JP2003347898A - 携帯電話用弾性表面波共振子フィルタ - Google Patents
携帯電話用弾性表面波共振子フィルタInfo
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- JP2003347898A JP2003347898A JP2003148182A JP2003148182A JP2003347898A JP 2003347898 A JP2003347898 A JP 2003347898A JP 2003148182 A JP2003148182 A JP 2003148182A JP 2003148182 A JP2003148182 A JP 2003148182A JP 2003347898 A JP2003347898 A JP 2003347898A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】複数の表面弾性波(SAW)フィルタを接続し
て、たとえば送受共用器を構成する場合に、挿入損失の
劣化を極力防止できるようにする。 【構成】受信(Rx)側SAWフィルタ1と送信(T
x)側SAWフィルタ2が並列接続されている送受共用
器において、アンテナ端子3とTx側SAWフィルタ2
との間に、直列に、10pF(Rx周波数にて約42Ω
のインピーダンス)のコンデンサ(リアクタンス素子)
5が接続されている。さらに、当該送受共用器では、イ
ンピーダンスマッチングのために、アンテナ端子3に並
列に27nHのインダクタンス素子6を接続されてい
る。
て、たとえば送受共用器を構成する場合に、挿入損失の
劣化を極力防止できるようにする。 【構成】受信(Rx)側SAWフィルタ1と送信(T
x)側SAWフィルタ2が並列接続されている送受共用
器において、アンテナ端子3とTx側SAWフィルタ2
との間に、直列に、10pF(Rx周波数にて約42Ω
のインピーダンス)のコンデンサ(リアクタンス素子)
5が接続されている。さらに、当該送受共用器では、イ
ンピーダンスマッチングのために、アンテナ端子3に並
列に27nHのインダクタンス素子6を接続されてい
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】 この発明は、無線通信機等
に用いられる、弾性表面波バンドパスフィルタを含む弾
性表面波装置に関するものである。
に用いられる、弾性表面波バンドパスフィルタを含む弾
性表面波装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】 近年、無線通信機等においては、小型
化、無調整化のために、弾性表面波(SAW)フィルタ
を用いることが多くなった。特に最近では、SAWフィ
ルタの挿入損失の改善が進み、2〜3dBという超低損
失のSAWフィルタも可能となり、送、受信機の高周波
段用フィルタとして用いられるようになった。特に、コ
ードレス電話や自動車電話などの送受共用器にSAWフ
ィルタが適用されようとしている。
化、無調整化のために、弾性表面波(SAW)フィルタ
を用いることが多くなった。特に最近では、SAWフィ
ルタの挿入損失の改善が進み、2〜3dBという超低損
失のSAWフィルタも可能となり、送、受信機の高周波
段用フィルタとして用いられるようになった。特に、コ
ードレス電話や自動車電話などの送受共用器にSAWフ
ィルタが適用されようとしている。
【0003】SAWフィルタの場合、それが1個では共
用器を実現し難いので、一般には、送信、受信の各フィ
ルタを組合せて共用器を構成するようにしている。
用器を実現し難いので、一般には、送信、受信の各フィ
ルタを組合せて共用器を構成するようにしている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】 ところが、図10に
示すように、受信(Rx)側SAWフィルタ1および送
信(Tx)側SAWフィルタ2という2つのフィルタを
用い、各々の入力または出力を単に接続した場合には、
共用器としての挿入損失(ロス)が、送信あるいは受信
側フィルタ単体での挿入損失よりもかなり大きくなって
しまうという問題が出てきた。
示すように、受信(Rx)側SAWフィルタ1および送
信(Tx)側SAWフィルタ2という2つのフィルタを
用い、各々の入力または出力を単に接続した場合には、
共用器としての挿入損失(ロス)が、送信あるいは受信
