JP5354126B2 - Direct sequence spread spectrum radar - Google Patents
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Description
開示される実施の形態は直接シーケンススペクトル拡散(DSSS: Direct Sequence Spectrum Spreading方式のレーダー等に関する。 The disclosed embodiment relates to a direct sequence spectrum spreading (DSSS) radar or the like.
一般にレーダー(Radar)は電波探知機とも言及され、目標体(ターゲット)に電波を放射し、該目標体からの反射波を受信して解析することで目標体の位置や速度を検出する。以下、車載用途の場合を例に取って解説を行う。レーダーをその探知距離によって分類すると、ロングレンジレーダー(LRR: Long Range Radar)とショートレンジレーダー(SRR: Short Range Radar)とがある。前者は例えば100メートルのような広い範囲にわたって目標体を特定し、主に周波数変調(FM)方式を利用する。後者は例えば数十メートルのような狭い範囲で目標体を特定し、FM方式やSS(スペクトル拡散方式)を利用する。特に後者はエアバッグの制御を行う等の広範な用途に期待されている。 In general, a radar is also referred to as a radio wave detector, which radiates a radio wave to a target body (target) and receives and analyzes a reflected wave from the target body to detect the position and speed of the target body. In the following, an explanation will be given taking the case of in-vehicle use as an example. The radar is classified into long range radar (LRR) and short range radar (SRR) when classified by the detection distance. The former specifies a target object over a wide range, for example, 100 meters, and mainly uses a frequency modulation (FM) method. The latter specifies a target object in a narrow range such as several tens of meters, and uses FM method or SS (spread spectrum method). In particular, the latter is expected for a wide range of uses such as controlling an airbag.
図1はDSSSレーダーのシステムブロック図(シミュレーションモデル)を示す。レーダーは先ず適当な長さとタイミングを有するPNコードをコード生成器102で生成し、このレーダーから送信された信号である事を特徴付けるシステムリファレンス信号(ベースバンド)として使用する。レーダーの装置番号をDN、PNコード長をN、コードを搬送するパルス波形をp(t)、パルスのチップ期間(chip duration)をTcとすると、このリファレンス信号は、以下のように表現される。
Fig. 1 shows a system block diagram (simulation model) of DSSS radar. The radar first generates a PN code having an appropriate length and timing by the
リファレンス信号vTXは、高周波発生器(発振器、RF−OSC)104で生成されHYB105で分波されたキャリア信号によりミキサ106でアップコンバートされる。アップコンバートされた送信信号は、高出力増幅器又はハイパワーアンプ(HPA: High Power Amplifier)108で増幅され、送信アンテナATからプローブ信号として送信される(即ち、キャリア信号をシステムリファレンス信号で変調したものがプローブ信号である)。送信信号は例えばミリ波で送信される。図示の例ではプローブ信号と目標体との相互作用は、伝搬遅延時間τ、ドップラ周波数偏移fd及び加法性白色雑音(AWGN: Additive White Gaussian Noise)で表現される。即ち、目標体がレーダーの視野(FOV: Field of View)内に存在すれば、プローブ信号は視線方向相対距離(以下、距離と記す)に応じた時間遅延τと、目標の視線方向相対速度(以下、速度と記す)に応じたドップラ周波数偏移fdと、雑音の影響とを受けた後に、レーダーで受信される。
The reference signal v TX is up-converted by the
受信アンテナARで受信された受信信号は低雑音増幅器(LNA: Low Noise Amplifier)で増幅される。増幅後の受信信号は、キャリア分配器105から分波されたキャリア信号(搬送波)が入力されるミキサ124によりダウンコンバートされ、ベースバンド復調部126のミキサ132に入力される。ミキサ132は、ダウンコンバート後の信号と、遅延部130で或る期間τnだけ遅延させたPNコード(復調用SSコード)とを乗算する。ミキサの出力信号は、PNコード単位長Tfにわたって積分器134で積分され、相関値が出力される。従ってミキサ132の出力信号を表すベースバンド信号vRX(t)は、
Reception signal received by the receiving antenna A R is a low noise amplifier: is amplified by (LNA Low Noise Amplifier). The amplified received signal is down-converted by the
で表現される。ここで、k(1,…,K)はK個の目標体の内のk番目の目標体を特定する目標番号、akは信号振幅、ωd kはドップラ角周波数偏移、τkは遅延時間、n(t)は加法性ガウシンアンノイズ(AWGN)を表す。
It is expressed by Here, k (1,..., K) is a target number that identifies the kth target body among the K target bodies, a k is the signal amplitude, ω d k is the Doppler angular frequency shift, and τ k is The delay time, n (t), represents additive Gaussian noise (AWGN).
図2はSSコード、符号長(Tf)及びチップ期間(Tc)の関係を模試的に示す。図2では一般的に、データ(DATA)とSSコードの乗算されたものが送信信号になるように描かれているが、データが乗算されることは必須ではない。 FIG. 2 schematically shows the relationship between the SS code, the code length (T f ), and the chip period (T c ). In FIG. 2, the data (DATA) multiplied by the SS code is generally drawn so as to become a transmission signal, but it is not essential to multiply the data.
