JP5823062B2 - Radar equipment - Google Patents

Radar equipment Download PDF

Info

Publication number
JP5823062B2
JP5823062B2 JP2014552035A JP2014552035A JP5823062B2 JP 5823062 B2 JP5823062 B2 JP 5823062B2 JP 2014552035 A JP2014552035 A JP 2014552035A JP 2014552035 A JP2014552035 A JP 2014552035A JP 5823062 B2 JP5823062 B2 JP 5823062B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
range
pulse
signal
radio wave
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2014552035A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPWO2014092052A1 (en
Inventor
赳寛 星野
赳寛 星野
啓 諏訪
啓 諏訪
若山　俊夫
俊夫 若山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2014552035A priority Critical patent/JP5823062B2/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5823062B2 publication Critical patent/JP5823062B2/en
Publication of JPWO2014092052A1 publication Critical patent/JPWO2014092052A1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G01S13/583—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
    • G01S13/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets adapted for simultaneous range and velocity measurements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/003—Bistatic radar systems; Multistatic radar systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/491—Details of non-pulse systems
    • G01S7/4912—Receivers
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

この発明は、目標のレーダ画像を観測するに際して、観測時間を長くすることでドップラー周波数の分解能と信号対雑音電力比を高めるレーダ装置に関するものである。   The present invention relates to a radar apparatus that increases the resolution of the Doppler frequency and the signal-to-noise power ratio by extending the observation time when observing a target radar image.

レーダ装置として、既存の電波発信源から発信される電波を利用して、目標のレーダ画像を観測するパッシブレーダがある。
パッシブレーダは、自ら電波を放射しないため、省電力・省電波資源に資する方式として注目されている。電波発信源としては、テレビやラジオなどの電波発信源に加えて、ＧＮＳＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などが検討されている。
パッシブレーダでは、図１に示すように、電波発信源から送信された電波のうち、その電波発信源から直接受信局に到来する直接波と、目標に散乱された後に受信局に到来する散乱波とを受信局で受信することで、その直接波の経路と散乱波の経路との差（経路長差）や、散乱波のドップラー周波数シフトを計測する方式を採用している。As a radar apparatus, there is a passive radar that observes a target radar image using radio waves transmitted from an existing radio wave transmission source.
Since passive radar does not emit radio waves by itself, it is attracting attention as a method that contributes to power saving and radio resource saving. As radio wave sources, in addition to radio wave sources such as television and radio, GNSS (Global Navigation Satellite System) and the like are being studied.
In the passive radar, as shown in FIG. 1, among the radio waves transmitted from the radio wave transmission source, the direct wave that directly arrives at the receiving station from the radio wave source and the scattered wave that arrives at the receiving station after being scattered by the target. Is received by the receiving station, and a method of measuring the difference between the direct wave path and the scattered wave path (path length difference) and the Doppler frequency shift of the scattered wave is adopted.

例えば、以下の非特許文献１には、パッシブレーダに関する従来の開発成果や、パッシブレーダの利点・欠点などが体系的に記載されている。
パッシブレーダの最大の課題は、探知距離の延伸である。
探知距離を延伸させるために、信号の積分時間を延長して、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を改善する方式が、例えば、以下の特許文献１〜３に開示されている。
信号の積分時間を延長すると、目標が積分時間内にレンジセルを移動してしまう問題が発生するが、以下の特許文献１〜３には、この問題に対処する方法が開示されている。For example, Non-Patent Document 1 below systematically describes conventional development results relating to passive radar, and advantages and disadvantages of passive radar.
The biggest problem with passive radar is extending the detection distance.
In order to extend the detection distance, a method of extending the signal integration time to improve SNR (Signal to Noise Ratio) is disclosed in, for example, Patent Documents 1 to 3 below.
If the integration time of the signal is extended, there is a problem that the target moves the range cell within the integration time. However, Patent Documents 1 to 3 below disclose methods for dealing with this problem.

以下の特許文献１〜３に開示されている対処方法は、初めに、比較的短い積分時間でドップラー処理を実施し、その処理結果を用いて目標候補を検出する。
次に、目標候補の検出信号のドップラー周波数をもって、目標信号の補償処理を実施する方式である。
したがって、この対処方法では、比較的短い積分時間で、ある程度、目標が検出されていることが前提となる。In the coping methods disclosed in Patent Documents 1 to 3 below, first, Doppler processing is performed with a relatively short integration time, and a target candidate is detected using the processing result.
Next, a target signal compensation process is performed with the Doppler frequency of the target candidate detection signal.
Therefore, in this coping method, it is assumed that the target is detected to some extent in a relatively short integration time.

また、以下の非特許文献２，３には、電波発信源から直接受信局に到来する直接波の信号に対して、“Ｓｔｒｅｔｃｈ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”という処理を施すことにより、直接波の信号から、目標の速度に応じたレンジセルの移動を予め織り込んだ参照信号を生成し、この参照信号と散乱波の信号との相互相関を求めることによって、レンジセルの移動を補償し、積分可能な時間を延長する方式が開示されている。   Further, in the following Non-Patent Documents 2 and 3, a direct wave signal that directly arrives at a receiving station from a radio wave transmission source is subjected to a process called “Stretch Processing”, whereby a target wave is obtained from a direct wave signal. There is a method that generates a reference signal that pre-weaves the movement of the range cell according to the speed and calculates the cross-correlation between the reference signal and the scattered wave signal, thereby compensating for the movement of the range cell and extending the integration time. It is disclosed.

以下の非特許文献４には、ドップラー周波数の変化による加速度的な影響を考慮して、目標の加速度に応じたレンジセルの移動を予め織り込んだ参照信号を生成し、この参照信号と散乱波の信号との相互相関を求めることによって、レンジセルの移動を補償し、非特許文献２，３に開示されている方式よりも、さらに積分可能な時間を延長する方式が開示されている。
しかし、非特許文献２〜４に開示されている方式では、演算量が多くなってしまう問題がある。In Non-Patent Document 4 below, in consideration of the acceleration effect due to the change in Doppler frequency, a reference signal in which movement of the range cell according to the target acceleration is woven is generated in advance, and the reference signal and the scattered wave signal are generated. A method is disclosed in which the range cell is compensated for by calculating the cross-correlation with the reference value and the integration time is further extended as compared with the methods disclosed in Non-Patent Documents 2 and 3.
However, the methods disclosed in Non-Patent Documents 2 to 4 have a problem that the amount of calculation increases.

パッシブレーダの最大の課題は、上述したように、探知距離の延伸であるが、パッシブレーダにおいて、探知距離の延伸が困難である原因は以下の２つである。
（１）警戒管制レーダなどと比較して、電波発信源から発信される電波（放送波）の送信電力が微弱であるため、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が極めて低い。
（２）散乱波の観測チャネルにおいては、直接波が干渉波として振舞うが、直接波の信号レベルが散乱波に対してはるかに大きいため、ＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）が極めて低い。
したがって、探知距離を延伸させるには、ＳＮＲの向上とＳＩＲの向上が課題となる。As described above, the biggest problem of the passive radar is the extension of the detection distance. However, in the passive radar, the extension of the detection distance is difficult for the following two reasons.
(1) Since the transmission power of the radio wave (broadcast wave) transmitted from the radio wave transmission source is weak compared to a warning control radar or the like, the SNR (Signal to Noise Ratio) is extremely low.
(2) In the observation channel of the scattered wave, the direct wave behaves as an interference wave, but since the signal level of the direct wave is much higher than that of the scattered wave, the SIR (Signal to Interference Ratio) is extremely low.
Therefore, in order to extend the detection distance, improvement of SNR and improvement of SIR are problems.

特開平８−１７９０３７号公報JP-A-8-179037 特開２００６−２５８７８６号公報JP 2006-258786 A 特開２００９−２７０８２７号公報JP 2009-270827 A

N.J. Willis and H.D. Griffiths, “Advances in Bistatic Radar,” Scitech publishing Inc., 2007．N.J. Willis and H.D. Griffiths, “Advances in Bistatic Radar,” Scitech publishing Inc., 2007. K.S. Kulpa, J. Misiurewicz, “Stretch Processing for Long Integration Time Passive Covert Radar,” International Conference on Radar, 2006.K.S.Kulpa, J. Misiurewicz, “Stretch Processing for Long Integration Time Passive Covert Radar,” International Conference on Radar, 2006. R.M. Admard, H. Habibi, M.H. Bastani, F. Behnia,“Target's range migration compensation in passive radar,”European Radar Conference, 2009. EuRAD 2009.R.M.Admard, H. Habibi, M.H.Bastani, F. Behnia, “Target's range migration compensation in passive radar,” European Radar Conference, 2009. EuRAD 2009. M. Malanowski、K. Kulpa、K.E. Olsen、“Extending the integration time in DVB-T-based passive radar、” European Radar Conference、2011．EuRAD 2011．M. Malanowski, K. Kulpa, K.E. Olsen, “Extending the integration time in DVB-T-based passive radar,” European Radar Conference, 2011. EuRAD 2011.

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、信号の積分時間を延長すれば、探知距離を延伸させることができるが、信号の積分時間を延長すると、目標が積分時間内にレンジセルを移動してしまう問題が発生する。
特許文献１〜３では、この問題に対処する方法を開示しているが、初めに、比較的短い積分時間で、ある程度、目標を検出できていることが前提であるため、目標を検出できていなければ、この問題に対処することができない課題があった。
また、非特許文献２〜４にも、積分可能な時間を延長する方式が開示されているが、演算量が多くなってしまう課題があった。Since the conventional radar apparatus is configured as described above, the detection distance can be extended by extending the signal integration time. However, if the signal integration time is extended, the target can set the range cell within the integration time. The problem of moving will occur.
Patent Documents 1 to 3 disclose a method for dealing with this problem. However, since it is assumed that the target can be detected to some extent in a relatively short integration time, the target can be detected. Without it, there was a problem that could not cope with this problem.
Non-Patent Documents 2 to 4 also disclose a method for extending the integration time, but there is a problem that the amount of calculation increases.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、積分時間内の目標のレンジセルの移動や演算量の増大を招くことなく、目標の探知距離を延伸させることができるレーダ装置を得ることを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a radar apparatus capable of extending a target detection distance without causing movement of a target range cell within an integration time and an increase in calculation amount. The purpose is to obtain.

この発明に係るレーダ装置は、目標によって散乱された送信電波の散乱波を受信して、その散乱波の信号を出力する電波取得手段と、送信電波の信号及び電波取得手段から出力された散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、その送信電波の信号と散乱波の信号との相互相関を求め、その相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を複素乗算処理によって補償する信号干渉型位相補償手段と、信号干渉型位相補償手段により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するドップラー処理手段とを設け、目標検出手段が、ドップラー処理手段より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention includes a radio wave acquisition unit that receives a scattered wave of a transmission radio wave scattered by a target and outputs a signal of the scattered wave, and a scattered wave output from the signal of the transmission radio wave and the radio wave acquisition unit A pulse-by-pulse range compression means for generating a cross-correlation between the signal of the transmission radio wave and the signal of the scattered wave, and generating a range profile for each pulse indicating the cross-correlation, in units of pulses. and signal interference type phase compensation means for compensating for variations in the hit direction phase superimposed on the range profile for each generated by a pulse each range compressing unit pulse by the complex multiplication process, fluctuation phase of the signal interferometric phase compensating means The doppler frequency spectrum that is the Fourier transform result of the Fourier transform of the range profile compensated for It provided a puller processing means, target detecting means, in which to detect the target from the Doppler frequency spectrum output from the Doppler processing unit.

この発明によれば、送信電波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、その送信電波の信号と散乱波の信号との相互相関を求め、その相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段を設け、信号干渉型位相補償手段が、パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を複素乗算処理によって補償するように構成したので、積分時間内の目標のレンジセルの移動や演算量の増大を招くことなく、目標の探知距離を延伸させることができる効果がある。 According to the present invention, the signal of the transmission radio wave and the signal of the scattered wave are divided into pulses, the cross correlation between the signal of the transmission radio wave and the signal of the scattered wave is obtained in units of pulses, and each pulse indicating the cross correlation is obtained. A pulse-by-pulse range compression means for generating a range profile of the signal is provided, and the signal interference type phase compensation means performs complex multiplication of the phase variation in the hit direction superimposed on the range profile for each pulse generated by the pulse-by-pulse range compression means. Since it is configured to compensate by processing, there is an effect that the target detection distance can be extended without causing the movement of the target range cell within the integration time and the increase in the calculation amount.

パッシブレーダ方式のレーダ装置を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the radar apparatus of a passive radar system. この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による他のレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the other radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置のパルス毎レンジ圧縮部３１を示す構成図である。It is a block diagram which shows the range-by-pulse range compression part 31 of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置の１次レンジマイグレーション補償部３４を示す構成図である。It is a block diagram which shows the primary range migration compensation part 34 of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号干渉型位相補償部３５を示す構成図である。It is a block diagram which shows the signal interference type phase compensation part 35 of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号取得部１１における送信信号取得部２１及び受信信号取得部２２を示す構成図である。It is a block diagram which shows the transmission signal acquisition part 21 and the reception signal acquisition part 22 in the signal acquisition part 11 of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２によるレーダ装置の信号取得部１１における送信信号取得部２１及び受信信号取得部２２を示す構成図である。It is a block diagram which shows the transmission signal acquisition part 21 and the reception signal acquisition part 22 in the signal acquisition part 11 of the radar apparatus by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３によるレーダ装置の信号取得部１１における送信信号取得部２１及び受信信号取得部２２を示す構成図である。It is a block diagram which shows the transmission signal acquisition part 21 and the reception signal acquisition part 22 in the signal acquisition part 11 of the radar apparatus by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４によるレーダ装置の探索型位相補償部９２を示す構成図である。It is a block diagram which shows the search type | mold phase compensation part 92 of the radar apparatus by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 5 of this invention.

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
この実施の形態１では、パッシブレーダ方式を採用しているレーダ装置について説明するが、信号を得るまでの過程において、電波発信源がレーダ装置の制御下にあれば、直接波受信用のアンテナを省略することが可能であり、アクティブレーダとして扱えることが可能である。
図１はパッシブレーダ方式のレーダ装置を示す概念図である。
図１において、電波発信源１は搬送波周波数がｆｃ、信号帯域がＢの信号（電波）を継続的に発信（放送）している発信源である。Hereinafter, in order to explain the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
Embodiment 1 FIG.
In the first embodiment, a radar apparatus adopting a passive radar system will be described. However, if a radio wave source is under the control of the radar apparatus in the process until a signal is obtained, an antenna for direct wave reception is used. It can be omitted and can be treated as an active radar.
FIG. 1 is a conceptual diagram showing a passive radar type radar apparatus.
In FIG. 1, a radio wave source 1 is a source that continuously transmits (broadcasts) a signal (radio wave) having a carrier frequency of f c and a signal band of B.

