JP5866785B2 - モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの制御装置に関する。

特許文献１には、ブラシレス直流モータにおいて、最適位相角設定電圧発生手段の係数回路が、入力された速度指令電圧に係数演算して最適位相角設定電圧をロジック回路へ出力することが記載されている。具体的には、予め、速度指令電圧と最適位相角設定電圧との関係を示す近似直線を作成し、この近似直線の傾斜に相当する係数を係数回路が有するように、係数回路を構成する。これにより、特許文献１によれば、速度指令電圧が変動すれば、それに対応して係数回路の出力する最適位相角設定電圧が変動するので、モータの回転数と負荷トルクとに適合した最適な位相角を設定でき、モータの効率の向上を図ることができるとされている。

特開２００３−１８９６６６号公報

特許文献１に記載された技術では、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により速度指令電圧の値が実際に指令された速度（回転数）からずれた（ばらついた）場合に、そのずれた速度指令電圧の値に追従して最適位相角設定電圧も変動してしまう。これにより、設定される位相角が実際に指令された速度に対応したものからずれてしまい、位相角が適正な値にならない可能性があるので、モータの効率が悪くなる傾向にある。

また、特許文献１に記載された技術では、モータの回転数の増加とともに負荷トルクが２次関数的に増加することとされているが、モータの負荷（回転数）が不安定になると速度指令電圧が振れる（ばらつく）ため、設定される位相角も振れてしまい適正な値にならない可能性があるので、モータの効率が悪くなる傾向にある。

さらに、無負荷時（異常時等）では、位相角が進み過ぎて異常回転になってしまう可能性もある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、指令速度電圧がばらついた場合でもモータの効率を向上でき、かつ、指令速度電圧が想定以上にばらついた場合でも安定した制御ができるモータの制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるモータの制御装置は、指令速度で動作するようにモータを制御するモータの制御装置であって、前記モータを駆動する駆動部と、前記指令速度に応じて、位相の進角量をステップ的に制御する進角制御部と、前記制御された進角量で進角させた位相を用いて、前記駆動部を制御する駆動制御部とを備え、前記進角制御部は、前記指令速度に応じた指令速度電圧が第１の閾値を超えて大きくなった場合、前記進角量を第１の値から前記第１の値より大きい第２の値へ変更し、前記指令速度電圧が前記第１の閾値より小さい第２の閾値を超えて小さくなった場合、前記進角量を前記第２の値から前記第１の値へ変更することを特徴とする。

また、本発明にかかるモータの制御装置は、上記の発明において、前記進角制御部は、前記指令速度電圧と前記閾値とを比較し、比較結果に応じた前記進角量を出力する比較部と、前記比較部の出力のうち低周波成分を選択的に通して前記駆動制御部へ出力するローパスフィルタとを有することを特徴とする。

また、本発明にかかるモータの制御装置は、上記の発明において、前記比較部は、前記指令速度電圧が供給される第１の入力端子と、第２の入力端子と、出力端子とを有するコンパレータと、前記コンパレータの前記第２の入力端子と参照電位との間に接続された第１の抵抗と、前記コンパレータの前記第２の入力端子と接地電位との間に接続された第２の抵抗と、前記コンパレータの前記出力端子に一端が接続された第３の抵抗と、前記参照電位と前記比較部の出力端子との間に接続された第４の抵抗と、接地電位と前記比較部の出力端子との間に接続された第５の抵抗と、前記第３の抵抗の他端と前記コンパレータの前記第２の入力端子との間に接続された第６の抵抗と、前記第３の抵抗の他端と前記参照電位との間に接続された第７の抵抗と、一端が前記比較部の出力端子に接続された第８の抵抗と、ゲートが前記第３の抵抗側に配され、ソース及びドレインの一方が接地電位に接続され、ソース及びドレインの他方が前記第８の抵抗の他端に接続されたトランジスタとを有することを特徴とする。

また、本発明にかかるモータの制御装置は、上記の発明において、前記比較部は、前記第３の抵抗の他端と前記トランジスタのゲートとの間に接続されたバッファーアンプをさらに有することを特徴とする。

また、本発明にかかるモータの制御装置は、上記の発明において、前記モータは、ファンモータであることを特徴とする。

本発明にかかるモータの制御装置は、指令速度電圧がばらついた場合でもモータの効率を向上できるという効果を奏する。

図１は、第１の実施形態にかかるモータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、第１の実施形態における比較部の構成及び動作を示す図である。 図３は、第１の実施形態における比較部の構成を示す図である。 図４は、第１の実施形態による効果を示す図である。 図５は、第１の実施形態の変形例における比較部の構成及び動作を示す図である。 図６は、第２の実施形態における比較部の構成及び動作を示す図である。 図７は、第２の実施形態による効果を示す図である。 図８は、第２の実施形態の変形例における比較部の構成及び動作を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータの制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
第１の実施形態にかかるモータＭの制御装置１について図１（ａ）を用いて説明する。図１（ａ）は、モータＭの制御装置１の構成を示す図である。

制御装置１は、例えば予め設定された指令速度（指令回転数）で動作するように、モータＭを制御する。モータＭは、例えばファンモータであり、そのロータがファンの回転軸にシャフトで連結されており、ファンを回転させる。なお、モータＭは、空気調和機におけるファン以外の構成要素のモータであってもよいし、あるいは、ウォータポンプにおけるインペラ等を回転させるためのモータであっても良い。