図3は自己相関(auto-correlation)出力の一例を示しており、具体的には、遅延部130で遅延量τnを様々な値に設定しながら、積分器134の出力をプロットしていったものに相当する。2つの鋭いピークは、距離の異なる目標体が少なくとも2つ存在し、各自の遅延期間τはそれぞれ320チップ及び340チップ程度であることを意味している。図1の検出器136はこのようなピークの位置を検出し、その検出結果はそれぞれの目標からの反射信号に対する同期タイミングとして、遅延部130及びカウンタ138に与えられる。そのような鋭い相関ピークを所定の期間にわたって走査するために、遅延部130はSSコードを例えば1チップずつ(一般的には、1チップ期間の定数倍 − 例えば1/3 − ずつ)ずらしながらミキサ132に入力を与える。ある遅延量(mTc)を有するPNコードは受信信号に掛け合わせられ、コード長Tfにわたって積分される。例えばk番目の目標からの受信コードと復調コードとが遅延分を含めて同期した時、(2)式の後半のk番目の目標に対応するサメンションは1になり、この目標体に関する受信信号は次のように表現できる(同期がズレている成分については-1/Nになり、実質的に0になる。)。
FIG. 3 shows an example of auto-correlation output. Specifically, the
vRX(t)=akexp[jωd k(t-τk/2)]+n(t) ・・・(2)’
目標体に対応するピークが検出されると、遅延部130はそのピークを与える値に遅延量を固定し(同期タイミングの検出)、その目標体についての同期が確保される。目標体が複数個存在する場合(k=1,...,K)は、目標体毎に同期タイミングが検出され、同期タイミングの各々について復調部126で、上記と同様な処理が行われる。図中、復調部126に関して「×K」と示されているのは、動作の把握を容易にする為、復調部126のような処理ブロックをK個並列に利用していることを示す(従って、1台の復調装置を時分割で利用する様な実装を妨げるものでは無い)。
v RX (t) = a k exp [jω d k (t−τ k / 2)] + n (t) (2) ′
When a peak corresponding to the target body is detected, the
次に、同期の確保された受信信号に基づいて、目標体の速度又は距離が検出される。このうち、k番目の目標の距離dkは、光速度をcとすると、次式によって計算される:
dk=(cτk)/2≒(cmTc)/2
従って、距離の分解能はTcに比例する。
Next, the speed or distance of the target body is detected based on the received signal in which synchronization is ensured. Of these, the distance d k of the kth target is calculated by the following equation, where c is the speed of light:
d k = (cτ k ) / 2 ≒ (cmT c ) / 2
Therefore, the distance resolution is proportional to T c .
ところで、受信信号は目標体の速度に応じたドップラ周波数を有する。レーダーは測定装置であり、ドップラ周波数fdの値を事前に知る事はできない。即ち、積分器134の出力信号のままでは目標体の速度を知ることはできない。そこで、従来の手法では、予測される最も小さなドップラ周波数から導出される期間1/fd(=2π/ωd=Td)以上にわたって受信信号をサンプリングし、それをFFT140でフーリエ変換することで、ドップラ周波数fdが推定されていた。従ってこの期間はドップラ周波数が小さいほど長くなる。
By the way, the received signal has a Doppler frequency corresponding to the speed of the target body. Radar is a measuring device, can not know the value of the Doppler frequency f d in advance. That is, the speed of the target body cannot be known with the output signal of the
DSSS方式のレーダーでFFTを用いてドップラ周波数を推定するシステムについては例えば非特許文献1に記載されている。
For example, Non-Patent
ドップラ周波数fdが比較的小さな値であった場合、上記の期間Td=1/fdは比較的長くなってしまう。目標体の速度は大小様々な値になり得るので、従来は、例えば最も小さな相対速度に対応する期間にわたって受信信号をサンプリングし、それをFFTによって処理してドップラ周波数fdを推定していた。 When the Doppler frequency f d is a relatively small value, the period T d = 1 / f d is relatively long. Since the speed of the target body can vary between large and small, conventionally, for example, the received signal is sampled over a period corresponding to the smallest relative speed and is processed by FFT to estimate the Doppler frequency f d .
図4は2つの目標体(T1,T2)の各々について、ベースバンド復調された後の受信サンプルを時間軸に沿って重ね描きしたものである。一つ一つのデータサンプルは積分器134の積分時間(Tf)毎に得られたものであり、図示の例ではTf=0.0002msである。一方の目標体(T1)は10メートル先に位置し、6km/hで移動している。他方の目標体(T2)は11メートル先に位置し、12km/hで移動している。この場合、目標体(T2)については約0.7ms程度の周期で受信サンプル値が変動していることが分かる。従って、約0.7ms程度の期間にわたってサンプリングを行いそれをフーリエ変換すれば、目標体T2についてのドップラ周波数ひいてはその速度を見出すことができる。目標体T1については0.7msよりも更に長い期間サンプリングする必要がある。
FIG. 4 is a diagram in which the received samples after baseband demodulation are overlaid along the time axis for each of the two target bodies (T 1 , T 2 ). Each data sample is obtained every integration time (T f ) of the
特に車載レーダー等においては、一般に安全上の観点から、近距離の目標の速度ほど高速且つ高精度に推定しなければならない。しかしながらFFTを用いる手法は、特に様々な速度で移動する目標が混在するシーンに於いて(車間距離が極端に短くなっている混雑した高速道路等のイメージ)、低速移動目標の速度検出に要する時間が、他の高速移動目標の速度検出に必要な時間を律してしまうので、大きな問題がある。
従って高速且つ高精度な測定の実現といった観点からは、長時間のデータ収集を要するFFTに基づくドップラ周波数測定法の採用は好ましくない。
In particular, in a vehicle-mounted radar or the like, generally, a target speed at a short distance must be estimated with high speed and high accuracy from the viewpoint of safety. However, the method using FFT is the time required to detect the speed of low-speed moving targets, especially in scenes where targets moving at various speeds are mixed (images of crowded highways where the distance between vehicles is extremely short). However, since the time required for speed detection of other high-speed moving targets is limited, there is a big problem.
Therefore, from the viewpoint of realizing high-speed and high-accuracy measurement, it is not preferable to employ a Doppler frequency measurement method based on FFT that requires long-time data collection.
ところで、理論上、受信信号成分はPNコードの復調に必要な積分時間NTc(=Tf)毎に得られているので、ドップラ周波数を推定する従来の別方法はこの点に着目する。具体的には、(2)式の合成信号について、k番目の目標に対する成分に同期がとられた後に(vRX(t)=akexp[jωd k(t-τk/2)]+n(t))、Tf毎に得られるサンプル値の内のm番目の値からドップラ周波数fd(=ωd/2π)が次式に従って導出される。 Theoretically, since the received signal component is obtained for each integration time NT c (= T f ) necessary for demodulating the PN code, another conventional method for estimating the Doppler frequency focuses on this point. Specifically, for the composite signal of equation (2), after synchronizing with the component for the kth target, (v RX (t) = a k exp [jω d k (t−τ k / 2)] + n (t)), the Doppler frequency f d (= ω d / 2π) is derived from the m-th value among the sample values obtained every T f according to the following equation.
