JP5873294B2

JP5873294B2 - 分波器

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Publication number: JP5873294B2
Application number: JP2011240388A
Authority: JP
Inventors: 大島心平; 金子裕臣; 森谷亮; 海老原均; 川内治
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2016-03-01
Anticipated expiration: 2031-11-01
Also published as: JP2013098785A

Description

本発明は分波器に関し、特に、受動素子からなる分波器に関する。

複数の通信方式を利用して通話やデータ送受信を行うことができるマルチバンド対応の携帯電話機が普及している。マルチバンド対応の携帯電話機は、複数の周波数帯の信号が重畳されたマルチバンド信号を周波数帯ごとに分離する分波器を備える。

分波器は、一般に、固有の通過帯域を有する複数のバンドパスフィルタを備える。複数のバンドパスフィルタを接続すると、入力インピーダンスが整合状態から外れるため、通過帯域の信号の損失が大きくなってしまう。そこで、複数のバンドパスフィルタを接続する場合には、これらのバンドパスフィルタの前段に、各バンドパスフィルタの通過帯域における入力インピーダンスを整合させる整合回路が配置される。

整合回路は、分布定数線路を用いて構成する分布定数型の整合回路と、集中定数素子を用いて構成する集中定数型の整合回路とに大別される。例えば、特開２００７−２６６８９７号公報（特許文献１）には、複数の分布定数線路を多段に接続して構成された分布定数型の整合回路が開示されている。分布定数型の整合回路における移相量は、分布定数線路の電気長によって定まるので、分布定数型の整合回路は、移相量に応じた大型化が避けられない。一方、特開２０１０−５２７１９２号公報（特許文献２）には、集中定数素子を組み合わせて成る集中定数型の整合回路が開示されている。集中定数型の整合回路は、小型化が容易である一方、インピーダンス整合を実現する素子の配置及び素子値を決定する手法が確立されておらず、分布定数型の整合回路と比べて回路設計が難しい。

特開２００７−２６６８９７号公報特開２０１０−５２７１９２号公報

本発明の様々な実施形態によって、集中定数素子で構成された整合回路を有する小型の分波器を提供する。その他の課題は、下記の詳細な説明、添付図面等の記載から理解される。

本発明の一実施態様に係る分波器は、アンテナからの受信信号が入力される入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、前記入力端子と前記第１出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタと、前記入力端子と前記第２出力端子との間に配置され、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタと、前記入力端子と前記第１及び第２フィルタとの間に配置された第１の整合回路と、を備える。一実施形態において、前記整合回路は、一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第１フィルタに接続された第１キャパシタと、一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第２フィルタに接続されるとともに，他方のキャパシタ電極が前記第１フィルタの他方のキャパシタ電極と接続された第２キャパシタと、前記第１及び第２キャパシタの接続点と前記入力端子との間に配置された第１インダクタと、前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置されたリアクタンス素子から成る接地回路と、を備える。

本発明の様々な実施態様によれば、集中定数素子で構成された整合回路を有する小型の分波器が提供される。

本発明の一実施形態に係る分波器を示す回路図本発明の一実施形態に係るダイプレクサのインピーダンス整合を説明する模式図本発明の一実施形態に係るダイプレクサの入力インピーダンスを示すスミスチャート本発明の一実施形態に係るダイプレクサの減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態に係るダイプレクサの減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態に係る分波器の入力インピーダンスを示すスミスチャート本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ

本発明の様々な実施形態について添付図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る分波器１０を表す回路図である。本発明の一実施形態における分波器１０は、不図示のアンテナから入力端子１０２を介して入力されたマルチバンド信号を個別の周波数帯の信号に分離し、分離した信号を各出力端子１１６、１１８、１２０から後段の回路に出力する。分波器１０は、例えば携帯電話機のフロントエンドモジュールとして用いられる。

