JP5842233B1 - DC power converter - Google Patents
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 39
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 42
- 238000001816 cooling Methods 0.000 claims description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 229910002601 GaN Inorganic materials 0.000 claims description 3
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 239000010432 diamond Substances 0.000 claims description 3
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 5
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 4
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 229910052745 lead Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 239000011347 resin Substances 0.000 description 1
- 229920005989 resin Polymers 0.000 description 1
- 238000007789 sealing Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
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Abstract
【課題】複数のチョッパ回路を並列接続して構成された直流電力変換装置における各チョッパ回路内の電流の帰還路となる回路導体の電流容量の増大を抑える。【解決手段】直流電源と負荷との間に複数のチョッパ回路を並列接続して構成した直流電力変換装置において、前記各チョッパ回路は、第１の直流入力端子および第２の直流入力端子と１つの直流出力端子を備え、前記各チョッパ回路の前記第１の直流入力端子と前記直流電源の正出力端子とを接続し、前記第２の直流入力端子と前記直流電源の負出力端子とを接続し、前記各チョッパ回路の前記直流出力端子と前記負荷の正入力端子とを接続し、前記直流電源の負出力端子と前記負荷の負入力端子とを接続する。【選択図】図１An object of the present invention is to suppress an increase in current capacity of a circuit conductor serving as a current feedback path in each chopper circuit in a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel. In a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel between a DC power source and a load, each of the chopper circuits includes a first DC input terminal, a second DC input terminal, and 1 Two DC output terminals, the first DC input terminal of each chopper circuit and the positive output terminal of the DC power supply are connected, and the second DC input terminal and the negative output terminal of the DC power supply are connected. Then, the DC output terminal of each chopper circuit and the positive input terminal of the load are connected, and the negative output terminal of the DC power supply and the negative input terminal of the load are connected. [Selection] Figure 1
Description
この発明は、直流電源と負荷の間に複数の並列に接続されたチョッパ回路により直流電源から直流電力を、その電圧を昇圧または降圧して負荷に供給するようにした直流電力変換装置に関する。 The present invention relates to a DC power conversion apparatus that supplies DC power from a DC power supply to a load by stepping up or down the voltage by a plurality of chopper circuits connected in parallel between the DC power supply and a load.
例えば、太陽光により発電する太陽光発電パネルで構成された直流電源から負荷へ供給する直流電力の電圧を変換するため、チョッパ回路で構成された直流電力変換装置が用いられる。 For example, a DC power converter configured with a chopper circuit is used to convert the voltage of DC power supplied to a load from a DC power source configured with a photovoltaic power generation panel that generates power using sunlight.
チョッパ回路を構成する半導体スイッチ素子は容量が制限されているため、大電力の直流電力を変換する場合は、特許文献１に示されるようにチョッパ回路を複数並列接続して使用する。
Since the capacity of the semiconductor switch elements constituting the chopper circuit is limited, when converting a large amount of DC power, a plurality of chopper circuits are connected in parallel as shown in
図７は、このようにチョッパ回路を複数並列接続して構成した直流電力変換装置の従来例を示すものである。 FIG. 7 shows a conventional example of a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel as described above.
図７において、ＤＰは、例えば、太陽光発電パネルＳＰで構成された直流電源、ＬＤは、この電源から直流電力の供給される負荷装置である。Ｒは、交流の電力系統に連系する連系インバータ等を含む交流負荷である。ＣＨ１〜ＣＨ３は、直流電源ＤＰと負荷ＬＤとの間に並列接続された複数のチョッパ回路である。 In FIG. 7, DP is, for example, a DC power source constituted by a solar power generation panel SP, and LD is a load device to which DC power is supplied from this power source. R is an AC load including a connected inverter connected to an AC power system. CH1 to CH3 are a plurality of chopper circuits connected in parallel between the DC power source DP and the load LD.
チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３は、ここでは昇圧チョッパを構成している。各チョッパ回路ＣＨ(１〜３)の正、負入力端子Ｐｉ（１〜３）、Ｎｉ（１〜３）間に、リアクトルＬ（１〜３）とＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴやトランジスタ等からなる半導体スイッチ素子Ｔ（１〜３）の直列回路を接続し、このリアクトルＬと半導体スイッチ素子Ｔの接続点と正出力端子Ｐｏ（１〜３）との間に、ダイオードＤ（１〜３）を出力端に向けて通流する極性にして接続する。また、各チョッパ回路の負入力端Ｎｉと負出力端Ｎｏとは互いに接続する。 Here, the chopper circuits CH1 to CH3 constitute a step-up chopper. A semiconductor switching element comprising a reactor L (1-3) and a MOSFET, IGBT, transistor or the like between the positive and negative input terminals Pi (1-3) and Ni (1-3) of each chopper circuit CH (1-3). A series circuit of T (1-3) is connected, and a diode D (1-3) is connected to the output terminal between the connection point of the reactor L and the semiconductor switch element T and the positive output terminal Po (1-3). Connect with the polarity to flow toward. Further, the negative input end Ni and the negative output end No of each chopper circuit are connected to each other.
このような各チョッパ回路ＣＨ（１〜３）は、その正、負入力端子Ｐｉ（１〜３）、Ｎｉ（１〜３）を、それぞれ直流電源ＤＰの正、負出力端子Ｐａ、Ｎａに並列に接続し、正、負出力端子Ｐｏ（１〜３）、Ｎｏ（１〜３）を、負荷装置ＬＤの正、負入力端子Ｐｂ，Ｎｂに並列に接続して直流電力変換装置ＤＰＣを構成する。 Each such chopper circuit CH (1-3) has its positive and negative input terminals Pi (1-3) and Ni (1-3) in parallel with the positive and negative output terminals Pa and Na of the DC power supply DP, respectively. Are connected to the positive and negative output terminals Po (1-3) and No (1-3) in parallel to the positive and negative input terminals Pb, Nb of the load device LD to constitute a DC power converter DPC. .
負荷装置ＬＤの入力端に平滑コンデンサＳＣが接続され、かつ、負荷装置ＬＤの入力電圧、すなわち直流電力変換装置の出力電圧Ｖｏを検出するための電圧検出器ＶＤが接続される。直流電源の正出力端子Ｐａと各チョッパ回路の正入力端子Ｐｉ（１〜３）を接続する線路中に各チョッパ回路の入力電流Ｉ（１〜３）を検出するためにそれぞれ電流検出器ＩＤ（１〜３）が挿入される。 A smoothing capacitor SC is connected to the input terminal of the load device LD, and a voltage detector VD for detecting the input voltage of the load device LD, that is, the output voltage Vo of the DC power converter. In order to detect the input current I (1-3) of each chopper circuit in the line connecting the positive output terminal Pa of the DC power source and the positive input terminal Pi (1-3) of each chopper circuit, current detector ID ( 1-3) are inserted.
制御回路ＣＮは、電圧検出器ＶＤによって検出される直流電力変換装置の出力電圧Ｖｏが所定の設定電圧ＶｓになるようにＰＷＭ制御信号ＧＣ（１〜３）を形成し、これによりチョッパ回路ＣＨ１〜３の導通を制御する。 The control circuit CN forms the PWM control signal GC (1-3) so that the output voltage Vo of the DC power converter detected by the voltage detector VD becomes a predetermined set voltage Vs, and thereby the chopper circuits CH1 to CH1. 3 conduction is controlled.