直接波受信用アンテナ２は電波発信源１を指向するように配置されており、電波発信源１から送信された電波の直接波を受信する。
直接波受信機３は直接波受信用アンテナ２の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする処理を実施する。The direct wave receiving antenna 2 is arranged so as to be directed to the radio wave source 1 and receives the direct wave of the radio wave transmitted from the radio wave source 1.
The direct wave receiver 3 amplifies the received signal of the direct wave receiving antenna 2, passes the amplified received signal through a band-pass filter, extracts a desired band signal, and then down-converts the desired band signal. To perform sampling.

散乱波受信用アンテナ４は目標が存在している観測領域を指向するように配置されており、電波発信源１から送信された後、目標によって散乱された電波の散乱波を受信する。
散乱波受信機５は散乱波受信用アンテナ４の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする処理を実施する。
直接波受信用アンテナ２、直接波受信機３、散乱波受信用アンテナ４及び散乱波受信機５から電波取得手段が構成されている。The scattered wave receiving antenna 4 is arranged so as to be directed to the observation region where the target is present, and receives the scattered wave of the radio wave scattered by the target after being transmitted from the radio wave source 1.
The scattered wave receiver 5 amplifies the received signal of the scattered wave receiving antenna 4, passes the amplified received signal through a band-pass filter, extracts a desired band signal, and then down-converts the desired band signal. To perform sampling.
The direct wave receiving antenna 2, the direct wave receiver 3, the scattered wave receiving antenna 4 and the scattered wave receiver 5 constitute radio wave acquisition means.

ただし、信号帯域が既知又は可変であり、かつ、サンプリング周波数が可変又は既知であれば、信号帯域やサンプリング周波数を選択することで、所望の帯域の信号をダウンコンバートせずにサンプリングすることも可能である。
また、電波発信源１の信号が既知であれば、直接波受信用アンテナ２及び直接波受信機３を省略することが可能であることは言うまでもない。
この実施の形態１では、直接波受信用アンテナ２と散乱波受信用アンテナ４を別の実体として説明するが、２つ以上のアンテナで受信した信号を用いて、デジタルビームフォーミングによって直接波と散乱波を分離するように構成しても構わない。However, if the signal band is known or variable and the sampling frequency is variable or known, the signal in the desired band can be sampled without down-conversion by selecting the signal band or sampling frequency. It is.
Needless to say, if the signal of the radio wave source 1 is known, the direct wave receiving antenna 2 and the direct wave receiver 3 can be omitted.
In the first embodiment, the direct wave receiving antenna 2 and the scattered wave receiving antenna 4 are described as separate entities. However, the direct wave and the scattered wave are obtained by digital beam forming using signals received by two or more antennas. You may comprise so that a wave may be isolate | separated.

また、散乱波受信用アンテナ４として、互いに直交する偏波特性を有する２つの受信アンテナを用いることによって、目標によって散乱された散乱波の偏波特性を計測することも可能である。
この場合、以下に説明する各処理を、２つの散乱波受信用アンテナで得られた信号に対して各々適用することによって、偏波特性の異なる２つのレーダ画像を生成することが可能である。Further, by using two receiving antennas having mutually orthogonal polarization characteristics as the scattered wave receiving antenna 4, it is also possible to measure the polarization characteristics of the scattered wave scattered by the target.
In this case, it is possible to generate two radar images having different polarization characteristics by applying each processing described below to signals obtained by the two scattered wave receiving antennas. .

ｐｓバー（明細書の文書中では、電子出願の関係上、文字の上部に“−”の記号を付することができないため、「ｐｓバー」のように表記している）は固定の電波発信源１の位置を表す位置ベクトルである。
ｐｒバーは受信局である散乱波受信用アンテナ４の位置を表す位置ベクトルである。
ｐｔバーは目標の重心位置を表す位置ベクトルであり、ｖバーは目標の速度を表す速度ベクトルである。
図１では、直接波受信用アンテナ２と散乱波受信用アンテナ４が異なる位置に設置されている例を示しているが、直接波受信用アンテナ２と散乱波受信用アンテナ４が同じ位置に設置されていてもよい。また、直接波受信機３と散乱波受信機５が同じ位置に設置されていてもよい。The p s bar (in the specification document, the symbol “-” cannot be added to the upper part of the letter because of the electronic application, so it is written as “ ps bar”) is fixed. It is a position vector representing the position of the radio wave transmission source 1.
The pr bar is a position vector representing the position of the scattered wave receiving antenna 4 which is a receiving station.
The pt bar is a position vector representing the target barycentric position, and the v bar is a velocity vector representing the target speed.
FIG. 1 shows an example in which the direct wave receiving antenna 2 and the scattered wave receiving antenna 4 are installed at different positions, but the direct wave receiving antenna 2 and the scattered wave receiving antenna 4 are installed at the same position. May be. The direct wave receiver 3 and the scattered wave receiver 5 may be installed at the same position.

ｉｓハット（明細書の文書中では、電子出願の関係上、文字の上部に“＾”の記号を付することができないため、「ｉｓハット」のように表記している）は目標から電波発信源１への向きを表す単位ベクトルである。
ｉｒハットは目標から散乱波受信用アンテナ４への向きを表す単位ベクトルである。

Figure 0005823062
i s hat (in the document of the specification, on the relationship between the electronic filing, because it can not be denoted by the symbol of the upper portion of the character "^", are denoted as "i s hat") is from the target It is a unit vector representing the direction to the radio wave source 1.
The ir hat is a unit vector representing the direction from the target to the scattered wave receiving antenna 4.
Figure 0005823062

このとき、目標と電波発信源１の距離ｒｓ、目標と直接波受信用アンテナ２又は散乱波受信用アンテナ４との距離ｒｒ、電波発信源１と直接波受信用アンテナ２又は散乱波受信用アンテナ４との距離ｒｄは、下記の式（２）で表すことができる。

Figure 0005823062
ただし、目標は移動しているので、ｐｔバー、ｖバー、ｉｓハット、ｉｒハット及びｒｒは時刻ｔの関数であり、以下の説明では必要に応じて明示的にｐｔバー（ｔ）などのように表記する。At this time, the distance r s of the target radio wave source 1, the distance r r, wave source 1 and the direct wave receiving antenna 2 or scattered wave received from the target and direct wave receiving antenna 2 or scattered wave receiving antenna 4 distance r d the use antenna 4 can be expressed by the following equation (2).
Figure 0005823062
However, since the target is moving, pt bar, v bar, i s hat, ir hat, and rr are functions of time t. In the following description, if necessary, the pt bar ( t).

図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図２のレーダ装置は、信号取得部１１と信号処理装置１２から構成されている。
図２において、信号取得部１１は送信信号取得部２１と受信信号取得部２２から構成されており、送信信号取得部２１は図１の直接波受信用アンテナ２と直接波受信機３から構成されている（図７を参照）。
受信信号取得部２２は図１の散乱波受信用アンテナ４及び散乱波受信機５から構成されている（図７を参照）。FIG. 2 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
The radar apparatus of FIG. 2 includes a signal acquisition unit 11 and a signal processing apparatus 12.
In FIG. 2, the signal acquisition unit 11 includes a transmission signal acquisition unit 21 and a reception signal acquisition unit 22, and the transmission signal acquisition unit 21 includes the direct wave reception antenna 2 and the direct wave receiver 3 of FIG. 1. (See FIG. 7).
The reception signal acquisition unit 22 includes the scattered wave receiving antenna 4 and the scattered wave receiver 5 of FIG. 1 (see FIG. 7).

信号処理装置１２は、パルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、信号干渉型位相補償部３５、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７から構成されている。
パルス毎レンジ圧縮部３１は送信信号取得部２１により取得された送信電波の信号及び受信信号取得部２２により取得された散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、送信電波の信号と散乱波の信号との相互相関を求め、その相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成する処理を実施する。なお、パルス毎レンジ圧縮部３１はパルス毎レンジ圧縮手段を構成している。The signal processing device 12 includes a pulse-by-pulse range compression unit 31, a clutter suppression unit 32, a block-by-block Doppler processing unit 33, a primary range migration compensation unit 34, a signal interference type phase compensation unit 35, a block direction Doppler processing unit 36, and target detection. The unit 37 is configured.
The pulse-by-pulse range compressing unit 31 divides the signal of the transmission radio wave acquired by the transmission signal acquisition unit 21 and the signal of the scattered wave acquired by the reception signal acquisition unit 22 into pulses, A process of obtaining a cross-correlation with a scattered wave signal and generating a range profile for each pulse indicating the cross-correlation is performed. The pulse-by-pulse range compressing unit 31 constitutes a pulse-by-pulse range compressing means.

クラッタ抑圧部３２はパルス毎レンジ圧縮部３１により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに含まれている不要信号であるクラッタを抑圧する処理を実施する。なお、クラッタ抑圧部３２はクラッタ抑圧手段を構成している。
ブロック毎ドップラー処理部３３はクラッタ抑圧部３２によりクラッタが抑圧されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめて、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるブロック毎のドップラー周波数スペクトルを出力する処理を実施する。なお、ブロック毎ドップラー処理部３３はブロック毎ドップラー処理手段を構成している。The clutter suppression unit 32 performs a process of suppressing clutter that is an unnecessary signal included in the range profile for each pulse generated by the pulse range compression unit 31. The clutter suppression unit 32 constitutes a clutter suppression unit.
The block-by-block Doppler processing unit 33 collects the range profiles for each pulse whose clutter is suppressed by the clutter suppression unit 32 in units of blocks, performs a Fourier transform on the range profile in units of blocks in the hit direction, and performs the Fourier transform on each block as a result of the Fourier transform. The process of outputting the Doppler frequency spectrum is performed. The block-by-block Doppler processing unit 33 constitutes block-by-block Doppler processing means.

１次レンジマイグレーション補償部３４はブロック毎ドップラー処理部３３から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している１次のレンジマイグレーションを補償し、レンジマイグレーション補償後のドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換して、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力する処理を実施する。なお、１次レンジマイグレーション補償部３４は１次レンジマイグレーション補償手段を構成している。
信号干渉型位相補償部３５は１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する処理を実施する。なお、信号干渉型位相補償部３５は位相補償手段を構成している。The primary range migration compensation unit 34 compensates the primary range migration generated in the block direction in the Doppler frequency spectrum for each block output from the block-by-block Doppler processing unit 33, and performs Doppler after the range migration compensation. A process of performing an inverse Fourier transform on the frequency spectrum in the range direction and outputting a range profile as a result of the inverse Fourier transform is performed. The primary range migration compensation unit 34 constitutes primary range migration compensation means.
The signal interference type phase compensator 35 performs a process of compensating for fluctuations in the phase in the block direction superimposed on the range profile output from the primary range migration compensator 34. The signal interference type phase compensation unit 35 constitutes phase compensation means.

ブロック方向ドップラー処理部３６は信号干渉型位相補償部３５により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをブロック方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力する処理を実施する。なお、ブロック方向ドップラー処理部３６はブロック方向ドップラー処理手段を構成している。
目標検出部３７はブロック方向ドップラー処理部３６より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する処理を実施する。なお、目標検出部３７は目標検出手段を構成している。The block direction Doppler processing unit 36 performs a process of Fourier-transforming the range profile compensated for the phase variation by the signal interference type phase compensation unit 35 in the block direction and outputting a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transform. The block direction Doppler processing unit 36 constitutes block direction Doppler processing means.
The target detection unit 37 performs processing for detecting a target from the Doppler frequency spectrum output from the block direction Doppler processing unit 36. The target detection unit 37 constitutes a target detection unit.

図２の例では、レーダ装置における信号処理装置１２の構成要素であるパルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、信号干渉型位相補償部３５、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）から構成されているものを想定しているが、信号処理装置１２がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理装置１２がコンピュータで構成されている場合、パルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、信号干渉型位相補償部３５、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。In the example of FIG. 2, the range-by-pulse compression unit 31, the clutter suppression unit 32, the block-by-block Doppler processing unit 33, the primary range migration compensation unit 34, and the signal interference type phase compensation, which are components of the signal processing device 12 in the radar device. It is assumed that each of the unit 35, the block direction Doppler processing unit 36, and the target detection unit 37 is configured by dedicated hardware (for example, a semiconductor integrated circuit mounting a CPU or a one-chip microcomputer). However, the signal processing device 12 may be configured by a computer.
When the signal processing device 12 is configured by a computer, a pulse-by-pulse range compression unit 31, a clutter suppression unit 32, a block-by-block Doppler processing unit 33, a primary range migration compensation unit 34, a signal interference type phase compensation unit 35, a block direction A program describing the processing contents of the Doppler processing unit 36 and the target detection unit 37 may be stored in a memory of a computer, and the CPU of the computer may execute the program stored in the memory.

この実施の形態１では、信号処理装置１２がクラッタ抑圧部３２を実装している例を説明するが、例えば、不要信号であるクラッタの影響が少ないような場合には、クラッタ抑圧部３２を実装せずに、装置構成を簡略化するようにしてもよい。ただし、クラッタ抑圧部３２を実装している方が、目標の検出精度が向上することは言うまでもない。   In the first embodiment, an example in which the signal processing device 12 is mounted with the clutter suppression unit 32 will be described. For example, when the influence of the clutter that is an unnecessary signal is small, the clutter suppression unit 32 is mounted. Instead, the apparatus configuration may be simplified. However, it goes without saying that the accuracy of target detection is improved when the clutter suppression unit 32 is mounted.

この実施の形態１では、信号処理装置１２がブロック毎ドップラー処理部３３及び１次レンジマイグレーション補償部３４を実装している例を説明するが、図３に示すように、ブロック毎ドップラー処理部３３及び１次レンジマイグレーション補償部３４を実装せずに、装置構成を簡略化するようにしてもよい。
ブロック毎ドップラー処理部３３及び１次レンジマイグレーション補償部３４を実装しない場合、図３に示すように、ブロック方向ドップラー処理部３６の代わりに、ドップラー処理手段として、信号干渉型位相補償部３５により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するドップラー処理部３８を実装する必要がある。
なお、この場合の信号干渉型位相補償部３５は、ブロック毎のレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償するのではなく、パルス毎のレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を補償することになる。
ブロック毎ドップラー処理部３３及び１次レンジマイグレーション補償部３４を実装する構成の方が、より長時間の観測に対応することができる。In the first embodiment, an example in which the signal processing device 12 includes the block-by-block Doppler processing unit 33 and the primary range migration compensation unit 34 will be described. As illustrated in FIG. 3, the block-by-block Doppler processing unit 33 is provided. In addition, the apparatus configuration may be simplified without mounting the primary range migration compensation unit 34.
In the case where the block-by-block Doppler processing unit 33 and the primary range migration compensation unit 34 are not implemented, as shown in FIG. 3, instead of the block direction Doppler processing unit 36, the signal interference type phase compensation unit 35 performs phase shift as a Doppler processing unit. It is necessary to implement a Doppler processing unit 38 that Fourier-transforms the range profile compensated for fluctuations in the hit direction and outputs a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transformation.
In this case, the signal interference type phase compensation unit 35 does not compensate for the fluctuation in the phase in the block direction superimposed on the range profile for each block, but in the hit direction superimposed on the range profile for each pulse. It will compensate for phase variations.
The configuration in which the block-by-block Doppler processing unit 33 and the primary range migration compensation unit 34 are mounted can cope with longer-time observation.