入力端子１０２と出力端子１１６、１１８、１２０との間には、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４が並列配置されている。ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の各々は固有の通過帯域を有している。例えば、ＳＡＷフィルタ１１２の通過帯域を、ＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍ）のバンドＩの受信用帯域である２１１０−２１７０ＭＨｚとすることができる。また、ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域を、ＵＭＴＳのバンドＩＩの受信用帯域である１９３０−１９９０ＭＨｚとし、ＳＡＷフィルタ１１４の通過帯域を、ＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）のＬ１バンドに割り当てられている１５７４−１５７６ＭＨｚとすることができる。本明細書において、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の通過帯域を、それぞれ「第１の通過帯域」、「第２の通過帯域」、「第３の通過帯域」と称することがある。一実施形態において、アンテナから受信されるマルチバンド信号には、これら第１から第３の通過帯域に相当する周波数帯の信号が重畳されている。マルチバンド信号には、第１から第３の通過帯域に相当する周波数帯以外の周波数帯の信号が重畳されていてもよい。

入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１０、１１２との間には、整合回路１００が配置される。整合回路１００は、集中定数素子型のリアクタンス素子であるキャパシタ及びインダクタを組み合わせて構成される。一実施形態において、整合回路１００は、ＳＡＷフィルタ１１０の前方（入力端子１０２側）に接続されたキャパシタ１０６と、ＳＡＷフィルタ１１２の前方に接続されたキャパシタ１０８と、キャパシタ１０６とキャパシタ１０８との接続点１４８と入力端子１０２との間に配置されたインダクタ１０４と、接続点１４８と接地との間に配置された接地回路１３０と、を有する。また、入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１４との間には、ハイパスフィルタ型の整合回路１４０が配置されている。接地回路１３０は、キャパシタ１３２とインダクタ１３４とを含み、例えば、キャパシタ１３２は、インダクタ１３４よりもインダクタ１０４側に配置される。キャパシタ１３２及びインダクタ１３４は，その一方が接地されるように配置される。ハイパスフィルタ型の整合回路１４０は、直列に接続された一組のキャパシタ１４２、１４４と、これらのキャパシタの接続点と接地との間に配置されたインダクタ１４６とからなる公知のハイパスフィルタである。

このように、分波器１０は、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２を含む２分波回路（ダイプレクサ）１５０と、ＳＡＷフィルタ１１４を含む回路とが並列に配置された３分波回路を構成している。

整合回路１００においては、上述のように、入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１０との間にキャパシタ１０６及びインダクタ１０４が直列に挿入され、インダクタ１３４及びキャパシタ１３２が並列に挿入されている。同様に、入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１２との間にキャパシタ１０８及びインダクタ１０４が直列に挿入され、インダクタ１３４及びキャパシタ１３２が並列に挿入されている。これらのリアクタンス素子によって通過帯域のインピーダンスが基準インピーダンスに整合されるとともに、通過帯域外の信号（ここでは、第３の通過帯域の信号）が抑圧される。

キャパシタ１０６、１０８、１３２、及びインダクタ１０４、１３４の素子値は、分波器１０におけるＳＡＷフィルタ１１０、１１２を含むダイプレクサの合成入力インピーダンスが、第１及び第２の通過帯域において入力端子１０２又は出力端子１１６，１１８に接続される外部回路の特性インピーダンス（通常５０Ω）に整合するとともに、第３の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスとなるように定められる。一実施形態において、インダクタ１０４の素子値は、キャパシタ１０６、１０８をそれぞれ直列に挿入したことによるリアクタンスの変化を相殺するように決定される。具体的には、インダクタ１０４の素子値は、その第１の通過帯域におけるリアクタンス値がキャパシタ１０６の第１の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるとともに、その第２の通過帯域におけるリアクタンス値がキャパシタ１０８の第２の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるように定められる。また、接地回路１３０の素子値は、ＳＡＷフィルタ１１０とＳＡＷフィルタ１１２とを並列接続したことによるサセプタンスの変化を相殺するように決定される。具体的には、接地回路１３０の素子値は、その第１の通過帯域における合成サセプタンス値が、キャパシタ１０８を設けたフィルタ１１２を接続点１４８側から出力端子１１８側を見た第１の通過帯域における入力サセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるとともに、その第２の通過帯域における合成サセプタンス値が、キャパシタ１０６を設けた第１フィルタ１１０を接続点１４８側から出力端子１１６側を見た第２の通過帯域における入力サセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるように設定される。

