘電体基板、
１１，１１Ａ，１１Ｂ，１８…接地導体、
１２，１２Ｃ，１２Ｄ…ストリップ導体、
１２Ａ，１２Ｅ，１２Ｆ…マイクロストリップ線路、
１２Ｂ，１２Ｐ１，１２Ｐ１ａ，１２Ｐ１ｂ，１２Ｐ２，１２Ｐ２Ａ…ストリップ線路、
１２Ｆ…給電線路導体、
１２Ｓ１，１２Ｓ２…スルーホール導体、
１３Ａ，１３Ｂ…スタブ導体、
１３ＡＡ，１３ＢＡ…電極、
１３Ｃ〜１３Ｅ…スルーホール導体、
１５，１５Ａ…フェライト角棒、
１６…フェライト基板、
１９…誘電体層、
２０…コントローラ、
２１Ａ，２１Ｂ…移相器、
３０…磁界発生器、
４０…高周波信号発生器、
４１…電力分配器、
４２，４４…可変減衰器、
４３，４５…移相器、
４６…スイッチ、
５０…コントローラ、
６０Ａ〜６０Ｆ，６０Ａ−１〜６０Ａ−Ｍ…伝送線路の単位セル、
６１，６２，６３…伝送線路部分、
７０Ａ〜７０Ｆ…非可逆伝送線路装置、
７１，７２，７３−１〜７３−Ｎ，７４，７５，７６，７７…伝送線路、
８１…高周波信号発生器、
８２…変成器、
８２ａ…一次コイル、
８２ｂ…二次コイル、
８２ｃ…並列インダクタ、
１００…右手／左手系複合伝送線路（ＣＲＬＨＴＬ）、
１０１，１０１Ａ，１０２，１０２Ａ，１１１，１１２，１２１，１２２，１２３，１３１〜１３２…伝送線路、
１２０…高周波信号発生器、
１２５…給電線路、
１４１ｂ…方向性結合器、
１４１ｂａ，１４１ｂｂ…マイクロストリップ線路、
１５１ｃ，１５２ａ…可変容量ダイオード、
１５１ｄ，１５１ｅ，１５２ｂ…インダクタ、
１４１…給電線、
１４１ａ，１４１ｃ，１５１ａ，１５１ｂ−１，１５１ｂ−３，１５１ｂ−４，１５２−２，１５２−３，１５２−４…マイクロストリップ線路、
１５１，１５２…終端負荷、
１５１Ｒ，１５２Ｒ…反射素子、
１５１ＲＡ，１５１ＲＢ，１５２ＲＡ，１５２ＲＢ…反射回路、
１５３，１５４…移相器、
２００…受信電力検出器、
３００，３００Ａ，３００Ｂ…コントローラ、
４００…無線受信機、
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４…キャパシタ、
Ｃｃ１〜ＣｃＭ＋１，Ｃｃ−１〜Ｃｃ−Ｎ，Ｃ１１〜Ｃ１４…カップリングキャパシタ、
Ｌ，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７−１〜Ｐ７−Ｎ，Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３…ポート、
Ｑ１…電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、
Ｒ１，Ｒ２…負荷抵抗、
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２…スイッチ、
ＵＣ１，ＵＣ２，…，ＵＣＮ…単位セル、
Ｖ１，Ｖ２…可変電圧源。

Claims (37)

  1. 順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆伝送線路装置であって、
    上記非可逆伝送線路装置は、マイクロ波信号の伝送線路部分と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１及び第２のポート間で縦続接続して構成され、
    上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、上記伝送線路部分の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
    上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれにおいて、上記第１の並列枝の回路は、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して一方の側に形成され、上記第２の並列枝の回路は、上記面に対して他方の側に形成され、上記伝送線路部分から見た上記第１の並列枝の回路のインピーダンスは、上記伝送線路部分から見た上記第２の並列枝の回路のインピーダンスとは異なることを特徴とする非可逆伝送線路装置。
  2. 上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、上記伝送線路部分に直列に挿入されかつ容量性素子を等価的に含む直列枝の回路をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の非可逆伝送線路装置。
  3. 上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
    接地導体と、
    上記伝送線路部分と上記接地導体との間に設けられた棒状の磁性体とを含むことを特徴とする請求項１又は２記載の非可逆伝送線路装置。
  4. 上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
    第１及び第２の面を有する磁性体基板と、
    上記磁性体基板の第１の面に設けられた接地導体とを含み、
    上記伝送線路部分、及び上記第１及び第２の並列枝の回路は、上記磁性体基板の第２の面に設けられたことを特徴とする請求項１又は２記載の非可逆伝送線路装置。
  5. 上記第１及び第２の並列枝の回路はそれぞれ、互いに異なる電気長を有するスタブ導体であることを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  6. 上記第１及び第２の並列枝の回路のそれぞれは、移相器を含むスタブ導体であり、上記移相器に印加する電圧を制御することにより上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させることを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  7. 上記少なくとも１つの単位セルのそれぞれは、
    上記第１の並列枝の回路と上記接地導体との間に設けられた第１の誘電体基板と、
    上記第１の誘電体基板の上記接地導体と対向する面に設けられた第１の電極と、
    上記第２の並列枝の回路と上記接地導体との間に設けられた第２の誘電体基板と、
    上記第２の誘電体基板の上記接地導体と対向する面に設けられた第２の電極とをさらに含み、
    上記第１の電極と上記接地導体との間に印加する第１の電圧と、上記第２の電極と上記接地導体との間に印加する第２の電圧とを制御することにより、上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させることを特徴とする請求項３記載の非可逆伝送線路装置。
  8. 上記第１及び第２の並列枝の回路は短絡スタブであることを特徴とする請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  9. 上記第１及び第２の並列枝の回路は開放スタブであることを特徴とする請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  10. 上記各単位セルの上記伝送線路部分はマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１〜９のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  11. 所定の動作周波数において、上記順方向では右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では左手系伝送で電力伝送されるように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする請求項１〜１０のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  12. 所定の動作周波数において、上記順方向では左手系伝送もしくは右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となるように電力伝送されるように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする請求項１〜１０のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  13. 上記非可逆伝送線路装置は、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定することにより構成され、所定の移相量だけ移相するマイクロ波移相器であることを特徴とする請求項１〜１２のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  14. 上記非可逆伝送線路装置は、上記順方向で伝搬する第１のモードの伝搬定数をβ＋とし、上記逆方向で伝搬する第２のモードの伝搬定数をβ−としたとき、β＋＝−β−≠０を満たすように構成されたマイクロ波共振器であることを特徴とする請求項１１記載の非可逆伝送線路装置。
  15. 上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた結合用伝送線路を備え、マイクロ波フィルタを構成したことを特徴とする請求項１４記載の非可逆伝送線路装置。
  16. 上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた負性抵抗素子を備え、マイクロ波発振器を構成したことを特徴とする請求項１４記載の非可逆伝送線路装置。