ここで、nR(t)、nI(t)はn(t)の実部と虚部である。
Here, n R (t) and n I (t) are a real part and an imaginary part of n (t).
上記の手法では、SN比が十分大きい場合には迅速にドップラ角周波数ωdを導出できる。しかしながら、上記の数式はある1つの時点(t=mTf)におけるノイズn(t)=nR(t)+jnI(t)に大きく依存するので、測定対象時点でのSN比が低い場合に精度が大きく劣化するおそれがある。また例えば、|mTf−ωk/2|→π/2ωd k、3π/2ωd k、...のような場合には、逆正接関数の引数の実体を構成する分母の余弦関数がゼロに近づくことや、分子の正接関数が正負の無限大に発散すること等に起因して著しく精度が劣化するおそれがある。更に、|mTf−ωk/2|→0になりそうな場合も精度劣化が懸念される。 In the above method, when the SN ratio is sufficiently large, the Doppler angular frequency ω d can be quickly derived. However, the above formula greatly depends on the noise n (t) = n R (t) + jn I (t) at one time point (t = mT f ), so that the SN ratio at the measurement target time point is low However, the accuracy may be greatly deteriorated. Also, for example, | mT f −ω k / 2 | → π / 2ω d k , 3π / 2ω d k ,. . . In such cases, the accuracy is significantly degraded due to the fact that the cosine function of the denominator that makes up the argument of the arc tangent function approaches zero, or that the tangent function of the numerator diverges to positive or negative infinity. There is a risk. Furthermore, there is a concern that accuracy may deteriorate when | mT f −ω k / 2 | → 0.
実施の形態の課題は、直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダーで、目標体のドップラ周波数偏移を速やかに正確に推定することである。 The problem of the embodiment is to quickly and accurately estimate the Doppler frequency shift of the target with a direct sequence spread spectrum radar.
実施の形態による直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーは、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信する手段と、
1以上の目標体により反射された信号を受信する手段と、
互いに異なる時刻t1,・・・,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),・・・,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算する手段と、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成する手段と、
(RRH)−1を用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式から前記ドップラ周波数偏移を計算する手段と
を備えることを特徴とするDSSS方式のレーダーである。
The direct sequence spread spectrum (DSSS) radar according to the embodiment is
Means for transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Means for receiving signals reflected by one or more target objects;
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Means for calculating correlation vectors r v1 and r v2 from received signals at different times;
Means for combining the correlation vectors to form the pseudo-space average covariance matrix R;
And a means for calculating the Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using (RR H ) −1 .
実施の形態によれば、DSSS方式のレーダーで、目標体のドップラ周波数偏移を速やかに正確に推定することができる。 According to the embodiment, it is possible to quickly and accurately estimate the Doppler frequency shift of the target body with the DSSS radar.
本発明の一実施形態で使用される探知測距装置は、適当な方式で変調されたプローブ信号を、被測定対象(以下、目標)に向けてセンサから放射する1つ以上の送信機と、該目標から反射されてきたプローブ信号をセンサで受信、復調して必要なベースバンド信号を得る1つ以上の受信機と、目標の視線角度や視線速度が変化するのに必要な時間に比べて十分短い時間間隔で該ベースバンド信号をサンプリングして離散信号列に変換する手段と、該サンプル信号列の内、互いに異なる時刻における2つ以上のサンプル値の位相変移から、目標の相対視線速度に起因するドップラ周波数偏移wdを計算する手段とを備える。 A detection and ranging apparatus used in an embodiment of the present invention includes one or more transmitters that emit a probe signal modulated in an appropriate manner from a sensor toward an object to be measured (hereinafter, a target); One or more receivers that receive and demodulate the probe signal reflected from the target to obtain the necessary baseband signal, compared to the time required for the target viewing angle and speed to change A means for sampling the baseband signal at a sufficiently short time interval and converting it into a discrete signal sequence, and a phase shift of two or more sample values at different times in the sample signal sequence, to a target relative line-of-sight speed. and means for calculating a Doppler frequency shift w d the originating.
本発明の一実施形態では、適当な時間間隔δtを経てサンプルされた互いに異なる2つ以上のタイムスロットに於けるベースバンド信号について、和信号と差信号を生成する。和信号及び差信号の比から、逆三角関数を用いてドップラ周波数を求めることで、目標体の速度が計算される。ドップラ角周波数ωd(=2πfd)を求めるのにいくつかの異なる時点で得たサンプル値しか要しないので、極めて速やかにドップラ周波数を求めることができる。また、本手法は複数の時点のサンプル値を利用するので、ただ1つの時点のノイズに大きく影響されずに済む。 In one embodiment of the present invention, sum and difference signals are generated for baseband signals in two or more different time slots sampled over an appropriate time interval δt. The velocity of the target body is calculated by obtaining the Doppler frequency from the ratio of the sum signal and the difference signal using an inverse trigonometric function. Since only sample values obtained at several different times are required to obtain the Doppler angular frequency ω d (= 2πf d ), the Doppler frequency can be obtained very quickly. In addition, since this method uses sample values at a plurality of points in time, it is not greatly affected by noise at a single point in time.
本発明の一実施形態は、異なる時点で得られた複数の受信サンプル各々を成分とするベクトルを用意し、アレー信号処理に於ける空間平均の概念と、プロパゲータ(propagator)法の概念とを使用する。これにより、同様な距離に異なる速度の目標体が存在していた場合でさえ、個々の目標体の速度を高精度に推定することができるようになる。 One embodiment of the present invention prepares a vector having a plurality of received samples obtained at different points in time as components, and uses the concept of spatial averaging and the concept of a propagator method in array signal processing. To do. This makes it possible to estimate the speed of each target object with high accuracy even when target objects having different speeds exist at the same distance.