制御装置１は、ドライバ回路１０及び進角制御部２０を備える。ドライバ回路１０は、駆動部１５及び駆動制御部１６を有する。

駆動部１５は、例えば３相の交流電力をモータＭへ出力することにより、モータＭを駆動する。具体的には、駆動部１５は、インバータ１１を有する。インバータ１１は、制御信号（例えば、ＰＷＭ信号）を駆動制御部１６から受けて、制御信号に応じて、外部の直流電源（図示せず）から供給された直流電力（モータ用電源）Ｖｍを３相の交流電力に変換してモータＭへ出力する。インバータ１１は、例えば、上アーム及び下アームを有し、上アーム及び下アームのそれぞれが、３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応した３つのスイッチング素子を有する。

進角制御部２０は、指令速度に応じて、位相の進角量をステップ的に制御する。具体的には、進角制御部２０は、指令速度に応じた指令速度電圧Ｖｓｐを外部の制御器（図示せず）から受ける。そして、進角制御部２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより小さい場合、進角量ＬＡを第１の値ＬＡ１に決定し、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより大きい場合、進角量ＬＡを第２の値ＬＡ２に決定する（図２（ｂ）参照）。第２の値ＬＡ２は、第１の値ＬＡ１より大きい。進角制御部２０は、決定した進角量ＬＡを示す信号φＬＡを駆動制御部１６へ供給する。

駆動制御部１６は、信号φＬＡを進角制御部２０から受けて、信号φＬＡにより示された進角量で位相を進角させる。そして、駆動制御部１６は、進角させた位相を用いて、駆動部１５を制御する。具体的には、駆動制御部１６は、キャリア発生器１４、比較回路１３、及び論理回路１２を有する。

キャリア発生器１４は、ＰＷＭキャリア（例えば、三角波）を発生して比較回路１３へ出力する。

比較回路１３は、指令速度電圧Ｖｓｐを外部の制御器から受け、ＰＷＭキャリアをキャリア発生器１４から受ける。比較回路１３は、図１（ｂ）に示すように、指令速度電圧ＶｓｐとＰＷＭキャリアとの比較演算を行い、演算結果をＰＷＭ信号の変調率を決める信号として論理回路１２へ出力する。

論理回路１２は、ＰＷＭ信号の変調率を決める信号を比較回路１３から受け、信号φＬＡを進角制御部２０から受け、外部の直流電源（図示せず）から直流電力（制御用電源）Ｖｃｃを受ける。論理回路１２は、ＰＷＭ信号の位相を信号φＬＡにより示される進角量で進角させる。これにより、論理回路１２は、進角制御部２０により制御された進角量で進角させた位相を用いて、インバータ１１における例えば６つのスイッチング素子のオン・オフのパターンを制御する。

このように、駆動制御部１６は、例えば、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより小さい場合、進角制御部２０により決定された第１の値ＬＡ１の進角量で進角させた周期的な制御信号で駆動部１５を制御し、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより大きい場合、進角制御部２０により決定された第２の値ＬＡ２の進角量で進角させた周期的な制御信号で駆動部１５を制御する。これにより、進角制御部２０は負荷（回転数）に応じてモータＭの効率がよくなるように進角制御でき、駆動制御部１６は進角制御部２０の制御に従いモータＭの効率がよくなるように駆動部１５を駆動制御できる。

次に、進角制御部２０の内部構成について図１（ａ）を用いて説明する。

進角制御部２０は、比較部２１及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２を有する。

比較部２１は、指令速度に応じた指令速度電圧Ｖｓｐを外部の制御器（図示せず）から受ける。比較部２１は、指令速度電圧Ｖｓｐと閾値Ｖａとを比較し、比較結果を示す信号φＬＡｉを進角量としてローパスフィルタ２２へ出力する。例えば、比較部２１は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａを超えて大きくなった際に、図２（ｂ）の実線で示すようなステップ状の波形を有する信号φＬＡｉをローパスフィルタ２２へ出力する。

ローパスフィルタ２２は、比較部２１の出力、すなわち比較結果を示す信号φＬＡｉを比較部２１から受ける。ローパスフィルタ２２は、比較結果を示す信号φＬＡｉのうち低周波成分を選択的に通して、進角量ＬＡを示す信号φＬＡを生成する。例えば、ローパスフィルタ２２は、図２（ｂ）の実線で示すようなステップ状の波形から図２（ｂ）の１点鎖線で示すような時定数を持った信号φＬＡを生成する。ローパスフィルタ２２は、生成した信号φＬＡを駆動制御部１６の論理回路１２へ出力する。

次に、比較部２１の内部構成について図２（ａ）及び図３を用いて説明する。図２（ａ）及び図３は、比較部２１の内部構成を示す回路図である。

比較部２１は、図２（ａ）に示すように、コンパレータＣＭ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、及び抵抗Ｒ５を有する。