図２（ａ）〜図２（ｆ）は、分波器１０における第１及び第２の通過帯域の信号のインピーダンス整合を説明するための模式図である。図２（ａ）〜図２（ｆ）は、入力端子１０２（共通端子）側から見たＳＡＷフィルタの入力インピーダンス、及び、入力端子１０２側から見たダイプレクサ１５０の入力インピーダンスをスミスチャートの形式で模式的に示している。図２において、マーカｍ１は、第２の通過帯域の低周波端である２１１０ＭＨｚにおけるインピーダンスを示し、マーカをｍ２は、第２の通過帯域の高周波端である２１７０ＭＨｚにおけるインピーダンスを示す。また、マーカｍ３は、第１の通過帯域の低周波端である１９３０ＭＨｚにおけるインピーダンスを示し、マーカｍ５は、第１の通過帯域の高周波端である１９９０ＭＨｚにおけるインピーダンスを示す。マーカｍ４は、第３の通過帯域の中心周波数である１５７５ＭＨｚにおけるインピーダンスを示す。

図２（ａ）は、ＳＡＷフィルタ１１０及びＳＡＷフィルタ１１２単体の入力インピーダンスを示す。図示のとおり、ＳＡＷフィルタ１１２のインピーダンスは、第２の通過帯域であるｍ１からｍ２の範囲で概ね基準インピーダンスである５０Ωに整合しており、それ以外の帯域において概ね容量性の領域にある。また、ＳＡＷフィルタ１１０のインピーダンスは、第１の通過帯域であるｍ３からｍ５の範囲で概ね５０Ωに整合しており、それ以外の帯域において概ね容量性の領域にある。図２（ａ）の例に限らず、ＳＡＷフィルタ単体の入力インピーダンスは、ほとんどの周波数帯域において容量性となることが知られている。

図２（ｂ）に示すように、帯域外の入力インピーダンスを高インピーダンス化するため、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の前方にキャパシタ１０６、１０８をそれぞれ設ける。図示のとおり、キャパシタ１０６、１０８により、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２のインピーダンスは、スミスチャートにおける等レジスタンス線上を反時計回りに回転される。具体的には、キャパシタ１０６により、ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域以外の周波数成分が等レジスタンス線上を高インピーダンス側に回転し、キャパシタ１０８により、ＳＡＷフィルタ１１２の通過帯域以外の周波数成分が等レジスタンス線上を高インピーダンス側に回転する。キャパシタ１０６、１０８により、通過帯域のインピーダンスの基準インピーダンスから外れるが、後述するように、通過帯域のインピーダンスは、インダクタ１０４による位相回転で基準インピーダンスに整合される。

次に、図２（ｃ）に示すように、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２を並列に接続して、ダイプレクサ１５０（インダクタ１０４、１３４、キャパシタ１３２は省略された状態）を構成すると、この接続点から見たダイプレクサ１５０の入力インピーダンスは、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の単体の入力インピーダンスを等コンダクタンス線に沿って時計回りに回転させたものとなる。つまり、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２同士を並列に接続することにより、接地させたキャパシタを並列に挿入したのと等しい位相回転効果が得られる。これは、図２（ｂ）に示したキャパシタ１０６を設けたＳＡＷフィルタ１１０が第２の通過帯域で接地のキャパシタとして機能し、キャパシタ１０８を設けたSAWフィルタ１１２が第１の通過帯域で接地のキャパシタとして機能するためである。