側フィルタ単体での挿入損失よりもかなり大きくなって
しまうという問題が出てきた。
【0005】これは、帯域外、たとえば送信側SAWフ
ィルタ2では受信帯域にあたる周波数において、当該送
信側SAWフィルタ2のインピーダンスがオープン(無
限大)にならないことによる。
ィルタ2では受信帯域にあたる周波数において、当該送
信側SAWフィルタ2のインピーダンスがオープン(無
限大)にならないことによる。
【0006】特に高周波の場合は、SAWフィルタの入
力静電容量と配線の浮遊インダクタンスとによる共振周
波数が使用上の周波数に近くなり、見掛け上の入力イン
ピーダンスがショートに近く、そのため、相手側のフィ
ルタの通過帯域周波数において低インピーダンス素子が
並列に付加されるのと同様の状態になり、相手側のフィ
ルタの挿入損失の増加を招いていた。
力静電容量と配線の浮遊インダクタンスとによる共振周
波数が使用上の周波数に近くなり、見掛け上の入力イン
ピーダンスがショートに近く、そのため、相手側のフィ
ルタの通過帯域周波数において低インピーダンス素子が
並列に付加されるのと同様の状態になり、相手側のフィ
ルタの挿入損失の増加を招いていた。
【0007】そこで、この発明の目的は、複数のSAW
フィルタを接続して、たとえば送受共用器を構成する場
合に、挿入損失の劣化を極力防止できるようにした、弾
性表面波装置を提供しようとすることである。
フィルタを接続して、たとえば送受共用器を構成する場
合に、挿入損失の劣化を極力防止できるようにした、弾
性表面波装置を提供しようとすることである。
【0008】
【課題を解決するための手段】 本発明に従った弾性表
面波装置は、相異なる通過帯域周波数特性をもつ少なく
とも2つの弾性表面波バンドパスフィルタの入力または
出力を並列接続した、弾性表面波装置において、前記並
列接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィルタの
うち最も周波数の高い弾性表面波バンドパスフィルタ以
外の前記弾性表面波バンドパスフィルタとの間に、当該
弾性表面波装置の終端インピーダンスの1/4以上のイ
ンピーダンスを有するリアクタンス素子として、コンデ
ンサを挿入したことを特徴とする。
面波装置は、相異なる通過帯域周波数特性をもつ少なく
とも2つの弾性表面波バンドパスフィルタの入力または
出力を並列接続した、弾性表面波装置において、前記並
列接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィルタの
うち最も周波数の高い弾性表面波バンドパスフィルタ以
外の前記弾性表面波バンドパスフィルタとの間に、当該
弾性表面波装置の終端インピーダンスの1/4以上のイ
ンピーダンスを有するリアクタンス素子として、コンデ
ンサを挿入したことを特徴とする。
【0009】本発明によると、高いインピーダンスを有
するリアクタンス素子が直列に接続されるSAWバンド
パスフィルタは、このリアクタンス素子を含めてのイン
ピーダンスが高くなる。したがって、他のSAWフィル
タの負荷にならずに済み、他のSAWフィルタの挿入損
失が大きくなることを防止できる。
するリアクタンス素子が直列に接続されるSAWバンド
パスフィルタは、このリアクタンス素子を含めてのイン
ピーダンスが高くなる。したがって、他のSAWフィル
タの負荷にならずに済み、他のSAWフィルタの挿入損
失が大きくなることを防止できる。
【0010】
【発明の実施の形態】 以下に、本発明の実施の形態の
形態を、小電力コードレス電話用SAW共用器を例にと
って説明する。
形態を、小電力コードレス電話用SAW共用器を例にと
って説明する。
【0011】送信(Tx)側SAWフィルタおよび受信
(Rx)側SAWフィルタは、それぞれ、36°回転Y
カットLiTaO3 基板を用いたSAW共振子フィルタ
を2段縦続接続したものである。
(Rx)側SAWフィルタは、それぞれ、36°回転Y
カットLiTaO3 基板を用いたSAW共振子フィルタ
を2段縦続接続したものである。
【0012】小電力コードレス電話においては、親機と
子機との間で、254MHzと380MHzとを用いて
送信および受信を行なっている。したがって、254M
Hzおよび380MHzのどちらか一方が、送信(T
x)側となり、どちらか他方が、受信(Rx)側とな
る。説明の便宜上、254MHzをTx側とし、380
MHzをRx側としておく。
子機との間で、254MHzと380MHzとを用いて