図４はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置のパルス毎レンジ圧縮部３１を示す構成図である。
図４において、送信信号ＦＦＴ部４１は送信信号取得部２１により取得された送信電波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、送信電波の信号をパルスに分割する処理を実施する。なお、送信信号ＦＦＴ部４１は送信電波信号フーリエ変換部を構成している。
受信信号ＦＦＴ部４２は受信信号取得部２２により取得された散乱波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、散乱波の信号をパルスに分割する処理を実施する。なお、受信信号ＦＦＴ部４２は散乱波信号フーリエ変換部を構成している。FIG. 4 is a block diagram showing the pulse-by-pulse range compression unit 31 of the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 4, the transmission signal FFT unit 41 performs a process of dividing the transmission radio wave signal into pulses by Fourier transforming the transmission radio wave signal acquired by the transmission signal acquisition unit 21 in the range direction. The transmission signal FFT unit 41 constitutes a transmission radio wave signal Fourier transform unit.
The received signal FFT unit 42 performs a process of dividing the scattered wave signal into pulses by Fourier-transforming the scattered wave signal acquired by the received signal acquiring unit 22 in the range direction. The received signal FFT unit 42 constitutes a scattered wave signal Fourier transform unit.

複素共役乗算部４３は送信信号ＦＦＴ部４１により分割されたパルスと受信信号ＦＦＴ部４２により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施する処理を実施する。
パルス毎ＩＦＦＴ部４４は複素共役乗算部４３の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるパルス毎のレンジプロフィールをクラッタ抑圧部３２に出力する処理を実施する。なお、パルス毎ＩＦＦＴ部４４はパルス毎逆フーリエ変換部を構成している。The complex conjugate multiplier 43 performs processing for performing complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission signal FFT unit 41 and the pulse divided by the reception signal FFT unit 42.
The pulse IFFT unit 44 performs a process of performing inverse Fourier transform on the multiplication result of the complex conjugate multiplier 43 in the range direction and outputting the range profile for each pulse as the inverse Fourier transform result to the clutter suppression unit 32. The pulse-by-pulse IFFT unit 44 constitutes a pulse-by-pulse inverse Fourier transform unit.

図５はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の１次レンジマイグレーション補償部３４を示す構成図である。
図５において、１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部５１はブロック毎のドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の１次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化の補償に用いる１次レンジマイグレーション位相補償関数を格納するメモリである。FIG. 5 is a block diagram showing the primary range migration compensation unit 34 of the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 5, a primary range migration phase compensation function storage unit 51 is used to compensate for a phase change corresponding to the amount of primary range migration in the block direction corresponding to each Doppler frequency cell in the Doppler frequency spectrum for each block. This is a memory for storing the next range migration phase compensation function.

位相補償関数乗算部５２は１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部５１に格納されている１次レンジマイグレーション位相補償関数をブロック毎ドップラー処理部３３から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算する処理を実施する。
パルス毎ＩＦＦＴ部５３は位相補償関数乗算部５２の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを信号干渉型位相補償部３５に出力する処理を実施する。なお、パルス毎ＩＦＦＴ部５３はパルス毎逆フーリエ変換部を構成している。The phase compensation function multiplication unit 52 multiplies the primary range migration phase compensation function stored in the primary range migration phase compensation function storage unit 51 by the block Doppler frequency spectrum output from the block Doppler processing unit 33. To implement.
The pulse IFFT unit 53 performs a process of performing inverse Fourier transform on the multiplication result of the phase compensation function multiplying unit 52 in the range direction and outputting the range profile as the inverse Fourier transform result to the signal interference type phase compensating unit 35. The pulse-by-pulse IFFT unit 53 constitutes a pulse-by-pulse inverse Fourier transform unit.

図６はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号干渉型位相補償部３５を示す構成図である。
図６において、時間反転レンジプロフィール生成部６１は１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールをブロック方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する処理を実施する。
ただし、時間反転レンジプロフィール生成部６１は、図３の信号処理装置１２に実装されている信号干渉型位相補償部３５に適用する場合、クラッタ抑圧部３２によりクラッタが抑圧されたパルス毎のレンジプロフィールをヒット方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する処理を実施する。FIG. 6 is a block diagram showing the signal interference type phase compensation unit 35 of the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 6, the time reversal range profile generation unit 61 performs a process of generating a time reversal range profile by reversing the range profile output from the primary range migration compensation unit 34 in the block direction.
However, when applied to the signal interference type phase compensation unit 35 mounted on the signal processing device 12 of FIG. 3, the time reversal range profile generation unit 61 is a range profile for each pulse in which clutter is suppressed by the clutter suppression unit 32. A process of generating a time reversal range profile is performed by reversing the time in the hit direction.

複素共役乗算部６２は時間反転レンジプロフィール生成部６１により生成された時間反転レンジプロフィールと１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、そのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する処理を実施する。
ただし、複素共役乗算部６２は、図３の信号処理装置１２に実装されている信号干渉型位相補償部３５に適用する場合、時間反転レンジプロフィール生成部６１により生成された時間反転レンジプロフィールとクラッタ抑圧部３２によりクラッタが抑圧されたパルス毎のレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、そのレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を補償する処理を実施する。The complex conjugate multiplication unit 62 performs complex conjugate multiplication of the time reversal range profile generated by the time reversal range profile generation unit 61 and the range profile output from the primary range migration compensation unit 34, thereby obtaining the range profile. A process for compensating for the fluctuation in the phase of the superimposed block direction is performed.
However, when the complex conjugate multiplication unit 62 is applied to the signal interference type phase compensation unit 35 mounted on the signal processing device 12 of FIG. 3, the time inversion range profile and the clutter generated by the time inversion range profile generation unit 61 are used. By performing complex conjugate multiplication with the range profile for each pulse in which clutter is suppressed by the suppression unit 32, processing for compensating for fluctuations in the phase in the hit direction superimposed on the range profile is performed.

次に動作について説明する。
この実施の形態１では、電波発信源１が搬送波周波数ｆｃ、信号帯域Ｂの電波を継続的に送信し、直接波受信用アンテナ２が電波発信源１から送信された電波の直接波を受信し、散乱波受信用アンテナ４が目標によって散乱された上記電波の散乱波を受信する。
このとき、直接波受信機３は、観測時間Ｔ［ｓｅｃ］の間、直接波受信用アンテナ２の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする。
また、散乱波受信機５は、観測時間Ｔ［ｓｅｃ］の間、散乱波受信用アンテナ４の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする。Next, the operation will be described.
In the first embodiment, the radio wave source 1 continuously transmits the radio wave of the carrier frequency f c and the signal band B, and the direct wave receiving antenna 2 receives the direct wave of the radio wave transmitted from the radio wave source 1. Then, the scattered wave receiving antenna 4 receives the scattered wave of the radio wave scattered by the target.
At this time, the direct wave receiver 3 amplifies the received signal of the direct wave receiving antenna 2 during the observation time T [sec], passes the amplified received signal through a band filter, and outputs a signal in a desired band. After extraction, the signal in the desired band is down-converted and sampled.
In addition, the scattered wave receiver 5 amplifies the received signal of the scattered wave receiving antenna 4 during the observation time T [sec], passes the amplified received signal through a band filter, and extracts a signal in a desired band. After that, the signal in the desired band is down-converted and sampled.

この実施の形態１では、詳細は後述するが、信号処理装置１２のパルス毎レンジ圧縮部３１によって、直接波及び散乱波の受信信号が時間幅Ｔｂ［ｓｅｃ］のブロックに分割される（Ｎ個のブロックに分割される）。
また、各々のブロックが時間幅Ｔ０［ｓｅｃ］のパルスに分割される（Ｍ個のパルスに分割される）。Although details will be described later in the first embodiment, the received signals of the direct wave and the scattered wave are divided into blocks having a time width T b [sec] by the range-by-pulse compression unit 31 of the signal processing device 12 (N Divided into blocks).
Each block is divided into pulses having a time width T 0 [sec] (divided into M pulses).

以降、時間幅Ｔｂをブロック幅と称し、時間幅Ｔ０をパルス幅と称する。
なお、パルスとパルスは隣接しているため、パルスの繰り返し周期はパルス幅Ｔ０と一致する。そのため、必要に応じて時間幅Ｔ０［ｓｅｃ］をパルス繰返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）と呼ぶ場合がある。
定義より、Ｔ、Ｔｂ、Ｔ０は、下記の次の関係を満足する。

Figure 0005823062
Later, the time referred to the width T b and block width, the time referred to the width T 0 and the pulse width.
Since the pulse and pulse are adjacent, the repetition period of the pulse coincides with the pulse width T 0. Therefore, the time width T 0 [sec] may be referred to as a pulse repetition period (PRI) as necessary.
By definition, T, T b , and T 0 satisfy the following relationship.
Figure 0005823062

この実施の形態１において、信号をパルスに分割したり、ブロックにまとめたりするのは、処理の高速化を図るためである。
詳細は後述するが、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波の長時間の相関処理を全てＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって構成することができる。
また、いくつかのパルスをまとめたブロック単位の処理を導入することで、観測時間中の１次レンジマイグレーションへの対処を高速化することができる。In the first embodiment, the signal is divided into pulses or grouped into blocks in order to increase the processing speed.
Although details will be described later, all long-time correlation processing of the direct wave and the scattered wave can be configured by FFT (Fast Fourier Transform) by dividing the data observed for a long time into short pulses.
In addition, by introducing processing in units of blocks in which several pulses are combined, it is possible to speed up the response to primary range migration during the observation time.

続いて、信号処理装置１２における各処理部の動作を説明するために、電波発信源１から発信された直接波の信号と、目標によって散乱された散乱波の信号とを定式化する。
電波発信源１から発信される信号は、信号帯域幅がＢ、中心周波数がｆｃ、ベースバンド信号がｗ（ｔ）の狭帯域信号であるから、直接波の信号をｓｄ（ｔ）、散乱波の信号をｓｓ（ｔ）とすると、下記のように表すことができる。
以下では、広義定常性（ＷＳＳ：ｗｉｄｅ−ｓｅｎｓｅ ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ）が成立するものとする。

Figure 0005823062

Figure 0005823062
式（４）（５）において、ａｄは直接波受信時の信号の振幅、ａｓは散乱波受信時の信号の振幅、τｄは直接波が直接波受信機３に到達するまでの遅延時間、Ｒ０（ｔ）は散乱波の遅延距離、ｃは伝播線路中の電磁波の速さ、ｔは時間変数、ｆｄはドップラー周波数である。Subsequently, in order to describe the operation of each processing unit in the signal processing device 12, a direct wave signal transmitted from the radio wave transmission source 1 and a scattered wave signal scattered by the target are formulated.
Signal transmitted from the radio wave source 1, the signal bandwidth B, the center frequency f c, since the baseband signal is a narrowband signal w (t), the signal of the direct wave s d (t), If the scattered wave signal is s s (t), it can be expressed as follows.
In the following, it is assumed that wide-sense stationarity (WSS: wide-sense stationery) is established.
Figure 0005823062

Figure 0005823062
In the formula (4) (5), the delay to reach the a d the amplitude of the signal at the direct wave reception, a s the amplitude of the signal at the time of the scattered wave reception, tau d is direct wave direct wave receiver 3 Time, R 0 (t) is the delay distance of the scattered wave, c is the speed of the electromagnetic wave in the propagation line, t is a time variable, and f d is the Doppler frequency.

ここで、直接波の信号ｓｄ（ｔ）及び散乱波の信号ｓｓ（ｔ）の位相検波を実施することにより、次のビデオ信号ｓｄ（ｔ）チルダ，ｓｓ（ｔ）チルダが得られる。

Figure 0005823062

Figure 0005823062
明細書の文書中では、電子出願の関係上、文字の上部に“〜”の記号を付することができないため、「ｓｄ（ｔ）チルダ」のように表記している。Here, the next video signal s d (t) tilde and s s (t) tilde are obtained by performing phase detection of the direct wave signal s d (t) and the scattered wave signal s s (t). It is done.
Figure 0005823062

Figure 0005823062
In the document of the specification, the symbol “˜” cannot be added to the upper part of the character because of the electronic application, and therefore, “s d (t) tilde” is used.

直接波の信号ｓｄ（ｔ）と散乱波の信号ｓｓ（ｔ）との遅延距離差Ｒ（ｔ）は、下記の式（８）のように定義される。

Figure 0005823062
この実施の形態１では、目標のドップラー周波数ｆｄ（ｔ）が１次の時間変化をする場合を想定する。
そこで、ドップラー周波数の変化率α［Ｈｚ／ｓ］を導入し、目標のドップラー周波数ｆｄ（ｔ）を次式でモデル化する。
Figure 0005823062
The delay distance difference R (t) between the direct wave signal s d (t) and the scattered wave signal s s (t) is defined by the following equation (8).
Figure 0005823062
In the first embodiment, it is assumed that the target Doppler frequency f d (t) undergoes a primary time change.
Therefore, the change rate α [Hz / s] of the Doppler frequency is introduced, and the target Doppler frequency f d (t) is modeled by the following equation.
Figure 0005823062

よって、

Figure 0005823062
であることを考慮すると、式（９）及び式（１０）より、遅延距離差Ｒ（ｔ）とラジアル速度ｖ（ｔ）は、下記の式（１１）（１２）のように表される。
Figure 0005823062

Figure 0005823062
Therefore,
Figure 0005823062
In consideration of this, the delay distance difference R (t) and the radial velocity v (t) are expressed by the following equations (11) and (12) from the equations (9) and (10).
Figure 0005823062

Figure 0005823062

なお、アルゴリズムの導出の過程で、ブロック幅Ｔｂ［ｓｅｃ］の間は、ドップラー周波数が一定であると見なせると仮定する。
あるブロックにおけるｍ番目のパルスの中心時刻をｔｍとし、ｎ番目のブロックの中心時刻をｔｎとすると、ｔｍ，ｔｎは、下記の式（１３）（１４）によって定義される。

Figure 0005823062

Figure 0005823062
Ｒ（ｔ）はｔｍの定義域において、次の１次関数Ｒｎ（ｔｍ）とする。
Figure 0005823062
In the process of deriving the algorithm, it is assumed that the Doppler frequency can be assumed to be constant during the block width T b [sec].
The central time of the m-th pulse in a given block and t m, when the center time of the n th block to t n, t m, t n is defined by the following equation (13) (14).
Figure 0005823062

Figure 0005823062
R (t) in the domain of t m, the following linear function R n (t m).
Figure 0005823062

以下、レーダ装置における信号処理装置１２の処理内容を具体的に説明する。
パルス毎レンジ圧縮部３１は、送信信号取得部２１の直接波受信機３から送信電波（直接波）の信号ｓｄ（ｔ）を受け、受信信号取得部２２の散乱波受信機５から散乱波の信号ｓｓ（ｔ）を受けると、その直接波の信号ｓｄ（ｔ）及び散乱波の信号ｓｓ（ｔ）を短時間のパルスに分割し、パルス単位で、その直接波の信号と散乱波の信号との相互相関を求め、その相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成する。Hereinafter, the processing contents of the signal processing device 12 in the radar device will be specifically described.
The pulse-by-pulse range compression unit 31 receives a signal s d (t) of a transmission radio wave (direct wave) from the direct wave receiver 3 of the transmission signal acquisition unit 21 and receives a scattered wave from the scattered wave receiver 5 of the reception signal acquisition unit 22. When the signal s s (t) is received, the direct wave signal s d (t) and the scattered wave signal s s (t) are divided into short-time pulses. A cross-correlation with the scattered wave signal is obtained, and a range profile for each pulse indicating the cross-correlation is generated.