コンパレータＣＭ１は、非反転入力端子Ｔ１、反転入力端子Ｔ２、及び出力端子Ｔ３を有する。非反転入力端子Ｔ１には、外部の制御器（図示せず）から速度指令電圧Ｖｓｐが供給される。反転入力端子Ｔ２は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間のノードＮＶａに接続されている。出力端子Ｔ３は、抵抗Ｒ３の一端に接続されている。

具体的には、コンパレータＣＭ１は、図３に示すように、比較回路２１１及びトランジスタＱ１を有する。比較回路２１１は、反転入力端子２１１ａ、非反転入力端子２１１ｂ、及び出力端子２１１ｃを有する。反転入力端子２１１ａは、コンパレータＣＭ１の非反転入力端子Ｔ１に接続されている。非反転入力端子２１１ｂは、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２に接続されている。出力端子２１１ｃは、トランジスタＱ１のベースに接続されている。トランジスタＱ１は、例えばバイポーラトランジスタであり、ベースが比較回路２１１の出力端子２１１ｃに接続され、コレクタがコンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３に接続され、エミッタが接地電位に接続されている。

抵抗Ｒ１は、ノードＮＶａと参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１は、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２と参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。

抵抗Ｒ２は、ノードＮＶａと接地電位との間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１は、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２と接地電位との間に接続されている。

なお、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１とし、抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２としたとき、抵抗値Ｒ１、抵抗値Ｒ２、及び参照電位Ｖｒｅｆは、それぞれ、例えば、ノードＮＶａの電位である閾値Ｖａとの間で、下記の数式１を満たすように予め調整されている。

Ｖａ＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｒｅｆ・・・数式１
すなわち、比較部２１では、あらかじめ決められた値、すなわち主に抵抗分圧により閾値Ｖａが得られるように、抵抗値Ｒ１、抵抗値Ｒ２、及び参照電位Ｖｒｅｆがそれぞれ調整されている。

抵抗Ｒ３は、コンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。

抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ３と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間のノードと、参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ４は、参照電位Ｖｒｅｆと比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。

抵抗Ｒ５は、抵抗Ｒ３と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間のノードと、接地電位との間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ５は、接地電位と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。

次に、比較部２１の動作について図３及び図２（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。

指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより小さい場合、コンパレータＣＭ１は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより小さいことを示すＬｏｗレベルの信号を出力する。すなわち、閾値Ｖａが指令速度電圧Ｖｓｐより高いので、比較回路２１１は、閾値Ｖａが指令速度電圧Ｖｓｐより高いことを示すＨｉｇｈレベルの信号をトランジスタＱ１のベースに出力する。これに応じてトランジスタＱ１がオンするので、コンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３の電位がＬｏｗレベルになる。

このとき、抵抗Ｒ３〜Ｒ５に対して図３の１点鎖線の矢印で示すように電流が流れるので、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５の抵抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４、Ｒ５とすると、比較部２１の出力端子ＮＬＡの電位ＬＡは、例えば、コンパレータの影響が無いとすると下記の数式２のようなＬｏｗレベルの値、すなわち、第１の値ＬＡ１になる。

ＬＡ＝ＬＡ１
＝｛Ｒ３×Ｒ５／（Ｒ３×Ｒ５＋Ｒ４×（Ｒ３＋Ｒ５））｝×Ｖｒｅｆ
・・・数式２

一方、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより大きい場合、コンパレータＣＭ１は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより大きいことを示すＨｉｇｈレベルの信号を出力する。すなわち、閾値Ｖａが指令速度電圧Ｖｓｐより低いので、比較回路２１１は、閾値Ｖａが指令速度電圧Ｖｓｐより低いことを示すＬｏｗレベルの信号をトランジスタＱ１のベースに出力する。これに応じてトランジスタＱ１がオフするので、コンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３の電位がＨｉｇｈレベルになる。

このとき、抵抗Ｒ３〜Ｒ５に対して図３の実線の矢印で示すように電流が流れる（抵抗Ｒ３に電流が流れない）ので、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５の抵抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４、Ｒ５とすると、比較部２１の出力端子ＮＬＡの電位ＬＡは、例えば、下記の数式３のようなＨｉｇｈレベルの値、すなわち、第２の値ＬＡ２になる。

ＬＡ＝ＬＡ２
＝｛Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝×Ｖｒｅｆ・・・数式３
この数式３に示される第２の値ＬＡ２は、数式２に示される第１の値ＬＡ１より大きな値になっている。

ここで、仮に、速度指令電圧と制御すべき進角量とを直線的に対応させて進角制御を行った場合について考える。この場合、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により速度指令電圧の値が実際に指令された速度（回転数）からずれる（ばらつく）と、そのずれた速度指令電圧の値に追従して最適位相角設定電圧も変動してしまう。

例えば、実際に指令された速度（回転数）が図４（ａ）に示す速度ωｔ１である場合、外部の制御器（図示せず）は、指令速度ωｔ１に応じた速度指令電圧Ｖｓｐ１を生成して出力する。しかし、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により、外部の制御器から進角制御部２０の比較部２１へ供給される過程で速度指令電圧Ｖｓｐの値がＶｓｐ１及びＶｓｐ１ａの間で変動してしまう（図４（ａ）の破線で示す矢印参照）。言い換えると、速度ωと速度指令電圧Ｖｓｐとの関係が図４（ａ）に実線で示す理想的な関係から破線で示す関係へとずれる傾向にある。例えば、速度指令電圧Ｖｓｐの値がＶｓｐ１ａになると、値Ｖｓｐ１ａの速度指令電圧Ｖｓｐに対応した進角量に制御してしまうので、図４（ａ）に示すように、制御される速度が速度ωｔ１より速い速度ωｔ１ａにずれてしまう。このように、設定される進角量が実際に指令された速度に対応したものからずれてしまい、進角量が適正な値にならない可能性があるので、モータの効率が悪くなる傾向にある。