送信および受信を行なっている。したがって、254M
Hzおよび380MHzのどちらか一方が、送信(T
x)側となり、どちらか他方が、受信(Rx)側とな
る。説明の便宜上、254MHzをTx側とし、380
MHzをRx側としておく。
【0013】254MHzおよび380MHz各々のフ
ィルタの単体での特性が、図11および図12にそれぞ
れ示されている。これらの図面からわかるように、25
4MHzフィルタ単体(図11)では、2.3dB、3
80MHzフィルタ単体(図12)では、2.6dB、
というように、いずれも低損失である。共用器のインピ
ーダンスは50Ωであり、これに対して、フィルタも5
0Ω用に設計されており、チューニング用コイルなどは
用いていない状態でのデータである。
ィルタの単体での特性が、図11および図12にそれぞ
れ示されている。これらの図面からわかるように、25
4MHzフィルタ単体(図11)では、2.3dB、3
80MHzフィルタ単体(図12)では、2.6dB、
というように、いずれも低損失である。共用器のインピ
ーダンスは50Ωであり、これに対して、フィルタも5
0Ω用に設計されており、チューニング用コイルなどは
用いていない状態でのデータである。
【0014】図13および図14に、上述のフィルタ各
々の入力インピーダンスのスミスチャートが示されてい
る。これらの図面において、マーカ1および2は、各
々、380MHzおよび254MHzの各フィルタのピ
ークレベルの周波数を示している。なお、出力インピー
ダンスも同じ傾向を示し、入出力対称になっている。
々の入力インピーダンスのスミスチャートが示されてい
る。これらの図面において、マーカ1および2は、各
々、380MHzおよび254MHzの各フィルタのピ
ークレベルの周波数を示している。なお、出力インピー
ダンスも同じ傾向を示し、入出力対称になっている。
【0015】図13において、254MHz(Tx)S
AWフィルタは、その通過帯域周波数254MHzでの
インピーダンスが51.5Ωであり、図14において、
380MHz(Rx)SAWフィルタは、その通過帯域
周波数380MHzでのインピーダンスが51.4Ωで
ある。これらのフィルタの各々の通過帯域周波数でのイ
ンピーダンスは、上述のように、50Ωに近く、それゆ
えに低損失であるが、相手側の周波数においては、これ
らフィルタは、電極静電容量のために容量性になってい
る。特に、Tx側(低周波側)フィルタのRx周波数帯
域(図13におけるマーカ1)でのインピーダンスは、
Rx側(高周波側)フィルタのTx周波数帯域(図14
におけるマーカ2)でのインピーダンスよりも、かなり
低くなっているが、これは、SAWフィルタの電極静電
容量と浮遊インダクタンスとの共振によるもので、一般
的に低周波側のフィルタの高周波側でのインピーダンス
の方が、高周波側のフィルタの低周波側でのインピーダ
ンスよりも低くなる。
AWフィルタは、その通過帯域周波数254MHzでの
インピーダンスが51.5Ωであり、図14において、
380MHz(Rx)SAWフィルタは、その通過帯域
周波数380MHzでのインピーダンスが51.4Ωで
ある。これらのフィルタの各々の通過帯域周波数でのイ
ンピーダンスは、上述のように、50Ωに近く、それゆ
えに低損失であるが、相手側の周波数においては、これ
らフィルタは、電極静電容量のために容量性になってい
る。特に、Tx側(低周波側)フィルタのRx周波数帯
域(図13におけるマーカ1)でのインピーダンスは、
Rx側(高周波側)フィルタのTx周波数帯域(図14
におけるマーカ2)でのインピーダンスよりも、かなり
低くなっているが、これは、SAWフィルタの電極静電
容量と浮遊インダクタンスとの共振によるもので、一般
的に低周波側のフィルタの高周波側でのインピーダンス
の方が、高周波側のフィルタの低周波側でのインピーダ
ンスよりも低くなる。
【0016】ここで、図10に示すように、Rx側SA
Wフィルタ1とTx側SAWフィルタ2とを単に接続し
て共用器とした場合、各々の通過帯域において、相手側
の低インピーダンスが並列に接続されることになり、図
15および図16に示すように、挿入損失の劣化がおこ
る。図15は、Tx側フィルタ2のアンテナ―Tx間の
特性を示し、図16は、Rx側フィルタ1のアンテナ―
Rx間の特性を示している。図10に示すように、並列
接続されたとき、Tx側フィルタ2については、図15
に示すように、損失が2.9dB(単体での損失+0.