次に、図２（ｄ）に示すように、接続点１４８と入力端子１０２との間にインダクタ１３４を並列に挿入する。このインダクタ１３４により、ダイプレクサ１５０の入力インピーダンスは、等コンダクタンス線に沿って反時計回りに回転する。図示のとおり、この位相回転により、第３の通過帯域に相当するｍ４の周波数帯域の信号が高インピーダンス領域まで回転されるとともに、第1及び第２の通過帯域を基準インピーダンスの近傍に回転させる。このインダクタは、キャパシタ１０６とキャパシタ１０８との接続点１４８と入力端子１０２との間に設けられているので、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の前段にそれぞれ個別のインダクタを設ける場合と比較して回路を小型化することができる。

次に、図２（ｅ）に示すように、キャパシタ１３２を並列に挿入し、第１の通過帯域及び第２の通過帯域で５０Ωの等レジスタンス線上に調整するとともに第３の通過帯域のインピーダンスを無限大に近い領域で回転させてインピーダンスの微調整を行うことにより、第３の通過帯域の信号をさらに抑圧する。このようなインピーダンスの微調整をキャパシタを用いて行う場合には、当該キャパシタの素子値を小さな値に設定することができる。かかるインピーダンスの微調整をインダクタのみで行おうとすると大きな素子値が必要になる。すなわち、キャパシタ１３２とインダクタ１３４の２素子を用いて特性を調整することで、インダクタ１３４の素子値を小さな値に設計することができる。また、インダクタ１３４は、通過帯域（第1及び第２の通過帯域）を基準インピーダンスに整合させることを主目的として挿入されるので、インダクタ１３４の１素子のみで（つまりキャパシタ１３２を用いずに）回路を設計すると、阻止域（第３の通過帯域）の入力インピーダンスが十分に高インピーダンス化できない可能性がある。一方、インダクタ１３４とキャパシタ１３２の２素子を用いて回路を設計することにより、それぞれの素子値を適宜設定することにより、阻止域の高インピーダンス化と通過帯域の整合を両方とも実現することができる。なお、インダクタ１３４の挿入によって第３の通過帯域のインピーダンスが無限大に調整されている場合には、キャパシタ１３２を省略することもできる。

次に、図２（ｆ）に示すように、インダクタ１０４を直列に挿入し、ダイプレクサ１５０の入力インピーダンスを等レジスタンス線に沿って時計回りに回転させる。第３の通過帯域は既に無限大に近い領域に位置しているため、インダクタ１０４を直列に挿入しても、第３の通過帯域におけるインピーダンスは無限大の領域から移動しない。

以上のように、ダイプレクサ１５０のインピーダンスは、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２と入力端子１０２との間にそれぞれ直列に挿入されるキャパシタ１０６、１０８によって、等レジスタンス線上を反時計回りに回転する。この位相回転による基準インピーダンスからの乖離は、インダクタ１０４をキャパシタ１０６，１０８の接続点と入力端子１０２との間に直列に挿入することで相殺される。したがって、キャパシタ１０６、１０８の直列挿入による移相回転量とインダクタ１０４の直列挿入による移相回転量とが等しくなるように、インダクタ１０４、キャパシタ１０６、１０８の素子値が設定される。例えば、インダクタ１０４のリアクタンス値は、上述のように、その第１の通過帯域におけるリアクタンス値がキャパシタ１０６の第１の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるとともに、その第２の通過帯域におけるリアクタンス値がキャパシタ１０８の第２の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるように定められる。また、キャパシタ１０６とキャパシタ１０８とを接続することにより入力インピーダンスが等コンダクタンス線上を時計回りに回転されるので、キャパシタ１３２、インダクタ１３４をキャパシタ１０６，１０８を接続点と入力端子１０２との間に並列に挿入することにより、この等コンダクタンス線上の位相回転を相殺する。したがって、キャパシタ１３２及びインダクタ１３４の素子値は、これらの第１の通過帯域における合成サセプタンス値がキャパシタ１０８を設けたSAWフィルタ１１２の第１の通過帯域におけるサセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるとともに、第２の通過帯域における合成サセプタンス値がキャパシタ１０６を設けたSAWフィルタ１１０の第２の通過帯域におけるサセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なるように設定される。このような観点から、一実施形態において、キャパシタ１０６、１０８、１３２の容量値は、それぞれ１．９ｐＦ、２．１ｐＦ、０．２５ｐＦとし、インダクタ１０４、１３４のインダクタンス値はそれぞれ２．３ｎＨ、４．４ｎＨとすることができる。

