JP5873054B2 - 光送信器、及び光信号生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を用いる光送信器、及び光信号生成方法に関する。

光伝送システムに用いる送信符号として、低いシンボルレートで大容量の光信号を挿引可能な多値ＱＡＭが注目を集めている。最も単純なＱＡＭは４値ＱＡＭであり、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）と呼ばれる。本明細書において多値ＱＡＭの一例としてＱＰＳＫを用いて説明を行うが、ＱＰＳＫに限らずに、ｎを整数として全てのｎ^２値ＱＡＭを用いた場合に適用可能である。なお、以下の説明において図面及び数式において、パラメータ等の文字又は文字列の上にバー（￣）が付与されている場合、明細書中では「￣」の次にパラメータ等の文字又は文字列を記すことでこれを表す。

図７は、従来技術における、ＩＱ光変調器２０を用いてｎ^２値ＱＡＭ信号を生成するための典型的な構成を示す図である。ＩＱ光変調器２０は、同図に示すように、第１の光カプラ２１、第１の光変調部２２、第２の光変調部２３、光位相シフタ２４、及び、第２の光カプラ２５を備えている。ＩＱ光変調器２０に入力されたＣＷ（Continuous Wave）光は、第１の光カプラ２１により２つに分離され、分離されたＣＷのうち一方が第１の光変調部２２に入力され、他方が第２の光変調部２３に入力される。

第１の光変調部２２及び第２の光変調部２３は、通常、ＭＺＩ（Mach-Zehnder Interferometer：マッハ−ツェンダ干渉計）型の光変調器によって構成される。第１の光変調部２２は、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ１及びＩｎ２を介して入力される信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）に基づいてＣＷ光の光位相及び光強度を相対的に変化させる。また、第２の光変調部２３は、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ３及びＩｎ４に入力された信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）に基づいてＣＷ光の光位相及び光強度を相対的に変化させる。

信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）は、第１のｎ値データ信号に基づいて第１の駆動アンプ１４から出力される。第１の駆動アンプ１４は、第１のｎ値データ信号を正相と逆相との２種類に増幅した信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）を生成して出力する。信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）は、第２のｎ値データ信号に基づいて第２の駆動アンプ１６から出力される。第２の駆動アンプ１６は、第１の駆動アンプ１４と同様に、第２のｎ値データ信号を正相と逆相との２種類に増幅した信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）を生成して出力する。第１のｎ値データ信号と第２のｎ値データ信号とは、ｎ値のＮＲＺ（Non Return-to-Zero）信号である。

第１の駆動アンプ１４において増幅された信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）は、第１の光変調部２２が有する２つのアームのそれぞれに、第１の駆動信号用電極２２１を介して印加され、±φ_１の位相シフトをＣＷ光に生じさせる。第２の駆動アンプ１６において増幅された信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）は、第２の光変調部２３が有する２つのアームそれぞれに、第２の駆動信号用電極２３１を介して印加され、±φ_２の位相シフトをＣＷ光に生じさせる。位相遅延φ１及びφ２の値は、第１のｎ値データ信号及び第２のｎ値データ信号が有するｎ種の値に対応して変化する。

また、第１の光変調部２２は、信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）にて光位相及び光強度を変化させたＣＷ光に対して、第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）に基づいて更に＋θ_１及び−θ_１の位相シフトを行う。第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）は、第１のバイアス電源４２において発生され、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ５及びＩｎ６を介して入力される。第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）は、第１の光変調部２２が有する２つのアームのそれぞれに、第１のバイアス電極２２２を介して印加され、±θ_１の位相シフトをＣＷ光に生じさせる。

また、第２の光変調部２３は、信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）にて光位相及び光強度を変更させたＣＷ光に対して、第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）に基づいて更に＋θ_２及び−θ_２の位相シフトを行う。第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）は、第２のバイアス電源５２において発生され、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ７及びＩｎ８を介して入力される。第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）は、第２の光変調部２３が有する２つのアームそれぞれに第２のバイアス電極２３２を介して印加され、±θ_２の位相シフトをＣＷ光に生じさせる。

ここで、信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）と信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）とにおける電圧を以下のように定義する。第１の駆動アンプ１４によって生成される差動の信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）の有するｎ種類の値（信号レベル）を電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍ、−Ｖｍ、…、−Ｖ１、−Ｖ０と表記する。なお、Ｖ０＞Ｖ１＞…＞Ｖｍ＞−Ｖｍ＞…＞−Ｖ１＞−Ｖ０であるものとする。このとき、ｍ＝ｎ／２−１である。一般に、第１の光変調部２２と第２の光変調部２３との光学特性は同等であるので、第２の駆動アンプ１６によって生成される差動の信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）が有するｎ種類の信号レベルも、同様にＶ０、Ｖ１、…、Ｖｍ、−Ｖｍ、…、−Ｖ１、−Ｖ０とする。

第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）は、第１の光変調部２２がヌル点にバイアスされるように選択される。すなわち、第１の駆動アンプ１４において生成される信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）の差動電圧が０であるときに、第１の光変調部２２の出力光が消光するように、第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）は設定される。また、第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）は、第２の光変調部２３がヌル点にバイアスされるように選択される。第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）と同様に、第２の駆動アンプ１６において生成される信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）の差動電圧が０であるときに、第２の光変調部２３の出力光が消光するように第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）は設定される。

第１の光変調部２２及び第２の光変調部２３の半波長電圧Ｖπについて説明する。第１の光変調部２２はＭＺＩ型変調器であり、第１の光変調部２２には二つの光導波路が組み込まれている。これら二つの光導波路に加えられる電圧Ｄａｔａ１と電圧￣Ｄａｔａ１とがともに０であるときに前述したように出力光が消光し、電圧Ｄａｔａ１がＶｘに変化し電圧￣Ｄａｔａ１が−Ｖｘに変化したときに出力光が最大強度に達するとき２Ｖｘを第１の光変調部２２の半波長電圧Ｖπという。電圧Ｄａｔａ１が−Ｖｘであり電圧￣Ｄａｔａ１がＶｘである場合にも、第１の光変調部２２の出力光は最大になるが、この場合における出力光の光位相はπだけ異なっている。