説明の便宜上、本発明が幾つかの実施例に分けて説明されるが、各実施例の区分けは本発明に本質的ではなく、2以上の実施例が必要に応じて使用されてよい。 For convenience of explanation, the present invention is described in several embodiments. However, the division of each embodiment is not essential to the present invention, and two or more embodiments may be used as necessary.
図5は本発明の一実施例によるレーダーを示すブロック図である。図5には、コード生成部502、発振器504、キャリア分配部506、ミキサ508、ハイパワーアンプ(HPA)510、ローノイズアンプ(LNA)512、ミキサ514、復調部516、遅延調整部520、ミキサ522、積分器524、ピーク検出器526、カウンタ528、ドップラ周波数推定部530及び制御及び信号処理部532が描かれている。
FIG. 5 is a block diagram showing a radar according to an embodiment of the present invention. FIG. 5 shows a
コード生成部502は、システムリファレンス信号を構成する所定の符号系列を生成する。符号系列にはスペクトル拡散に使用可能な適切な如何なる系列が使用されてもよく、例えば、PN系列、M系列、ゴールド符号系列等が使用されてよい。コード長は用途に応じて適宜設定されてよい。概してコード間の干渉を抑制することや測定精度を高くすること等の観点からは、コード長(Tf)を長く設定することが好ましい。距離測定の精度を向上させる観点からはチップ期間Tcを短くすることが好ましい。
The
発振器504はプローブ信号を搬送するためのキャリア周波数を用意する。本発明は特定の周波数に限定されないが、一例として、キャリア信号にはレーダーの用途に応じて適切な様々な値が使用されてよく、例えば76GHz、38GHz、24GHzのような値が使用されてもよい。
The
キャリア分配部506は発振器504で用意されたキャリア周波数を送信側及び受信側に与える。
The
ミキサ508は、コード生成部502で生成された符号系列とキャリア周波数信号とを乗算し(キャリア信号をシステムリファレンス信号で変調し)、送信信号(プローブ信号)を用意する。
The
ハイパワーアンプ(HPA)510は送信信号の電力を増幅し、増幅後の信号は送信アンテナATから送信される。 A high power amplifier (HPA) 510 amplifies the power of the transmission signal, and the amplified signal is transmitted from the transmission antenna AT .
図示の簡明化のため明示的に示されてはいないが、シミュレーションを行うにあたっては、図1の左側に示されるような機能ブロック(伝搬遅延τを導入する要素、ドップラ周波数偏移fdを導入する要素、加法性ガウシアンノイズのような雑音成分を導入する要素)も用意された。 Although not explicitly shown for simplification of illustration, in performing the simulation, a functional block (element for introducing propagation delay τ, Doppler frequency shift f d is introduced as shown on the left side of FIG. Elements that introduce noise components such as additive Gaussian noise).
ローノイズアンプ(LNA)512は、受信信号の電力を適切に増幅する。 The low noise amplifier (LNA) 512 appropriately amplifies the power of the received signal.
ミキサ514は高周波の受信信号を適切なベースバンド信号に変換する。
The
復調部516は、遅延調整部520、ミキサ522、積分器524、ピーク検出器526を含む。図中、復調部516に関して、「×K」と示されているのは、復調部526のような処理ブロックがK個(K=1,2,…)存在してよいことを示す。上述したようにKは検出対象となる目標体の総数である。各復調部516では目標体各々についての同期タイミングが使用される。なお、目標体が複数個存在する場合に、復調部516がK個並列的に用意されることは本発明に必須ではない。1つの復調部516を、同期タイミングを変えながらK回使用することで、同じ結果を得ることができるからである。
The
復調部516の遅延調整部520は、カウンタ528からの指示に従って、システムリファレンス信号に対して適切な遅延を与え(例えば、チップ周期Tcの定数倍)、復調用のコード系列(SSコード)を生成する。
The
ミキサ522は、受信信号と復調用のコード系列との積を算出する。
The
積分器524は、ミキサ522からの出力を所定の期間(典型的には、コード系列の1単位である1Tfの期間)にわたって積分する。ここで得られた積分値は、リファレンス信号に遅延を与えて生成した復調コード系列と受信信号のベースバンド成分(目標体までの距離に対応する遅延を受けたシステムリファレンス信号を含む)との相関値を表す。
The integrator 524 integrates the output from the
ピーク検出器526は、所定の閾値を上回る相関値のピークを検出し、そのピークに対応する遅延の時間位置を求める。各々のピークは、一般的にはターゲットの各々に対応する。上述したように、或る目標体によって発生する相関値のピーク位置に対応する遅延時間を考慮しつつ受信信号の同期を確立して復調を行うことで、他の目標からの反射信号の中からその目標体からの反射信号だけを分離して適切に受信できる。
The
カウンタ528は、遅延調整部520で設定される遅延量が、所定の期間にわたって変わるように制御を行い、同時に、各時点で設定した遅延量の情報を信号処理部532に送り、相関値のピークが検出された場合、信号処理部は対応する目標の距離算出に利用する。
The
ドップラ周波数推定部530は、個々の目標体に同期した受信信号に基づいて、以下に説明される手法でドップラ周波数偏移fdを算出する。
Doppler
信号処理部532は、相関値にピークを与えるリファレンス信号への遅延情報から目標体までの距離を算出し、また、ドップラ周波数推定部530で算出されたドップラ周波数に基づいて目標体の速度を算出する。
The
次に、ドップラ周波数推定部530でドップラ周波数を推定するための動作が説明される。説明の簡明化を図るため、レーダーの真正面(即ち、目標で反射したプローブ信号の到来角(DOA: Direction Of Arrival)が0度)に、例えば車両である目標体が一台しか存在しておらず、受信信号強度は1に規格化されているものとする。複数の目標が同一距離に存在する場合等、より複雑状況下においては、本発明の第2実施例を用いて更に高精度な推定が実現される。本発明は受信アンテナの個数や復調装置の個数等には拘束されないので、例えば、送信機及び受信機で1つのアンテナが共用されてもよいし、別々のアンテナが用意されてもよい。
Next, the operation for estimating the Doppler frequency by the Doppler
高周波発生器504で生成された搬送波は、コード生成部502で用意されたシステムリファレンス信号によってミキサ508で変調され、ハイパワー増幅器510及び送信アンテナATを経てプローブ信号として送信される。このプローブ信号は、目標体によって反射され、受信アンテナARに到達する。受信アンテナARに至ったプローブ信号は、送信前のプローブ信号に対して伝搬遅延τを有し、ドップラ周波数偏移fdだけずれた周波数を有し、更に加法性白色雑音n(t)が付加されている。受信信号はミキサ514で搬送波によってダウンコンバードされてベースバンド信号に変換され、ミキサ522でコード生成部502からのリファレンス信号に遅延部520で或る遅延を与えて生成される復調用コードと乗算され、積分器524で積分される。所定の期間にわたって遅延量τnを変化させながらミキサ522での掛け算及び積分器524での積分を計算することで、目標体までの遅延量と遅延部520とで設定した遅延量とが一致した時、相関値出力がピークを示し、符号同期が確立される。