図３は、図１に示すダイプレクサ１５０の入力端子１０２から見た入力インピーダンスのシミュレーション結果を示すスミスチャートである。シミュレーションの際には、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の通過帯域をそれぞれ１９３０−１９９０ＭＨｚ、２１１０−２１７０ＭＨｚとし、キャパシタ１０６、１０８、１３２の容量値を１．９ｐＦ、２．１ｐＦ、０．２５ｐＦとし、インダクタ１０４、１３４のインダクタンス値をそれぞれ２．３ｎＨ、４．４ｎＨとした。図３に示されるインピーダンスは、周波数を５００ＭＨｚから３ＧＨｚまで掃引して測定された。図示のとおり、第１及び第２の通過帯域にそれぞれ相当するマーカｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ５は、いずれも５０Ω近辺に分布しており、第３の通過帯域に相当するマーカｍ４は無限大に近い高インピーダンス領域に位置することが確認された。これにより、第１及び第２の通過帯域の信号は、低損失でＳＡＷフィルタ１１０、１１２にそれぞれ入力される一方、第３の通過帯域の信号はＳＡＷフィルタ１１０、１１２に到達しない。

図４及び図５は、図１に示すダイプレクサ１５０の減衰特性のシミュレーション結果を表すグラフである。これらの減衰特性は、ダイプレクサ１５０を構成するＳＡＷフィルタ１１０及びＳＡＷフィルタ１１２の特性を回路シミュレータに取り込み、これらの特性を整合回路１００を構成する受動素子と合成してシミュレートした結果である。これらのＳＡＷフィルタ減衰特性は、アメリカ合衆国カリフォルニア州に本社を有するＡｇｉｌｅｎｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，Ｉｎｃ．のＰＮＡ−Ｌを用いて測定された。図４及び図５において、横軸は周波数をＧＨｚ単位で表し、縦軸は減衰特性を示すＳパラメータの大きさをｄＢ単位で表す。図４における曲線４０１は入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰特性を表し、図５における曲線５０１は入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰特性を表す。

図４から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩに割り当てられている２１１０−２１７０ＭＨｚにおいて概ね３ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。また、図５から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩＩに割り当てられている１９３０−１９９０ＭＨｚにおいて概ね５．０ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。

図６は、図１に示す分波器１０の入力端子１０２から見た入力インピーダンスのシミュレーション結果を示すスミスチャートである。測定の際には、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の通過帯域をそれぞれ１９３０−１９９０ＭＨｚ、２１１０−２１７０ＭＨｚ、１５７４−１５７６ＭＨｚとした。また、整合回路１００の各リアクタンス素子の素子値は、図３のシミュレーションと同じ値に設定するとともに、キャパシタ１４２の容量値を４．４ｐF、キャパシタ１４４の容量値を２．２ｐF、インダクタ１４６のインダクタンス値を６．２ｎHにそれぞれ設定した。図示のとおり、第１〜第３の通過帯域にそれぞれ相当するマーカｍ１〜ｍ５は、いずれも５０Ω近辺に分布していることが確認された。

図７〜図９は、図１に示す分波器１０の減衰特性のシミュレーション結果を表すグラフである。これらの減衰特性は、図５のグラフと同様に、分波器１０を構成する回路要素を回路シミュレータに取り込んでシミュレートした結果である。図７における曲線７０１は入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰特性を表し、図８における曲線８０１は入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰特性を表し、図９における曲線９０１は入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰特性を表す。