即ち、パルス毎レンジ圧縮部３１の送信信号ＦＦＴ部４１は、送信信号取得部２１の直接波受信機３から直接波の信号ｓｄ（ｔ）を受けると、直接波の信号ｓｄ（ｔ）をレンジ方向にフーリエ変換することで、直接波の信号ｓｄ（ｔ）を短時間のパルスに分割する。
また、パルス毎レンジ圧縮部３１の受信信号ＦＦＴ部４２は、受信信号取得部２２の散乱波受信機５から散乱波の信号ｓｓ（ｔ）を受けると、散乱波の信号ｓｓ（ｔ）をレンジ方向にフーリエ変換することで、散乱波の信号ｓｓ（ｔ）を短時間のパルスに分割する。That is, when the transmission signal FFT unit 41 of the pulse-by-pulse range compression unit 31 receives the direct wave signal s d (t) from the direct wave receiver 3 of the transmission signal acquisition unit 21, the direct wave signal s d (t) Is subjected to Fourier transform in the range direction to divide the direct wave signal s d (t) into short-time pulses.
When the reception signal FFT unit 42 of the pulse-by-pulse range compression unit 31 receives the scattered wave signal s s (t) from the scattered wave receiver 5 of the reception signal acquisition unit 22, the scattered wave signal s s (t) Is subjected to Fourier transform in the range direction, thereby dividing the scattered wave signal s s (t) into short-time pulses.

そして、パルス毎レンジ圧縮部３１の複素共役乗算部４３は、送信信号ＦＦＴ部４１により分割されたパルスと、受信信号ＦＦＴ部４２により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施することで、その直接波の信号と散乱波の信号との相互相関を求める。
ここで、複素共役乗算部４３により求められる相互相関を示す相互相関関数ｘ（τ，ｔｍ，ｔｎ）は、下記の式（１６）のように表され、レンジプロフィールと呼ばれる。
ただし、ｘ（τ，ｔｍ，ｔｎ）はｎ番目のブロックのｍ番目のパルスにおけるレンジプロフィールである。

Figure 0005823062
Then, the complex conjugate multiplication unit 43 of the pulse-by-pulse range compression unit 31 performs complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission signal FFT unit 41 and the pulse divided by the reception signal FFT unit 42. The cross correlation between the direct wave signal and the scattered wave signal is obtained.
Here, the cross-correlation function x (τ, t m , t n ) indicating the cross-correlation obtained by the complex conjugate multiplier 43 is expressed as the following equation (16) and is called a range profile.
Here, x (τ, t m , t n ) is a range profile in the mth pulse of the nth block.
Figure 0005823062

ここで、ベースバンド信号ｗ（ｔ）については、広義定常性（ＷＳＳ）が成立すると仮定しているので、自己相関関数の期待値Ｃ（τ）は下記の式（１７）で表される。

Figure 0005823062
期待値について議論すると、次のようになる。
Figure 0005823062
ただし、τはレンジ圧縮処理後の時間変数、＊は複素共役、Ｅ［・］は期待値、Ｃ（・）は自己相関関数である。Here, since it is assumed that the base station signal w (t) is in a broad sense stationary state (WSS), the expected value C (τ) of the autocorrelation function is expressed by the following equation (17).
Figure 0005823062
The expected value is discussed as follows.
Figure 0005823062
Where τ is a time variable after range compression processing, * is a complex conjugate, E [•] is an expected value, and C (•) is an autocorrelation function.

周波数空間上でのレンジ圧縮は、下記の式（１９）で表現される。

Figure 0005823062
ただし、Ｃｆ（ｆ）は自己相関関数Ｃ（τ）のフーリエ変換である。Ｆ［ｇ（τ）］τは関数ｇ（τ）の変数τについてのフーリエ変換を表している。
パルス毎レンジ圧縮部３１のパルス毎ＩＦＦＴ部４４は、複素共役乗算部４３の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果をパルス毎のレンジプロフィールとして、クラッタ抑圧部３２に出力する。Range compression in the frequency space is expressed by the following equation (19).
Figure 0005823062
Where C f (f) is the Fourier transform of the autocorrelation function C (τ). F [g (τ)] τ represents the Fourier transform for the variable τ of the function g (τ).
The pulse-by-pulse IFFT unit 44 of the pulse-by-pulse range compression unit 31 performs inverse Fourier transform on the multiplication result of the complex conjugate multiplication unit 43 in the range direction, and outputs the inverse Fourier transform result as a range profile for each pulse to the clutter suppression unit 32. To do.

クラッタ抑圧部３２は、パルス毎レンジ圧縮部３１からパルス毎のレンジプロフィールを受けると、パルス毎のレンジプロフィールから、各パルスのレンジプロフィールのパルス方向平均を差し引く処理を実施することで、背景の静止物からの反射信号（クラッタ）を抑圧する。
即ち、クラッタ抑圧部３２は、下記の式（２０）に示す処理を実施することで、クラッタを抑圧する。

Figure 0005823062
When the clutter suppression unit 32 receives the range profile for each pulse from the pulse-by-pulse range compression unit 31, the clutter suppression unit 32 performs a process of subtracting the pulse direction average of the range profile of each pulse from the range profile for each pulse. Suppresses reflection signals (clutter) from objects.
That is, the clutter suppression unit 32 suppresses clutter by performing the processing shown in the following equation (20).
Figure 0005823062

これにより、クラッタ抑圧部３２が、式（２０）に示すクラッタ抑圧後の信号Ｘ逆弧（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）（明細書の文書中では、電子出願の関係上、文字の上部に“∪”の記号を付することができないため、「Ｘ逆弧」のように表記している）をブロック毎ドップラー処理部３３に出力するが、静止物からの反射波の信号については、遅延時間差がパルス毎に変化しない（ドップラー周波数シフトを受けていない）。
このことは、式（１９）において、目標が固定であれば、Ｒｎ（ｔｍ）＝ｃｏｎｓｔとなり、パルス番号ｍによらず、信号の位相が一定になることからも確認することができる。
式（２０）において、Ｎパルスのレンジプロフィールを平均化することによって、ドップラー周波数がゼロの信号を抽出し、各レンジプロフィールからドップラー周波数がゼロの信号を差し引くことで、ドップラー周波数がゼロの信号を抑圧している。これにより、背景の静止物からの反射信号を抑圧することができる。
ただし、このクラッタ抑圧部３２は、この実施の形態１を構成する必須の機能ではない。仮にクラッタ抑圧部３２の処理を省いても、その他については、同様の処理を実施することが可能である。As a result, the clutter suppression unit 32 causes the signal X reverse arc (f, t m , t n ) after clutter suppression shown in Expression (20) (in the document of the specification to be placed on the upper part of the character due to the electronic application. Since the symbol “∪” cannot be added, it is expressed as “X reverse arc”) to the block-by-block Doppler processing unit 33, but the signal of the reflected wave from the stationary object is delayed. The time difference does not change from pulse to pulse (not subject to Doppler frequency shift).
This can also be confirmed from the fact that in equation (19), if the target is fixed, R n (t m ) = const, and the signal phase is constant regardless of the pulse number m.
In equation (20), a signal with zero Doppler frequency is extracted by averaging the range profile of N pulses, and a signal with zero Doppler frequency is subtracted from each range profile to obtain a signal with zero Doppler frequency. Oppressed. Thereby, the reflected signal from the stationary object in the background can be suppressed.
However, the clutter suppression unit 32 is not an essential function that constitutes the first embodiment. Even if the processing of the clutter suppression unit 32 is omitted, the same processing can be performed for the others.

ブロック毎ドップラー処理部３３は、クラッタ抑圧部３２からクラッタ抑圧後のパルス毎のレンジプロフィールＸ逆弧（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）を受けると、クラッタ抑圧後のパルス毎のレンジプロフィールＸ逆弧（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）をブロック単位にまとめて、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるブロック毎のドップラー周波数スペクトルを１次レンジマイグレーション補償部３４に出力する。
以下、ブロック毎ドップラー処理部３３の処理内容を具体的に説明する。When the block profile Doppler processing unit 33 receives the range profile X reverse arc for each pulse after clutter suppression from the clutter suppression unit 32 (f, t m , t n ), the range profile X reverse arc for each pulse after clutter suppression. (F, t m , t n ) are grouped in units of blocks, the range profile in units of blocks is Fourier transformed in the hit direction, and the Doppler frequency spectrum for each block, which is the result of the Fourier transformation, is sent to the primary range migration compensation unit 34. Output.
Hereinafter, the processing contents of the block-by-block Doppler processing unit 33 will be specifically described.

まず、ｎ番目のブロックにおけるレンジ圧縮後の信号Ｘ（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）は、式（１５）を式（１９）に代入することで、下記の式（２１）のように表すことができる。

Figure 0005823062
ここでは、レンジ圧縮後の信号Ｘ（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）を式（２１）で表しているが、式（１５）を式（２０）に代入することで、クラッタが抑圧されたレンジ圧縮後の信号Ｘ逆弧（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）を表すことができる。First, the signal X (f, t m , t n ) after the range compression in the nth block is expressed as the following equation (21) by substituting equation (15) into equation (19). Can do.
Figure 0005823062
Here, the signal X (f, t m , t n ) after range compression is expressed by Expression (21), but the range in which clutter is suppressed by substituting Expression (15) into Expression (20). The compressed signal X reverse arc (f, t m , t n ) can be represented.

レンジ圧縮後の信号Ｘ（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）を、ｍについて離散フーリエ変換すると、下記の式（２２）が得られる。

Figure 0005823062
ただし、ｆｄｋはｋ番目のドップラー周波数セルの中心周波数であり、下記の式（２３）で定義される。
Figure 0005823062
When the range-compressed signal X (f, t m , t n ) is discrete Fourier transformed with respect to m, the following equation (22) is obtained.
Figure 0005823062
Here, f dk is the center frequency of the k-th Doppler frequency cell and is defined by the following equation (23).
Figure 0005823062

式（２２）における近似は、次の関係式による。
ｆｃ >> ｆ∈［−Ｂ／２，Ｂ／２］ （２４）
式（２４）は、信号の比帯域が小さければ、式（２２）の近似が成り立つことを示している。
ここでは、ブロック幅Ｔｂにおける目標の移動量がレンジ分解能以下であることを示す下記の式（２５）の関係を満たしている必要がある。

Figure 0005823062
ただし、ｆｄｍａｘはパルス繰返し周期ＰＲＩで決まる値であり、ｆｄｍａｘ＝１／（２Ｔ０）である。したがって、式（２５）は次のように整理することができる。
Figure 0005823062
The approximation in equation (22) is based on the following relational expression.
f c >> f∈ [−B / 2, B / 2] (24)
Equation (24) indicates that the approximation of Equation (22) holds if the signal bandwidth is small.
Here, it is necessary to satisfy the relationship of formula (25) below which show that the amount of movement of the target in the block width T b is less range resolution.
Figure 0005823062
However, f dmax is a value determined by the pulse repetition period PRI, and f dmax = 1 / (2T 0 ). Therefore, equation (25) can be organized as follows.
Figure 0005823062

１次レンジマイグレーション補償部３４は、ブロック毎ドップラー処理部３３からブロック毎のドップラー周波数スペクトルを受けると、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している１次のレンジマイグレーションを補償し、レンジマイグレーション補償後のドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換して、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を出力する。
以下、１次レンジマイグレーション補償部３４の処理内容を具体的に説明する。When receiving the Doppler frequency spectrum for each block from the Doppler processing unit 33 for each block, the primary range migration compensation unit 34 compensates for the primary range migration occurring in the block direction in the Doppler frequency spectrum for each block. Then, the Doppler frequency spectrum after the range migration compensation is subjected to inverse Fourier transform in the range direction, and a range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) which is the inverse Fourier transform result is output.
The processing contents of the primary range migration compensation unit 34 will be specifically described below.

ブロック毎ドップラー処理部３３では、ブロック幅Ｔｂの間は、ドップラー周波数が一定であることを仮定して処理を実施しているが、観測時間Ｔの全体を考える場合は、ドップラー周波数ｆｄ（ｔ）が１次の変化をする式（９）のモデルを考える。
このことを踏まえ、式（２２）のＲ（ｔｎ），ｖ（ｔｎ）に式（１１），式（１２）を代入することで、下記の式（２７）を得る。

Figure 0005823062
In block each Doppler processing unit 33, while the block width T b, but the Doppler frequency is performed assuming processing to be constant, when considering the entire observation time T, the Doppler frequency f d ( Consider a model of equation (9) where t) has a first order change.
Based on this, the following formula (27) is obtained by substituting the formulas (11) and (12) into R (t n ) and v (t n ) of the formula (22).
Figure 0005823062

この実施の形態１では、ブロック方向の処理を実施するために、目標信号のレンジ方向の移動（マイグレーション）を補償する。
ここでは、ドップラー周波数が１次の変化をするモデルを考えているので、目標信号のレンジは１次と２次の変化をする。１次レンジマイグレーション補償部３４では、１次の変化量を補償する。
ｋ番目のドップラー周波数セルに含まれる信号のドップラー周波数はｆｄｋであるから、ｎ番目のブロックにおける遅延量の１次成分ΔＲｎ（ｔｎ）は、下記の式（２８）で表される。

Figure 0005823062
In the first embodiment, in order to perform the processing in the block direction, the movement (migration) of the target signal in the range direction is compensated.
Here, since a model in which the Doppler frequency changes linearly is considered, the range of the target signal changes between primary and secondary. The primary range migration compensation unit 34 compensates the primary change amount.
Since the Doppler frequency of the signal included in the k-th Doppler frequency cell is f dk , the primary component ΔR n (t n ) of the delay amount in the n-th block is expressed by the following equation (28).
Figure 0005823062

式（２７）に対する１次レンジマイグレーション位相補償関数Ψｃｍｐ１（ｆ，ｆｄｋ，ｔｎ）は、下記の式（２９）で表され、予め、１次レンジマイグレーション位相補償関数Ψｃｍｐ１（ｆ，ｆｄｋ，ｔｎ）は、１次レンジマイグレーション補償部３４の１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部５１に格納される。

Figure 0005823062
ただし、＊は複素共役である。The first-order range migration phase compensation function Ψ cmp1 (f, f dk , t n ) for Expression (27) is expressed by the following Expression (29), and the first-order range migration phase compensation function Ψ cmp1 (f, f dk , t n ) is stored in the primary range migration phase compensation function storage unit 51 of the primary range migration compensation unit 34.
Figure 0005823062
However, * is a complex conjugate.