この時、相関値のピークが検出器526で検出され、ピークを与えた時に遅延部520に設定されていた遅延量がカウンタ528を経て信号処理部532に与えられる。以後、検出対象の目標体からの反射波は符号同期が確立された状態で復調され、受信信号(基本的には、目標速度に対応するドップラ周波数を持つ正弦波となる)がドップラ周波数推定部530に入力される。
The carrier wave generated by the
At this time, the peak of the correlation value is detected by the
ドップラ周波数推定部530には、受信信号を表すサンプルの内、適当な時間間隔δtを隔てた2つのサンプル値が入力される。これらは、サンプル時刻をt1とすると次式で表わされる。
The
v(t1)=exp(jωdt1)+n(t1) ・・・(4)
v(t2)=exp(jωdt2)+n(t2) ・・・(5)
但し、t2=t1+δtである。δtは適切な如何なる値に設定されてもよいが、一例として、1符号長の期間(Tf)の整数倍に設定されてもよい。また、δtは、目標の視線角度や視線速度が変化する時間に比べて十分に短い時間間隔として定義されてもよい。
v (t 1 ) = exp (jω d t 1 ) + n (t 1 ) (4)
v (t 2 ) = exp (jω d t 2 ) + n (t 2 ) (5)
However, t 2 = t 1 + δt. δt may be set to any appropriate value, but as an example, may be set to an integral multiple of the period of one code length (T f ). Also, Δt may be defined as a time interval that is sufficiently shorter than the time during which the target line-of-sight angle or line-of-sight speed changes.
次に、ドップラ周波数推定部530はv(t1)とv(t2)の和と差の比を算出する。
Next, the Doppler
但し、Δn及びΣnは次式で定義される量である。
However, Δn and Σn are quantities defined by the following equations.
である。よって、|δt|がπ/2ωd kの奇整数倍から十分に離れた値になる様に選んでおけば(cos(ωdδt/2)が0にならないように、また、tan(ωdδt/2)が発散しないようにしておけば)、SN比が十分に大きい場合、目標体の速度に由来するドップラ角周波数は、次式により得られる。
It is. Therefore, if | δt | is chosen to be a value sufficiently away from an odd integer multiple of π / 2ω d k (so that cos (ω d δt / 2) does not become zero and tan (ω If d δt / 2) does not diverge, the Doppler angular frequency derived from the velocity of the target body is obtained by the following equation when the SN ratio is sufficiently large.
一般に、逆正接関数tan-1(x)は|x|>π/2で精度が劣化するので、|ωdδt/2|をモニタし、例えば、|ωdδt/2|<π/4の場合には (8)式が利用され、|ωdδt/2|>π/4の場合には次の(9)式が利用されてもよい。
In general, since the accuracy of the arctangent function tan -1 (x) deteriorates at | x |> π / 2, | ω d δt / 2 | is monitored, for example, | ω d δt / 2 | <π / 4 In the case of (8), the equation (8) may be used, and in the case of | ω d δt / 2 |> π / 4, the following equation (9) may be used.
但し、ωdは未知なので、使用に相応しい関数の切替ポイントが目標に応じて変わるかもしれないことに留意を要する。そのような観点からは、
(10)式に示す線形結合が使用されてもよい。
However, since ω d is unknown, it should be noted that the switching point of the function suitable for use may change depending on the target. From that perspective,
The linear combination shown in the equation (10) may be used.
但し、パラメータαは結合係数であり、固定値でもよいし、可変値でもよい。或いは、γを(6)式の逆正接関数の引き数、即ちγ≡imag((v(t2)-v(t1))/(v(t2)+v(t1)))とし、これに対して2つの閾値th1及びth2を用意し、γ<th1ならば(8)式が使用され、th2<γなら(9)式が使用され、そしてth1≦γ≦th2なら(10)式が使用されるように切り替えられてもよい。
However, the parameter α is a coupling coefficient and may be a fixed value or a variable value. Alternatively, γ is an argument of the arc tangent function of equation (6), that is, γ≡imag ((v (t 2 ) -v (t 1 )) / (v (t 2 ) + v (t 1 ))) For this, two threshold values th 1 and th 2 are prepared. If γ <th 1 , equation (8) is used, if th 2 <γ, equation (9) is used, and th 1 ≦ γ ≦ If it is th 2, it may be switched so that equation (10) is used.
上記の説明では、或る時点t1,t2での受信サンプル(瞬時値)2つだけが使用されているが、SN比を改善する観点からは、次式のように互いに異なる時刻t1、t2からδt毎に、それぞれ独立に取得した2つの信号列の平均値がv(t1)、v(t2)として使用されてもよい。平均化に使用するサンプル数は、受信信号の品質(SNR等の状況)に応じて安定した値が得られるだけ確保すればよく、例えば数百個としてもよい。 In the above description, only two received samples (instantaneous values) at certain time points t1 and t2 are used. From the viewpoint of improving the S / N ratio, different times t 1 and t as shown in the following equation: The average values of two signal sequences acquired independently from 2 to Δt may be used as v (t 1 ) and v (t 2 ). The number of samples used for averaging may be ensured as long as a stable value is obtained according to the quality of the received signal (situation such as SNR), and may be several hundred, for example.