6dB)で済むが、特に相手側が低インピーダンスにな
るRx(高周波側)フィルタ1については、図16に示
すように、損失が4.1dB(単体での損失+1.5d
B)となり、Rx側フィルタ1は、Tx側フィルタ2と
の接続により、単体の場合に比べて、1.5dBも損失
が大きくなってしまう。
Wフィルタ1とTx側SAWフィルタ2とを単に接続し
て共用器とした場合、各々の通過帯域において、相手側
の低インピーダンスが並列に接続されることになり、図
15および図16に示すように、挿入損失の劣化がおこ
る。図15は、Tx側フィルタ2のアンテナ―Tx間の
特性を示し、図16は、Rx側フィルタ1のアンテナ―
Rx間の特性を示している。図10に示すように、並列
接続されたとき、Tx側フィルタ2については、図15
に示すように、損失が2.9dB(単体での損失+0.
6dB)で済むが、特に相手側が低インピーダンスにな
るRx(高周波側)フィルタ1については、図16に示
すように、損失が4.1dB(単体での損失+1.5d
B)となり、Rx側フィルタ1は、Tx側フィルタ2と
の接続により、単体の場合に比べて、1.5dBも損失
が大きくなってしまう。
【0017】図17は、そのときの共用器としてのアン
テナ端子入力インピーダンスのスミスチャートである。
Rxの周波数(マーカ1)において、相手側のTx側S
AWフィルタに派生する低インピーダンスがRx側SA
Wフィルタに並列接続されるため、共用器としてのアン
テナ端子入力インピーダンスが50Ωから低い方へずれ
て、損失が大きくなっていることがわかる。
テナ端子入力インピーダンスのスミスチャートである。
Rxの周波数(マーカ1)において、相手側のTx側S
AWフィルタに派生する低インピーダンスがRx側SA
Wフィルタに並列接続されるため、共用器としてのアン
テナ端子入力インピーダンスが50Ωから低い方へずれ
て、損失が大きくなっていることがわかる。
【0018】ここで、インピーダンスマッチングのため
に、図18に示すように、アンテナ端子3に並列に33
nHのインダクタンス素子4を接続したところ、Tx側
SAWフィルタ2については、2.7dB(単体での損
失+0.4dB)と単体での損失に近づけることができ
たが、Rx側SAWフィルタ1については、図19およ
び図20に示すように、インピーダンスが29.1Ωと
なり、50Ωに近づけられず、また、挿入損失について
は、単体での損失に対して+1.0dBされた3.6d
Bの損失までしか改善されなかった。なお、図19は、
図18に示すようにアンテナ端子3に33nHのインダ
クタンス素子4を並列接続してインピーダンスマッチン
グをとったときのRx側SAWフィルタ1の特性を示
し、図20は、そのときのアンテナ端子入力インピーダ
ンスのスミスチャートを示している。
に、図18に示すように、アンテナ端子3に並列に33
nHのインダクタンス素子4を接続したところ、Tx側
SAWフィルタ2については、2.7dB(単体での損
失+0.4dB)と単体での損失に近づけることができ
たが、Rx側SAWフィルタ1については、図19およ
び図20に示すように、インピーダンスが29.1Ωと
なり、50Ωに近づけられず、また、挿入損失について
は、単体での損失に対して+1.0dBされた3.6d
Bの損失までしか改善されなかった。なお、図19は、
図18に示すようにアンテナ端子3に33nHのインダ
クタンス素子4を並列接続してインピーダンスマッチン
グをとったときのRx側SAWフィルタ1の特性を示
し、図20は、そのときのアンテナ端子入力インピーダ
ンスのスミスチャートを示している。
【0019】上述のように、Rx側SAWフィルタ1で
の改善がそれほど達成されなかったのは、Rx周波数で
のTx側フィルタ2のインピーダンスがかなり低いた
め、図20に示すように、Rx(マーカ1)でのインピ
ーダンスとTx(マーカ2)でのインピーダンスとのず
れが大きいことが原因であり、仮にRx側のインピーダ
ンスマッチングを良くしたとしても、その代わりにTx
側のインピーダンスマッチングが悪くなり、Tx周波数
での損失が大きくなってしまう。
の改善がそれほど達成されなかったのは、Rx周波数で
のTx側フィルタ2のインピーダンスがかなり低いた
め、図20に示すように、Rx(マーカ1)でのインピ
ーダンスとTx(マーカ2)でのインピーダンスとのず
れが大きいことが原因であり、仮にRx側のインピーダ