それに対して、第１の実施形態では、進角制御部２０は、指令速度に応じて、位相の進角量をステップ的に制御する。すなわち、進角制御部２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより小さい場合、進角量ＬＡを第１の値ＬＡ１に決定し、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａより大きい場合、進角量ＬＡを第１の値ＬＡ１より大きい第２の値ＬＡ２に決定する。

例えば、実際に指令された速度（回転数）が図４（ａ）に示す速度ωｔ１である場合、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により速度指令電圧Ｖｓｐの値がＶｓｐ１からＶｓｐ１ａへ変動しても、図４（ｂ）に示すように、設定される進角量を、速度ωｔ１に対応した第１の値ＬＡ１とすることができる（図４（ｂ）の破線で示す矢印参照）。

同様に、例えば、実際に指令された速度（回転数）が図４（ａ）に示す速度ωｔ２である場合、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により速度指令電圧Ｖｓｐの値がＶｓｐ２及びＶｓｐ２ａの間で変動しても、図４（ｂ）に示すように、設定される進角量を、速度ωｔ２に対応した第２の値ＬＡ２とすることができる（図４（ｂ）の破線で示す矢印参照）。

このように、第１の実施形態によれば、電源電圧のバラツキや部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキあるいは外乱ノイズ等により指令速度電圧がばらついた場合でも、負荷（回転数）に応じてモータＭの効率がよくなるような進角量で進角制御できるので、モータＭの効率を向上できる。すなわち、指令速度電圧がばらついた場合でもモータの効率を向上できる。

また、速度指令電圧と制御すべき進角量とを直線的に対応させて進角制御を行った場合、モータＭの負荷（回転数）が不安定になると、速度指令電圧が振れる（ばらつく）ため、設定される位相角も振れてしまい適正な値にならない可能性がある。これにより、設定される進角量が実際に指令された速度に対応したものからずれてしまい、進角量が適正な値にならない可能性があるので、モータの効率が悪くなる傾向にある。

それに対して、第１の実施形態では、上記のように、モータの負荷（回転数）が不安定になることにより指令速度電圧がばらついた場合でも、負荷（回転数）に応じてモータＭの効率がよくなるような進角量で進角制御できるので、モータＭの効率を向上できる。すなわち、指令速度電圧がばらついた場合でもモータの効率を向上できる。

また、速度指令電圧と制御すべき進角量とを直線的に対応させて進角制御を行った場合、無負荷時（異常時等）に位相角が進み過ぎて、モータＭが異常回転を起こす可能性がある。

それに対して、第１の実施形態では、進角制御部２０が進角量をステップ的に制御しており、そのステップの上限より位相角が進まないようにすることができる。例えば、図４（ｂ）に示す場合、進角量が第２の値ＬＡ２より大きくなることを抑制できる。これにより、モータＭの異常回転を抑制できる。

あるいは、仮に、進角制御部２０がローパスフィルタ２２を有しない場合について考える。この場合、例えば、比較部２１は、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａを超えて大きくなった際に、図２（ｂ）の実線で示すようなステップ状の波形を有する信号φＬＡｉを駆動制御部１６へ出力することになる。このように、急激に進角量ＬＡが切り替わってしまうと、駆動制御部１６により駆動制御されるモータＭの回転数も急激に変動してしまい異音となる可能性がある。

それに対して、第１の実施形態では、進角制御部２０がローパスフィルタ２２を有する。すなわち、比較部２１は、図２（ｂ）の実線で示すようなステップ状の波形を有する信号φＬＡｉをローパスフィルタ２２へ出力する。ローパスフィルタ２２は、図２（ｂ）の実線で示すようなステップ状の波形から図２（ｂ）の１点鎖線で示すような時定数を持った信号φＬＡを生成する。ローパスフィルタ２２は、生成した信号φＬＡを駆動制御部１６へ出力する。このように、ローパスフィルタ２２により、指令速度電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａを超えて大きくなった際に、進角量ＬＡを示す信号φＬＡをスローステップアップとなるようにして駆動制御部１６へ供給する。これにより、進角量ＬＡをゆっくり切り替えることができるので、駆動制御部１６により駆動制御されるモータＭの回転数もゆっくり変動でき、異音を低減できる。

また、第１の実施形態では、比較部２１が、コンパレータＣＭ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、及び抵抗Ｒ５を有する。コンパレータＣＭ１は、指令速度電圧Ｖｓｐが供給される非反転入力端子Ｔ１と反転入力端子Ｔ２と出力端子Ｔ３とを有する。抵抗Ｒ１は、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２と参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。抵抗Ｒ２は、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２と接地電位との間に接続されている。抵抗Ｒ３は、コンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。抵抗Ｒ４は、参照電位Ｖｒｅｆと比較部２１の出力端子Ｔ３との間に接続されている。抵抗Ｒ５は、接地電位と比較部２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。