第１の光変調部２２は、この性質を利用して光の位相及び強度を変更するので、信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）は各々最大で２Ｖｘ＝Ｖπの振幅を有し、（Ｄａｔａ１−￣Ｄａｔａ１）は最大で２Ｖπの振幅を有するように設計されている。第２の光変調部２３も、第１の光変調部２２と同様に設計される。なお、図１に示すＩＱ光変調器２０は、第１の光変調部２２における第１の駆動信号用電極２２１と、第２の光変調部２３における第２の駆動信号用電極２３１とが２つの光導波路に正負の相反する電圧を印加する構成となっている。すなわち、合計四つの電極が存在している。このようなタイプのＩＱ光変調器をデュアル駆動型という。

一方、シングル駆動型のＩＱ変調器は駆動信号用の電極が二つになる。このような構成では、第１の駆動信号用電極で第１の光変調部内の２つの光導波路に同時に電界を加え、第２の駆動信号用電極で第２の光変調部内の２つの光導波路に同時に電界を加える。これらの４つの光導波路の異方性により、デュアル駆動型と同様の機能を実現できる。このように変調器を構成する場合においても、第１の駆動信号用電極及び第２の駆動信号用電極に印加されるデータ信号のｎ種類の値（信号レベル）は、電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍ、−Ｖｍ、…、−Ｖ１、−Ｖ０のｎ種類の電圧であり、各駆動信号の振幅は半波長電圧Ｖπの２倍を超えないように設定される。

図８は、第１の光変調部２２の出力光の電場Ｅ１と、電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍ、−Ｖｍ、…、−Ｖ１の関係を示す図である。同図において、縦軸は出力光の電場Ｅ１を示し、横軸は信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）の電圧差を示している。ここでは、説明を容易にするためにｎ＝２、ｍ＝０のＱＰＳＫ信号の場合について説明する。同図に示すように、駆動信号の電位に対して出力光の電場Ｅ１は、正弦波を描き、電圧Ｖ０、−Ｖ０によって生成される出力光の電場Ｅ１１及び電場Ｅ１２は０レベルに対して対称に位置する。また、第２の光変調部２３の出力光の電場Ｅ２と、電圧Ｖ０、−Ｖ０とについても図８に示す関係と同様である。

図７に戻り、ＩＱ光変調器２０の構成の説明を続ける。
光位相シフタ２４は、第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}に基づいて、第２の光変調部２３の出力光に対して、位相シフトを行う。第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}は、第３のバイアス電源６４で発生され、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ９を介して入力される。第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}は、光位相シフタ２４が有する第３のバイアス電極２４１に印加され、第２の光変調部２３の出力光に位相シフト（遅延）を生じさせる。第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}が適切な値である場合、位相シフト量θ_３は、π／２又は−π／２であり、第１の光変調部２２の出力光と第２の光変調部２３の出力光との光電界のベクトルが直交するように保たれる。また、位相シフト量θ_３は、光位相シフタ２４に与える第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}を調整することで行われる。

第２の光カプラ２５において、第１の光変調部２２の出力光と、光位相シフタ２４の出力光とが合波され、合波結果がｎ^２値ＱＡＭの光信号として出力される。光位相シフタ２４における位相シフト量θ_３がπ／２又は−π／２のときに最良の波形が得られる。これは、キャリア波長の１／４に相当するが、波長は、一般的にマイクロメータのオーダであるため、調整はきわめてシビアである。また、光ＱＡＭ信号の光品質は、光位相シフタ２４における誤差に敏感であるため、光位相シフタ２４における位相シフト量θ_３を適切な値に調整することはきわめて重要である。なお、図７では、第２の光変調部２３の後段に光位相シフタ２４を設けた構成を示しているが、第２の光変調部２３の後段に代えて第１の光変調部２２の後段に光位相シフタを設けてもよいし、第１の光変調部２２及び第２の光変調部２３それぞれの後段に光位相シフタを設けるようにしてもよい。

第１の光変調部２２の出力光と、光位相シフタ２４の出力光とが直交するとき、ＩＱ光変調器２０の出力光のコンスタレーションは図９に示すような格子状のものになる。図９は、ＩＱ光変調器２０の出力光のコンスタレーションの一例を示す図である。図９（Ａ）はθ_３がπ／２である場合を示し、図９（Ｂ）はθ_３が−π／２である場合を示している。光電界Ｅ１及びＥ２におけるＩｎ−Ｐｈａｓｅ成分及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ成分をそれぞれＩ成分、Ｑ成分ということもある。θ_３＝π／２の場合とθ_３＝−π／２の場合とを比較すると、コンスタレーションの星の配置がＱ成分側で反転しているが、復調器内でＱ成分側の復調信号を反転させればθ_３の符号によらず同一の信号を復調することができる。このため、前置分散補償を用いない場合においては、θ_３＝π／２を選択しても、θ_３＝−π／２を選択しても、復調器において復調信号を反転させることにより、伝送システムとしては正しく信号の伝送を行うことができる。

バイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}、Ｖ_{ｂｉａｓ３}）の最適値はバイアスドリフトと呼ばれる現象により時間の経過とともに変動することが知られている。このため、商用のトランシーバにおいては、自動バイアス制御が必須となる。前置分散補償を用いない場合は、ｎ^２値ＱＡＭ信号生成用のＩＱ変調器における自動バイアス制御は、例えば非特許文献１や非特許文献２などに記載されている非対称バイアスディザリングを用いることにより可能となる。

以上の説明では、前置分散補償がない場合のｎ^２値ＱＡＭ信号について説明した。次にｎ^２値ＱＡＭ信号に前置分散補償を施す場合について説明する。前置分散補償とは、伝送路内で生じる波長分散や偏波分散との逆の波長分散や偏波分散を、送信器側において送信する光信号に加える処理である。光伝送路が波長分散や偏波分散を有すると、受信信号の品質劣化が生じてしまう。送信器において予め前置分散補償を行ってから光信号を伝送路に送信するならば、伝送路内で生じる波長分散や偏波分散による信号品質の劣化を低減又はキャンセルした上で受信することができる。