ンスマッチングを良くしたとしても、その代わりにTx
側のインピーダンスマッチングが悪くなり、Tx周波数
での損失が大きくなってしまう。
【0020】このような知見に基づき、この発明をなす
に到ったのである。そこで、図1に示すようにアンテナ
端子3とTx側SAWフィルタ2との間に、直列に、1
0pF(Rx周波数にて約42Ωのインピーダンス)の
コンデンサ(リアクタンス素子)5を接続し、さらに、
インピーダンスマッチングのために、アンテナ端子3に
並列に27nHのインダクタンス素子6を接続したとこ
ろ、図2に示すように、Tx側では、3.1dB(単体
での損失+0.8dB)となり、他方、図3に示すよう
に、Rx側では、2.7dB(単体での損失+0.1d
B)の損失となり、単体での特性からの損失の劣化が、
前述した図19および図20に示した場合より小さく抑
えることができた。
に到ったのである。そこで、図1に示すようにアンテナ
端子3とTx側SAWフィルタ2との間に、直列に、1
0pF(Rx周波数にて約42Ωのインピーダンス)の
コンデンサ(リアクタンス素子)5を接続し、さらに、
インピーダンスマッチングのために、アンテナ端子3に
並列に27nHのインダクタンス素子6を接続したとこ
ろ、図2に示すように、Tx側では、3.1dB(単体
での損失+0.8dB)となり、他方、図3に示すよう
に、Rx側では、2.7dB(単体での損失+0.1d
B)の損失となり、単体での特性からの損失の劣化が、
前述した図19および図20に示した場合より小さく抑
えることができた。
【0021】ここで、Tx側の損失が比較的大きいの
は、10pFのコンデンサ5がTx側SAWフィルタ2
に直列に挿入されたためで、このコンデンサ5の容量を
大きくすれば、Rx側の損失が少し大きくなる代わり
に、Tx側の損失を小さくすることができる。但し、あ
まり大容量(低インピーダンス)にすると、リアクタン
ス素子としてのコンデンサ5を挿入した効果がなくなる
ので、このようなリアクタンス素子のインピーダンス
は、少なくとも当該SAW装置の終端インピーダンスの
1/4以上とされる。
は、10pFのコンデンサ5がTx側SAWフィルタ2
に直列に挿入されたためで、このコンデンサ5の容量を
大きくすれば、Rx側の損失が少し大きくなる代わり
に、Tx側の損失を小さくすることができる。但し、あ
まり大容量(低インピーダンス)にすると、リアクタン
ス素子としてのコンデンサ5を挿入した効果がなくなる
ので、このようなリアクタンス素子のインピーダンス
は、少なくとも当該SAW装置の終端インピーダンスの
1/4以上とされる。
【0022】Tx側の損失の改善のために、図4に示す
ようにTx側フィルタ2と10pFのコンデンサ5との
接続点に並列に、56nHのインダクタンス素子7をさ
らに接続し、アンテナ端子3側のインダクタンス素子6
を27nHから33nHに変更したところ、図5に示し
たように、Tx側で、2.6dBの損失となり、図6に
示すように、Rx側で、2.8dBの損失となり、いず
れも、単体での損失に比べて、0.2〜0.3dBの劣
化に抑えられた。
ようにTx側フィルタ2と10pFのコンデンサ5との
接続点に並列に、56nHのインダクタンス素子7をさ
らに接続し、アンテナ端子3側のインダクタンス素子6
を27nHから33nHに変更したところ、図5に示し
たように、Tx側で、2.6dBの損失となり、図6に
示すように、Rx側で、2.8dBの損失となり、いず
れも、単体での損失に比べて、0.2〜0.3dBの劣
化に抑えられた。
【0023】これは、Tx側に挿入した10pFのコン
デンサ5および56nHのインダクタンス素子7のよう
なリアクタンス素子の働きによるもので、図7に示すよ
うに、Rx側およびTx側の各々のインピーダンス(マ
ーカ1および2)をともに50Ωに近づけることができ
たためである。
デンサ5および56nHのインダクタンス素子7のよう
なリアクタンス素子の働きによるもので、図7に示すよ
うに、Rx側およびTx側の各々のインピーダンス(マ
ーカ1および2)をともに50Ωに近づけることができ
たためである。
【0024】これに対して、図8に示すように、アンテ
ナ端子3に並列に33nHのインダクタンス素子6を接
続しながら、逆に、高周波側であるRx側に、10pF
のコンデンサ8および56nHのインダクタンス素子9
を挿入したところ、図9に示すように、Rx側およびT
x側の各々のインピーダンス(マーカ1および2)が互