この構成では、例えば、参照電位Ｖｒｅｆの値を抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２により抵抗分圧することで、ノードＮＶａの電位である閾値ＶａをコンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ２へ供給できる。また、コンパレータＣＭ１からの比較結果に応じた出力により抵抗Ｒ３〜Ｒ５への電流の流れ方を変えることができるので、コンパレータＣＭ１による閾値Ｖａ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部２１の出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることができる。

このように、第１の実施形態によれば、指令速度に応じて位相の進角量をステップ的に制御する進角制御部２０を簡易な回路構成で実現することができる。

また、第１の実施形態では、モータＭが例えばファンモータである。ファンモータの運転モードは、例えば、弱風運転モードと強風運転モードとの２段階である。すなわち、弱風運転モードの指令速度を図４（ａ）に示す速度ωｔ１とし、強風運転モードの指令速度を図４（ａ）に示す速度ωｔ２とすることができる。この場合、指令速度電圧がばらついた場合でも、図４（ｂ）に示すように、弱風運転モードと強風運転モードとのそれぞれにおける効率の良い進角量で確実に制御できる。

なお、図５（ｂ）に示すように、制御装置１ｉにおいて、進角制御部２０ｉの比較部２１ｉは、位相の進角量を多段階でステップ的に制御してもよい。例えば、モータＭがファンモータであり、ファンモータの運転モードが弱風運転モードと中風運転モードと強風運転モードとの３段階である場合、比較部２１ｉは、位相の進角量を３段階でステップ的に制御してもよい。

この場合、比較部２１ｉは、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子（比較部２１ｉの入力端子）と比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡとの間に、抵抗Ｒ１〜Ｒ３及びコンパレータＣＭ１に相当する構成を、抵抗Ｒ１〜Ｒ３及びコンパレータＣＭ１に対して並列に追加して接続すればよい。すなわち、比較部２１ｉは、図５（ａ）に示すように、コンパレータＣＭ２、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ７、及び抵抗Ｒ８をさらに有する。

コンパレータＣＭ２は、非反転入力端子Ｔ４、反転入力端子Ｔ５、及び出力端子Ｔ６を有する。非反転入力端子Ｔ４には、外部の制御器（図示せず）から速度指令電圧Ｖｓｐが供給される。反転入力端子Ｔ５は、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との間のノードＮＶｂに接続されている。出力端子Ｔ６は、抵抗Ｒ８の一端に接続されている。

抵抗Ｒ６は、ノードＮＶｂと参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ６は、コンパレータＣＭ２の反転入力端子Ｔ５と参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。

抵抗Ｒ７は、ノードＮＶｂと接地電位との間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ６は、コンパレータＣＭ２の反転入力端子Ｔ５と接地電位との間に接続されている。

抵抗Ｒ８は、コンパレータＣＭ２の出力端子Ｔ６と比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。

この構成では、例えば、参照電位Ｖｒｅｆの値を抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７により抵抗分圧することで、ノードＮＶｂの電位である閾値ＶｂをコンパレータＣＭ２の反転入力端子Ｔ５へ供給できる。また、コンパレータＣＭ２からの比較結果に応じた出力により抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ８への電流の流れ方を変えることができるので、コンパレータＣＭ２による閾値Ｖｂ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることができる。すなわち、図５（ｂ）に示すように、コンパレータＣＭ１による閾値Ｖａ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることに加えて、コンパレータＣＭ２による閾値Ｖｂ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることができるので、比較部２１ｉの電位を３段階でステップ的に変えることができる。

このように、この変形例によれば、指令速度に応じて位相の進角量を３段階でステップ的に制御する進角制御部２０ｉを簡易な回路構成で実現することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態にかかるモータＭの制御装置１００について説明する。以下では、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明する。

第１の実施形態では、指令速度電圧Ｖｓｐのばらつきが、図７（ａ）に破線の矢印で示すように、例えば部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキのみによるものであり所定の許容範囲内に収まっていれば、図７（ｂ）に示すように、位相の進角量を安定的に制御できる。

しかし、指令速度電圧Ｖｓｐのばらつきが、図７（ａ）に１点鎖線の矢印で示すように、例えば部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキに加えて外乱（強風など）によるものなどであり所定の許容範囲を超えると、図７（ｂ）に示すように、閾値Ｖａの前後で進角量ＬＡが切り替わりを繰り返してしまう。この場合、進角量ＬＡが安定せず、進角量ＬＡを示す信号φＬＡを受けた論理回路１２が誤動作する可能性がある。

そこで、第２の実施形態では、図６（ｂ）に示すように、進角制御部１２０によりステップ的な進角制御動作にヒステリシスを持たせる。すなわち、進角制御部１２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが第１の閾値Ｖａ１を超えて大きくなった場合、進角量ＬＡを第１の値ＬＡ１から第２の値ＬＡ２へ変更する。第２の値ＬＡ２は、第１の値ＬＡ１より大きい値である。また、進角制御部１２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが第２の閾値Ｖａ２を超えて小さくなった場合、進角量ＬＡを第２の値ＬＡ２から第１の値ＬＡ１へ変更する。第２の閾値Ｖａ２は、第１の閾値Ｖａ１より小さい閾値である。