前置分散補償には複数のアプローチがある。一つは分散補償ファイバなどによる光学的なアプローチであり、他の一つはディジタル信号処理による電気的なアプローチである。ディジタル信号処理によるアプローチでは、高速な演算回路が必要になるが、光学的なアプローチに比べ補償可能な分散量が大きいという利点がある。本明細書においては、前置分散補償は、ディジタル信号処理による電気的なアプローチの前置分散補償のことをいう。なお、以下の説明においては、前置分散補償による補償対象を波長分散として説明する。波長分散は、波長によって光信号の光伝送路内での伝搬速度が変わる現象である。

光信号は、その変調速度と信号パターンとに応じて、キャリア周波数ｆｃの周辺に広がる光スペクトルを有する。ＱＡＭ信号は、強度変調信号であると同時に光位相変調でもあるが、同一の強度と光位相が時間軸上で連続する（同符号連続）ならばその光スペクトル成分はキャリア周波数ｆｃ近傍にあり、異種の強度と光位相が時間軸上で交番に生じる（異符号連続）ならばその光スペクトル成分はキャリア周波数ｆｃから乖離したところに生じる。これは、信号パターンによって異なる波長成分が生じることを意味するから、光伝送路が波長分散を有する場合、光信号の到着時間が信号パターンによって変化し、信号品質が劣化することになる。

波長分散の前置分散補償は、光伝送路上で受ける伝搬遅延を光位相の遅延ΔΦ_ｐｒｅに換算して予測し、送信器側において光信号に−ΔΦ_ｐｒｅの位相シフトを予め与えることにより実現される。遅延ΔΦ_ｐｒｅの大きさと符号とは伝送路の波長分散量だけでなく信号パターンにも依存するため、リアルタイムの処理が要求される。図１０は、ディジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）を用いた信号処理部において前置分散補償を行う光送信器の構成例を示すブロック図である。同図に示す光送信器では、信号処理部１１において、第１のｎ値データ及び第２のｎ値データそれぞれに対して、伝送路の伝達関数の逆関数が乗算される（例えば、非特許文献３）。この伝達関数の逆関数の乗算は、送信する光信号の光位相を−ΔΦ_ｐｒｅだけ遅らせる演算である。−ΔΦ_ｐｒｅの遅延が加えられた第１のｎ値データ及び第２のｎ値データは、第１のディジタル−アナログ変換器（Digital Analogue Converter：ＤＡＣ）１２及び第２のディジタル−アナログ変換器１３によってアナログ信号に変換され、第１の駆動アンプ１４と第２の駆動アンプ１６とに入力される。これにより、ＩＱ光変調器２０に入力される信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）及び信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）は、波長分散の前置分散補償が施された駆動信号になる。

信号処理部１１が行う演算処理を、位相空間上で簡略化して表すと図１１に示す処理となる。図１１は、前置分散補償の一例を示す図である。ここでは、変調としてＱＰＳＫを用い、θ_３＝π／２としている。前述のように、ΔΦ_ｐｒｅの大きさと符号とは伝送路の波長分散量と信号パターンとに依存するため、時々刻々変化し、きわめて複雑であるが、同図では説明のためきわめて簡略化して図９におけるシンボルＡの光位相を＋ΔΦ_ｐｒｅだけ遅らせる場合を図示している。図１１から明らかなように、この演算処理は、電場Ｅ１１と電場Ｅ２１とに回転行列を掛ける処理である。θ_３＝π／２であるならば、この演算処理は、次式のような変換を行えばよいことになる。
Ｅ１１ ← Ｅ１１×ｃｏｓ（ΔΦ_ｐｒｅ）＋Ｅ２１×ｓｉｎ（ΔΦ_ｐｒｅ）
Ｅ２１ ← Ｅ１１×ｃｏｓ（ΔΦ_ｐｒｅ）−Ｅ２１×ｓｉｎ（ΔΦ_ｐｒｅ）

H. Kawakami, E. Yoshida, and Y. Miyamoto, "Auto Bias Control Technique Based on Asymmetric Bias Dithering for Optical QPSK Modulation," Journal of Lightwave Technology, Vol.30, No.7, April 1, 2012 H. Kawakami, T. Kobayashi, E. Yoshida, and Y. Miyamoto, "Auto bias control technique for optical 16-QAM transmitter with asymmetric bias dithering," Optics Express, Vol.19, Issue26, pp.B308-B312, 2011 T. Kobayashi, S. Kametani, Y. Konishi, T. Sugihara, S. Hirano, K. Tsutsumi, K. Yamagishi, T. Ichikawa, S. Inoue, K. Kubo, Y. Takahashi, K. Goto, K. Uto, T. Yoshida, K. Sawada, H. Bessho, K. Koguchi, K. Shimizu, and T. Mizuochi, "43Gb/s DQPSK Transmission over Fibre with 2450 ps/nm of Dispersion using Electronic Pre-equalization," ECOC 2010, 19-23 September 2010

ここで、θ_３の符号が何らかの事情で入れ替わり、θ_３＝−π／２（３π／２）となった場合を考える。図１２は、図１１におけるθ_３がπ／２から−π／２となった場合における一例を示す図である。図１２に示すように、光位相は、本来意図した向きと逆にΔΦ_ｐｒｅだけ進んでしまうことになる。前述のように、遅延量ΔΦ_ｐｒｅの符号は伝送路の波長分散量に依存して決まる量であるから、このような場合は正しい前置波長分散補償が行えないことになる。

以上のことから、前置分散補償を伴うｎ^２値ＱＡＭ信号を生成する光送信器におけるバイアス制御では、第１の光変調部２２と第２の光変調部２３との出力光の光位相差θ_３の絶対値をπ／２に制御するだけでなく、θ_３の符号をも正しく選択できる機能が要求される。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ディジタル信号処理による電気的な前置分散補償を併用した多値ＱＡＭ信号の生成する際の位相シフト量の制御を行うことができる光送信器、及び光信号生成方法を提供することである。