１次レンジマイグレーション補償部３４の位相補償関数乗算部５２は、ブロック毎ドップラー処理部３３からブロック毎のドップラー周波数スペクトルを受けると、１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部５１に格納されている１次レンジマイグレーション位相補償関数Ψｃｍｐ１（ｆ，ｆｄｋ，ｔｎ）をブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算することで、１次のレンジマイグレーションを補償する。When the phase compensation function multiplication unit 52 of the primary range migration compensation unit 34 receives the Doppler frequency spectrum for each block from the block Doppler processing unit 33, the primary range migration phase compensation function storage unit 51 stores the primary order. The first-order range migration is compensated by multiplying the Doppler frequency spectrum for each block by the range migration phase compensation function ψ cmp1 (f, f dk , t n ).

１次レンジマイグレーション位相補償関数Ψｃｍｐ１（ｆ，ｆｄｍ，ｔｎ）を用いた関数ｙ（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）の１次のレンジマイグレーション補償は、下記の式（３０）のようになる。これは周波数空間における畳み込み演算に相当する。

Figure 0005823062
ただし、δｆｄｋ＝β−ｆｄｋである。
１次レンジマイグレーション補償部３４のパルス毎ＩＦＦＴ部５３は、位相補償関数乗算部５２の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を信号干渉型位相補償部３５に出力する。Primary range migration phase compensation function Ψ cmp1 (f, f dm, t n) function y with (tau, f dk, t n) primary range migration compensation, as the following equation (30) Become. This corresponds to a convolution operation in the frequency space.
Figure 0005823062
However, δf dk = β−f dk .
The pulse-by-pulse IFFT unit 53 of the primary range migration compensation unit 34 performs inverse Fourier transform on the multiplication result of the phase compensation function multiplication unit 52 in the range direction, and the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) is output to the signal interference type phase compensation unit 35.

信号干渉型位相補償部３５は、１次レンジマイグレーション補償部３４からレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を受けると、そのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する。
以下、信号干渉型位相補償部３５の処理内容を具体的に説明する。Signal interference type phase compensation unit 35, superimposing the primary range migration compensation unit 34 range profile X cmp1 (τ, f dk, t n) receives a, the range profile X cmp1 (τ, f dk, t n) to Compensates for phase variations in the block direction.
The processing contents of the signal interference type phase compensation unit 35 will be specifically described below.

まず、ドップラーセルマイグレーション補償のため、式（３０）のｆｄｋについて逆離散フーリエ変換を実施する。

Figure 0005823062
First, in order to compensate for Doppler cell migration, inverse discrete Fourier transform is performed on f dk in Equation (30).
Figure 0005823062

ここで、信号干渉型位相補償関数Ψｃｍｐ２ｆａｓｔ（ｆ，ｔｍ，ｔｎ）は、信号のブロック時間反転を用いると、下記の式（３２）のようになり、信号干渉型位相補償部３５の時間反転レンジプロフィール生成部６１が時間反転レンジプロフィールΨｃｍｐ２ｆａｓｔ（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を生成する。

Figure 0005823062
Here, the signal interference type phase compensation function Ψ cmp2fast (f, t m , t n ) is expressed by the following equation (32) using the block time inversion of the signal, and the signal interference type phase compensation unit 35 The time reversal range profile generation unit 61 generates a time reversal range profile ψ cmp2fast (τ, f dk , t n ).
Figure 0005823062

信号干渉型位相補償部３５の複素共役乗算部６２は、時間反転レンジプロフィール生成部６１が時間反転レンジプロフィールΨｃｍｐ２ｆａｓｔ（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を生成すると、下記の式（３３）に示すように、その時間反転レンジプロフィールΨｃｍｐ２ｆａｓｔ（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）と１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）との複素共役乗算を実施することで、そのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の偶数次の位相の変動を補償する。

Figure 0005823062
ただし、下記の式（３４）の近似を用いている。
Figure 0005823062
The complex conjugate multiplier 62 of the signal interference type phase compensator 35 is expressed by the following equation (33) when the time reversal range profile generator 61 generates a time reversal range profile ψ cmp2fast (τ, f dk , t n ). Thus, the complex conjugate multiplication of the time reversal range profile Ψ cmp2fast (τ, f dk , t n ) and the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) output from the primary range migration compensation unit 34 is performed. By implementing this, the even-order phase variation in the block direction superimposed on the range profile is compensated.
Figure 0005823062
However, the approximation of the following formula (34) is used.
Figure 0005823062

ブロック方向ドップラー処理部３６は、信号干渉型位相補償部３５により位相の変動が補償されたレンジプロフィールＸｃｍｐ２（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を受けると、そのレンジプロフィールＸｃｍｐ２（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）をブロック方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルｆｄｉを目標検出部３７に出力する。
以下、ブロック方向ドップラー処理部３６の処理内容を具体的に説明する。When the block direction Doppler processing unit 36 receives the range profile X cmp2 (τ, f dk , t n ) in which the phase variation is compensated by the signal interference type phase compensation unit 35, the range profile X cmp2 (τ, f dk). , T n ) are Fourier-transformed in the block direction, and the Doppler frequency spectrum f di as a result of the Fourier transformation is output to the target detection unit 37.
The processing contents of the block direction Doppler processing unit 36 will be specifically described below.

式（３３）に対して、ｔｎについて離散フーリエ変換を実施すると、下記の式（３５）のようになる。

Figure 0005823062
When the discrete Fourier transform is performed on t n with respect to the equation (33), the following equation (35) is obtained.
Figure 0005823062

式（３５）の近似については、レンジマイグレーション補償処理後は、信号がブロック番号によらず、同一のレンジセルに存在していると見なせる。以降では、ｆｄｎを下記の式（３６）で表すようにする。ただし、ｆｄｋはｋ番目のドップラー周波数セルの中心周波数であり、次式で定義される。

Figure 0005823062
また、新たなドップラー周波数ｆｄｉを下記の式（３７）のように定義する。
Figure 0005823062
As for the approximation of Expression (35), after the range migration compensation process, it can be considered that the signal exists in the same range cell regardless of the block number. Hereinafter, f dn is expressed by the following formula (36). Here, f dk is the center frequency of the kth Doppler frequency cell and is defined by the following equation.
Figure 0005823062
Further, a new Doppler frequency f di is defined as in the following equation (37).
Figure 0005823062

ただし、ｍ（ｉ），ｎ（ｉ）は、下記の式（３８）のように定義される。

Figure 0005823062
ｆｌｏｏｒ（ｉ）は、ｉの小数点以下を切り捨てる演算子であり、ｍｏｄ（ｉ，Ｎ）はｉをＮで割った余りを得る演算子である。
式（３７），（３８）より、式（３５）は、下記の式（３９）のようになる。
Figure 0005823062
式（３９）において、実質の周波数分解能Δｆｄは、１つ目のｓｉｎｃ関数よって、下記の式（４０）のようになる。
Figure 0005823062
However, m (i) and n (i) are defined as the following formula (38).
Figure 0005823062
floor (i) is an operator that truncates the decimal part of i, and mod (i, N) is an operator that obtains a remainder obtained by dividing i by N.
From the equations (37) and (38), the equation (35) becomes the following equation (39).
Figure 0005823062
In the equation (39), the actual frequency resolution Δf d is expressed by the following equation (40) by the first sinc function.
Figure 0005823062

目標検出部３７は、ブロック方向ドップラー処理部３６がドップラー周波数スペクトルｆｄｉを算出すると、そのドップラー周波数スペクトルｆｄｉを用いて、目標を検出する。
即ち、目標検出部３７は、式（３５）によって算出される信号ｘｃｍｐ２（τ，ｆｄｋ，ｆｄｌ）の強度Ｐ１（τ，ｆｄｋ，ｆｄｌ）、あるいは、式（３９）によって算出される信号ｘｃｍｐ２（τ，ｆｄｉ）の強度Ｐ２（τ，ｆｄｉ）を算出する。

Figure 0005823062

Figure 0005823062
目標検出部３７は、信号強度Ｐ１（τ，ｆｄｋ，ｆｄｌ）、あるいは、信号強度Ｐ２（τ，ｆｄｉ）に対して、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理などの検出処理を適用することによって、目標信号を検出する。ＣＦＡＲ処理については公知の技術であるため詳細な説明を省略する。When the block direction Doppler processing unit 36 calculates the Doppler frequency spectrum f di , the target detection unit 37 detects the target using the Doppler frequency spectrum f di .
That is, the target detection unit 37 calculates the intensity P 1 (τ, f dk , f dl ) of the signal x cmp2 (τ, f dk , f dl ) calculated by the equation (35) or the equation (39). is the signal x cmp2 (τ, f di) is the intensity P 2 (τ, f di) of calculating a.
Figure 0005823062

Figure 0005823062
The target detection unit 37 applies detection processing such as CFAR (Constant False Alarm Rate) processing to the signal intensity P 1 (τ, f dk , f dl ) or the signal intensity P 2 (τ, f di ). By doing so, the target signal is detected. Since the CFAR process is a known technique, a detailed description thereof will be omitted.

なお、ＣＦＡＲ処理を実施する前に、信号強度Ｐ１（τ，ｆｄｋ，ｆｄｌ）、あるいは、信号強度Ｐ２（τ，ｆｄｉ）について、レンジ方向又はドップラー周波数方向、あるいは、その両方向に互いに隣接する複数セルにまたがってインコヒーレントに積分を行うようにしてもよい。
この処理により、雑音成分の標準偏差を低減することができるほか、目標信号がドップラーレンジ方向又はドップラー周波数方向、あるいは、その両方向に広がっている場合、信号成分をインコヒーレントに積み上げることができるため、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を改善することが可能になる。Before performing the CFAR process, the signal intensity P 1 (τ, f dk , f dl ) or the signal intensity P 2 (τ, f di ) is set in the range direction, the Doppler frequency direction, or both directions. The integration may be performed incoherently across a plurality of adjacent cells.
This process can reduce the standard deviation of the noise component, and when the target signal spreads in the Doppler range direction or Doppler frequency direction, or both directions, the signal component can be accumulated incoherently, The SNR (Signal to Noise Ratio) can be improved.

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、信号干渉型位相補償部３５が、１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の偶数次の位相の変動を補償するように構成したので、積分時間内の目標のレンジセルの移動や演算量の増大を招くことなく、目標の探知距離を延伸させることができる効果を奏する。
即ち、１次のレンジマイグレーションが補償された後に、信号干渉型位相補償を行うことで、精度・効率よく、長時間コヒーレント積分が可能になるため、演算量の増大を招くことなく、目標の探知距離を延伸させることができる効果を奏する。As is apparent from the above, according to the first embodiment, the signal interference type phase compensation unit 35 applies the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) output from the primary range migration compensation unit 34. Since it is configured to compensate for even-order phase fluctuations in the superimposed block direction, it is possible to extend the target detection distance without causing movement of the target range cell within the integration time or an increase in the amount of calculation. There is an effect that can be done.
In other words, signal interference type phase compensation is performed after the primary range migration is compensated, so that coherent integration can be performed accurately and efficiently for a long time. There is an effect that the distance can be extended.

実施の形態２．
上記実施の形態１では、信号取得部１１の送信信号取得部２１が図１の直接波受信用アンテナ２と直接波受信機３から構成され、信号取得部１１の受信信号取得部２２が図１の散乱波受信用アンテナ４と散乱波受信機５から構成されているものを示したが、図８に示すように、信号取得部１１の送信信号取得部２１が、予め電波発信源１から送信される電波（直接波）の信号ｓｄ（ｔ）を格納する電波発信源信号格納部７１（メモリ）を備え、電波発信源信号格納部７１により格納されている直接波の信号ｓｄ（ｔ）を信号処理装置１２のパルス毎レンジ圧縮部３１に出力するようにしてもよい。
この場合、図１の直接波受信用アンテナ２と直接波受信機３を省略することができるため装置構成の簡略化を図ることができる。Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the transmission signal acquisition unit 21 of the signal acquisition unit 11 includes the direct wave reception antenna 2 and the direct wave receiver 3 of FIG. 1, and the reception signal acquisition unit 22 of the signal acquisition unit 11 is illustrated in FIG. The scattered wave receiving antenna 4 and the scattered wave receiver 5 are shown. However, as shown in FIG. 8, the transmission signal acquisition unit 21 of the signal acquisition unit 11 transmits the signal from the radio wave source 1 in advance. comprising a radio transmission source signal storage section 71 (memory) which stores the radio signal s d (t) of (direct wave) that is, the direct wave is stored by radio transmission source signal storage 71 signal s d (t ) May be output to the pulse-by-pulse range compression unit 31 of the signal processing device 12.
In this case, since the direct wave receiving antenna 2 and the direct wave receiver 3 in FIG. 1 can be omitted, the configuration of the apparatus can be simplified.

実施の形態３．
上記実施の形態１では、レーダ装置と別個に既設の電波発信源１が存在しているものを示したが、図９に示すように、信号取得部１１の受信信号取得部２２が、電波発信源１から発信される電波に相当する電波を送信する電波送信機８１と、送受信アンテナ８２と、電波送信機８１又は散乱波受信機５を交互に送受信アンテナ８２に接続する送受切換機８３とを備えるようにしてもよい。
この場合、電波送信機８１が送受切換機８３によって送受信アンテナ８２と接続されたとき、電波発信源１から発信される電波に相当する電波を目標に向けて送信し、散乱波受信機５が送受切換機８３によって送受信アンテナ８２と接続されたとき、目標によって散乱された上記電波の散乱波を受信して、その散乱波の信号を信号処理装置１２のパルス毎レンジ圧縮部３１に出力する。
なお、送信信号取得部２１の送信信号格納部８４は、電波送信機８１から送信される電波の信号を格納しており、その信号を信号処理装置１２のパルス毎レンジ圧縮部３１に出力する。Embodiment 3 FIG.
In the first embodiment, the existing radio wave transmission source 1 is present separately from the radar device. However, as shown in FIG. 9, the received signal acquisition unit 22 of the signal acquisition unit 11 performs radio wave transmission. A radio wave transmitter 81 for transmitting a radio wave corresponding to a radio wave transmitted from the source 1, a transmission / reception antenna 82, and a transmission / reception switching unit 83 for alternately connecting the radio wave transmitter 81 or the scattered wave receiver 5 to the transmission / reception antenna 82. You may make it prepare.
In this case, when the radio wave transmitter 81 is connected to the transmission / reception antenna 82 by the transmission / reception switching unit 83, the radio wave corresponding to the radio wave transmitted from the radio wave transmission source 1 is transmitted toward the target, and the scattered wave receiver 5 transmits / receives. When connected to the transmission / reception antenna 82 by the switching device 83, the scattered wave of the radio wave scattered by the target is received, and the signal of the scattered wave is output to the pulse-by-pulse range compression unit 31 of the signal processing device 12.
The transmission signal storage unit 84 of the transmission signal acquisition unit 21 stores a radio wave signal transmitted from the radio wave transmitter 81, and outputs the signal to the pulse-by-pulse range compression unit 31 of the signal processing device 12.