上記の表記では、ドップラ角周波数ωdは逆正接関数又は逆余接関数から導出されているが、このことは本発明に必須ではなく、三角関数の関係式に従って他の関数から導出されてもよい。例えば、ドップラ角周波数ωdは逆正弦関数から導出されてもよい。
In the above notation, the Doppler angular frequency ω d is derived from the inverse tangent function or inverse cotangent function, but this is not essential to the present invention, and may be derived from other functions according to the relational expression of the trigonometric function. Good. For example, the Doppler angular frequency ω d may be derived from an inverse sine function.
ここで、βは速度の推定値の精度が良くなる様に、事前に最小二乗法等を用いて決定された補正係数を表す。
Here, β represents a correction coefficient determined in advance using a least square method or the like so that the accuracy of the estimated value of speed is improved.
上記の逆三角関数を演算するに際し、テイラー(Taylor)展開による近似式で計算が行われてもよい。或いは、より高速且つ高精度に計算を行う観点からは、パデ(Pade)展開による近似式で計算が行われてもよい。 When calculating the above inverse trigonometric function, the calculation may be performed with an approximate expression based on Taylor expansion. Alternatively, from the viewpoint of performing calculation at higher speed and higher accuracy, the calculation may be performed using an approximate expression based on Pade expansion.
目標体が複数個存在する場合に、目標体各々のドップラ周波数偏移は、ある優先順序に従って決定されてもよい。例えば、自装置(探知測距装置)と目標体との距離を推定する手段が用意され、自装置と目標体との位置関係から優先順位が決定されてもよい。 When there are a plurality of target bodies, the Doppler frequency shift of each target body may be determined according to a certain priority order. For example, means for estimating the distance between the own device (detection and ranging device) and the target object may be prepared, and the priority order may be determined from the positional relationship between the own device and the target object.
本実施例によれば、ドップラ角周波数ωd(=2πfd)を求めるのに、最低2つの異なる時点で得たサンプル値しか要しないので、極めて速やかにドップラ周波数を求めることができる。また、本手法は2つの時点のサンプル値を利用するので、ただ1つの時点のノイズに大きく影響されずに済む。ΔnやΣnに現れる分母の余弦関数の引数はωdδt/2なので、それがπ/2の奇整数倍に等しくならないようにδtを選ぶことで、分母の余弦関数が0に近づいて演算精度が劣化するおそれを容易に回避することができる。従って本実施例によればドップラ角周波数ωdを迅速、高精度、且つ安定的に求めることができる。 According to the present embodiment, since only the sample values obtained at least at two different times are required to obtain the Doppler angular frequency ω d (= 2πf d ), the Doppler frequency can be obtained very quickly. In addition, since this method uses sample values at two time points, it is not greatly affected by noise at only one time point. The argument of the cosine function of the denominator that appears in Δn and Σn is ω d δt / 2, so by selecting δt so that it is not equal to an odd integer multiple of π / 2, the cosine function of the denominator approaches 0 and the calculation accuracy The risk of deterioration can be easily avoided. Therefore, according to this embodiment, the Doppler angular frequency ω d can be obtained quickly, accurately and stably.
(数値例)
本実施例による効果を確認するため、次の諸元でシミュレーションが行われた。
(Numerical example)
In order to confirm the effect of the present embodiment, a simulation was performed with the following specifications.
1チップ期間(Tc)=3.9×10−10(秒)
符号長=9ビット
1フレーム期間(Tf)=2.0×10−7(秒)
第1の目標体(T1)までの距離=10m
第1の目標体(T1)の速度=6km/h
第2の目標体(T2)までの距離=11m
第2の目標体(T2)の速度=12km/h
各目標体により反射された信号の相関出力は図3に示されるように得られ、同期捕捉後の受信信号は図4に示されるように得られる。このような送信信号及び受信信号に対して、従来のようにフーリエ変換によりドップラ周波数fdを見出すには、第2の目標体(T2)に対して3431個のフレームが必要であった。これは、3431×2.0×10−7=0.68×10−3(秒)に相当するほど長い期間である。第1の目標体(T1)は更に低速なので、更に長い期間を要することになる。これに対して本実施例によれば、目標体の速度を5.77km/h(T1)及び12.03km/h(T2)のように高精度に求めるのに、300個のフレームしか必要とせずに済んだ。これは、300×2.0×10−7=0.06×10−3(秒)しか要しないことに相当し、10倍以上演算時間を短縮できる。原理的には更に少ないフレーム数で短期間にドップラ周波数を求めることができる。
1 chip period (T c ) = 3.9 x 10 -10 (seconds)
Code length = 9
Distance to first target (T 1 ) = 10m
Speed of the first target (T 1 ) = 6km / h
Distance to second target (T 2 ) = 11m
Speed of second target (T 2 ) = 12km / h
The correlation output of the signal reflected by each target object is obtained as shown in FIG. 3, and the received signal after synchronization acquisition is obtained as shown in FIG. For such transmission signals and reception signals, the by Fourier transform as in the prior art find Doppler frequency f d, 3431 frames were required for the second target member (T 2). This is a period as long as 3431 × 2.0 × 10 −7 = 0.68 × 10 −3 (seconds). Since the first target (T 1 ) is slower, a longer period is required. On the other hand, according to the present embodiment, only 300 frames are required to obtain the target body speed with high accuracy such as 5.77 km / h (T 1 ) and 12.03 km / h (T 2 ). I'm done. This corresponds to the fact that only 300 × 2.0 × 10 −7 = 0.06 × 10 −3 (seconds) is required, and the calculation time can be reduced by 10 times or more. In principle, the Doppler frequency can be obtained in a short time with a smaller number of frames.