いに離れてしまい、ともに50Ωに近づけることができ
ず、また、損失は、ともに3.8dBと大きくなってし
まった。このことから、相手側のフィルタの通過帯域周
波数でのインピーダンスが低い方のフィルタ(この場合
はTx側フィルタ2)に関連してリアクタンス素子を付
加するのがより効果的であることがわかる。
ナ端子3に並列に33nHのインダクタンス素子6を接
続しながら、逆に、高周波側であるRx側に、10pF
のコンデンサ8および56nHのインダクタンス素子9
を挿入したところ、図9に示すように、Rx側およびT
x側の各々のインピーダンス(マーカ1および2)が互
いに離れてしまい、ともに50Ωに近づけることができ
ず、また、損失は、ともに3.8dBと大きくなってし
まった。このことから、相手側のフィルタの通過帯域周
波数でのインピーダンスが低い方のフィルタ(この場合
はTx側フィルタ2)に関連してリアクタンス素子を付
加するのがより効果的であることがわかる。
【0025】なお、両方のフィルタ1および2にそれぞ
れリアクタンス素子を付加するのも効果がある。
れリアクタンス素子を付加するのも効果がある。
【0026】なお、この発明は、3つ以上のSAWフィ
ルタを備えるSAW装置にも適用することができる。
ルタを備えるSAW装置にも適用することができる。
【0027】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【0028】
【発明の効果】 このように、この発明によれば、相異
なる通過帯域周波数特性をもつ少なくとも2つのSAW
バンドパスフィルタの入力または出力を並列接続した、
SAW装置において、少なくとも1つのSAWバンドパ
スフィルタに直列に所定以上のインピーダンスを有する
リアクタンス素子を挿入することにより、当該フィルタ
側の全体としてのインピーダンスを高めることができ、
他のSAWバンドパスフィルタの負荷にならずに済み、
他のSAWバンドパスフィルタの挿入損失が大きく劣化
することを防止できる。
なる通過帯域周波数特性をもつ少なくとも2つのSAW
バンドパスフィルタの入力または出力を並列接続した、
SAW装置において、少なくとも1つのSAWバンドパ
スフィルタに直列に所定以上のインピーダンスを有する
リアクタンス素子を挿入することにより、当該フィルタ
側の全体としてのインピーダンスを高めることができ、
他のSAWバンドパスフィルタの負荷にならずに済み、
他のSAWバンドパスフィルタの挿入損失が大きく劣化
することを防止できる。
【0029】つまり、SAW共用器において、Tx側フ
ィルタに直列にコンデンサを挿入することで、Rx帯域
周波数において、このコンデンサがリアクタンス性のイ
ンピーダンスとなってRx側フィルタの負荷になること
を防止し、Rx側フィルタの挿入損失が大きく劣化する
ことを防止できる。
ィルタに直列にコンデンサを挿入することで、Rx帯域
周波数において、このコンデンサがリアクタンス性のイ
ンピーダンスとなってRx側フィルタの負荷になること
を防止し、Rx側フィルタの挿入損失が大きく劣化する
ことを防止できる。
【0030】また、Tx側フィルタに挿入されるリアク
タンス素子として、コンデンサに代えて、インダクタン
ス素子を用いてもよい。ただし、Tx側フィルタおよび
Rx側フィルタが通過帯域周波数で実インピーダンスを
有する場合には、インダクタンス素子が用いられると、
Tx側フィルタまたはRx側フィルタのインピーダンス
が変換され、L性となり、元のインピーダンスから位相
がずれることが考えられる。したがって、この場合に
は、Tx側フィルタに挿入されるリアクタンス素子とし
て、コンデンサを用いることが好ましい。
タンス素子として、コンデンサに代えて、インダクタン
ス素子を用いてもよい。ただし、Tx側フィルタおよび
Rx側フィルタが通過帯域周波数で実インピーダンスを
有する場合には、インダクタンス素子が用いられると、
Tx側フィルタまたはRx側フィルタのインピーダンス
が変換され、L性となり、元のインピーダンスから位相
がずれることが考えられる。したがって、この場合に
は、Tx側フィルタに挿入されるリアクタンス素子とし
て、コンデンサを用いることが好ましい。
【0031】また、リアクタンス素子としてのコンデン
サとTx側フィルタとの接続点と、アースとの間に、イ
ンダクタンス素子をさらに挿入して、共振させることに
より、Tx側フィルタの挿入損失も、同様に、大きく劣