図７及び図８のグラフから明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰量及び入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰量は、図４及び図５に示すシミュレーション結果と同様に、２１１０−２１７０ＭＨｚ及び１９３０−１９９０ＭＨｚにおいてそれぞれ十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。また、図９から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰量は、ＧＰＳのＬ１バンドに割り当てられている１５７４−１５７６ＭＨｚにおいて十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。

このように、本発明の一実施形態に係る分波器１０によって、３つの異なる周波数帯域の信号が重畳されたマルチバンド受信信号を、それぞれの周波数帯の信号に分離することができる。この分波器１０のインピーダンス整合は、５台のキャパシタ（キャパシタ１０６、１０８、１３２、１４２、１４４）と３台のインダクタ（インダクタ１０４、１３４、１４６）とで構成することができるので、従来の３分波回路に用いられる整合回路と比べてリアクタンス素子の数を減らすことができる。例えば、特開２００９−５３４８７１号に開示されている３分波回路においては、７台のキャパシタと６台のインダクタを用いている。また、上述した特開２０１０−５２７１９２号公報に記載の３分波回路では、５台とキャパシタと５台のインダクタを用いている。本発明の実施形態に係る分波器１０は、これらに代表される従来の３分波回路と比較して、少ない素子数で受信信号を３分波する分波器を実現することができる。また、キャパシタ１０６、１０８、インダクタ１３４の素子値を比較的小さな値とした場合でも、帯域外信号の抑圧に必要な位相回転を十分に実現することができる。したがって、キャパシタ１０６、１０８、及びインダクタ１３４を比較的小型に形成することができる。以上述べたように、本発明の実施形態に係る分波器１０は、インダクタの数が少なく、さらにそのインダクタの素子値を小さく設定することができるため、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）多層回路基板で分波器１０を実現する際に、多数のインダクタを有する回路や容量の大きなインダクタを利用する回路と比較して小型化することができる。ＬＴＣＣ多層回路基板に作り込む際には、インダクタ１０４とインダクタ１３４との間に配置されたキャパシタ１３０を、インダクタ１０４、インダクタ１３４、キャパシタ１０８、キャパシタ１０６を構成する線路及び平面形状の電極の寄生容量により実現することができるので、さらに小型化が可能である。

図１ないし図３に表された分波器の回路構成は適宜変更することができる。例えば、本明細書において述べたＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の通過帯域は一例であり、様々な通過帯域を有するフィルタを用いることができる。また、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４に代えて、バルク弾性波フィルタ（ＢＡＷフィルタ）などの単体でのインピーダンスが帯域外で容量性となる様々なフィルタを用いることができる。また、図１には、受信信号を３分波する例を示したが、ＳＡＷフィルタ等のフィルタを並列に追加することにより、受信信号を４以上の信号に分波する回路を実現することができる。追加のフィルタは、ダイプレクサ１５０内でＳＡＷフィルタ１１０、１１２と並列に追加されてもよく、ダイプレクサ１５０外でＳＡＷフィルタ１１４と並列に追加されてもよい。ダイプレクサ１５０内にフィルタを追加する場合には、当該追加されるフィルタの前段にキャパシタ１０６、１０８と同様にキャパシタを挿入する。

また、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４は、誘電体フィルタであってもよい。本発明に係る分波器は、携帯電話機以外の様々な無線通信装置に搭載され得る。本発明に係る分波器は、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）多層回路基板に作りこむことでさらに小型化することができる。

本発明の実施形態は、以上明示的に述べた態様に限られず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上述した実施形態に対して様々な変更を行うことができる。

１０分波器、１００、１４０整合回路、１０２入力端子、１１０、１１２、１１４ＳＡＷフィルタ、１１６、１１８、１２０出力端子、１３０接地回路、１０６、１０８、１３２、１４２、１４４キャパシタ、１０４、１３４、１４６インダクタ