このような直流電力変換装置は、直流電源ＤＰから負荷装置ＬＤへ供給される電流を複数の比較的小容量のチョッパ回路が分担することによる大きな直流電力を負担することができる。しかし、各チョッパ回路は、構成する素子（リアクトル、トランジスタ、ダイオードなど）の特性の不一致や、回路内のインピーダンスの相違により、各チョッパに流れる電流が均等にならない。この場合、回路インピーダンスの小さいチョッパ回路は、これに電流が偏って流れるため大電流になり、構成素子の破壊や劣化が生じる。 Such a DC power converter can bear large DC power due to a plurality of relatively small-capacity chopper circuits sharing the current supplied from the DC power source DP to the load device LD. However, in each chopper circuit, currents flowing through the choppers are not equalized due to mismatch in characteristics of constituent elements (reactors, transistors, diodes, etc.) and differences in impedance in the circuit. In this case, the chopper circuit having a small circuit impedance has a large current because the current flows in a biased manner, and the constituent elements are destroyed or deteriorated.
これを抑制するために、各チョッパ回路に流れる電流が均等になるように、チョッパ回路を制御することがすでに行われている。すなわち、例えば、特許文献１では、複数の並列接続されたチョッパ回路の入力電流のアンバランスを検出し、この入力電流のアンバランスに応じて、各チョッパ回路のスイッチング制御信号を調整することにより、各チョッパ回路に流れる電流が等しくなるように制御することが行われている。
In order to suppress this, the chopper circuits have already been controlled so that the currents flowing through the chopper circuits are equal. That is, for example, in
しかしながら、このように並列接続された複数のチョッパ回路の電流のアンバランスを抑制するように構成された直流電力変換装置においても、次のような各チョッパ回路の動作上の問題がある。 However, even in the DC power converter configured to suppress current imbalance of a plurality of chopper circuits connected in parallel as described above, there are problems in the operation of the following chopper circuits.
すなわち、図７の各チョッパ回路ＣＨには、チョッパ回路ＣＨ１にだけに示すが、半導体スイッチ素子Ｔ１がターンオン(導通)しているときは、実線矢印で示すように直流電源ＤＰ（Ｐａ）‐リアクトルＬ１‐半導体スイッチ素子Ｔ１‐直流電源ＤＰ（Ｎａ）の経路でターンオン電流ＩＡが流れる。そして、半導体スイッチ素子Ｔ１がターンオフ(不導通)すると、一点鎖線で示すように、直流電源ＤＰ（Ｐａ）‐リアクトルＬ１‐ダイオードＤ１‐平滑コンデンサＳＣ‐直流電源ＤＰ（Ｎａ）の経路でターンオフ電流ＩＢが流れる。 That is, each chopper circuit CH in FIG. 7 is shown only in the chopper circuit CH1, but when the semiconductor switch element T1 is turned on (conducted), the DC power source DP (Pa) -reactor as shown by the solid line arrow. A turn-on current IA flows through a path of L1-semiconductor switch element T1-DC power supply DP (Na). Then, when the semiconductor switch element T1 is turned off (non-conducting), as indicated by a one-dot chain line, a turn-off current IB is passed through a path of DC power supply DP (Pa) -reactor L1-diode D1-smoothing capacitor SC-DC power supply DP (Na). Flows.
半導体スイッチ素子Ｔ１が導通しているとき流れるターンオン電流ＩＡは半導体スイッチ素子Ｔ１を通して流れるため、制御可能であるが、ターンオフ電流ＩＢは、半導体スイッチ素子Ｔ１を通らないため、電流検出器を設けたとしてもこれを制御することができず、ターンオフ電流ＩＢの流れる経路の回路定数によって決まる電流となる。 Since the turn-on current IA that flows when the semiconductor switch element T1 is conductive flows through the semiconductor switch element T1, it can be controlled. However, since the turn-off current IB does not pass through the semiconductor switch element T1, a current detector is provided. However, this cannot be controlled, and the current is determined by the circuit constant of the path through which the turn-off current IB flows.
このため、負荷装置ＬＤにおいて短絡事故が生じた場合、短絡電流を遮断するまでの間は、短絡電流の負荷の負入力端子Ｎｂから直流電源ＤＰの負出力端子Ｎａに帰る電流は、どのチョッパ回路の帰還路を通流するかはそれぞれのインピーダンスに左右されることになる。このため、各チョッパ回路を通して電源側へ帰還する電流は、均一とならず、不均一となる。したがって、各チョッパ回路の帰還路となる回路導体は、予めこのことを想定して決められる電流分担率を加味して大きめの電流容量の導体を使用するので、チョッパ回路を構成するプリント基板の回路導体を必要以上に大きくなる。プリント基板の回路導体の電流容量には制限があるので、場合によっては、実際に必要な電流容量を確保することができないことがある。 For this reason, when a short circuit accident occurs in the load device LD, the current returned from the negative input terminal Nb of the load of the short circuit current to the negative output terminal Na of the DC power supply DP is which chopper circuit until the short circuit current is interrupted. Whether the current flows through the return path depends on the impedance. For this reason, the current fed back to the power supply side through each chopper circuit is not uniform and non-uniform. Therefore, the circuit conductor that becomes the feedback path of each chopper circuit uses a conductor with a larger current capacity in consideration of the current sharing ratio determined in advance, and therefore the circuit of the printed circuit board that constitutes the chopper circuit. The conductor becomes larger than necessary. Since the current capacity of the circuit conductor of the printed circuit board is limited, in some cases, the actually required current capacity may not be ensured.
この発明は、複数のチョッパ回路を並列接続して構成された直流電力変換装置における各チョッパ回路におけるこのような問題に解消するため、特にプリント基板に搭載してユニット化する際に、チョッパ回路内の電流の帰還路となる回路導体の電流容量の増大を抑えることのできる流電力変換装置を提供することを課題とするものである。 In order to solve such a problem in each chopper circuit in a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel, the present invention is particularly suitable when mounted on a printed circuit board and unitized. It is an object of the present invention to provide a flow power converter capable of suppressing an increase in the current capacity of a circuit conductor serving as a current feedback path.
このような課題を解決するために、この発明は、直流電源と負荷との間に複数のチョッパ回路を並列接続して構成した直流電力変換装置において、
前記直流電源は、前記負荷の定格電圧を含む範囲で出力電圧が変動する太陽電池を含み、
前記各チョッパ回路は、第１の直流入力端子および第２の直流入力端子と１つの直流出力端子を備え、前記各チョッパ回路の前記第１の直流入力端子と前記直流電源の正出力端子とを接続し、前記第２の直流入力端子と前記直流電源の負出力端子とを接続し、前記各チョッパ回路の前記直流出力端子と前記負荷の正入力端子とを接続し、前記直流電源の負出力端子と前記負荷の負入力端子とを前記チョッパ回路の外部の導体で接続して構成されており、
さらに、前記各チョッパ回路は、前記直流電源の電圧が前記負荷の定格電圧よりも低いときは、前記負荷へ供給する電圧を前記定格電圧に維持するように動作し、前記直流電源の電圧が前記定格電圧より高いときは、その動作を停止する
ことを特徴とするものである(請求項１の発明)。
In order to solve such a problem, the present invention provides a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel between a DC power supply and a load.