本発明の一態様は、連続波光を分離する第１の光カプラと、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち一つの連続波光に対して、送信する第１のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第１の光変調部と、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち他の連続波光に対して、送信する第２のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第２の光変調部と、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか一方の出力光に対して位相シフトを行う位相シフタと、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか他方の出力光と、前記位相シフタの出力光とを合波する第２の光カプラと、前記第１のｎ値データがゼロレベルのときに前記第１の光変調部の出力光を消光させる第１のデータバイアス電圧を発生する第１のバイアス電源と、前記第２のｎ値データがゼロレベルのときに前記第２の光変調部の出力光が消光させる第２のデータバイアス電圧を発生する第２のバイアス電源と、前記第２の光カプラの出力光の光パワを電気信号として出力する光パワモニタと、前記第１のデータバイアス電圧に所定の第１の周波数を有する第１のディザ信号を重畳する第１のディザ信号印加手段と、前記第２のデータバイアス電圧に、前記第１のディザ信号と位相が直交する第２のディザ信号を重畳する第２のディザ信号印加手段と、前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１の周波数の整数倍の第２の周波数を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記位相シフタにおける位相シフト量を補正する位相量補正手段と、を備え、前記位相量補正手段は、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を減少させるポジティブスロープモードと、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を減少させるネガティブスロープモードとのいずれかが予め選択されており、選択されたスロープモードと前記同期検波結果とに基づいて、前記位相シフタにおける位相シフト量を補正することを特徴とする光送信器である。

また、本発明の一態様は、上記の光送信器において、前記ポジティブスロープモードと前記ネガティブスロープモードとの切り替えを随時可能とする切り替えスイッチを更に備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記の光送信器において、伝送路において生じる波長分散又は偏波分散に応じた前置分散補償を前記第１のｎ値データ及び前記第２のｎ値データに対して行う信号処理部と、前記信号処理部において前置分散補償が施された前記第１のｎ値データをアナログ信号に変換して前記第１の光変調部に出力する第１のディジタル−アナログ変換部と、前記信号処理部において前置分散補償が施された前記第２のｎ値データをアナログ信号に変換して前記第２の光変調部に出力する第２のディジタル−アナログ変換部とを更に備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記の光送信器において、前記信号処理部は、前記第１のｎ値データ及び前記第２のｎ値データに対してローパスフィルタ処理を行うことを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記の光送信器において、前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１のディザ信号を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記第１のバイアス電源が発生する前記第１のデータバイアス電圧を補正する第１のバイアス補正手段と、前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第２のディザ信号を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記第２のバイアス電源が発生する前記第２のデータバイアス電圧を補正する第２のバイアス補正手段とを更に備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記の光送信器において、前記位相量補正手段、前記第１のバイアス補正手段、及び、前記第２のバイアス補正手段のうち少なくとも一つは、同期検波結果に対して所定のオフセット値を加算した結果に基づいた補正を行うことを特徴とする。

また、本発明の一態様は、連続波光を分離する第１の光カプラと、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち一つの連続波光に対して、送信する第１のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第１の光変調部と、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち他の連続波光に対して、送信する第２のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第２の光変調部と、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか一方の出力光に対して位相シフトを行う位相シフタと、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか他方の出力光と、前記位相シフタの出力光とを合波する第２の光カプラと、前記第１のｎ値データがゼロレベルのときに前記第１の光変調部の出力光を消光させる第１のデータバイアス電圧を発生する第１のバイアス電源と、前記第２のｎ値データがゼロレベルのときに前記第２の光変調部の出力光が消光させる第２のデータバイアス電圧を発生する第２のバイアス電源と、前記第２の光カプラの出力光の光パワを電気信号として出力する光パワモニタと、前記第１のデータバイアス電圧に所定の第１の周波数を有する第１のディザ信号を重畳する第１のディザ信号印加手段と、前記第２のデータバイアス電圧に、前記第１のディザ信号と位相が直交する第２のディザ信号を重畳する第２のディザ信号印加手段と、前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１の周波数の整数倍の第２の周波数を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記位相シフタにおける位相シフト量を補正する位相量補正手段と、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を減少させるポジティブスロープモードと、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を減少させるネガティブスロープモードとのいずれかを選択する切り替え手段とを備える光送信器における光信号生成方法であって、前記同期検波結果と前記切り替え手段によって選択されたスロープモードとに基づいて制御信号の大きさと符号を定める第１のステップと、前記制御信号を前記位相シフタにフィードバックすることにより前記位相シフト量を補正する第２のステップとを有することを特徴とする光信号生成方法である。

本発明によれば、第２の光カプラにおいて合波される二つの出力光の位相差がπ／２又は−π／２からずれているとき、同期検波によって検出される強度変調成分（同期検波結果）に基づいて位相シフト量を補正することにより、位相シフト量の絶対値をπ／２に制御するだけでなく、ディジタル信号処理による電気的な前置分散補償が正しく行われるよう位相シフト量の符号を定めることができる。

第１のデータバイアス電圧にディザ信号を重畳した際の光電界Ｅ１の遷移を示す図である。 ＱＰＳＫのコンスタレーションに生じる非対称バイアスディザリングによる周期的な歪みを示す第１の図である。 ＱＰＳＫのコンスタレーションに生じる非対称バイアスディザリングによる周期的な歪みを示す第２の図である。 ｓｉｎ（２ωｄ×ｔ）を参照クロックとして同期検波したときの結果を示すグラフである。 本発明に係る第１の実施形態における光送信器の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における光送信器の構成を示すブロック図である。 従来技術における、ＩＱ光変調器２０を用いてｎ^２値ＱＡＭ信号を生成するための典型的な構成を示す図である。 第１の光変調部２２の出力光の電場Ｅ１と、電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍ、−Ｖｍ、…、−Ｖ１、−Ｖ０、及び第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）との関係を示す図である。 ＩＱ光変調器２０の出力光のコンスタレーションの一例を示す図である。 ディジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）を用いた信号処理部において前置分散補償を行う光送信器の構成例を示すブロック図である。 前置分散補償の一例を示す図である。 図１１におけるθ_３がπ／２から−π／２となった場合における一例を示す図である。

本発明に係る実施形態における光送信器の構成等を説明する前に、再び前置分散補償を用いない状態について説明する。ここで、第１のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ’_{ｂｉａｓ１}）及び第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ’_{ｂｉａｓ２}）は、非特許文献１や非特許文献２に記載されている非対称バイアスディザリングにより既に最適値に保たれており、第１の光変調部２２及び第２の光変調部２３（図７、図１０）はヌル点に正しくバイアスされているものとする。