Claims

アンテナからの受信信号が入力される入力端子と、
第１出力端子と、
第２出力端子と、
前記入力端子と前記第１出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタと、
前記入力端子と前記第２出力端子との間に配置され、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタと、
前記入力端子と前記第１及び第２フィルタとの間に配置された第１の整合回路と、
を備え、
前記第１の整合回路が、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第１フィルタに接続された第１キャパシタと、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第２フィルタに接続されるとともに、他方のキャパシタ電極が前記第１キャパシタの他方のキャパシタ電極と接続された第２キャパシタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と前記入力端子との間に配置された第１インダクタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置されたリアクタンス素子から成る接地回路と、
を備え、
前記第１インダクタの前記第１の通過帯域におけるリアクタンス値が、前記第１キャパシタの前記第１の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なる、分波器。
アンテナからの受信信号が入力される入力端子と、
第１出力端子と、
第２出力端子と、
前記入力端子と前記第１出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタと、
前記入力端子と前記第２出力端子との間に配置され、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタと、
前記入力端子と前記第１及び第２フィルタとの間に配置された第１の整合回路と、
を備え、
前記第１の整合回路が、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第１フィルタに接続された第１キャパシタと、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第２フィルタに接続されるとともに、他方のキャパシタ電極が前記第１キャパシタの他方のキャパシタ電極と接続された第２キャパシタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と前記入力端子との間に配置された第１インダクタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置されたリアクタンス素子から成る接地回路と、
を備え、
前記第１インダクタの前記第２の通過帯域におけるリアクタンス値が、前記第２キャパシタの前記第２の通過帯域におけるリアクタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なる、分波器。
アンテナからの受信信号が入力される入力端子と、
第１出力端子と、
第２出力端子と、
前記入力端子と前記第１出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタと、
前記入力端子と前記第２出力端子との間に配置され、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタと、
前記入力端子と前記第１及び第２フィルタとの間に配置された第１の整合回路と、
を備え、
前記第１の整合回路が、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第１フィルタに接続された第１キャパシタと、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第２フィルタに接続されるとともに、他方のキャパシタ電極が前記第１キャパシタの他方のキャパシタ電極と接続された第２キャパシタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と前記入力端子との間に配置された第１インダクタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置されたリアクタンス素子から成る接地回路と、
を備え、
前記接地回路の前記第１の通過帯域におけるサセプタンス値が、前記第２キャパシタを設けた前記第２フィルタを前記第１キャパシタと前記第２キャパシタとの接続点側からみた前記第１の通過帯域における入力サセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なる、分波器。
アンテナからの受信信号が入力される入力端子と、
第１出力端子と、
第２出力端子と、
前記入力端子と前記第１出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタと、
前記入力端子と前記第２出力端子との間に配置され、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタと、
前記入力端子と前記第１及び第２フィルタとの間に配置された第１の整合回路と、
を備え、
前記第１の整合回路が、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第１フィルタに接続された第１キャパシタと、
一組のキャパシタ電極から成り、一方のキャパシタ電極が前記第２フィルタに接続されるとともに、他方のキャパシタ電極が前記第１キャパシタの他方のキャパシタ電極と接続された第２キャパシタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と前記入力端子との間に配置された第１インダクタと、
前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置されたリアクタンス素子から成る接地回路と、
を備え、
前記接地回路の前記第２の通過帯域におけるサセプタンス値が、前記第１キャパシタを設けた前記第１フィルタを前記第１キャパシタと前記第２キャパシタとの接続点側からみた前記第２の通過帯域における入力サセプタンス値と絶対値が実質的に等しく極性が異なる、分波器。
前記接地回路が、前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置された第２インダクタを含む請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の分波器。
前記接地回路が、前記第１及び第２キャパシタの接続点と接地との間に配置された第３キャパシタを含む請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の分波器。
第３の出力端子と、
前記入力端子と前記第３出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域のいずれとも異なる第３の通過帯域の信号を通過させる第３フィルタと、
をさらに備える請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の分波器。
前記入力端子と前記第３フィルタとの間に配置されたハイパスフィルタ型の第２の整合回路をさらに備える請求項７に記載の分波器。
請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の分波器を備える無線通信装置。