The DC power source includes a solar cell whose output voltage varies within a range including the rated voltage of the load ,
Each chopper circuit includes a first DC input terminal, a second DC input terminal, and one DC output terminal. The first DC input terminal of each chopper circuit and the positive output terminal of the DC power supply are connected to each other. Connecting, connecting the second DC input terminal and the negative output terminal of the DC power supply, connecting the DC output terminal of each chopper circuit and the positive input terminal of the load, and negative output of the DC power supply The terminal and the negative input terminal of the load are connected by an external conductor of the chopper circuit,
Further, each chopper circuit operates to maintain the voltage supplied to the load at the rated voltage when the voltage of the DC power supply is lower than the rated voltage of the load, and the voltage of the DC power supply is When the voltage is higher than the rated voltage, the operation is stopped (invention of claim 1).
この請求項１の発明において、前記チョッパ回路は、リアクトルと半導体スイッチ素子と第１のダイオードとを含み、前記半導体スイッチ素子とダイオードの少なくとも一方をプリント基板に実装することができる(請求項２の発明)。 In the first aspect of the invention, the chopper circuit includes a reactor, a semiconductor switch element, and a first diode, and at least one of the semiconductor switch element and the diode can be mounted on a printed circuit board. invention).
また、請求項２の発明において、前記チョッパ回路は、前記半導体スイッチ素子と前記第１のダイオードとを１つのパッケージに収めた半導体モジュールで構成し、この半導体モジュールをプリント基板に実装するようにしてもよい(請求項３の発明)。 According to a second aspect of the present invention, the chopper circuit includes a semiconductor module in which the semiconductor switch element and the first diode are housed in one package, and the semiconductor module is mounted on a printed board. (Invention of claim 3).
請求項３の発明おいて、前記の半導体モジュールは直方形状をなし、上面に外部回路と接続するための接続端子を備え、下面に前記半導体スイッチ素子および第１のダイオードで発生した熱を冷却体に伝導するための伝熱面を備える構成とすることができる(請求項４の発明)。
4. The semiconductor module according to
請求項１〜４の何れかの発明において、前記複数のチョッパ回路の半導体スイッチ素子は、異なる位相でスイッチング動作するようにしてもよい（請求項５の発明）。
In any one of
さらに、請求項１〜５の何れかの発明において、前記半導体スイッチ素子と前記第１のダイオードの何れか一方を、炭化ケイ素、窒化ガリウムもしくはダイヤモンドを主材料とするワイドバンドギャップ半導体素子としてもよい（請求項６の発明）。
Furthermore, in the invention according to any one of
また、前記の請求項１〜６の何れかの発明においては、前記直流電源の正出力端子と前記負荷の正入力端子とを第２のダイオードを介して接続することができる(請求項７の発明)。
In the invention according to any one of
さらに請求項７の発明において、前記第２のダイオードの順電圧は、前記直流電源の正出力端子と前記負荷の正入力端子の間に並列に接続される各チョッパ回路の第１のダイオードの順電圧より低くするのがよい(請求項８の発明)。
In addition the invention of claim 7, wherein the forward voltage of the second diode, the first diode of each chopper circuits connected in parallel between the positive input terminal of the load and the positive output terminal of the pre Kijika flow power The forward voltage is preferably lower than the forward voltage (the invention of claim 8).
さらに、請求項２〜４の何れかの発明おいて、前記チョッパ回路を実装した前記プリント基板の回路パターン導体に冷却体を熱的に結合して、プリント基板を冷却するようにしてもよい(請求項９の発明)。
Furthermore, in the invention according to any one of
この発明によれば、直流電源と負荷との間に、複数のチョッパ回路を並列接続して構成した直流電力変換装置において、各チョッパ回路の正入力端子および負入力端子をそれぞれ前記直流電源の正出力端子および負出力端子に並列に接続し、各チョッパ回路の正出力端子を前記負荷の正入力端子に並列に接続し、前記負荷の負入力端子と前記直流電源の負出力端子とを外部の導体で接続することにより、前記複数の各チョッパ回路のターンオフ時に負荷を通して電源側へ帰還する電流が全てこの外部の導体を通流するので、各チョッパ回路の負入力端子から直流電源の負出力端子間を接続する電路には、各チョッパ回路のターンオン時の電流だけが通流する。このため、各チョッパ回路の負入力端子から直流電源の負出力端子間を接続する電路となる導体の電流容量を低減することができる。また、チョッパ回路をプリント基板に実装して構成した場合は、プリント基板の導電パターンの電流容量を低減することができる。 According to the present invention, in a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel between a DC power supply and a load, the positive input terminal and the negative input terminal of each chopper circuit are respectively connected to the positive power supply of the DC power supply. The output terminal and the negative output terminal are connected in parallel, the positive output terminal of each chopper circuit is connected in parallel to the positive input terminal of the load, and the negative input terminal of the load and the negative output terminal of the DC power supply are externally connected. By connecting with a conductor, all the current returning to the power supply side through the load at the time of turn-off of each of the plurality of chopper circuits flows through this external conductor, so the negative output terminal of the DC power supply from the negative input terminal of each chopper circuit Only the current at the time of turn-on of each chopper circuit flows through the electric circuit connecting them. For this reason, it is possible to reduce the current capacity of a conductor that becomes an electric circuit connecting the negative input terminal of each chopper circuit to the negative output terminal of the DC power supply. Further, when the chopper circuit is mounted on the printed board, the current capacity of the conductive pattern of the printed board can be reduced.
この発明の実施の形態を図に示す実施例について説明する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the embodiments shown in the drawings.
図１および図２に、この発明の第１の実施例を示す。図１はこの発明の直流電力変換装置の主回路の構成を示す回路構成図、図２にはこの発明に使用する制御回路の構成を示す回路構成図である。 1 and 2 show a first embodiment of the present invention. FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a configuration of a main circuit of a DC power converter of the present invention, and FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a configuration of a control circuit used in the present invention.
図１および図２において、ＤＰは、例えば、太陽光発電パネルＳＰ等で構成された出力電圧の変動する直流電源、ＬＤは、この電源から直流電力の供給される負荷である。負荷ＬＤ内の負荷装置Ｒは、例えば、直流電流を交流電力に変換して交流電力系統に供給する連系用インバータで構成する。ＤＰＣは、直流電源ＤＰと負荷ＬＤとの間に並列接続された複数(ここでは３個を例示)のチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３により構成された直流電力変換装置である。 In FIG. 1 and FIG. 2, DP is, for example, a direct-current power supply having a varying output voltage, which is configured by a photovoltaic power generation panel SP or the like, and LD is a load supplied with direct-current power from this power supply. The load device R in the load LD is constituted by, for example, an interconnection inverter that converts a direct current into alternating current power and supplies the alternating current power to the alternating current power system. The DPC is a DC power conversion device configured by a plurality of (here, three examples) chopper circuits CH1 to CH3 connected in parallel between a DC power source DP and a load LD.
チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３は、ここでは入力電圧より高い電圧を出力することの可能な昇圧チョッパを構成している。各チョッパ回路の正入力端子Ｐｉ（１〜３）と負入力端子Ｎｉ（１〜３）との間にリアクトルＬ（１〜３）とＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチ素子Ｔ（１〜３）との直列回路を接続し、このリアクトルＬと半導体スイッチ素子Ｔの接続点と正出力端子Ｐｏ（１〜３）との間に出力端子に向けて通流する極性でダイオードＤ（１〜３）を接続する。また、各チョッパ回路の負入力端Ｎｉ（１〜３）負出力端Ｎｏ（１〜３）とは互いに接続するが、この負出力端子Ｎｏ（１〜３）は省くこともできる。 Here, the chopper circuits CH1 to CH3 constitute a boost chopper capable of outputting a voltage higher than the input voltage. A semiconductor switch element T (1-3) comprising a reactor L (1-3) and a MOSFET, IGBT or the like between a positive input terminal Pi (1-3) and a negative input terminal Ni (1-3) of each chopper circuit. And a diode D (1-3) with a polarity flowing toward the output terminal between the connection point of the reactor L and the semiconductor switch element T and the positive output terminal Po (1-3). Connect. The negative input terminals Ni (1-3) and negative output terminals No (1-3) of each chopper circuit are connected to each other, but the negative output terminals No (1-3) can be omitted.
このように構成された各チョッパ回路ＣＨ（１〜３）は、正、負入力端子Ｐｉ（１〜３）、Ｎｉ（１〜３）を、それぞれ直流電源ＤＰの正、負出力端子Ｐａ、Ｎａに並列に接続し、正出力端子Ｐｏ（１〜３）を、負荷ＬＤの正力端子Ｐｂに並列に接続する。そして、負荷ＬＤの負入力端子Ｎｂと直流電源ＤＰの負出力端子Ｎａとを外部の導体ＲＣにより接続して、各チョッパ回路に共通の帰還路を構成する。 Each chopper circuit CH (1-3) configured in this way has positive and negative input terminals Pi (1-3) and Ni (1-3) connected to the positive and negative output terminals Pa and Na of the DC power supply DP, respectively. Are connected in parallel, and the positive output terminal Po (1-3) is connected in parallel to the positive force terminal Pb of the load LD. Then, the negative input terminal Nb of the load LD and the negative output terminal Na of the DC power source DP are connected by an external conductor RC to constitute a common feedback path for each chopper circuit.
負荷ＬＤの正、負入力端子間には、平滑コンデンサＳＣと負荷ＬＤの入力電圧、すなわち直流電力変換装置ＤＰＣの出力電圧Ｖｏを検出するための電圧検出器ＶＤを接続する。直流電源ＤＰの正出力端子Ｐａと各チョッパ回路の正入力端子Ｐｉ（１〜３）とを接続する線路中に各チョッパ回路の入力電流Ｉ(１〜３)を検出するための電流検出器ＩＤ（１〜３）をそれぞれ挿入する。 Between the positive and negative input terminals of the load LD, a voltage detector VD for detecting the input voltage of the smoothing capacitor SC and the load LD, that is, the output voltage Vo of the DC power converter DPC is connected. A current detector ID for detecting the input current I (1-3) of each chopper circuit in a line connecting the positive output terminal Pa of the DC power source DP and the positive input terminal Pi (1-3) of each chopper circuit. (1-3) are inserted respectively.
制御回路ＣＮは、予め、負荷ＬＤの定格電圧が設定出力電圧Ｖｓとして設定された出力電圧設定器ＣＮ２を備える。制御回路ＣＮは、また、この設定出力電圧Ｖｓに対する電圧検出器ＶＤによって検出される直流電力変換装置の出力電圧Ｖｏの偏差を求め、この偏差に対応した電圧指令信号ＶＩを生成する電圧指令信号生成手段ＣＮ１を備える。平均電流算出手段ＣＮ３は、電流検出器ＩＤ１〜ＩＤ３から入力されたたチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３の入力電流Ｉ１〜Ｉ３の平均値ＩAVを求め電圧補正信号生成手段ＣＮ４１〜ＣＮ４３の一方の入力に加える。電圧補正信号生成手段ＣＮ４１〜ＣＮ４３は、他方の入力にそれぞれ電流検出器ＩＤ１〜ＩＤ３で検出されたチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３の入力電流Ｉ１〜Ｉ３が加えられ、平均電流ＩAVに対する入力電流Ｉ１〜Ｉ３の偏差を求め、この偏差に対応した電圧補正信号Ｖｃ１〜Ｖｃ３を生成する。 The control circuit CN includes an output voltage setting unit CN2 in which the rated voltage of the load LD is set as the set output voltage Vs in advance. The control circuit CN also obtains a deviation of the output voltage Vo of the DC power converter detected by the voltage detector VD from the set output voltage Vs and generates a voltage command signal VI corresponding to this deviation. Means CN1 is provided. The average current calculation means CN3 obtains an average value I AV of the input currents I1 to I3 of the chopper circuits CH1 to CH3 inputted from the current detectors ID1 to ID3, and adds it to one input of the voltage correction signal generation means CN41 to CN43. . Voltage correction signal generating means CN41~CN43 the input current I1~I3 of the chopper circuit CH1~CH3 each to the other input is detected by the current detector ID1~ID3 is applied, the input to the average current I AV current I1~I3 And the voltage correction signals Vc1 to Vc3 corresponding to the deviation are generated.
電圧指令信号補正手段ＣＮ５１〜ＣＮ５３には、それぞれ電圧指令信号生成手段ＣＮ１で生成された電圧指令信号ＶＩと各電圧補正信号生成手段ＣＮ４１〜ＣＮ４３で生成された電圧補正信号Ｖｃ１〜Ｖｃ３が入力され、それぞれにおいて電圧指令信号ＶＩと電圧補正信号Ｖｃ（１〜３）を加算して、補正電圧指令信号ＶＣ１〜ＶＣ３を生成し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号形成手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３に入力する。 The voltage command signal correction means CN51 to CN53 are supplied with the voltage command signal VI generated by the voltage command signal generation means CN1 and the voltage correction signals Vc1 to Vc3 generated by the voltage correction signal generation means CN41 to CN43, respectively. In each of them, the voltage command signal VI and the voltage correction signal Vc (1 to 3) are added to generate correction voltage command signals VC1 to VC3, which are inputted to PWM (Pulse Width Modulation) control signal forming means CN61 to CN63.
ＰＷＭ制御信号形成手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３は、入力され補正電圧指令信号ＶＣ１〜ＶＣ３に対応してパルス幅変調されたパルス制御信号ＰＣ１〜ＰＣ３を形成し、それぞれチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３のゲート制御入力端子Ｇ１〜Ｇ３に入力し、チョッパ回路の導通を制御する。 The PWM control signal forming means CN61 to CN63 form pulse control signals PC1 to PC3 that are pulse width modulated in response to the input correction voltage command signals VC1 to VC3, and gate control input terminals G1 of the chopper circuits CH1 to CH3, respectively. ˜G3 is input to control the conduction of the chopper circuit.
このように構成されている直流電力変換装置ＤＰＣにおいては、制御回路ＣＮにより、負荷ＬＤに加える出力電圧Ｖｏが出力電圧設定器ＣＮ２に設定された設定出力電圧Ｖｓと一致するように直流電力変換装置ＤＰＣを構成する複数のチョッパ回路の半導体スイッチ素子Ｔ(１〜３)の導通が制御されるので負荷ＬＤに加わる電圧Ｖｏが設定された一定の出力電圧Ｖｓに保たれるようになる。 In the DC power converter DPC configured as described above, the DC power converter is configured so that the output voltage Vo applied to the load LD by the control circuit CN matches the set output voltage Vs set in the output voltage setting unit CN2. Since the conduction of the semiconductor switch elements T (1 to 3) of the plurality of chopper circuits constituting the DPC is controlled, the voltage Vo applied to the load LD is kept at the set constant output voltage Vs.