第1実施例のDSSSによる手法では、レーダーと目標体との距離の同定を行った後に速度推定を行うので、同一距離に異なる速度を持つ目標が存在した場合、それらを区別しながら速度を推定することは簡易ではない。例えばFFTを利用することも考えられるが、迅速に測定を行う観点からは好ましくない。本発明の第2実施例では、そのような場合でも適切にドップラ周波数を見出す手法が考察される。本手法によるドップラ周波数の導出法は、図5のドップラ周波数推定部530で第1実施例の手法に対して補助的になされてもよい。
In the DSSS method of the first embodiment, since the speed is estimated after identifying the distance between the radar and the target, if there are targets with different speeds at the same distance, the speed is estimated while distinguishing them. It's not easy to do. For example, it may be possible to use an FFT, but this is not preferable from the viewpoint of quick measurement. In the second embodiment of the present invention, a technique for appropriately finding the Doppler frequency is considered even in such a case. The method of deriving the Doppler frequency according to this method may be supplementary to the method of the first embodiment by the Doppler
先ず、適当な時刻を始点として異なるNA個の時点に於いて時系列順に取得したサンプル値が用意される。この時、各サンプルに、それが取得された順序に従って番号n(=1,…, NA)を割り当ててv(n)と表わす事にすれば、これは次のように表現できる。 First, the sample value acquired in chronological order at different N A number of times the appropriate time as a starting point is provided. At this time, if each sample is assigned a number n (= 1,..., N A ) according to the order in which it is acquired and expressed as v (n), this can be expressed as follows.
但し、amはm番目の目標体からの反射信号の振幅であり、位相φn,mは、
Where a m is the amplitude of the reflected signal from the m-th target and the phase φ n, m is
と表現できるので、NA個の受信サンプルは、NA次元のベクトルとして表現できる。
Therefore, N A received samples can be expressed as N A dimensional vectors.
但し、行列A、信号振幅ベクトルx及びノイズベクトルnは次式で定義されるものとする。
However, the matrix A, the signal amplitude vector x, and the noise vector n are defined by the following equations.
レーダーの受信信号はコヒーレンシー(coherency)が高ので、その性質を勘案して擬共分散行列を算出する。擬共分散行列を利用する手法については、例えば、IEEE Trans. on Signal Processing, Vol.52, No.4, 2004, pp.876-893 等で説明されている。
Since the received signal of the radar has high coherency, the pseudo covariance matrix is calculated in consideration of its nature. A technique using a pseudo-covariance matrix is described in, for example, IEEE Trans. On Signal Processing, Vol. 52, No. 4, 2004, pp. 876-893.
先ず、ベースバンド信号の相関ベクトルrv1、rv2、が計算される。簡明化のため、NP=NSとする。 First, baseband signal correlation vectors r v1 and r v2 are calculated. For simplification, let N P = N S.
ここで、Eは期待値(平均値)をとることを意味する。「*」は複素共役をとることを意味する(対象がベクトルや行列の場合は要素毎に複素共役をとる)。
Here, E means taking an expected value (average value). “*” Means taking a complex conjugate (when the target is a vector or a matrix, a complex conjugate is taken for each element).
次に、相関ベクトルrv1、rv2の成分を並べ替えることで、行列Rf1、Rf2を構成し、更に行列Rf1、Rf2から行列Rb1、Rb2を構成する。 Then, by rearranging the components of the correlation vector r v1, r v2, constitute a matrix R f1, R f2, constituting the matrix R b1, R b2 from further matrix R f1, R f2.
但し、Jは反対角要素が1であってそれ以外の要素が0である行列を示す。上付き文字の「T」は転置を表す。ここで、
Here, J represents a matrix whose opposite angle element is 1 and other elements are 0. The superscript “T” represents transposition. here,
等に注意して多少の計算を行えば、例えば、Rf1=AXと書けることが分かる。そこで、Rf1〜Rb2までの4つを次のように並べることで行列Rを定義すると、行列Rは空間平均を適用した共分散行列と同じ情報を有することが知られている(便宜上、このプロセスをm-fbssと呼ぶ。)。
If some calculations are performed with attention paid to the above, for example, it can be seen that R f1 = AX can be written. Therefore, when the matrix R is defined by arranging four of R f1 to R b2 as follows, the matrix R is known to have the same information as the covariance matrix to which the spatial average is applied (for convenience, This process is called m-fbss.)
R=(Rf1 Rf2 Rb1 Rb2) (23)
本発明の第2実施例では、このようにして求められた行列Rを、NP×NP行列R 1と、(NA−NP)×NP行列R2とに分割し、(RRH)−1が計算される。上付き文字の「H」は共役転置を表す。なお(RRH)−1は、逆行列に関する定理から、A=R1R1 H(勿論、(16)式で定義したAとは別の物である)、B=R1R2 H、及びD=R2R2 Hとおくと(24)式の様に書きなおせる。
R = (R f1 R f2 R b1 R b2 ) (23)
In the second embodiment of the present invention, the matrix R thus obtained is divided into an N P × N P matrix R 1 and an (N A −N P ) × N P matrix R 2, and (RR H ) −1 is calculated. The superscript “H” represents a conjugate transpose. Note that (RR H ) −1 is A = R 1 R 1 H (of course, different from A defined in equation (16)), B = R 1 R 2 H , And if D = R 2 R 2 H , it can be rewritten as shown in equation (24).
但し、S(説明の便宜上、スケール行列と呼ぶ)とQ(射影行列とも呼ばれる)は次式で定義される行列である。
However, S (referred to as a scale matrix for convenience) and Q (also referred to as a projection matrix) are matrices defined by the following equations.
このようにして導出された(RRH)−1を用いて擬スペクトラムP (ω)が定義される。、
Pseudospectrum P using (RR H ) −1 derived in this way (ω) is defined. ,
aH(ω)は(16)式に登場するような位相ベクトルであり、ωは角周波数である。位相ベクトルa(ω)の値を所定の数値範囲にわたって変えることで(走査することで)、擬スペクトラムの値も変化する。位相角ωがドップラ角周波数に近い場合、擬スペクトラムにピークが出現する。従って、位相ベクトルを走査しながら擬スペクトラムの特性変化をモニタすることでドップラ角周波数を見出すことができる。或いは、(27)式右辺の分母をゼロと置くことで導出される代数方程式を解くことで、ドップラ角周波数が求められてもよい。
a H (ω) is a phase vector that appears in equation (16), and ω is an angular frequency. By changing the value of the phase vector a (ω) over a predetermined numerical range (by scanning), the value of the pseudospectrum also changes. When the phase angle ω is close to the Doppler angular frequency, a peak appears in the pseudo spectrum. Therefore, the Doppler angular frequency can be found by monitoring the characteristic change of the pseudo spectrum while scanning the phase vector. Alternatively, the Doppler angular frequency may be obtained by solving an algebraic equation derived by setting the denominator on the right side of Equation (27) to zero.