非対称バイアスディザリングでは、電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍのうち少なくとも一つはＶπより小さく設定され、第１のデータバイアス電圧及び第２のデータバイアス電圧には位相が直交する低速なディザ信号を重畳させる。ｎ＝２、ｍ＝０のＱＰＳＫであれば、光電界Ｅ１は図１に示す２つの塗りつぶされた黒丸（●）を中心として、二重丸（◎）又は白抜きの丸（○）のシンボルを周期的に遷移する。図１は、第１のデータバイアス電圧にディザ信号を重畳した際の光電界Ｅ１の遷移を示す図である。同図において、縦軸は出力光の電場Ｅ１を示し、横軸は信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）の電圧差を示している。

ここで、注意すべきことは、ディザ信号を印加しなかった場合（黒丸（●））は、電場Ｅ１１と電場Ｅ１２との絶対値が等しいが、ディザ信号が正の場合（二重丸（◎））には｜Ｅ１１｜＞｜Ｅ１２｜になり、ディザ信号が負の場合（白丸（○））には｜Ｅ１１｜＜｜Ｅ１２｜になる。この結果、コンスタレーションは周期的に原点に対して僅かに非対称に歪む。

第１のデータバイアス電圧に印加されるディザ信号をｃｏｓ（ωｄ×ｔ）で表し、第２のデータバイアス電圧に印加されるディザ信号をｓｉｎ（ωｄ×ｔ）で表す。ＱＰＳＫのコンスタレーションに生じる、非対称バイアスディザリングによる周期的な歪みを図２に示す。図２は、ＱＰＳＫのコンスタレーションに生じる非対称バイアスディザリングによる周期的な歪みを示す図である。ここで、この歪みにより、光パワ（Optical Power）がどのように変化するかについて説明する。ここで、「光パワ」とは、信号のシンボル周期（〜１００ピコ秒）より遙かに長く、かつディザリングの周期（〜１ミリ秒）よりは短い周期で平均をとった値とする。θ_３がπ／２であるとき、ωｄ×ｔがどのような値であっても突出したシンボルは生じない。

しかし、θがπ／２より小さいとき（θ_３＝４５°の列）において、ωｄ×ｔ＝π／４及びωｄ×ｔ＝５π／４であるとき、原点から最も乖離したシンボル（黒塗りの星印（★））が生じる。黒塗りの星印（★）と対極の位置に原点に最も接近したシンボル（白抜きの星印（☆））も現れる。光パワは光電界ベクトルの二乗に比例するため、両者のずれは相殺されずに光パワの合計が最大となる。よって、光ＱＰＳＫ全体の光パワには、非特許文献１に記載されているように、ディザ信号の周波数の２倍の周期２ωｄの強度変調成分が重畳されることになる。

一方、θがπ／２より大きいとき（θ_３＝１３５°の列）において、光ＱＰＳＫ全体の光パワにはディザ信号の周波数の２倍の周期２ωｄの強度変調成分が重畳される。そのピークはωｄ×ｔ＝３π／４及びωｄ×ｔ＝７π／４に現れる。

θ_３が増加し、πを超えた場合を図３に示す。図３は、ＱＰＳＫのコンスタレーションに生じる非対称バイアスディザリングによる周期的な歪みを示す図である。Ｅ２の軸が上下反転するため、ディザ信号ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）の影響も反転する。θ_３＝３π／２であれば、ωｄ×ｔがどのような値であっても突出したシンボルは生じないが、θ_３が３π／２より小さいとき（θ_３＝２２５°の列）、ωｄ×ｔ＝３π／４及びωｄ×ｔ＝７π／４において光パワが最大になる。また、θ_３が３π／２より大きいとき（θ_３＝３１５°の列）、ωｄ×ｔ＝π／４及びωｄ×ｔ＝５π／４において光パワが最大になる。

以上の説明から、前置分散補償を用いない状態でかつθ_３が直角（π／２又は３π／２）ではない場合には、光ＱＰＳＫの光パワに２ωｄの強度変調成分が重畳されることが示される。ここで、強度変調成分をｓｉｎ（２ωｄ×ｔ）の正弦波を参照クロックとして同期検波することを考える。ｓｉｎ（２ωｄ×ｔ）は、ωｄ×ｔ＝π／４及びωｄ×ｔ＝５π／４において最大値１をとるから、同期検波結果をθ_３の関数として示せば図４のように表せる。図４は、ｓｉｎ（２ωｄ×ｔ）を参照クロックとして同期検波したときの結果を示すグラフである。同図において、縦軸は同期検波結果を示し、横軸はθ_３を示す。

図４に示すように、同期検波結果はθ_３がπ／２（＝９０°）又は３π／２（＝２７０°）であるときに０となる。しかし、θ_３に対する同期検波結果の傾斜は逆となっている。３π／２と−π／２とは等価であるから、同期検波結果のスロープ（傾斜）を限定した上で０点を探すことにより、θ_３＝π／２又はθ_３＝−π／２を正しく選択することが可能となる。

図４において、０点近傍のスロープが右下がりとなるよう０点を探すフィードバック制御をネガティブスロープモードと定義し、０点近傍のスロープが右上がりとなるよう０点を探すフィードバック制御をポジティブスロープモードと定義する。ネガティブスロープモードではθ_３＝＋π／２に収束し、ポジティブスロープモードではθ_３＝−π／２に収束する。この対応関係は回路構成にも依存し、ディザ信号を印加する電極の配置や、光パワモニタの構造によっては逆転することがあり得る。また、前置分散補償のアルゴリズムによっても変わりうる。しかし、回路構成やアルゴリズムが定まってしまえば、選択すべきスロープモードの極性とθ_３の符号は一意に定まる。

フィードバック制御を行う前に、予め正しいスロープモードが選択されている必要がある。これはフィードバック制御における帰還信号の符号と誤差信号の大きさの相対関係を決めることで実現される。装置構成が不変であれば、スロープモードは固定で良い。しかし、前置分散補償のアルゴリズムの変更などが予測される場合は、その変更に対応できるよう、スロープモードを選択スイッチで切り替え可能とすることが望ましい。