また、進角制御部１２０の比較部１２１の内部構成が、図６（ａ）に示すように、第１の実施形態と異なる。

具体的には、比較部１２１は、抵抗Ｒ１１１、抵抗Ｒ１１２、抵抗Ｒ１１３、トランジスタＭ１、及びバッファーアンプＢＡ１をさらに有するとともに、コンパレータＣＭ１の入力端子側の接続先が異なる。

コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ１は、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子ではなくノードＮＶａに接続されている。コンパレータＣＭ１の非反転入力端子Ｔ２は、ノードＮＶａではなく、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子に接続されている。これにより、コンパレータＣＭ１の出力は、第１の実施形態と逆、すなわち図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものに基づくものになる（図６（ｃ）参照）。

抵抗Ｒ１１１は、抵抗Ｒ３及びバッファーアンプＢＡ１の間のノードとノードＮＶａとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１１１は、コンパレータＣＭ１に一端が接続された抵抗Ｒ３の他端と、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ１との間に接続されている。この抵抗Ｒ１１１は、コンパレータＣＭ１の出力にヒステリシスを持たせるために設けられている。すなわち、抵抗Ｒ１１１は、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａ１を超えて大きくなる際に、ノードＮＶａの電位を閾値Ｖａ１とし、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａ２を超えて小さくなる際に、ノードＮＶａの電位を閾値Ｖａ２（＜Ｖａ１）とするように作用する。

抵抗Ｒ１１２は、抵抗Ｒ３及びバッファーアンプＢＡ１の間のノードと参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１１２は、コンパレータＣＭ１に一端が接続された抵抗Ｒ３の他端と、参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。

抵抗Ｒ１１３は、トランジスタＭ１のドレインと比較部１２１の出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１１３は、一端が比較部１２１の出力端子ＮＬＡに接続され、他端がトランジスタＭ１のドレインに接続されている。

トランジスタＭ１は、例えばＮＭＯＳトランジスタであり、ゲートが抵抗Ｒ３側に配され、ソースが接地電位に接続され、ドレインが抵抗Ｒ１１３の他端に接続されている。トランジスタＭ１は、バッファーアンプＢＡ１の出力端子に接続されている。トランジスタＭ１は、コンパレータＣＭ１のステップ出力を反転させる。すなわち、トランジスタＭ１は、図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものになっているコンパレータＣＭ１の出力を左右反転させて、図２（ｂ）に示すものと同様のステップ出力にする。

なお、トランジスタＭ１は、例えばＰＭＯＳトランジスタであってもよい。この場合、ゲートが抵抗Ｒ３側に配され、ドレインが接地電位に接続され、ソースが抵抗Ｒ１１３の他端に接続されることになる。

バッファーアンプＢＡ１は、入力端子が抵抗Ｒ３の他端に接続され、出力端子がトランジスタＭ１のゲートに接続されている。すなわち、バッファーアンプＢＡ１は、抵抗Ｒ３の他端とトランジスタＭ１のゲートとの間に接続されている。バッファーアンプＢＡ１は、トランジスタＭ１のゲートに供給すべき電圧レベルが、コンパレータＣＭ１の出力に応じたＬレベル／Ｈレベルになるようにインピーダンス変換を行う。

なお、バッファーアンプＢＡ１は、２つのインバータを直列接続したものであってもよい。

以上のように、第２の実施形態では、進角制御部１２０によりステップ的な進角制御動作にヒステリシスを持たせる。すなわち、進角制御部１２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが第１の閾値Ｖａ１を超えて大きくなった場合、進角量ＬＡを第１の値ＬＡ１から第１の値ＬＡ１より大きい第２の値ＬＡ２へ変更する。また、進角制御部１２０は、指令速度電圧Ｖｓｐが第１の閾値Ｖａ１より小さい第２の閾値Ｖａ２を超えて小さくなった場合、進角量ＬＡを第２の値ＬＡ２から第１の値ＬＡ１へ変更する。

例えば、実際に指令された速度（回転数）が図７（ａ）に示す速度ωｔ１である場合、例えば部品（電子部品やモータの巻線など）の特性バラツキに加えて外乱（強風など）により速度指令電圧Ｖｓｐの値がＶｓｐ１からＶｓｐ１ｂへ変動しても、図７（ｃ）に示すように、閾値Ｖａの前後で進角量ＬＡが切り替わりを繰り返さないようにすることができる。これにより、進角量ＬＡを安定させることができ、進角量ＬＡを示す信号φＬＡを受けた駆動制御部１６における論理回路１２等の誤動作を抑制できる。すなわち、第１の実施形態による効果に加えて、駆動制御部１６における論理回路１２等の誤動作を抑制できるという効果を得ることができる。