このとき、各チョッパ回路を構成する回路素子の特性や、回路インピーダンスの相違により、各チョッパ回路に流れる半導体スイッチ素子Ｔのターンオン(導通)時に流れるターンオン電流ＩＡ１〜ＩＡ３(図１の実線矢印参照)およびターンオフ(不導通)時に流れるターンオフ電流ＩＢ１〜ＩＢ３（図１の一点鎖線矢印参照）が不均等となり、各チョッパ回路の電流Ｉ１〜Ｉ３にアンバランスが生じることがある。このように各チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３に流れる電流Ｉ１〜Ｉ３にアンバランスが生じた場合は、制御回路ＣＮにおいて、電圧補正信号生成手段ＣＮ４１〜ＣＮ４１により全チョッパ回路の平均電流ＩAVに対する各チョッパ回路電流の偏差に対応する電圧補正信号Ｖｃ１〜Ｖｃ３を生成し、この信号により電圧指令信号補正手段ＣＮ５１〜ＣＮ５３で出力電圧Ｖｏの設定電圧Ｖｓに対する偏差に応じて生成された電圧指令信号ＶＩを補正する。電圧指令信号補正手段ＣＮ５１〜ＣＮ５３で補正された電圧指令信号ＶＣ１〜ＶＣ３により、ＰＷＭ制御信号回生手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３を介して各チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３の導通を制御する。これにより、各チョッパ回路に流れる電流にアンバランスが生じても、各チョッパ回路においてそれぞれのアンバランス分の電流が補正され、各チョッパ回路に流れる電流が均一にされる。これにより複数のチョッパ回路の１つだけに大きな電流が偏って流れることがなくなるので、チョッパ回路の構成素子、特に半導体スイッチ素子ＴおよびダイオードＤが過電流によって焼損したり、寿命低下を招いたりすることがなくなる。
At this time, the turn-on currents IA1 to IA3 that flow when the semiconductor switch element T that flows in each chopper circuit is turned on (conduction) due to the characteristics of the circuit elements constituting each chopper circuit and the difference in circuit impedance (see solid arrows in FIG. 1). In addition, turn-off currents IB1 to IB3 (see the one-dot chain line arrows in FIG. 1) that flow during turn-off (non-conduction) may become unequal, and unbalance may occur in the currents I1 to I3 of each chopper circuit. If the imbalance occurs in current I1~I3 flowing thus into the
この発明おいては、さらに、各チョッパ回路の負荷側から電源側に電流の帰還する帰還路が、負荷ＬＤの負入力端子Ｎｂと直流電源ＤＰの負出力端子Ｎａを接続する外部の帰還路導体ＲＣにより共通に形成されている。 In the present invention, the feedback path for returning current from the load side to the power supply side of each chopper circuit is an external feedback path conductor connecting the negative input terminal Nb of the load LD and the negative output terminal Na of the DC power supply DP. Commonly formed by RC.
このように構成すると、各チョッパ回路の負入力端子Ｎｉ(１〜３)と直流電源ＤＰの負出力端Ｎａを接続する回路には、チョッパ回路の半導体スイッチ素子のターンオン時のターンオン電流ＩＡのみが流れ、ターンオフ時のターンオフ電流ＩＢは共通の帰還路導体ＲＣに流れるので、各チョッパ回路の負入力端子Ｎｉ(１〜３)と直流電源ＤＰの負出力端Ｎａを接続する回路導体の電流許容量を低減することができる。 With this configuration, only the turn-on current IA when the semiconductor switch element of the chopper circuit is turned on is connected to the circuit connecting the negative input terminals Ni (1 to 3) of each chopper circuit and the negative output terminal Na of the DC power source DP. Since the turn-off current IB at the time of turn-off flows to the common feedback path conductor RC, the current allowable amount of the circuit conductor connecting the negative input terminal Ni (1-3) of each chopper circuit and the negative output terminal Na of the DC power supply DP Can be reduced.
また、各チョッパ回路における内部インピーダンスによって大きさの左右される負荷側から直流電源側に帰還するターンオフ電流ＩＢが各チョッパ回路の外部に設けた帰還路導体ＲＣを共通に流すことができる。この結果、帰還路導体ＲＣのインピーダンスは各チョッパ回路に対して均等となるため、各チョッパ回路に流れるターンオン電流ＩＢのアンバランスを低減することが可能となる。 In addition, the turn-off current IB that returns from the load side, which is affected by the internal impedance in each chopper circuit, to the DC power supply side can flow in common through the return path conductor RC provided outside each chopper circuit. As a result, since the impedance of the feedback path conductor RC is equal to each chopper circuit, it is possible to reduce the unbalance of the turn-on current IB flowing through each chopper circuit.
また、この帰還路導体ＲＣは、複数のチョッパ回路に共通になるため、複数のチョッパ回路電流容量を合計した電流容量に対応する電流容量とする必要があるが、各チョッパ回路の外部に別に設けるので、導体の種類の選択が自由にできるので、電流容量に応じて電流容量の大きなバー状導体を選択したり、電流容量の小さな通常の電線を選択したりすることにより電流容量の増減に容易に対応することができる。そして、各チョッパ回路の負荷側で、短絡事故が生じた場合、共通の帰還回路導体ＲＣを電流耐量の大きなバー状導体で構成することにより、この導体ＲＣに大きな短絡電電流を流すことができ、各チョッパ回路内の負入力端子Ｎｉ(１〜３)と負出力端子Ｎｏ(１〜３)を接続する導体には流さないで済むようになる。このため、各チョッパ回路内の回路導体の電流容量を比較的小容量とすることができる。さらに、各チョッパ回路負出力端子Ｎｏ(１〜３)は省略可能となるので、チョッパ回路のコストを低減することができる。 In addition, since this feedback path conductor RC is common to a plurality of chopper circuits, it is necessary to make the current capacity corresponding to the total current capacity of the plurality of chopper circuit current capacities, but provided separately outside each chopper circuit. Therefore, since the type of conductor can be freely selected, it is easy to increase or decrease the current capacity by selecting a bar conductor with a large current capacity according to the current capacity or by selecting a normal wire with a small current capacity. It can correspond to. When a short-circuit accident occurs on the load side of each chopper circuit, a large short-circuit current can be passed through the conductor RC by configuring the common feedback circuit conductor RC with a bar-shaped conductor having a large current resistance. Thus, it is not necessary to flow through the conductors connecting the negative input terminals Ni (1-3) and the negative output terminals No (1-3) in each chopper circuit. For this reason, the current capacity of the circuit conductor in each chopper circuit can be made relatively small. Furthermore, since each chopper circuit negative output terminal No (1-3) can be omitted, the cost of the chopper circuit can be reduced.
前記のようにこの発明によれば、チョッパ回路内の導体の電流容量を小さく抑えることができるので、チョッパ回路を、プリント回路導体の電流容量の制限がされているプリント基板へ搭載することが容易となり、ユニット化またはモジュール化を促進することができる。 As described above, according to the present invention, the current capacity of the conductor in the chopper circuit can be kept small, so that the chopper circuit can be easily mounted on the printed circuit board in which the current capacity of the printed circuit conductor is limited. Thus, unitization or modularization can be promoted.