以上の説明では、簡単のために前置分散補償を用いない状態での説明を行った。次に本願発明に係る実施形態における、前置分散補償を行った状態でのθ_３の符号選択方法について説明する。図１１において示した前置分散補償によるシンボルの角度の変化は、原点からシンボルへの距離を一定に保つ変換である。光パワは光電界のベクトルの大きさの二乗に比例するから、図１１に示した変換は光パワに変化をもたらさない。したがって、前置分散補償の有無に関わらず、図４に示した方法をそのまま適用することにより、θ_３が＋π／２であるか−π／２であるかを正しく判定できる。ここまでの説明は光ＱＰＳＫ信号を例にしたが、一般の光ｎ^２値ＱＡＭ信号についても同様に扱うことができる。

＜第１の実施形態＞
図５は、本発明に係る第１の実施形態における光送信器の構成を示すブロック図である。同図において、図７及び図１０において説明した機能部と同じ機能部には同じ符号を付してある。また、図７又は図１０において説明した機能部についてはその説明を省略する。また、図５において、ＩＱ光変調器２０内の構成について記載を省略し、入力端子Ｉｎ１〜Ｉｎ９を示し、ＩＱ光変調器２０と他の構成との接続関係が示されている。同図に示す光送信器では、デュアル駆動型のＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ１及びＩｎ２に信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）が入力され、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ３及びＩｎ４に信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）が入力されている。

第１の駆動アンプ１４には、信号処理部１１において前置分散補償が施された第１のｎ値データであってアナログ信号に変換された第１のｎ値データが入力される。第１の駆動アンプ１４では、入力された第１のｎ値データの差動の信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）が生成され、当該差動の信号の振幅が第１の振幅調整部１５によって調整される。すなわち、第１の駆動アンプ１４は、入力される第１のｎ値データから、第１の振幅調整部１５によってその振幅が調整された差動の信号（Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１）を生成してＩＱ光変調器２０に入力する。

第２の駆動アンプ１６にも同様に、信号処理部１１において前置分散補償が施された第２のｎ値データであってアナログ信号に変換された第２のｎ値データが入力される。第２の駆動アンプ１６では、入力された第２のｎ値データの差動の信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）が生成され、当該差動の信号の振幅が第２の振幅調整部１７によって調整される。すなわち、第２の駆動アンプ１６は、入力される第２のｎ値データから、第２の振幅調整部１７によってその振幅が調整された差動の信号（Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２）を生成してＩＱ光変調器２０に入力する。第１の振幅調整部１５及び第２の振幅調整部１７は、前述の電圧Ｖ０、Ｖ１、…、Ｖｍのうちの少なくとも一つがＶπより小さくなるように振幅を調整する。

本実施形態では、第１のバイアス電源４２から出力される電圧が第１の差動アンプ４４によって差動増幅される。第１の差動アンプ４４において差動増幅された第１のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}が、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ５及びＩｎ６に入力され、第１のバイアス電極２２２に印加される。第１のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}は、ＩＱ光変調器２０内の第１の光変調部２２が有する二つのアームに印加される。この二つのアームは、第１のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}による差動のバイアス電圧を受ける。

第１のバイアス電源４２から出力される電圧は、第１の発振器４１から出力される周波数ωｄの正弦波信号が第１の加算器４３において加算されるディザリングが掛けられて、第１の差動アンプ４４に入力される。第１のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}に対するディザリングの振幅はｎ^２値ＱＡＭ信号のボーレートより小さくし、高々ｋＨｚオーダにする。

第２のバイアス電源５２から出力される電圧が第２の差動アンプ５４によって差動増幅される。第２の差動アンプ５４において差動増幅された第２のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}が、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ７及びＩｎ８に入力され、第２のバイアス電極２３２に印加される。第２のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}は、ＩＱ光変調器２０内の第２の光変調部２３が有する二つのアームに印加される。この二つのアームは、第２のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}による差動のバイアス電圧を受ける。

第２のバイアス電源５２から出力される電圧は、第２の発振器５１から出力される周波数ωｄの正弦波信号が第２の加算器５３において加算されるディザリングが掛けられて、第２の差動アンプ５４に入力される。第２のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}に対するディザリングの振幅はｎ^２値ＱＡＭ信号のボーレートより小さくし、高々ｋＨｚオーダにする。

本実施形態においては、第１の発振器４１の出力をｃｏｓ（ωｄ×ｔ）とし、第２の発振器５１の出力をｓｉｎ（ωｄ×ｔ）とする。すなわち、第１の発振器４１から出力される正弦波信号と、第２の発振器５１から出力される正弦波信号とは直交している。なおｔは時間である。したがって、図５における光送信器では、位相シフト量θ_１にｃｏｓ（ωｄ×ｔ）に同期したディザリングがかかり、位相シフト量θ_２にｓｉｎ（ωｄ×ｔ）に同期したディザリングがかかっている。

ＩＱ光変調器２０では、第２の光変調部２３の出力光に対して、第３のバイアス電源６４から出力される第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}に応じた位相シフトが光位相シフタ２４により施される。第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}に対しては、第１のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}及び第２のデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}と異なり、ディザリングを施さない。ＩＱ光変調器２０から出力されるｎ^２値ＱＡＭ信号は、第３の光カプラ３１により分岐され、一方が送信され、他方が光パワモニタ３２に入力される。

光パワモニタ３２は、第３の光カプラ３１において分岐された光信号における光パワを測定し、測定結果を電気信号として第３の同期検波器６２に入力する。光パワモニタ３２がモニタ（測定）できる帯域は、ディザリングの周波数ωｄの２倍に追随できる程度でよい。第３の同期検波器６２は、第３の発振器６１から出力されるｓｉｎ（２ωｄ×ｔ）の正弦波信号を参照クロックとして、光パワモニタ３２から入力される信号に対して同期検波を行う。第３の同期検波器６２は、同期検波結果を第３のループゲイン調整回路６３に入力する。

第３のループゲイン調整回路６３は、ＰＩＤ制御を用いて帰還信号の大きさを定めるとともに、ポジティブスロープモードとネガティブスロープモードとのうち選択されているスロープモードと同期検波結果とに基づいて帰還信号の正負を決定する。スロープモードはフィードバック制御を行う前に予め選択されている。なお、前置分散補償のアルゴリズムの変更などに対応できるよう、ポジティブスロープモードとネガティブスロープモードとの切り替えを随時可能にするスイッチを第３のループゲイン調整回路６３に実装してもよい。