この場合、上記実施の形態２と同様に、図１の直接波受信用アンテナ２と直接波受信機３を省略することができるため装置構成の簡略化を図ることができる。
また、既設の電波発信源１が存在していない場合でも、目標の検出処理を実施することができる。In this case, as in the second embodiment, the direct wave receiving antenna 2 and the direct wave receiver 3 in FIG. 1 can be omitted, so that the apparatus configuration can be simplified.
Further, even when the existing radio wave source 1 does not exist, the target detection process can be performed.

実施の形態４．
図１０はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
レンジ分割処理部９１は１次レンジマイグレーション補償部３４から出力されたレンジプロフィールを２つのレンジに分割する処理を実施する。なお、レンジ分割処理部９１はレンジ分割処理手段を構成している。Embodiment 4 FIG.
10 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The range division processing unit 91 performs a process of dividing the range profile output from the primary range migration compensation unit 34 into two ranges. The range division processing unit 91 constitutes a range division processing unit.

探索型位相補償部９２はレンジ分割処理部９１により分割された他方のレンジのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を２次以上の位相補償関数によって補償する処理を実施する。なお、探索型位相補償部９２は探索型位相補償手段を構成している。
レンジ統合処理部９３は信号干渉型位相補償部３５により位相の変動が補償された一方のレンジのレンジプロフィールと、探索型位相補償部９２により位相の変動が補償された他方のレンジのレンジプロフィールとを統合する処理を実施する。なお、レンジ統合処理部９３はレンジ統合処理手段を構成している。The search type phase compensator 92 performs a process of compensating for the fluctuation in the phase in the block direction superimposed on the range profile of the other range divided by the range division processor 91 by a second or higher order phase compensation function. The search type phase compensation unit 92 constitutes search type phase compensation means.
The range integration processing unit 93 includes a range profile of one range whose phase variation is compensated by the signal interference type phase compensation unit 35, and a range profile of the other range whose phase variation is compensated by the search type phase compensation unit 92. Implement the process of integrating. The range integration processing unit 93 constitutes a range integration processing unit.

図１０の例では、レーダ装置における信号処理装置１２の構成要素であるパルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、レンジ分割処理部９１、信号干渉型位相補償部３５、探索型位相補償部９２、レンジ統合処理部９３、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）から構成されているものを想定しているが、信号処理装置１２がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理装置１２がコンピュータで構成されている場合、パルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、レンジ分割処理部９１、信号干渉型位相補償部３５、探索型位相補償部９２、レンジ統合処理部９３、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。In the example of FIG. 10, the range-by-pulse range compression unit 31, the clutter suppression unit 32, the block-by-block Doppler processing unit 33, the primary range migration compensation unit 34, and the range division processing unit 91 that are components of the signal processing device 12 in the radar apparatus. , The signal interference type phase compensation unit 35, the search type phase compensation unit 92, the range integration processing unit 93, the block direction Doppler processing unit 36, and the target detection unit 37 each have dedicated hardware (for example, a semiconductor on which a CPU is mounted). Although an integrated circuit or a one-chip microcomputer is assumed, the signal processing device 12 may be configured by a computer.
When the signal processing device 12 is configured by a computer, a pulse-by-pulse range compression unit 31, a clutter suppression unit 32, a block-by-block Doppler processing unit 33, a primary range migration compensation unit 34, a range division processing unit 91, a signal interference type phase A program describing the processing contents of the compensation unit 35, the search type phase compensation unit 92, the range integration processing unit 93, the block direction Doppler processing unit 36, and the target detection unit 37 is stored in the memory of the computer, and the CPU of the computer The program stored in the memory may be executed.

図１１はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置の探索型位相補償部９２を示す構成図である。
図１１において、探索型位相補償関数格納部１０１はレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償するための２次以上の位相補償関数を格納しているメモリである。
位相補償関数乗算部１０２は探索型位相補償関数格納部１０１により格納されている２次以上の位相補償関数をレンジ分割処理部９１により分割された他方のレンジのレンジプロフィールに乗算することで、そのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する処理を実施する。FIG. 11 is a block diagram showing a search type phase compensation unit 92 of a radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
In FIG. 11, a search type phase compensation function storage unit 101 is a memory that stores a second or higher order phase compensation function for compensating for a fluctuation in phase in a block direction superimposed on a range profile.
The phase compensation function multiplication unit 102 multiplies the range profile of the other range divided by the range division processing unit 91 by the second or higher order phase compensation function stored by the search type phase compensation function storage unit 101, A process for compensating for the fluctuation of the phase in the block direction superimposed on the range profile is performed.

次に動作について説明する。
ただし、レンジ分割処理部９１、探索型位相補償部９２及びレンジ統合処理部９３を実装している点以外は、上記実施の形態１と同様であるため、ここでは、レンジ分割処理部９１、探索型位相補償部９２及びレンジ統合処理部９３の処理内容を主に説明する。Next, the operation will be described.
However, except that the range division processing unit 91, the search type phase compensation unit 92, and the range integration processing unit 93 are implemented, this is the same as in the first embodiment, and here, the range division processing unit 91, search Processing contents of the mold phase compensation unit 92 and the range integration processing unit 93 will be mainly described.

レンジ分割処理部９１は、１次レンジマイグレーション補償部３４が、上記実施の形態１と同様に、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している１次のレンジマイグレーションを補償し、レンジマイグレーション補償後のドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換して、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を出力すると、そのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を２つのレンジに分割する。
レンジ分割処理部９１は、レンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を２つのレンジに分割すると、一方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を信号干渉型位相補償部３５に出力し、他方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を探索型位相補償部９２に出力する。In the range division processing unit 91, the primary range migration compensation unit 34 compensates for the primary range migration occurring in the block direction in the Doppler frequency spectrum for each block, as in the first embodiment. When the Doppler frequency spectrum after the range migration compensation is subjected to inverse Fourier transform in the range direction, and the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) as the inverse Fourier transform result is output, the range profile X cmp1 (τ , F dk , t n ) are divided into two ranges.
Range division processing unit 91, range profile X cmp1 (τ, f dk, t n) Splitting into two ranges, range profile of one of the range X cmp1 (τ, f dk, t n) signal interference phase The output is output to the compensation unit 35, and the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of the other range is output to the search type phase compensation unit 92.

信号干渉型位相補償部３５は、レンジ分割処理部９１から一方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、複素乗算を実施することで、そのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の偶数次の位相の変動を補償する。When receiving the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of one range from the range division processing unit 91, the signal interference type phase compensation unit 35 performs complex multiplication as in the first embodiment. Thus, even-order phase fluctuations in the block direction superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) are compensated.

探索型位相補償部９２は、レンジ分割処理部９１から他方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）を受けると、そのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を２次以上の位相補償関数によって補償する。
即ち、探索型位相補償部９２の位相補償関数乗算部１０２は、探索型位相補償関数格納部１０１により格納されている２次以上の位相補償関数をレンジ分割処理部９１により分割された他方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に乗算することで、そのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する。When the search type phase compensation unit 92 receives the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of the other range from the range division processing unit 91, the search type phase compensation unit 92 sets the range profile X cmp 1 (τ, f dk , t n ). The phase variation in the superimposed block direction is compensated by a second or higher order phase compensation function.
That is, the phase compensation function multiplication unit 102 of the search type phase compensation unit 92 uses the other range obtained by dividing the second or higher-order phase compensation function stored by the search type phase compensation function storage unit 101 by the range division processing unit 91. Is multiplied by the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) to compensate for fluctuations in the phase in the block direction superimposed on the range profile.

レンジ統合処理部９３は、信号干渉型位相補償部３５が一方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を補償し、探索型位相補償部９２が他方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を補償すると、位相変動補償後の一方のレンジのレンジプロフィールと、位相変動補償後の他方のレンジのレンジプロフィールとを統合し、統合後のレンジプロフィールをブロック方向ドップラー処理部３６に出力する。The range integration processing unit 93 compensates for fluctuations in the phase in the block direction superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of one range by the signal interference type phase compensation unit 35, and searches for the phase. When the compensation unit 92 compensates for the variation in the phase in the block direction superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of the other range, the range profile of one range after the phase variation compensation, The range profile of the other range after fluctuation compensation is integrated, and the integrated range profile is output to the block direction Doppler processing unit 36.

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、信号干渉型位相補償部３５が一方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を補償し、探索型位相補償部９２が他方のレンジのレンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動を補償するように構成したので、レンジプロフィールＸｃｍｐ１（τ，ｆｄｋ，ｔｎ）に重畳されているブロック方向の位相の変動の補償精度を高めることができる効果を奏する。As is apparent from the above, according to the fourth embodiment, the phase in the block direction in which the signal interference type phase compensation unit 35 is superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of one range. And the search type phase compensator 92 is configured to compensate for the phase variation in the block direction superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ) of the other range. There is an effect that it is possible to increase the compensation accuracy of the phase variation in the block direction superimposed on the range profile X cmp1 (τ, f dk , t n ).

実施の形態５．
図１２はこの発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図２、図４、図５及び図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図１２のレーダ装置は、上記実施の形態１で説明しているパルス毎レンジ圧縮部３１、クラッタ抑圧部３２、ブロック毎ドップラー処理部３３、１次レンジマイグレーション補償部３４、信号干渉型位相補償部３５、ブロック方向ドップラー処理部３６及び目標検出部３７から構成されており、パルス毎レンジ圧縮部３１、１次レンジマイグレーション補償部３４及び信号干渉型位相補償部３５の具体的な構成を開示している実施例である。Embodiment 5 FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIGS. 2, 4, 5, and 6 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted.
The radar apparatus of FIG. 12 includes a pulse-by-pulse range compression unit 31, a clutter suppression unit 32, a block-by-block Doppler processing unit 33, a primary range migration compensation unit 34, and a signal interference type phase compensation unit described in the first embodiment. 35, which comprises a block direction Doppler processing unit 36 and a target detection unit 37, and discloses specific configurations of a pulse-by-pulse range compression unit 31, a primary range migration compensation unit 34, and a signal interference type phase compensation unit 35. This is an example.

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。   In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .

この発明に係るレーダ装置は、送信電波の信号と散乱波の信号との相互相関を求め、その相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を補償する位相補償手段を備え、積分時間内の目標のレンジセルの移動や演算量の増大を招くことなく、目標の探知距離を延伸させることができるので、パッシブレーダ方式のレーダ装置に用いるのに適している。   A radar apparatus according to the present invention obtains a cross-correlation between a signal of a transmission radio wave and a signal of a scattered wave, and generates a range profile for each pulse indicating the cross-correlation, and a pulse-by-pulse range compression unit. Phase compensation means that compensates for phase fluctuations in the hit direction superimposed on the generated range profile for each pulse, and detects the target without causing the target range cell to move or increase the amount of computation within the integration time. Since the distance can be extended, it is suitable for use in a passive radar type radar apparatus.

１ 電波発信源、２ 直接波受信用アンテナ（電波取得手段）、３ 直接波受信機（電波取得手段）、４ 散乱波受信用アンテナ（電波取得手段）、５ 散乱波受信機（電波取得手段）、１１ 信号取得部、１２ 信号処理装置、２１ 送信信号取得部、２２ 受信信号取得部、３１ パルス毎レンジ圧縮部（パルス毎レンジ圧縮手段）、３２ クラッタ抑圧部（クラッタ抑圧手段）、３３ ブロック毎ドップラー処理部（ブロック毎ドップラー処理手段）、３４ １次レンジマイグレーション補償部（１次レンジマイグレーション補償手段）、３５ 信号干渉型位相補償部（位相補償手段）、３６ ブロック方向ドップラー処理部（ブロック方向ドップラー処理手段）、３７ 目標検出部（目標検出手段）、３８ ドップラー処理部（ドップラー処理手段）、４１ 送信信号ＦＦＴ部（送信電波信号フーリエ変換部）、４２ 受信信号ＦＦＴ部（散乱波信号フーリエ変換部）、４３ 複素共役乗算部、４４ パルス毎ＩＦＦＴ部（パルス毎逆フーリエ変換部）、５１ １次レンジマイグレーション位相補償関数格納部、５２ 位相補償関数乗算部、５３ パルス毎ＩＦＦＴ部（パルス毎逆フーリエ変換部）、６１ 時間反転レンジプロフィール生成部、６２ 複素共役乗算部、７１ 電波発信源信号格納部、８１ 電波送信機、８２ 送受信アンテナ、８３ 送受切換機、８４ 送信信号格納部、９１ レンジ分割処理部（レンジ分割処理手段）、９２ 探索型位相補償部（探索型位相補償手段）、９３ レンジ統合処理部（レンジ統合処理手段）、１０１ 探索型位相補償関数格納部、１０２ 位相補償関数乗算部。   1 radio wave source, 2 direct wave receiving antenna (radio wave acquisition means), 3 direct wave receiver (radio wave acquisition means), 4 scattered wave reception antenna (radio wave acquisition means), 5 scattered wave receiver (radio wave acquisition means) , 11 Signal acquisition unit, 12 Signal processing device, 21 Transmission signal acquisition unit, 22 Received signal acquisition unit, 31 Pulse-by-pulse range compression unit (pulse-by-pulse range compression unit), 32 Clutter suppression unit (clutter suppression unit), 33 per block Doppler processing unit (block-by-block Doppler processing unit), 34 primary range migration compensation unit (primary range migration compensation unit), 35 signal interference type phase compensation unit (phase compensation unit), 36 block direction Doppler processing unit (block direction Doppler) Processing means), 37 target detection unit (target detection means), 38 Doppler processing unit (Doppler processing hand) Stage), 41 transmission signal FFT section (transmission radio wave signal Fourier transform section), 42 reception signal FFT section (scattered wave signal Fourier transform section), 43 complex conjugate multiplier section, 44 pulse-by-pulse IFFT section (pulse-inverse Fourier transform section) 51 Primary range migration phase compensation function storage unit 52 Phase compensation function multiplication unit 53 IFFT unit per pulse (inverse Fourier transform unit per pulse) 61 Time reversal range profile generation unit 62 Complex conjugate multiplication unit 71 Radio wave transmission Source signal storage unit, 81 radio wave transmitter, 82 transmission / reception antenna, 83 transmission / reception switching machine, 84 transmission signal storage unit, 91 range division processing unit (range division processing unit), 92 search type phase compensation unit (search type phase compensation unit) 93 range integration processing unit (range integration processing means), 101 search type phase compensation function storage unit, 102 phase compensation Number multiplication unit.