  17. 上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた給電用伝送線路を備え、マイクロ波アンテナ装置を構成したことを特徴とする請求項１４記載の非可逆伝送線路装置。
  18. 上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた給電用伝送線路と、上記非可逆伝送線路装置と結合するように設けられた複数の分岐用伝送線路とを備え、マイクロ波電力分配器を構成したことを特徴とする請求項１４記載の非可逆伝送線路装置。
  19. 上記非可逆伝送線路装置において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項１〜１８のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  20. 請求項１０記載の非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
    上記非可逆伝送線路装置は、所定の動作周波数において高周波信号が上記非可逆伝送線路装置を所定の伝搬方向で伝搬するとき、上記伝搬方向と実質的に同じ方向で漏れ波の主ビームを有する放射パターンの電磁波を放射するとともに、上記伝搬方向と実質的に逆の方向又は上記伝搬方向と実質的に垂直な方向で漏れ波の主ビームを有する放射パターンの電磁波を放射し、
    上記アンテナ装置はさらに、
    上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートのうちの少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の動作周波数において、上記非可逆伝送線路装置を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、上記非可逆伝送線路装置の非可逆性を利用して、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記非可逆伝送線路装置から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成するように制御する制御手段を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
  21. 上記制御手段は、上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートにそれぞれ上記高周波信号を入力し、上記入力する各高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項２０記載のアンテナ装置。
  22. 上記制御手段は、上記第１のポートに上記高周波信号を入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記第２のポートにおいて前進波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項２０記載のアンテナ装置。
  23. 上記制御手段は、上記第２のポートに上記高周波信号を入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記第１のポートにおいて後退波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項２０記載のアンテナ装置。
  24. 上記制御手段は、上記非可逆伝送線路装置の第１のポート及び第２のポートにそれぞれ上記高周波信号を選択的に入力し、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項２０記載のアンテナ装置。
  25. 上記非可逆伝送線路装置はマイクロ波共振器として動作し、
    上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記非可逆伝送線路装置に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と上記非可逆伝送線路装置の位相定数との関係を示す分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の位相定数を有するように回路構成され、
    上記非可逆伝送線路装置は、
    上記第１のポートに接続され、所定の動作周波数において上記第１のポートから見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
    上記第２のポートに接続され、上記動作周波数において上記第２のポートから見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
    上記第１のインピーダンスは実質的に実部を持たない所定の複素数であり、
    上記第２のインピーダンスは、上記第１のインピーダンスと実質的に共役である実質的に実部を持たない複素数であることを特徴とする請求項１〜１０のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  26. 上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向では右手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項２５記載の非可逆伝送線路装置。
  27. 上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向では左手系伝送で電力伝送されかつ上記逆方向では右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項２５記載の非可逆伝送線路装置。
  28. 上記非可逆伝送線路装置の各単位セルは、上記動作周波数において、上記順方向及び上記逆方向の両方で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線において上記非可逆伝送線路装置が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項２５記載の非可逆伝送線路装置。
  29. 上記非可逆伝送線路装置において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項２５〜２８のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置。
  30. 請求項２５〜２９のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
    上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、マイクロ波信号を上記非可逆伝送線路装置に給電する給電回路をさらに備えたことを特徴とするアンテナ装置。
  31. 請求項２５〜２９のうちのいずれか１つに記載の非可逆伝送線路装置を用いて構成されたアンテナ装置であって、
    上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、上記非可逆伝送線路装置によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とするアンテナ装置。
  32. 上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
    上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
    上記アンテナ装置は、
    上記出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段と、
    上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段とをさらに備え、
    上記第１及び第２のインピーダンスが変化することにより、上記アンテナ装置の偏波面が変化することを特徴とする請求項３１記載のアンテナ装置。
  33. 上記第１及び第２のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする請求項３２記載のアンテナ装置。
  34. 上記第１及び第２のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする請求項３２記載のアンテナ装置。
  35. 上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする請求項３４記載のアンテナ装置。
  36. 上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする請求項３４記載のアンテナ装置。
  37. 上記第１及び第２の並列枝の回路はそれぞれ移相器を含み、上記移相器に印加する電圧を制御することにより上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスを変化させ、
    上記第１及び第２の並列枝の回路のインピーダンスが変化することにより、上記アンテナ装置の放射方向が変化することを特徴とする請求項３１〜３６のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
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