なお、この発明の直流電力変換装置おいては、複数のチョッパ回路ＣＨの導通制御を相互に位相をずらして多重に行うことができる。このように複数のチョッパ回路ＣＨの導通制御を位相をずらして多重に行うようにすると、直流電力変換装置の出力電圧のリプルを小さくすることができるので、平滑コンデンサＳＣの容量を低減することが可能となる。 In the DC power converter according to the present invention, the conduction control of the plurality of chopper circuits CH can be performed in multiple phases with mutually shifted phases. In this way, when the conduction control of the plurality of chopper circuits CH is performed in a multiplex manner by shifting the phase, the ripple of the output voltage of the DC power converter can be reduced, so that the capacity of the smoothing capacitor SC can be reduced. It becomes possible.
図３および図４にこの発明の第２の実施例を示す。図３は直流電力変換装置の主回路構成を示す回路構成図であり、図４はこの発明に使用する制御回路の回路構成図である。 3 and 4 show a second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a main circuit configuration of the DC power converter, and FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a control circuit used in the present invention.
直流電源ＤＰを太陽光発電パネルのように太陽光量や温度等により出力電圧が変動する発電要素で構成した場合は、直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄが、直流電力変換装置ＤＰＣの設定出力電圧Ｖｓより大きくなることがある。この第２の実施例は、このような状態になった場合に、チョッパ回路ＣＨを介することなく、直流電源ＤＰから直接負荷ＬＤへ給電可能にするものである。 When the DC power source DP is configured with a power generation element whose output voltage varies depending on the amount of sunlight, temperature, or the like, such as a solar power generation panel, the output voltage Vd of the DC power source DP is more than the set output voltage Vs of the DC power converter DPC May grow. In this second embodiment, in such a state, power can be directly supplied from the DC power source DP to the load LD without going through the chopper circuit CH.
この第２の実施例の主回路構成は、前記第１の実施例の主回路構成(図１)とは、直流電源ＤＰの正出力端子Ｐａと負荷ＬＤの正入力端子Ｐｂとを、バイパスダイオードＤ０を介してバイパス導体ＢＣで接続した点、および直流電源ＤＰの出力端子Ｐａ，Ｎａ間に直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄを検出する電圧検出器ＶＤｄを接続した点が異なるだけで、その他の構成は同じである。なお、バイパスダイオードＤ０は、各チョッパ回路のダイオードＤ（１〜３）より順電圧の低い特性のもの使用する。 The main circuit configuration of the second embodiment is different from the main circuit configuration (FIG. 1) of the first embodiment in that a positive output terminal Pa of the DC power source DP and a positive input terminal Pb of the load LD are connected to a bypass diode. Other configurations differ only in that the bypass conductor BC is connected via D0 and the voltage detector VDd for detecting the output voltage Vd of the DC power supply DP is connected between the output terminals Pa and Na of the DC power supply DP. Are the same. Note that the bypass diode D0 has a lower forward voltage than the diodes D (1 to 3) of each chopper circuit.
また、第２の実施例の制御回路は、電圧比較器ＣＮ７とゲート回路ＣＮ８１〜ＣＮ８３と設けた点が、前記第１の実施例の制御回路(図２)とは異なるだけである。電圧比較器ＣＮ７は、電圧検出器ＶＤｄで検出された直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄと直流電力変換装置の出力設定電圧Ｖｓとを比較し、出力電圧Ｖｄが出力設定電圧Ｖｓより小さい（Ｖｄ＜Ｖｓ）ときは、Ｌレベルの比較出力Ｃｏを発生し、出力電圧Ｖｄが出力設定電圧Ｖｓより大きく（Ｖｄ＞Ｖｓ）なると、Ｈレベルの比較出力Ｃｏを発生する。ＰＷＭ制御信号形成手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３の出力側に設けたゲート回路ＣＮ８１〜ＣＮ８３は、電圧比較器ＣＮ７から加わる比較出力ＣｏがＬレベルのときはゲートを開いてＰＷＭ制御信号形成手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３の出力信号ＧＣ１〜ＧＣ３を通過させるが、Ｈレベルとなるとゲートを閉じて出力信号ＧＣ１〜ＧＣ３の出力を遮断する動作をする。 The control circuit of the second embodiment is different from the control circuit (FIG. 2) of the first embodiment only in that a voltage comparator CN7 and gate circuits CN81 to CN83 are provided. The voltage comparator CN7 compares the output voltage Vd of the DC power source DP detected by the voltage detector VDd with the output set voltage Vs of the DC power converter, and the output voltage Vd is smaller than the output set voltage Vs (Vd <Vs ), An L-level comparison output Co is generated. When the output voltage Vd is larger than the output setting voltage Vs (Vd> Vs), an H-level comparison output Co is generated. The gate circuits CN81 to CN83 provided on the output side of the PWM control signal forming means CN61 to CN63 open the gate when the comparison output Co applied from the voltage comparator CN7 is at the L level, and outputs the PWM control signal forming means CN61 to CN63. The signals GC1 to GC3 are allowed to pass through, but when the signal becomes H level, the gate is closed and the output signals GC1 to GC3 are shut off.
したがって、直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄが、設定出力電圧Ｖｓより小さい通常の状態においては、制御回路ＣＮのゲート回路ＣＮ８１〜ＣＮ８３は、電圧比較回器ＣＮ７からＬレベルの出力信号Ｃｏが与えられてゲートが開かれている。このため、この状態では、直流電力変換装置ＤＰＣにおいて、並列に設けられた複数のチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３は、制御回路ＣＮからゲート回路Ｇ１〜Ｇ３に出力電圧Ｖｏが設定出力電圧Ｖｓになるように調節されたＰＷＭ制御信号ＧＣ１〜ＧＣ３が与えられることによりチョッパ動作を行う。これにより、直流電力変換装置は、直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄを昇圧して設定電圧Ｖｓに一定に保たれた出力電圧Ｖｏを負荷ＬＤに出力する。この中で、チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３の電流調整動作も行われ、各チョッパ回路の電流Ｉ１〜Ｉ３は均等に保たれる。各チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３から負荷ＬＤへ供給され、負荷ＬＤから直流電源ＤＰへ帰還する電流は、共通の帰還路導体ＲＣを通って直流電源へ戻る。 Therefore, in a normal state where the output voltage Vd of the DC power supply DP is smaller than the set output voltage Vs, the gate circuits CN81 to CN83 of the control circuit CN are supplied with the L level output signal Co from the voltage comparator CN7. The gate is open. Therefore, in this state, in the DC power converter DPC, the plurality of chopper circuits CH1 to CH3 provided in parallel are set so that the output voltage Vo becomes the set output voltage Vs from the control circuit CN to the gate circuits G1 to G3. A chopper operation is performed by applying the adjusted PWM control signals GC1 to GC3. As a result, the DC power converter boosts the output voltage Vd of the DC power source DP and outputs the output voltage Vo maintained at the set voltage Vs to the load LD. Among them, the current adjustment operation of the chopper circuits CH1 to CH3 is also performed, and the currents I1 to I3 of the chopper circuits are kept equal. The current supplied from each chopper circuit CH1 to CH3 to the load LD and returning from the load LD to the DC power source DP returns to the DC power source through the common feedback path conductor RC.
このとき、バイパス回路導体ＢＣは、これに挿入されたバイパスダイオードＤＢは、直流電源出力電圧Ｖｄが負荷ＬＤの入力電圧Ｖｏより小さいので不導通となっているため、このバイパス回路導体ＢＣを通して流れるバイパス電流は阻止される。 At this time, the bypass circuit conductor BC is turned off because the bypass diode DB inserted therein is not conductive because the DC power supply output voltage Vd is smaller than the input voltage Vo of the load LD. Current is blocked.