Claims (21)

目標によって散乱された送信電波の散乱波を受信して、上記散乱波の信号を出力する電波取得手段と、
上記送信電波の信号及び上記電波取得手段から出力された散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、上記送信電波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求め、上記相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を複素乗算処理によって補償する信号干渉型位相補償手段と、
上記信号干渉型位相補償手段により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するドップラー処理手段と、
上記ドップラー処理手段より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 Radio wave acquisition means for receiving a scattered wave of a transmission radio wave scattered by a target and outputting the signal of the scattered wave;
The transmission radio wave signal and the scattered wave signal output from the radio wave acquisition means are divided into pulses, and the cross correlation between the transmission radio wave signal and the scattered wave signal is obtained in units of pulses, and the cross correlation A pulse-by-pulse range compression means for generating a pulse-by-pulse range profile indicating:
A signal interference type phase compensation means for compensating for fluctuations in the phase of the hit direction superimposed on the range profile for each pulse generated by the range-by-pulse compression means by complex multiplication processing ;
A Doppler processing means for Fourier-transforming the range profile whose phase variation is compensated by the signal interference type phase compensation means in the hit direction and outputting a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transformation;
A radar apparatus comprising: target detection means for detecting a target from the Doppler frequency spectrum output from the Doppler processing means. 目標によって散乱された送信電波の散乱波を受信して、上記散乱波の信号を出力する電波取得手段と、
上記送信電波の信号及び上記電波取得手段から出力された散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、上記送信電波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求め、上記相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめて、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるブロック毎のドップラー周波数スペクトルを出力するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している１次のレンジマイグレーションを補償し、レンジマイグレーション補償後のドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換して、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力する１次レンジマイグレーション補償手段と、
上記１次レンジマイグレーション補償手段から出力されたレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を複素乗算処理によって補償する信号干渉型位相補償手段と、
上記信号干渉型位相補償手段により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをブロック方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 Radio wave acquisition means for receiving a scattered wave of a transmission radio wave scattered by a target and outputting the signal of the scattered wave;
The transmission radio wave signal and the scattered wave signal output from the radio wave acquisition means are divided into pulses, and the cross correlation between the transmission radio wave signal and the scattered wave signal is obtained in units of pulses, and the cross correlation A pulse-by-pulse range compression means for generating a pulse-by-pulse range profile indicating:
The range profiles for each pulse generated by the above-mentioned pulse-by-pulse range compressing means are grouped in units of blocks, the range profiles in units of blocks are Fourier transformed in the hit direction, and the Doppler frequency spectrum for each block as the Fourier transform result is output. Block-by-block Doppler processing means;
Of the Doppler frequency spectrum for each block output from the block-by-block Doppler processing means, the first-order range migration generated in the block direction is compensated, and the Doppler frequency spectrum after the range migration compensation is inverse Fourierized in the range direction. A primary range migration compensation means for converting and outputting a range profile that is the result of the inverse Fourier transform;
A signal interference type phase compensation means for compensating for fluctuations in the phase in the block direction superimposed on the range profile output from the primary range migration compensation means by complex multiplication processing ;
Block direction Doppler processing means for Fourier transforming the range profile compensated for phase fluctuations by the signal interference type phase compensation means in the block direction and outputting a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transformation;
A radar apparatus comprising: target detection means for detecting a target from the Doppler frequency spectrum output from the block direction Doppler processing means. 目標によって散乱された送信電波の散乱波を受信して、上記散乱波の信号を出力する電波取得手段と、
上記送信電波の信号及び上記電波取得手段から出力された散乱波の信号をパルスに分割して、パルス単位で、上記送信電波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求め、上記相互相関を示すパルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめて、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるブロック毎のドップラー周波数スペクトルを出力するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している１次のレンジマイグレーションを補償し、レンジマイグレーション補償後のドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換して、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力する１次レンジマイグレーション補償手段と、
上記１次レンジマイグレーション補償手段から出力されたレンジプロフィールを２つのレンジに分割するレンジ分割処理手段と、
上記レンジ分割処理手段により分割された一方のレンジのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を複素乗算処理によって補償する信号干渉型位相補償手段と、
上記レンジ分割処理手段により分割された他方のレンジのレンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を２次以上の位相補償関数によって補償する探索型位相補償手段と、
上記信号干渉型位相補償手段により位相の変動が補償された一方のレンジのレンジプロフィールと上記探索型位相補償手段により位相の変動が補償された他方のレンジのレンジプロフィールを統合するレンジ統合処理手段と、
上記レンジ統合処理手段により統合されたレンジプロフィールをブロック方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 Radio wave acquisition means for receiving a scattered wave of a transmission radio wave scattered by a target and outputting the signal of the scattered wave;
The transmission radio wave signal and the scattered wave signal output from the radio wave acquisition means are divided into pulses, and the cross correlation between the transmission radio wave signal and the scattered wave signal is obtained in units of pulses, and the cross correlation A pulse-by-pulse range compression means for generating a pulse-by-pulse range profile indicating:
The range profiles for each pulse generated by the above-mentioned pulse-by-pulse range compressing means are grouped in units of blocks, the range profiles in units of blocks are Fourier transformed in the hit direction, and the Doppler frequency spectrum for each block as the Fourier transform result is output. Block-by-block Doppler processing means;
Of the Doppler frequency spectrum for each block output from the block-by-block Doppler processing means, the first-order range migration generated in the block direction is compensated, and the Doppler frequency spectrum after the range migration compensation is inverse Fourierized in the range direction. A primary range migration compensation means for converting and outputting a range profile that is the result of the inverse Fourier transform;
Range division processing means for dividing the range profile output from the primary range migration compensation means into two ranges;
A signal interference type phase compensation means for compensating for fluctuations in the phase in the block direction superimposed on the range profile of one of the ranges divided by the range division processing means by complex multiplication processing;
A search type phase compensation unit that compensates for a variation in phase in the block direction superimposed on a range profile of the other range divided by the range division processing unit by a phase compensation function of second order or higher;
Range integration processing means for integrating the range profile of one range whose phase fluctuation is compensated by the signal interference type phase compensation means and the range profile of the other range whose phase fluctuation is compensated by the search type phase compensation means; ,
Block direction Doppler processing means for Fourier transforming the range profile integrated by the range integration processing means in the block direction and outputting a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transformation;
A radar apparatus comprising: target detection means for detecting a target from the Doppler frequency spectrum output from the block direction Doppler processing means. 上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに含まれている不要信号であるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 2. The radar apparatus according to claim 1, further comprising clutter suppression means for suppressing clutter, which is an unnecessary signal included in a range profile for each pulse generated by the pulse range compression means. 上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに含まれている不要信号であるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧手段を備えたことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The radar apparatus according to claim 2, further comprising a clutter suppressing means for suppressing the clutter is unnecessary signals included in the range profile of each generated pulse by the pulse each range compression means. 上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールに含まれている不要信号であるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧手段を備えたことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。 The radar apparatus according to claim 3, further comprising a clutter suppressing means for suppressing the clutter is unnecessary signals included in the range profile of each generated pulse by the pulse each range compression means. 上記電波取得手段は、予め電波発信源から送信される電波の信号をメモリに格納し、上記メモリに格納されている信号を送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力、あるいは、上記電波発信源から送信された電波の直接波を受信し、上記直接波の信号を上記送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 The radio wave acquiring unit stores the radio wave signal transmitted from the pre-wave source in the memory, output to the pulse each range compression means as a transmission radio wave signal a signal stored in the memory, or the radio 2. The radar apparatus according to claim 1, wherein a direct wave of a radio wave transmitted from a transmission source is received and the direct wave signal is output to the pulse-by-pulse range compression means as the signal of the transmitted radio wave. 上記電波取得手段は、予め電波発信源から送信される電波の信号をメモリに格納し、上記メモリに格納されている信号を送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力、あるいは、上記電波発信源から送信された電波の直接波を受信し、上記直接波の信号を上記送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The radio wave acquiring unit stores the radio wave signal transmitted from the pre-wave source in the memory, output to the pulse each range compression means as a transmission radio wave signal a signal stored in the memory, or the radio The radar apparatus according to claim 2, wherein a direct wave of a radio wave transmitted from a transmission source is received, and the direct wave signal is output to the pulse-by-pulse range compression means as the signal of the transmitted radio wave. 上記電波取得手段は、予め電波発信源から送信される電波の信号をメモリに格納し、上記メモリに格納されている信号を送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力、あるいは、上記電波発信源から送信された電波の直接波を受信し、上記直接波の信号を上記送信電波の信号として上記パルス毎レンジ圧縮手段に出力することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。 The radio wave acquiring unit stores the radio wave signal transmitted from the pre-wave source in the memory, output to the pulse each range compression means as a transmission radio wave signal a signal stored in the memory, or the radio 4. The radar apparatus according to claim 3, wherein a direct wave of a radio wave transmitted from a transmission source is received and the direct wave signal is output to the pulse-by-pulse range compression means as the signal of the transmitted radio wave. 上記電波取得手段は、
送信電波の信号を格納する送信信号格納部と、
上記送信信号格納部により格納されている送信電波の信号を送信する電波送信機と、
散乱波の信号を受信する散乱波受信機と、
上記電波送信機又は上記散乱波受信機を交互にアンテナに接続する送受切換機と
から構成されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 The radio wave acquisition means is
A transmission signal storage unit for storing signals of transmission radio waves;
A radio wave transmitter that transmits a signal of a transmission radio wave stored by the transmission signal storage unit;
A scattered wave receiver for receiving a scattered wave signal;
2. The radar apparatus according to claim 1, wherein the radar apparatus comprises: a transmission / reception switching device that alternately connects the radio wave transmitter or the scattered wave receiver to an antenna. 上記電波取得手段は、
送信電波の信号を格納する送信信号格納部と、
上記送信信号格納部により格納されている送信電波の信号を送信する電波送信機と、
散乱波の信号を受信する散乱波受信機と、
上記電波送信機又は上記散乱波受信機を交互にアンテナに接続する送受切換機と
から構成されていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The radio wave acquisition means is
A transmission signal storage unit for storing signals of transmission radio waves;
A radio wave transmitter that transmits a signal of a transmission radio wave stored by the transmission signal storage unit;
A scattered wave receiver for receiving a scattered wave signal;
The radar apparatus according to claim 2, comprising: a transmission / reception switching unit that alternately connects the radio wave transmitter or the scattered wave receiver to an antenna. 上記電波取得手段は、
送信電波の信号を格納する送信信号格納部と、
上記送信信号格納部により格納されている送信電波の信号を送信する電波送信機と、
散乱波の信号を受信する散乱波受信機と、
上記電波送信機又は上記散乱波受信機を交互にアンテナに接続する送受切換機と
から構成されていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。 The radio wave acquisition means is
A transmission signal storage unit for storing signals of transmission radio waves;
A radio wave transmitter that transmits a signal of a transmission radio wave stored by the transmission signal storage unit;
A scattered wave receiver for receiving a scattered wave signal;
4. The radar apparatus according to claim 3, comprising: a transmission / reception switching device that alternately connects the radio wave transmitter or the scattered wave receiver to an antenna. 上記パルス毎レンジ圧縮手段は、
送信電波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記送信電波の信号をパルスに分割する送信電波信号フーリエ変換部と、
散乱波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記散乱波の信号をパルスに分割する散乱波信号フーリエ変換部と、
上記送信電波信号フーリエ変換部により分割されたパルスと上記散乱波信号フーリエ変換部により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施する複素共役乗算部と、
上記複素共役乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるパルス毎のレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
から構成されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 The above pulse-by-pulse range compression means includes:
A transmission radio wave signal Fourier transform unit that divides the signal of the transmission radio wave into pulses by Fourier transforming the signal of the transmission radio wave in the range direction;
A scattered wave signal Fourier transform unit that divides the scattered wave signal into pulses by Fourier transforming the scattered wave signal in the range direction;
A complex conjugate multiplication unit that performs complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission radio wave signal Fourier transform unit and the pulse divided by the scattered wave signal Fourier transform unit;
An inverse Fourier transform unit for each pulse that performs inverse Fourier transform on a multiplication result of the complex conjugate multiplication unit in a range direction and outputs a range profile for each pulse as a result of the inverse Fourier transform. Item 2. The radar device according to item 1. 上記パルス毎レンジ圧縮手段は、
送信電波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記送信電波の信号をパルスに分割する送信電波信号フーリエ変換部と、
散乱波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記散乱波の信号をパルスに分割する散乱波信号フーリエ変換部と、
上記送信電波信号フーリエ変換部により分割されたパルスと上記散乱波信号フーリエ変換部により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施する複素共役乗算部と、
上記複素共役乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるパルス毎のレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
から構成されていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The above pulse-by-pulse range compression means includes:
A transmission radio wave signal Fourier transform unit that divides the signal of the transmission radio wave into pulses by Fourier transforming the signal of the transmission radio wave in the range direction;
A scattered wave signal Fourier transform unit that divides the scattered wave signal into pulses by Fourier transforming the scattered wave signal in the range direction;
A complex conjugate multiplication unit that performs complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission radio wave signal Fourier transform unit and the pulse divided by the scattered wave signal Fourier transform unit;
An inverse Fourier transform unit for each pulse that performs inverse Fourier transform on a multiplication result of the complex conjugate multiplication unit in a range direction and outputs a range profile for each pulse as a result of the inverse Fourier transform. Item 3. The radar device according to item 2. 上記パルス毎レンジ圧縮手段は、
送信電波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記送信電波の信号をパルスに分割する送信電波信号フーリエ変換部と、
散乱波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記散乱波の信号をパルスに分割する散乱波信号フーリエ変換部と、
上記送信電波信号フーリエ変換部により分割されたパルスと上記散乱波信号フーリエ変換部により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施する複素共役乗算部と、
上記複素共役乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるパルス毎のレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
から構成されていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。 The above pulse-by-pulse range compression means includes:
A transmission radio wave signal Fourier transform unit that divides the signal of the transmission radio wave into pulses by Fourier transforming the signal of the transmission radio wave in the range direction;
A scattered wave signal Fourier transform unit that divides the scattered wave signal into pulses by Fourier transforming the scattered wave signal in the range direction;
A complex conjugate multiplication unit that performs complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission radio wave signal Fourier transform unit and the pulse divided by the scattered wave signal Fourier transform unit;
An inverse Fourier transform unit for each pulse that performs inverse Fourier transform on a multiplication result of the complex conjugate multiplication unit in a range direction and outputs a range profile for each pulse as a result of the inverse Fourier transform. Item 4. The radar device according to item 3. 上記信号干渉型位相補償手段は、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをヒット方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する時間反転レンジプロフィール生成部と、
上記時間反転レンジプロフィール生成部により生成された時間反転レンジプロフィールと上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、上記レンジプロフィールに重畳されているヒット方向の位相の変動を補償する複素共役乗算部と
から構成されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。 The signal interference type phase compensation means includes:
Inverted time range profile of each generated pulse by the pulse each range compressing means hit direction, and time reversal range profile generator for generating a time reversal range profile,
By performing complex conjugate multiplication of the time reversal range profile generated by the time reversal range profile generation unit and the range profile for each pulse generated by the pulse-by-pulse range compression means, the time profile is superimposed on the range profile. The radar apparatus according to claim 1, further comprising: a complex conjugate multiplier that compensates for phase fluctuation in the hit direction. 上記信号干渉型位相補償手段は、
上記１次レンジマイグレーション補償手段から出力されたレンジプロフィールをブロック方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する時間反転レンジプロフィール生成部と、
上記時間反転レンジプロフィール生成部により生成された時間反転レンジプロフィールと上記１次レンジマイグレーション補償手段から出力されたレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、上記レンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する複素共役乗算部と
から構成されていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The signal interference type phase compensation means includes:
The range profile outputted from the primary-range migration compensation means inverts the block direction time, and time reversal range profile generator for generating a time reversal range profile,
The block direction superimposed on the range profile by performing complex conjugate multiplication of the time reversal range profile generated by the time reversal range profile generator and the range profile output from the primary range migration compensation means The radar apparatus according to claim 2, further comprising: a complex conjugate multiplier that compensates for phase fluctuations. 上記信号干渉型位相補償手段は、The signal interference type phase compensation means includes:
上記レンジ分割処理手段により分割された一方のレンジのレンジプロフィールをブロック方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する時間反転レンジプロフィール生成部と、A time reversal range profile generation unit that generates a time reversal range profile by reversing the range profile of one of the ranges divided by the range division processing unit in the block direction;
上記時間反転レンジプロフィール生成部により生成された時間反転レンジプロフィールと上記レンジ分割処理手段により分割された一方のレンジのレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、上記レンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する複素共役乗算部とBy performing complex conjugate multiplication of the time reversal range profile generated by the time reversal range profile generation unit and the range profile of one of the ranges divided by the range division processing unit, it is superimposed on the range profile. A complex conjugate multiplier that compensates for phase variations in the block direction;
から構成されていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。The radar apparatus according to claim 3, comprising: 上記１次レンジマイグレーション補償手段は、
ブロック毎のドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の１次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化の補償に用いる１次レンジマイグレーション位相補償関数を格納する１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部と、
上記１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部に格納されている１次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ブロック毎ドップラー処理手段から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算部と、
上記位相補償関数乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
から構成されていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 The primary range migration compensation means is:
First-order range migration phase compensation storing a first-order range migration phase compensation function used to compensate for phase change corresponding to the amount of first-order range migration in the block direction corresponding to each Doppler frequency cell in the Doppler frequency spectrum for each block. A function storage;
A phase compensation function multiplier for multiplying the primary range migration phase compensation function stored in the primary-range migration phase compensation function storage unit in the Doppler frequency spectrum for each block output from the block for each Doppler processing means,
3. A pulse-by-pulse inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on a multiplication result of the phase compensation function multiplying unit in a range direction and outputs a range profile that is the inverse Fourier transform result thereof. The radar apparatus described. 上記１次レンジマイグレーション補償手段は、
ブロック毎のドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の１次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化の補償に用いる１次レンジマイグレーション位相補償関数を格納する１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部と、
上記１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部に格納されている１次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ブロック毎ドップラー処理手段から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算部と、
上記位相補償関数乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
から構成されていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。 The primary range migration compensation means is:
First-order range migration phase compensation storing a first-order range migration phase compensation function used to compensate for phase change corresponding to the amount of first-order range migration in the block direction corresponding to each Doppler frequency cell in the Doppler frequency spectrum for each block. A function storage;
A phase compensation function multiplier for multiplying the primary range migration phase compensation function stored in the primary-range migration phase compensation function storage unit in the Doppler frequency spectrum for each block output from the block for each Doppler processing means,
4. A pulse-by-pulse inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on a multiplication result of the phase compensation function multiplying unit in a range direction and outputs a range profile that is an inverse Fourier transform result thereof. The radar apparatus described. 電波発信源から送信された電波の直接波を受信して、上記直接波の信号を出力するとともに、目標によって散乱された上記電波の散乱波を受信して、上記散乱波の信号を出力する電波取得手段と、
上記電波取得手段から出力された直接波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記直接波の信号をパルスに分割する送信電波信号フーリエ変換部と、
上記電波取得手段から出力された散乱波の信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、上記散乱波の信号をパルスに分割する散乱波信号フーリエ変換部と、
上記送信電波信号フーリエ変換部により分割されたパルスと上記散乱波信号フーリエ変換部により分割されたパルスとの複素共役乗算を実施する複素共役乗算部と、
上記複素共役乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるパルス毎のレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と
上記パルス毎逆フーリエ変換部から出力されたパルス毎のレンジプロフィールに含まれている不要信号であるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧手段と、
上記クラッタ抑圧手段によりクラッタが抑圧されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめて、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるブロック毎のドップラー周波数スペクトルを出力するブロック毎ドップラー処理手段と、
ブロック毎のドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の１次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化の補償に用いる１次レンジマイグレーション位相補償関数を格納する１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部と、
上記１次レンジマイグレーション位相補償関数格納部に格納されている１次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ブロック毎ドップラー処理手段から出力されたブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算部と、
上記位相補償関数乗算部の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果であるレンジプロフィールを出力するパルス毎逆フーリエ変換部と、
上記パルス毎逆フーリエ変換部から出力されたレンジプロフィールをブロック方向に時間反転して、時間反転レンジプロフィールを生成する時間反転レンジプロフィール生成部と、上記時間反転レンジプロフィール生成部により生成された時間反転レンジプロフィールと上記パルス毎逆フーリエ変換部から出力されたレンジプロフィールとの複素共役乗算を実施することで、上記レンジプロフィールに重畳されているブロック方向の位相の変動を補償する複素共役乗算部とから構成されている信号干渉型位相補償手段と、
上記複素共役乗算部により位相の変動が補償されたレンジプロフィールをブロック方向にフーリエ変換し、そのフーリエ変換結果であるドップラー周波数スペクトルを出力するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段より出力されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 A radio wave that receives a direct wave of a radio wave transmitted from a radio wave source and outputs the direct wave signal, and also receives a scattered wave of the radio wave scattered by a target and outputs the scattered wave signal. Acquisition means;
A transmission radio wave signal Fourier transform unit that divides the direct wave signal into pulses by Fourier transforming the direct wave signal output from the radio wave acquisition means in a range direction;
A scattered wave signal Fourier transform unit that divides the scattered wave signal into pulses by Fourier transforming the scattered wave signal output from the radio wave acquisition means in the range direction;
A complex conjugate multiplication unit that performs complex conjugate multiplication of the pulse divided by the transmission radio wave signal Fourier transform unit and the pulse divided by the scattered wave signal Fourier transform unit;
The multiplication result of the complex conjugate multiplier is subjected to inverse Fourier transform in the range direction, and the inverse Fourier transform unit for each pulse that outputs the range profile for each pulse that is the result of the inverse Fourier transform is output from the inverse Fourier transform unit for each pulse. Clutter suppression means for suppressing clutter, which is an unnecessary signal included in the range profile for each pulse,
The range profile for each pulse whose clutter is suppressed by the clutter suppression unit is grouped into blocks, and the range profile of each block is Fourier-transformed in the hit direction, and the Doppler frequency spectrum for each block as the Fourier transform result is output. Block-by-block Doppler processing means;
First-order range migration phase compensation storing a first-order range migration phase compensation function used to compensate for phase change corresponding to the amount of first-order range migration in the block direction corresponding to each Doppler frequency cell in the Doppler frequency spectrum for each block. A function storage;
A phase compensation function multiplier that multiplies the primary range migration phase compensation function stored in the primary range migration phase compensation function storage by the block Doppler frequency spectrum output from the block Doppler processing means;
A pulse-by-pulse inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the multiplication result of the phase compensation function multiplication unit in the range direction and outputs a range profile that is the inverse Fourier transform result;
The range profile output from the pulse each inverse Fourier transform unit is inverted in the block direction time, time and inverting range time reversal range profile generator for generating a profile, the time generated by the upper Symbol time reversal range profile generator A complex conjugate multiplier that compensates for phase fluctuations in the block direction superimposed on the range profile by performing complex conjugate multiplication of the inverted range profile and the range profile output from the inverse per-pulse Fourier transform unit; A signal interference type phase compensation means comprising :
Block direction Doppler processing means for Fourier transforming the range profile compensated for phase fluctuations by the complex conjugate multiplier in the block direction and outputting a Doppler frequency spectrum as a result of the Fourier transform;
A radar apparatus comprising: target detection means for detecting a target from the Doppler frequency spectrum output from the block direction Doppler processing means.
JP2014552035A 2012-12-14 2013-12-09 Radar equipment Active JP5823062B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014552035A JP5823062B2 (en) 2012-12-14 2013-12-09 Radar equipment