図４に示したように、ネガティブスロープモードが選択されている場合、同期検波結果が正のときに位相シフト量θ_３が増加するように第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}を変化させ、同期検波結果が負のときに位相シフト量θ_３を減少させるように第３のバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}を変化させる制御を第３のループゲイン調整回路６３は第３のバイアス電源６４に対して行う。また、ポジティブスロープモードが選択されている場合には、前述の制御と逆の制御を第３のループゲイン調整回路６３は第３のバイアス電源６４に対して行う。

また、本実施形態の光送信器では、位相シフト量θ_３の正負に応じて伝達関数の逆関数を二通り定義するなどの煩雑な処理を行わずとも、ディジタル信号処理による電気的な前置分散補償処理が適切に加えられたｎ^２値ＱＡＭ信号が生成されるように位相シフト量θ_３の補正を行い、第１の光変調部２２の出力光と光位相シフタ２４の出力光とを符号を正しく選択した上で直交させることができる。

＜第２の実施形態＞
図６は、第２の実施形態における光送信器の構成を示すブロック図である。同図において、図５、図７及び図１０において説明した機能部と同じ機能部には同じ符号を付してある。また、図５、図７及び図１０において説明した機能部についてはその説明を省略する。また、図５と同様に、図６においてもＩＱ光変調器２０内の構成について記載を省略し、入力端子Ｉｎ１〜Ｉｎ９を示し、ＩＱ光変調器２０と他の構成との接続関係を示す。本実施形態における光送信器は、第１の同期検波器４５及び第１のループゲイン調整回路４６と、第２の同期検波器５５及び第２のループゲイン調整回路５６とを備えている点が、第１の実施形態における光送信器（図５）と異なっている。

本実施形態における光送信器では、第１の同期検波器４５及び第１のループゲイン調整回路４６と、第２の同期検波器５５及び第２のループゲイン調整回路５６とを用いて、光パワモニタ３２の出力を用いたフィードバック制御を第１のバイアス電源４２及び第２のバイアス電源５２に対して行う。これにより、第１及び第２のデータバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}及び±Ｖ_{ｂｉａｓ２}）をバイアスドリフトに応じて変化させて最適値に維持させる。

第１の同期検波器４５は、第１の発振器４１から出力される正弦波信号（ｃｏｓ（ωｄ×ｔ））を参照クロックとして、光パワモニタ３２から入力される信号に対して同期検波を行う。第１の同期検波器４５は、同期検波結果を第１のループゲイン調整回路４６に入力する。第１のループゲイン調整回路４６は、ＰＩＤ制御などを用いて、入力される同期検波結果が０になるように、第１のバイアス電源４２が出力する第１のデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}を制御する。

第２の同期検波器５５は、第２の発振器５１から出力される正弦波信号（ｓｉｎ（ωｄ×ｔ））を参照クロックとして、光パワモニタ３２から入力される信号に対して同期検波を行う。第２の同期検波器５５は、同期検波結果を第２のループゲイン調整回路５６に入力する。第２のループゲイン調整回路５６は、ＰＩＤ制御などを用いて、入力される同期検波結果が０になるように、第２のバイアス電源５２が出力する第２のデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}を制御する。

本実施形態における光送信器では、第１及び第２のデータバイアス電圧（Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}）に生じるバイアスドリフトに応じて第１及び第２のデータバイアス電圧を変化させることにより、出力されるｎ^２値ＱＡＭ信号の品質を向上させることができる。なお、本実施形態では、三つの同期検波器（第１の同期検波器４５、第２の同期検波器５５、及び第３の同期検波器６２）を用いる構成を説明したが、同期検波器をタイムシェアリングすることにより、一つの同期検波器を用いてバイアスドリフトの検出とフィードバックとを行う構成としてもよい。

なお、上述の各実施形態における光送信器では、第１のデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}と第２のデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}とは差動駆動としたが、一方を接地することにより単相駆動としてもよい。この場合、例えば、ＩＱ光変調器２０の入力端子Ｉｎ６及びＩｎ８を接地する。
また、上述の各実施形態における光送信器では、駆動信号をデュアル駆動として説明したが、Ｘカットの変調器を用いてシングル駆動としてもよい。

また、上述の各実施形態における光送信器では、光パワモニタ３２をＩＱ光変調器２０の外部に設ける場合について説明したが、ＩＱ光変調器内に光パワモニタを備える構成であってもよい。例えば、市販の光変調器には光パワモニタを内蔵したものがあり、それらを用いるようにしてもよい。ただし、光変調器に内蔵されている光パワモニタには、ピークシフトと呼ばれる誤差を有することがある。変調器は干渉系であるから、各バイアスを変更すると光変調器の出力パワも周期的に変化し、これに同期して光パワモニタの出力も周期的に変化するが、前述のピークシフトが無視できない場合、これら二つの周期変動のピークが僅かに狂う。したがって、このような光パワモニタを用いてバイアス制御を行うと、最適値から僅かにずれたバイアス値に制御ループが収束してしまう。これを避けるために、第１〜第３のループゲイン調整回路それぞれにオフセット機能を持たせ、同期検波結果に微調整用の定数を足し合わせた上で帰還信号を生成する構成としてもよい。

また、光周波数の利用効率を向上させるために、信号処理部１１にディジタルＬＰＦ（Low Pass Filter）の機能を持たせ、第１及び第２のｎ値データに含まれるノイズや高調波成分を除去するローパスフィルタ処理を行うようにしてもよい。このとき、ディジタルＬＰＦとしては、例えばナイキストフィルタを用いるようにしてもよい。
また、上述の各実施形態における光送信器では、第３の発振器６１がディザ信号の周波数に対して２倍の周波数の正弦波信号（ｓｉｎ（２ωｄ×ｔ））を用いて同期検波する場合を説明したが、２倍に代えて整数倍の正弦波信号を用いて同期検波するようにしてもよい。