また、第２の実施形態では、比較部１２１が、抵抗Ｒ１１１、抵抗Ｒ１１２、抵抗Ｒ１１３、及びトランジスタＭ１をさらに有するとともに、コンパレータＣＭ１の入力端子側の接続先が第１の実施形態と反対になっている。抵抗Ｒ１１１は、一端がコンパレータＣＭ１の出力端子Ｔ３に接続された抵抗Ｒ３の他端と、コンパレータＣＭ１の反転入力端子Ｔ１との間に接続されている。抵抗Ｒ１１２は、抵抗Ｒ３の他端と参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。抵抗Ｒ１１３は、一端が比較部１２１の出力端子ＮＬＡに接続されている。トランジスタＭ１は、ゲートが抵抗Ｒ３側に配され、ソースが接地電位に接続され、ドレインがＲ１１３抵抗の他端に接続されている。

この構成では、抵抗Ｒ１１１が、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａ１を超えて大きくなる際に、ノードＮＶａの電位を閾値Ｖａ１とし、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖａ２を超えて小さくなる際に、ノードＮＶａの電位を閾値Ｖａ２（＜Ｖａ１）とするように作用する。また、トランジスタＭ１は、図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものになっているコンパレータＣＭ１の出力を左右反転させて、図２（ｂ）に示すものと同様のステップ出力にする（図６（ｃ）参照）。これにより、図６（ｂ）の実線で示すように、ヒステリシスを持たせた形で、比較部１２１の出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることができる。

また、第２の実施形態では、比較部１２１が、バッファーアンプＢＡ１をさらに有する。バッファーアンプＢＡ１は、一端が比較部１２１の出力端子ＮＬＡに接続された抵抗Ｒ３の他端と、トランジスタＭ１のゲートとの間に接続されている。この構成では、例えば、バッファーアンプＢＡ１は、入力インピーダンスが大きいので、バッファーアンプＢＡ１より左側の構成がトランジスタＭ１のゲートの電位へ影響しないようにすることができ、トランジスタＭ１のゲートの電位の減衰を抑制できる。この結果、トランジスタＭ１によるステップ出力を反転させる動作を確実に行うことができる。

なお、図８（ｂ）に示すように、制御装置１００ｉにおいて、進角制御部１２０ｉの比較部１２１ｉは、位相の進角量をヒステリシスを持たせた形で、かつ、多段階でステップ的に制御してもよい。例えば、モータＭがファンモータであり、ファンモータの運転モードが弱風運転モードと中風運転モードと強風運転モードとの３段階である場合、比較部２１ｉは、位相の進角量をヒステリシスを持たせた形で、かつ、３段階でステップ的に制御してもよい。

この場合、比較部１２１ｉは、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子（比較部１２１ｉの入力端子）と比較部１２１ｉの出力端子ＮＬＡとの間に、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ１１１〜Ｒ１１３、コンパレータＣＭ１、バッファーアンプＢＡ１、及びトランジスタＭ１に相当する構成を、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ１１１〜Ｒ１１３、コンパレータＣＭ１、バッファーアンプＢＡ１、及びトランジスタＭ１に対して並列に追加して接続すればよい。すなわち、比較部１２１ｉは、図８（ａ）に示すように、コンパレータＣＭ２、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ７、及び抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ１２１、抵抗Ｒ１２２、抵抗Ｒ１２３、トランジスタＭ２、及びバッファーアンプＢＡ２をさらに有するとともに、コンパレータＣＭ２の入力端子側の接続先が異なる。以下では、第１の実施形態の変形例及び第２の実施形態と異なる部分を中心に説明する。

コンパレータＣＭ２の反転入力端子Ｔ４は、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子ではなくノードＮＶｂに接続されている。コンパレータＣＭ２の非反転入力端子Ｔ５は、ノードＮＶｂではなく、速度指令電圧Ｖｓｐが供給される端子に接続されている。これにより、コンパレータＣＭ２の出力は、第１の実施形態の変形例と逆、すなわち図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものに基づくものになる（図６（ｃ）参照）。

抵抗Ｒ１２１は、抵抗Ｒ８及びバッファーアンプＢＡ２の間のノードとノードＮＶｂとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１２１は、コンパレータＣＭ２に一端が接続された抵抗Ｒ８の他端と、コンパレータＣＭ２の反転入力端子Ｔ４との間に接続されている。この抵抗Ｒ１２１は、コンパレータＣＭ２の出力にヒステリシスを持たせるために設けられている。すなわち、抵抗Ｒ１２１は、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖｂ１を超えて大きくなる際に、ノードＮＶｂの電位を閾値Ｖｂ１とし、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖｂ２を超えて小さくなる際に、ノードＮＶｂの電位を閾値Ｖｂ２（＜Ｖｂ１）とするように作用する。

抵抗Ｒ１２２は、抵抗Ｒ８及びバッファーアンプＢＡ２の間のノードと参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１２２は、コンパレータＣＭ２に一端が接続された抵抗Ｒ８の他端と、参照電位Ｖｒｅｆとの間に接続されている。

抵抗Ｒ１２３は、トランジスタＭ２のドレインと比較部１２１ｉの出力端子ＮＬＡとの間に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１２３は、一端が比較部１２１ｉの出力端子ＮＬＡに接続され、他端がトランジスタＭ２のドレインに接続されている。