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012273630 2012-12-14
JP2012273630 2012-12-14
PCT/JP2013/082988 WO2014092052A1 (en) 2012-12-14 2013-12-09 Radar apparatus
JP2014552035A JP5823062B2 (en) 2012-12-14 2013-12-09 Radar equipment

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5823062B2 true JP5823062B2 (en) 2015-11-25
JPWO2014092052A1 JPWO2014092052A1 (en) 2017-01-12

Family

ID=50934340

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014552035A Active JP5823062B2 (en) 2012-12-14 2013-12-09 Radar equipment

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP5823062B2 (en)
WO (1) WO2014092052A1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10989801B2 (en) 2018-01-22 2021-04-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and device for determining distance from object using radar

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104062640B (en) * 2014-06-30 2016-03-30 北京理工大学 The Fast implementation that a kind of external illuminators-based radar range migration compensates
CN107966688B (en) * 2017-11-09 2021-04-20 东南大学 Broadband radar target speed ambiguity resolving method based on phase interference technology
JP6852007B2 (en) * 2018-03-14 2021-03-31 株式会社東芝 Radar system and its radar signal processing method
CN108398676B (en) * 2018-05-04 2021-10-26 电子科技大学 External radiation source radar weak moving target detection method
WO2020157925A1 (en) * 2019-01-31 2020-08-06 三菱電機株式会社 Radar device and signal processing method
WO2022059090A1 (en) * 2020-09-16 2022-03-24 日本電気株式会社 Radar device, imaging method, and imaging program

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6234087A (en) * 1985-08-07 1987-02-14 Toshiba Corp Radar equipment
JPH05249236A (en) * 1991-11-27 1993-09-28 Hughes Aircraft Co Quaternary product phase difference auto focus
US5627543A (en) * 1994-08-05 1997-05-06 Deutsche Forschungsanstalt Fur Luft-Und Raumfahrt E.V. Method of image generation by means of two-dimensional data processing in connection with a radar with synthetic aperture
JP2000088955A (en) * 1998-09-10 2000-03-31 Mitsubishi Electric Corp Motion compensation circuit and radar device
JP2007333583A (en) * 2006-06-15 2007-12-27 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
JP2011174875A (en) * 2010-02-25 2011-09-08 Mitsubishi Electric Corp Passive radar device
JP2011247593A (en) * 2010-05-21 2011-12-08 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
WO2012111141A1 (en) * 2011-02-18 2012-08-23 三菱電機株式会社 Passive radar device
JP2012242217A (en) * 2011-05-18 2012-12-10 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
JP2013130472A (en) * 2011-12-21 2013-07-04 Mitsubishi Electric Corp Image radar apparatus
JP2014020820A (en) * 2012-07-13 2014-02-03 Mitsubishi Electric Corp Radar device

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6234087A (en) * 1985-08-07 1987-02-14 Toshiba Corp Radar equipment
JPH05249236A (en) * 1991-11-27 1993-09-28 Hughes Aircraft Co Quaternary product phase difference auto focus
US5627543A (en) * 1994-08-05 1997-05-06 Deutsche Forschungsanstalt Fur Luft-Und Raumfahrt E.V. Method of image generation by means of two-dimensional data processing in connection with a radar with synthetic aperture
JP2000088955A (en) * 1998-09-10 2000-03-31 Mitsubishi Electric Corp Motion compensation circuit and radar device
JP2007333583A (en) * 2006-06-15 2007-12-27 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
JP2011174875A (en) * 2010-02-25 2011-09-08 Mitsubishi Electric Corp Passive radar device
JP2011247593A (en) * 2010-05-21 2011-12-08 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
WO2012111141A1 (en) * 2011-02-18 2012-08-23 三菱電機株式会社 Passive radar device
JP2012242217A (en) * 2011-05-18 2012-12-10 Mitsubishi Electric Corp Image radar device
JP2013130472A (en) * 2011-12-21 2013-07-04 Mitsubishi Electric Corp Image radar apparatus
JP2014020820A (en) * 2012-07-13 2014-02-03 Mitsubishi Electric Corp Radar device

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JPN6011026883; 諏訪 啓，外８名著: '地上デジタルテレビ放送波を用いたパッシブ逆合成開口レーダ方式 -方式検討-' 電子情報通信学会２０１０年総合大会講演論文集 通信１ , 20100302, ３１２, 社団法人電子情報通信学会 *
JPN6011026885; 山本 和彦，外５名著: 'ドップラーを利用したレーダ画像再生のための位相補償アルゴリズム' 電子情報通信学会論文誌 第Ｊ８３-Ｂ巻，第１０号, 20001025, １４５３-１４６１, 社団法人電子情報通信学会 *
JPN6014010242; 星野 赳寛 Ｔａｋｅｈｉｒｏ ＨＯＳＨＩＮＯ: 'パッシブレーダにおけるドップラー周波数の変化を考慮した長時間積分方式' 電子情報通信学会２０１２年通信ソサイエティ大会講演論文集１ ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ ＯＦ ＴＨＥ ２０１２ ＩＥＩＣＥ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴ , 20120828, Ｐ．２４２, 電子情報通信学会 *
JPN6014010243; 星野 赳寛 Ｔａｋｅｈｉｒｏ ＨＯＳＨＩＮＯ: 'パッシブレーダにおけるレンジセル移動を考慮した短時間相互相関に基づく長時間積分方式 Ｌｏｎｇｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｇｒａ' 電子情報通信学会技術研究報告 Ｖｏｌ．１１２ Ｎｏ．１６２ ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ 第１１２巻, 20120720, Ｐ．３７-４２, 一般社団法人電子情報通信学会 Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅ *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10989801B2 (en) 2018-01-22 2021-04-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and device for determining distance from object using radar

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014092052A1 (en) 2014-06-19
JPWO2014092052A1 (en) 2017-01-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5823062B2 (en) Radar equipment
JP5665893B2 (en) Passive radar device
JP5865794B2 (en) Radar equipment
JP6564472B2 (en) Vehicle radar system
JP5247056B2 (en) Propagation delay time measuring apparatus and radar apparatus
JP5606097B2 (en) Passive radar device
JP5251591B2 (en) Pulse compressor
WO2014128995A1 (en) Passive radar device
CN110109102B (en) SAR moving target detection and speed estimation method
JP5089460B2 (en) Propagation delay time measuring apparatus and radar apparatus
US8619908B2 (en) Wireless ranging system and related methods
CN110568434A (en) multi-channel uniform acceleration trajectory SAR moving target two-dimensional speed estimation method
JP6279193B2 (en) Object detection device and sensor device
JP2010175457A (en) Radar apparatus
JP2010127771A (en) Synthetic aperture sonar, and method and program for correcting phase error of synthetic aperture sonar
JP6573748B2 (en) Radar equipment
CN107390198B (en) Sub-band related registration method under high-speed moving target
RU2293997C1 (en) Method for correlation processing of signals, reflected from fast-moving targets
JP2015036628A (en) Passive radar device
JP6395672B2 (en) Radar equipment
JP5464001B2 (en) Radar apparatus, radar signal processing method, and radar signal processing program
JP4982229B2 (en) Moving target detection device
JP5354126B2 (en) Direct sequence spread spectrum radar
JP2013044642A (en) Passive radar device
JP2015049074A (en) Radar and object detection method

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20150908

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20151006

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5823062

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250