上述した各実施形態における光送信器をＩＱ光変調器とコンピュータとを組み合わせて実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１１…信号処理部
１２…第１のディジタル−アナログ変換器
１３…第２のディジタル−アナログ変換器
１４…第１の駆動アンプ
１５…第１の振幅調整部
１６…第２の駆動アンプ
１７…第２の振幅調整部
２０…ＩＱ光変調器
２１…第１の光カプラ
２２…第１の光変調部
２２１…第１の駆動信号用電極
２２２…第１のバイアス電極
２３…第２の光変調部
２３１…第２の駆動信号用電極
２３２…第２のバイアス電極
２４…光位相シフタ
２４１…第３のバイアス電極
２５…第２の光カプラ
３１…第３の光カプラ
３２…光パワモニタ
４１…第１の発振器
４２…第１のバイアス電源
４３…第１の加算器
４４…第１の差動アンプ
４５…第１の同期検波器
４６…第１のループゲイン調整回路
５１…第２の発振器
５２…第２のバイアス電源
５３…第２の加算器
５４…第２の差動アンプ
５５…第２の同期検波器
５６…第２のループゲイン調整回路
６１…第３の発振器
６２…第３の同期検波器
６３…第３のループゲイン調整回路
６４…第３のバイアス電源

Claims (6)

1. 連続波光を分離する第１の光カプラと、
   前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち一つの連続波光に対して、送信する第１のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第１の光変調部と、
   前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち他の連続波光に対して、送信する第２のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第２の光変調部と、
   前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか一方の出力光に対して位相シフトを行う位相シフタと、
   前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか他方の出力光と、前記位相シフタの出力光とを合波する第２の光カプラと、
   前記第１のｎ値データがゼロレベルのときに前記第１の光変調部の出力光を消光させる第１のデータバイアス電圧を発生する第１のバイアス電源と、
   前記第２のｎ値データがゼロレベルのときに前記第２の光変調部の出力光が消光させる第２のデータバイアス電圧を発生する第２のバイアス電源と、
   前記第２の光カプラの出力光の光パワを電気信号として出力する光パワモニタと、
   前記第１のデータバイアス電圧に所定の第１の周波数を有する第１のディザ信号を重畳する第１のディザ信号印加手段と、
   前記第２のデータバイアス電圧に、前記第１の周波数と同一の周波数を有し、かつ、前記第１のディザ信号と位相が直交する第２のディザ信号を重畳する第２のディザ信号印加手段と、
   前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１の周波数の整数倍の第２の周波数を用いて同期検波し、前記整数は２以上の偶数であり、同期検波結果が０になるように前記位相シフタにおける位相シフト量を補正する位相量補正手段と、
   前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を減少させるポジティブスロープモードと、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を減少させるネガティブスロープモードとの切り替えを随時可能にする切替スイッチと、
   を備え、
   前記位相量補正手段は、
   前記ポジティブスロープモードと前記ネガティブスロープモードとのいずれかが予め選択されており、選択されたスロープモードと前記同期検波結果とに基づいて、前記位相シフタにおける位相シフト量を補正する
   ことを特徴とする光送信器。
2. 請求項１に記載の光送信器において、
   伝送路において生じる波長分散又は偏波分散に応じた前置分散補償を前記第１のｎ値データ及び前記第２のｎ値データに対して行う信号処理部と、
   前記信号処理部において前置分散補償が施された前記第１のｎ値データをアナログ信号に変換して前記第１の光変調部に出力する第１のディジタル−アナログ変換部と、
   前記信号処理部において前置分散補償が施された前記第２のｎ値データをアナログ信号に変換して前記第２の光変調部に出力する第２のディジタル−アナログ変換部と
   を更に備えることを特徴とする光送信器。
3. 請求項２に記載の光送信器において、
   前記信号処理部は、
   前記第１のｎ値データ及び前記第２のｎ値データに対してローパスフィルタ処理を行う
   ことを特徴とする光送信器。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の光送信器において、
   前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１のディザ信号を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記第１のバイアス電源が発生する前記第１のデータバイアス電圧を補正する第１のバイアス補正手段と、
   前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第２のディザ信号を用いて同期検波し、同期検波結果が０になるように前記第２のバイアス電源が発生する前記第２のデータバイアス電圧を補正する第２のバイアス補正手段と
   を更に備えることを特徴とする光送信器。
5. 請求項４に記載の光送信器において、
   前記位相量補正手段、前記第１のバイアス補正手段、及び、前記第２のバイアス補正手段のうち少なくとも一つは、
   同期検波結果に対して所定のオフセット値を加算した結果に基づいた補正を行う
   ことを特徴とする光送信器。
6. 連続波光を分離する第１の光カプラと、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち一つの連続波光に対して、送信する第１のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第１の光変調部と、前記第１の光カプラにおいて分離された連続波光のうち他の連続波光に対して、送信する第２のｎ値データに基づいて、光位相及び光強度を変化させる第２の光変調部と、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか一方の出力光に対して位相シフトを行う位相シフタと、前記第１の光変調部又は前記第２の光変調部のうちいずれか他方の出力光と、前記位相シフタの出力光とを合波する第２の光カプラと、前記第１のｎ値データがゼロレベルのときに前記第１の光変調部の出力光を消光させる第１のデータバイアス電圧を発生する第１のバイアス電源と、前記第２のｎ値データがゼロレベルのときに前記第２の光変調部の出力光が消光させる第２のデータバイアス電圧を発生する第２のバイアス電源と、前記第２の光カプラの出力光の光パワを電気信号として出力する光パワモニタと、前記第１のデータバイアス電圧に所定の第１の周波数を有する第１のディザ信号を重畳する第１のディザ信号印加手段と、前記第２のデータバイアス電圧に、前記第１の周波数と同一の周波数を有し、かつ、前記第１のディザ信号と位相が直交する第２のディザ信号を重畳する第２のディザ信号印加手段と、前記光パワモニタから出力される電気信号を、前記第１の周波数の整数倍の第２の周波数を用いて同期検波し、前記整数は２以上の偶数であり、同期検波結果が０になるように前記位相シフタにおける位相シフト量を補正する位相量補正手段と、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を減少させるポジティブスロープモードと、前記同期検波結果が正である場合に前記位相シフト量を増加させ、前記同期検波結果が負である場合に前記位相シフト量を減少させるネガティブスロープモードとのいずれかを選択する切り替え手段とを備える光送信器における光信号生成方法であって、
   前記同期検波結果と前記切り替え手段によって選択されたスロープモードとに基づいて制御信号の大きさと符号を定める第１のステップと、
   前記制御信号を前記位相シフタにフィードバックすることにより前記位相シフト量を補正する第２のステップと
   を有することを特徴とする光信号生成方法。

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