直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄが、設定出力電圧Ｖｓより大きくなると、図４の制御回路ＣＮの電圧比較器ＣＮ７からゲート回路ＣＮ８１〜８３にＨレベルの出力信号Ｃｏが加わるため、ゲート回路ＣＮ８１〜８３のゲートが閉じられる。これにより、ＰＷＭ制御信号形成手段ＣＮ６１〜ＣＮ６３からチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３へ与えられるＰＷＭ制御信号ＧＣ１〜ＧＣ３が遮断される。このため、チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３はスイッチング動作を停止し、直流電力変換装置ＤＰＣの変換動作が停止される。 When the output voltage Vd of the DC power supply DP becomes higher than the set output voltage Vs, the H level output signal Co is applied to the gate circuits CN81 to 83 from the voltage comparator CN7 of the control circuit CN in FIG. The gate is closed. As a result, the PWM control signals GC1 to GC3 supplied from the PWM control signal forming means CN61 to CN63 to the chopper circuits CH1 to CH3 are cut off. For this reason, the chopper circuits CH1 to CH3 stop the switching operation, and the conversion operation of the DC power converter DPC is stopped.
このときは、直流電源の出力電圧Ｖｄが負荷ＬＤに入力される直流出力電圧Ｖｏより大きくなるので、バイパス回路中のバイパスダイオードＤ０が導通し、直流電源ＤＰからバイパス回路導体ＢＣを通して直接負荷ＬＤへ直流電力が供給される。 At this time, since the output voltage Vd of the DC power supply becomes larger than the DC output voltage Vo input to the load LD, the bypass diode D0 in the bypass circuit becomes conductive, and the DC power supply DP directly passes through the bypass circuit conductor BC to the load LD. DC power is supplied.
このように複数のチョッパ回路で構成された直流電力変換装置を介することなく、直接直流電源ＤＰから負荷ＬＤへ直流電力を供給するようにすると、直流電力変換装置の効率の影響がなくなるので、負荷への直流電力の供給効率を高くすることができる。 If the direct-current power is directly supplied from the direct-current power source DP to the load LD without going through the direct-current power converter composed of a plurality of chopper circuits in this way, the influence of the efficiency of the direct-current power converter is eliminated. The efficiency of supplying DC power to can be increased.
直流電源ＤＰの出力電圧Ｖｄが低下し、設定電圧Ｖｓより小さくなると、制御回路ＣＮから、再び、チョッパ回路ＣＨのゲート回路へのＰＷＭ制御信号ＧＣの供給が開始されるので、チョッパ回路ＣＨがこの制御信号ＧＣに応じたスイッチング動作を開始し、直流電力変換装置の電力変換動作が再開され、直流電源ＤＰから負荷ＬＤへの直流電力の供給が直流電力変換装置ＤＰＣを介して行われる。 When the output voltage Vd of the DC power supply DP decreases and becomes lower than the set voltage Vs, the supply of the PWM control signal GC to the gate circuit of the chopper circuit CH is started again from the control circuit CN. The switching operation according to the control signal GC is started, the power conversion operation of the DC power converter is resumed, and the DC power is supplied from the DC power source DP to the load LD via the DC power converter DPC.
図５および図６にこの発明における第３の実施例を示す。この実施例は、この発明おけるチョッパ回路をモジュール化した例を示すものである。図５の（ａ）は、この発明に従ってモジュール化したチョッパモジュールＣＭの外観構成を示す斜視図であり、（ｂ）は、その内部構成を示す縦断面図である。また、図６は、チョッパモジュールをプリント基板に搭載した際の冷却構造を示す縦断面図である。 5 and 6 show a third embodiment of the present invention. This embodiment shows an example in which the chopper circuit in the present invention is modularized. FIG. 5A is a perspective view showing the external configuration of the chopper module CM modularized according to the present invention, and FIG. 5B is a longitudinal sectional view showing the internal configuration. FIG. 6 is a longitudinal sectional view showing a cooling structure when the chopper module is mounted on a printed circuit board.
図５に示すように、チョッパモジュールＣＭは、放熱基板ＣＭ４上に接合した絶縁基板ＣＭ５上に導体パターンＣＭ６を形成し、この導体パターンＣＭ６上に図１に示すチョッパ回路ＣＨを構成する半導体スイッチ素子ＴとダイオードＤを結合し、これらを絶縁樹脂で形成した封止体ＣＭ１で封止して、全体が直方体状に構成される。チョッパモジュールＣＭの上面には、外部回路と接続を行うためにチョッパ回路の正、負入力端子Ｐｉ、Ｎｉ、正、負出力端子Ｐｏ、Ｎｏおよびゲート端子Ｇが形成され、下面には放熱基板ＣＭ４の一部が露出されている。さらに、チョッパモジュールＣＭの長手方向の両端部にモジュールをプリント回路板等に取付けるための取付孔ＣＭ２が設けられている。 As shown in FIG. 5, in the chopper module CM, a conductor pattern CM6 is formed on an insulating substrate CM5 bonded onto a heat dissipation substrate CM4, and the semiconductor switch element constituting the chopper circuit CH shown in FIG. 1 is formed on the conductor pattern CM6. T and the diode D are combined, and these are sealed with a sealing body CM1 formed of an insulating resin, so that the whole is configured in a rectangular parallelepiped shape. On the upper surface of the chopper module CM, positive and negative input terminals Pi and Ni, positive and negative output terminals Po and No, and a gate terminal G of the chopper circuit are formed in order to connect to an external circuit, and on the lower surface, a heat dissipation substrate CM4. A part of is exposed. Furthermore, attachment holes CM2 for attaching the module to a printed circuit board or the like are provided at both ends in the longitudinal direction of the chopper module CM.
なお、ここでは、チョッパ回路を構成するリアクトルＬが一体に封止されていないので、このチョッパモジュールＣＭの外側でリアクトルを接続することになるが、予め、半導体スイッチ素子ＴおよびダイオードＤと一体に封止するようすると、より取り扱いの利便性が向上する。 Here, since the reactor L constituting the chopper circuit is not integrally sealed, the reactor is connected to the outside of the chopper module CM. However, the semiconductor switch element T and the diode D are integrated in advance. When sealed, the convenience of handling is further improved.
このようなチョッパモジュールＣＭを複数並列接続して図１に示すような直流電力変換装置を構成する際に、チョッパモジュールＣＭを１つのプリント基板に搭載して相互の接続を行うようにすると、直変電力換装置の組み立てが簡易となり、製造コストの低減することができる。 When a DC power converter as shown in FIG. 1 is configured by connecting a plurality of such chopper modules CM in parallel, if the chopper modules CM are mounted on one printed circuit board and mutually connected, Assembling of the power conversion device is simplified, and the manufacturing cost can be reduced.
また、チョッパ回路を構成する半導体スイッチ素子ＴやダイオードＤを、炭化ケイ素、窒化ガリウムもしくはダイヤモンドを主材料とするワイドバンドギャップ半導体材料で構成したワイドバンドギャップ半導体素子とすることにより、小形の素子で電流容量を大きくすることができるので、チョッパモジュールＣＭを小形に構成することができる。 In addition, the semiconductor switch element T and the diode D constituting the chopper circuit are small-sized elements by using a wide band gap semiconductor element composed of a wide band gap semiconductor material mainly composed of silicon carbide, gallium nitride, or diamond. Since the current capacity can be increased, the chopper module CM can be configured in a small size.