トランジスタＭ２は、例えばＮＭＯＳトランジスタであり、ゲートが抵抗Ｒ８側に配され、ソースが接地電位に接続され、ドレインが抵抗Ｒ１２３の他端に接続されている。トランジスタＭ２は、バッファーアンプＢＡ２の出力端子に接続されている。トランジスタＭ２は、コンパレータＣＭ２のステップ出力を反転させる。すなわち、トランジスタＭ２は、図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものになっているコンパレータＣＭ２の出力を左右反転させて、図２（ｂ）に示すものと同様のステップ出力にする。

この構成では、抵抗Ｒ１２１が、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖｂ１を超えて大きくなる際に、ノードＮＶｂの電位を閾値Ｖｂ１とし、速度指令電圧Ｖｓｐが閾値Ｖｂ２を超えて小さくなる際に、ノードＮＶｂの電位を閾値Ｖｂ２（＜Ｖｂ１）とするように作用する。また、トランジスタＭ２は、図２（ｂ）に示すステップ出力を左右反転させたものになっているコンパレータＣＭ２の出力を左右反転させて、図２（ｂ）に示すものと同様のステップ出力にする（図６（ｃ）参照）。これにより、図８（ｂ）の実線で示すように、ヒステリシスを持たせた形で、比較部１２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をステップ的に変えることができる。すなわち、図８（ｂ）に示すように、コンパレータＣＭ１による閾値Ｖａ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部１２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をヒステリシスを持たせた形でステップ的に変えることに加えて、コンパレータＣＭ２による閾値Ｖｂ及び速度指令電圧Ｖｓｐの比較結果に応じて比較部２１ｉの出力端子ＮＬＡの電位をヒステリシスを持たせた形でステップ的に変えることができるので、比較部１２１ｉの電位をヒステリシスを持たせた形で、かつ、３段階でステップ的に変えることができる。

このように、この変形例によれば、指令速度に応じて位相の進角量をヒステリシスを持たせた形で、かつ、３段階でステップ的に制御する進角制御部１２０ｉを簡易な回路構成で実現することができる。

以上のように、本発明にかかるモータの制御装置は、ファンモータの制御に有用である。

１、１ｉ、１００、１００ｉ 制御装置
１５ 駆動部
１６ 駆動制御部
２０、２０ｉ、１２０、１２０ｉ 進角制御部
２１、２１ｉ、１２１、１２１ｉ 比較部
２２ ローパスフィルタ
ＢＡ１、ＢＡ２ バッファーアンプ
ＣＭ１、ＣＭ２ コンパレータ
Ｍ モータ
Ｍ１、Ｍ２ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８、Ｒ１１１〜Ｒ１１３、Ｒ１２１〜Ｒ１２３ 抵抗

Claims (3)

1. 指令速度で動作するようにモータを制御するモータの制御装置であって、
   前記モータを駆動する駆動部と、
   前記指令速度に応じて、位相の進角量をステップ的に制御する進角制御部と、
   前記制御された進角量で進角させた位相を用いて、前記駆動部を制御する駆動制御部と、
   を備え、
   前記進角制御部は、前記指令速度に応じた指令速度電圧が第１の閾値を超えて大きくなった場合、前記進角量を第１の値から前記第１の値より大きい第２の値へ変更し、前記指令速度電圧が前記第１の閾値より小さい第２の閾値を超えて小さくなった場合、前記進角量を前記第２の値から前記第１の値へ変更し、
   前記指令速度電圧は、
   第１のばらつき範囲を有する第１の指令速度電圧と、
   前記第１のばらつき範囲に重ならず前記第１のばらつき範囲より高速側に存在する第２のばらつき範囲を有する第２の指令速度電圧と、
   を含み、
   前記第１の閾値は、前記第１のばらつき範囲の上限と前記第２のばらつき範囲の下限との間の値になるように決定されており、
   前記進角制御部は、
   前記第１の指令速度電圧及び前記第２の指令速度電圧を含む前記指令速度電圧と前記閾値とを比較し、比較結果を前記進角量として出力する比較部と、
   前記比較部の出力のうち低周波成分を選択的に通して前記駆動制御部へ出力するローパスフィルタと、
   を有し、
   前記比較部は、
   前記指令速度電圧が供給される第１の入力端子と、第２の入力端子と、出力端子とを有するコンパレータと、
   前記コンパレータの前記第２の入力端子と参照電位との間に接続された第１の抵抗と、
   前記コンパレータの前記第２の入力端子と接地電位との間に接続された第２の抵抗と、
   前記コンパレータの前記出力端子に一端が接続された第３の抵抗と、
   前記参照電位と前記比較部の出力端子との間に接続された第４の抵抗と、
   接地電位と前記比較部の出力端子との間に接続された第５の抵抗と、
   前記第３の抵抗の他端と前記コンパレータの前記第２の入力端子との間に接続された第６の抵抗と、
   前記第３の抵抗の他端と前記参照電位との間に接続された第７の抵抗と、
   一端が前記比較部の出力端子に接続された第８の抵抗と、
   ゲートが前記第３の抵抗側に配され、ソース及びドレインの一方が接地電位に接続され、ソース及びドレインの他方が前記第８の抵抗の他端に接続されたトランジスタと、
   を有する
   ことを特徴とするモータの制御装置。
2. 前記比較部は、前記第３の抵抗の他端と前記トランジスタのゲートとの間に接続されたバッファーアンプをさらに有する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。
3. 前記モータは、ファンモータである
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータの制御装置。

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