化することを防止できる。
サとTx側フィルタとの接続点と、アースとの間に、イ
ンダクタンス素子をさらに挿入して、共振させることに
より、Tx側フィルタの挿入損失も、同様に、大きく劣
化することを防止できる。
【0032】また、上述のようなリアクタンス素子を付
加するのは、相手側フィルタの通過帯域周波数でのイン
ピーダンスが最も低いフィルタとするのが最も効果的で
ある。
加するのは、相手側フィルタの通過帯域周波数でのイン
ピーダンスが最も低いフィルタとするのが最も効果的で
ある。
【図1】 この発明の一実施の形態による2つのSA
Wフィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図であ
る。
Wフィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図であ
る。
【図2】 図1に示した送受共用器のTx側の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図3】 図1に示した送受共用器のRx側の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図4】 この発明の他の実施の形態による2つのS
AWフィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図で
ある。
AWフィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図で
ある。
【図5】 図4に示した送受共用器のTx側の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図6】 図4に示した送受共用器のRx側の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図7】 図4に示した送受共用器のアンテナ端子入
力インピーダンスのスミスチャートである。
力インピーダンスのスミスチャートである。
【図8】 図4に示した送受共用器の比較例となる送
受共用器の概略回路図である。
受共用器の概略回路図である。
【図9】 図8に示した送受共用器のアンテナ端子入
力インピーダンスのスミスチャートである。
力インピーダンスのスミスチャートである。
【図10】 本発明に対する背景技術を用いて、2つ
のSAWフィルタを単に並列接続した送受共用器の概略
回路図である。
のSAWフィルタを単に並列接続した送受共用器の概略
回路図である。
【図11】 本発明に対する背景技術についての実験
に用いた小電力コードレス電話用254MHzのSAW
共振子フィルタ単体での周波数特性を示す図である。
に用いた小電力コードレス電話用254MHzのSAW
共振子フィルタ単体での周波数特性を示す図である。
【図12】 従来技術についての実験で用いた小電力
コードレス電話用380MHzのSAW共振子フィルタ
単体の周波数特性を示す図である。
コードレス電話用380MHzのSAW共振子フィルタ
単体の周波数特性を示す図である。
【図13】 図11に示したフィルタの入力インピー
ダンスのスミスチャートである。
ダンスのスミスチャートである。
【図14】 図12に示したフィルタの入力インピー
ダンスのスミスチャートである。
ダンスのスミスチャートである。
【図15】 図11および図13に示した特性を有す
るフィルタを図10に示した送受共用器のTx側に用い
た場合の周波数特性を示す図である。
るフィルタを図10に示した送受共用器のTx側に用い
た場合の周波数特性を示す図である。
【図16】 図12および図14に示した特性を有す
るフィルタを図10に示した送受共用器のRx側に用い
た場合の周波数特性を示す図である。
るフィルタを図10に示した送受共用器のRx側に用い
た場合の周波数特性を示す図である。
【図17】 図11および図13に示した特性を有す
るフィルタをTx側に用い、図12および図14に示し
た特性を有するフィルタをRx側に用いた場合の、図1
0に示した送受共用器のアンテナ端子入力インピーダン
スのスミスチャートである。
るフィルタをTx側に用い、図12および図14に示し
た特性を有するフィルタをRx側に用いた場合の、図1
0に示した送受共用器のアンテナ端子入力インピーダン
スのスミスチャートである。
【図18】 図10に示した送受共用器にインピーダ