図６は、このようにチョッパモジュールＣＭをプリント基板に搭載して構成した直流電力変換装置ＤＰＣを示すものである。この図６において、ＰＳが絶縁基板上にプリント導体パターンＣＰを設けたプリント基板である。このプリント基板ＰＳ上に、チョッパモジュールＣＭを、上面に形成した接続端子をプリント導体パターンＣＰに接続するために上面を下方に向けて搭載し、電気的よび機械的に結合する。上下面を反転してプリント基板ＰＣ上に搭載されたチョッパモジュールＣＭの上方に露出した放熱基板ＣＭ４上に複数の放熱フィンを備えた冷却体ＲＦ１を載置し、熱的に接合する。さらに、プリント基板ＰＣのプリント導体パターンＣＰの一部を延長した部分に別の冷却体ＲＦ２を載置結合する。これにより、プリント基板ＰＣ上のチョッパモジュールＣＭは、冷却体ＲＦ１を通して良好に冷却することができる。また、チョッパモジュールＣＭの搭載されたプリント基板のプリント導体パターンＣＰは、これに結合された冷却体ＲＦ２により直接的に冷却することができる。 FIG. 6 shows a DC power converter DPC configured by mounting the chopper module CM on a printed board in this way. In FIG. 6, PS is a printed circuit board in which a printed conductor pattern CP is provided on an insulating substrate. On this printed circuit board PS, the chopper module CM is mounted with the upper surface facing downward in order to connect the connection terminals formed on the upper surface to the printed conductor pattern CP, and electrically and mechanically coupled. The cooling body RF1 having a plurality of heat radiation fins is placed on the heat radiation board CM4 exposed above the chopper module CM mounted on the printed circuit board PC with the upper and lower surfaces reversed, and thermally bonded. Further, another cooling body RF2 is placed and coupled to a portion of the printed circuit board PC where the printed conductor pattern CP is extended. Thereby, the chopper module CM on the printed circuit board PC can be satisfactorily cooled through the cooling body RF1. Further, the printed conductor pattern CP of the printed board on which the chopper module CM is mounted can be directly cooled by the cooling body RF2 coupled thereto.
このため、この実施例によれば、チョッパモジュールＣＭおよびこれを搭載するプリント基板ＰＣを良好に冷却することができるので、チョッパモジュールＣＭおよびプリント基板の電流容量をより増大することができるので、全体が小形の大容量の直流電力変換装置を得ることができる。 Therefore, according to this embodiment, since the chopper module CM and the printed circuit board PC on which the chopper module CM is mounted can be cooled well, the current capacity of the chopper module CM and the printed circuit board can be further increased. However, a small and large-capacity DC power converter can be obtained.
なお、この実施例ではチョッパ回路モジュール化したものを示したが、図１に点線枠で示すチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ３のそれぞれをプリント基板上に実装してユニット化するようにしても、組み立を簡便にする効果を享受することができる。 In this embodiment, a chopper circuit module is shown. However, even if each of the chopper circuits CH1 to CH3 indicated by the dotted frame in FIG. You can enjoy the effect.
ＤＰＣ：直流電力変換装置
ＤＰ：直流電源
Ｐａ：直流電源正出力端子
Ｎａ：直流電源負出力端子
ＣＨ（１〜３）：チョッパ回路
Ｐｉ（１〜３）：チョッパ回路正入力端子
Ｎｉ（１〜３）：チョッパ回路負入力端子
Ｌ（１〜３）：チョッパ回路リアクトル
Ｔ（１〜３）：チョッパ回路半導体スイッチ素子
Ｄ（１〜３）：チョッパ回路ダイオード
Ｐｏ（１〜３）：チョッパ回路正出力端子
Ｎｏ（１〜３）：チョッパ回路負出力端子
ＬＤ：負荷
Ｐｂ：負荷正入力端子
Ｎｂ：負荷負入力端子
ＳＣ：平滑コンデンサ
ＶＤ：電圧検出器
ＣＮ：チョッパ制御回路
DPC: DC power converter DP: DC power supply Pa: DC power supply positive output terminal Na: DC power supply negative output terminal CH (1-3): Chopper circuit Pi (1-3): Chopper circuit positive input terminal Ni (1-3 ): Chopper circuit negative input terminal L (1-3): Chopper circuit reactor T (1-3): Chopper circuit semiconductor switch element D (1-3): Chopper circuit diode Po (1-3): Chopper circuit positive output Terminal No (1-3): Chopper circuit negative output terminal LD: Load Pb: Load positive input terminal Nb: Load negative input terminal SC: Smoothing capacitor VD: Voltage detector CN: Chopper control circuit
Claims (9)
前記直流電源は、前記負荷の定格電圧を含む範囲で出力電圧が変動する太陽電池を含み、
前記各チョッパ回路は、第１の直流入力端子および第２の直流入力端子と１つの直流出力端子を備え、前記各チョッパ回路の前記第１の直流入力端子と前記直流電源の正出力端子とを接続し、前記第２の直流入力端子と前記直流電源の負出力端子とを接続し、前記各チョッパ回路の前記直流出力端子と前記負荷の正入力端子とを接続し、前記直流電源の負出力端子と前記負荷の負入力端子とを前記チョッパ回路の外部の導体で接続して構成されており、
さらに、前記各チョッパ回路は、前記直流電源の電圧が前記負荷の定格電圧よりも低いときは、前記負荷へ供給する電圧を前記定格電圧に維持するように動作し、前記直流電源の電圧が前記定格電圧より高いときは、その動作を停止する
ことを特徴とする直流電力変換装置。 In a DC power converter configured by connecting a plurality of chopper circuits in parallel between a DC power supply and a load,
The DC power source includes a solar cell whose output voltage varies within a range including the rated voltage of the load ,
Each chopper circuit includes a first DC input terminal, a second DC input terminal, and one DC output terminal. The first DC input terminal of each chopper circuit and the positive output terminal of the DC power supply are connected to each other. Connecting, connecting the second DC input terminal and the negative output terminal of the DC power supply, connecting the DC output terminal of each chopper circuit and the positive input terminal of the load, and negative output of the DC power supply The terminal and the negative input terminal of the load are connected by an external conductor of the chopper circuit,
Further, each chopper circuit operates to maintain the voltage supplied to the load at the rated voltage when the voltage of the DC power supply is lower than the rated voltage of the load, and the voltage of the DC power supply is When the voltage is higher than the rated voltage, the operation is stopped.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014196767A JP5842233B1 (en) | 2014-09-26 | 2014-09-26 | DC power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014196767A JP5842233B1 (en) | 2014-09-26 | 2014-09-26 | DC power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP5842233B1 true JP5842233B1 (en) | 2016-01-13 |
| JP2016073001A JP2016073001A (en) | 2016-05-09 |
Family
ID=55073292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014196767A Active JP5842233B1 (en) | 2014-09-26 | 2014-09-26 | DC power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5842233B1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN107919804A (en) * | 2017-12-20 | 2018-04-17 | 西安中车永电电气有限公司 | A kind of diesel locomotive rectification copped wave phase power module |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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2014
- 2014-09-26 JP JP2014196767A patent/JP5842233B1/en active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016073001A (en) | 2016-05-09 |
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