ンスマッチングのためのインダクタンス素子を接続して
なる送受共用器の概略回略図である。
ンスマッチングのためのインダクタンス素子を接続して
なる送受共用器の概略回略図である。
【図19】 図18に示した送受共用器のRx側の周
波数特性を示す図である。
波数特性を示す図である。
【図20】 図18に示した送受共用器のアンテナ端
子入力インピーダンスのスミスチャートである。
子入力インピーダンスのスミスチャートである。
1 受信側SAWフィルタ、2 送信側SAWフィル
タ、3アンテナ端子、4,6,7,9 インダクタンス
素子、5,8 コンデンサ。
タ、3アンテナ端子、4,6,7,9 インダクタンス
素子、5,8 コンデンサ。
Claims (1)
- 【請求項1】 相異なる通過帯域周波数特性をもつ少
なくとも2つの弾性表面波バンドパスフィルタの入力ま
たは出力を並列接続した、弾性表面波装置において、前
記並列接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィル
タのうち最も周波数の高い弾性表面波バンドパスフィル
タ以外の前記弾性表面波バンドパスフィルタとの間に、
当該弾性表面波装置の終端インピーダンスの1/4以上
のインピーダンスを有するリアクタンス素子として、コ
ンデンサを挿入したことを特徴とする、弾性表面波装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003148182A JP2003347898A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 携帯電話用弾性表面波共振子フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003148182A JP2003347898A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 携帯電話用弾性表面波共振子フィルタ |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001041241A Division JP3475933B2 (ja) | 2001-02-19 | 2001-02-19 | 弾性表面波装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003347898A true JP2003347898A (ja) | 2003-12-05 |
Family
ID=29774818
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003148182A Pending JP2003347898A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 携帯電話用弾性表面波共振子フィルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2003347898A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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KR20180003626A (ko) | 2015-06-24 | 2018-01-09 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 멀티플렉서, 송신 장치, 수신 장치, 고주파 프론트엔드 회로, 통신 장치, 및 멀티플렉서의 임피던스 정합 방법 |
US10560069B2 (en) | 2017-06-26 | 2020-02-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Elastic wave apparatus |
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-
2003
- 2003-05-26 JP JP2003148182A patent/JP2003347898A/ja active Pending
Patent Citations (1)
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