ところで、(24)式の第1項は信号部分空間そのもの情報に対応する行列Aの逆行列を含んでいるが、擬スペクトラムにピークが現れる根拠は、信号部分空間と雑音部分空間との間に直交関係が成立することであるから、このままでは、若干の精度劣化が懸念されるかもしれない。 By the way, the first term of the equation (24) includes the inverse matrix of the matrix A corresponding to the signal subspace itself, but the reason why the peak appears in the pseudo spectrum is between the signal subspace and the noise subspace. Since the orthogonal relationship is established, there may be a concern about a slight deterioration in accuracy.
この点については、(24)式の左辺から上述の部分行列A−1とゼロ行列とを含む行列を差し引いた残り、即ちQS-1QHを利用し、(27)式の代わりに(29)式を使用することで高精度化を図ることが考えられる。これはまた、(27)式の(RRH)−1をQQHで置き換えて定義された擬スペクトラムについてピークサーチを行うプロパゲータ法を、スケール行列Sの導入によって改良した手法と見なす事もできる。なお、プロパゲータ法については、例えば、IEEE Trans. on Signal Processing, Vol.39, No.3,1991, pp.746-749に説明されている。
具体的には、(27)式の(RRH)−1の代わりに、(24)式の最右辺に現れる第2項QS-1QHを用いて、新たな擬スペクトラム(29)式を定義し、これについて上記と同様にしてピークサーチを行う。なお、(28)式はS-1の特異値分解表現であり、σiは信号パワーの逆数を、eiは対応する固有ベクトルを示す。
In this regard, the remainder obtained by subtracting the matrix including the submatrix A −1 and the zero matrix from the left side of the equation (24), that is, QS −1 Q H is used, and instead of the equation (27), (29 It is conceivable to achieve high accuracy by using the expression (). This can also be regarded as a method in which the propagator method for performing a peak search for a pseudo spectrum defined by replacing (RR H ) −1 in Equation (27) with QQ H is improved by the introduction of the scale matrix S. The propagator method is described in, for example, IEEE Trans. On Signal Processing, Vol. 39, No. 3, 1991, pp. 746-749.
Specifically, instead of (RR H ) −1 in equation (27), using the second term QS −1 Q H appearing on the rightmost side of equation (24), a new pseudospectrum (29) equation is obtained. Define this and perform a peak search in the same manner as described above. Equation (28) is a singular value decomposition expression of S- 1 , where σ i is the reciprocal of the signal power and e i is the corresponding eigenvector.
さて、ドップラ周波数近辺でない周波数位置では対応する信号成分が存在しないので、R1、R2≒0であるから、位相情報に関係なくP≒0であり、S→特異、となる。即ち、aH(ω)Qei≒const. になる。しかも信号が存在しない以上、σiは非常に大きいので、P(ω)は小さくなる。
Now, since there is no corresponding signal component at a frequency position that is not in the vicinity of the Doppler frequency, since R 1 and R 2 ≈0, P≈0 regardless of the phase information, and S → singular. That is, a H (ω) Qe i ≈const. Moreover, since there is no signal, σ i is very large, so P (ω) is small.
ドップラ周波数近辺では、R2≒(A-1B)HR1が成り立つので、Sは特異に近い行列となるが、同時にaH(ω)Qも0に近似し(PROPAGATOR)、更に信号が存在する以上、σiも小さくなるので、結果としてP(ω)にピークが現れる事になる。即ち、真のドップラ周波数以外に擬似ピークが現れることはほとんどない。しかも、該当するドップラに対応するピークはS−1のスケーリング効果の為、極めてシャープに現れる。その結果、ドップラ周波数を高精度に求めることができる。 In the vicinity of the Doppler frequency, R 2 ≈ (A −1 B) H R 1 holds, so S becomes a singular matrix, but at the same time a H (ω) Q is also approximated to 0 (PROPAGATOR), and the signal is further As long as it exists, σ i also decreases, and as a result, a peak appears in P (ω). That is, a pseudo peak hardly appears other than the true Doppler frequency. Moreover, the peak corresponding to the corresponding Doppler appears very sharply due to the scaling effect of S- 1 . As a result, the Doppler frequency can be obtained with high accuracy.
なお、正確にRを分割するにはNPを正確に知る必要があるが、この値はAICやMDLといった特異値分解を含む手法を利用することもできるし、RRHのノルム等、行列Rに関連する行列の特性を調べる事によって推測する事もできる。 Note that exactly divide the R needs to know exactly N P, but to this value can be used a method including the singular value decomposition such as AIC or MDL, norm of RR H such, the matrix R It can also be inferred by examining the properties of the matrix associated with.
以下、実施の形態により教示される手段を例示的に列挙する。
(付記1)
直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーであって、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信する手段と、
1以上の目標体により反射された信号を受信する手段と、
異なる時点で得た受信信号の和及び差を算出し、和信号及び差信号間の位相差から目標体のドップラ周波数偏移を求める手段と、
を有することを特徴とするDSSS方式のレーダー。
(付記2)
前記異なる時点は、前記所定の符号系列の1符号長に相当する期間以上離れている
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記3)
前記ドップラ周波数偏移が、前記差信号を前記和信号で除算した数の虚数部分を逆正接関数の引数にすることで導出される
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記4)
前記ドップラ周波数偏移が、前記和信号を前記差信号で除算した数の虚数部分を逆余接関数の引数にすることで導出される
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記5)
前記ドップラ周波数偏移が、前記差信号を前記和信号で除算した数の虚数部分を引数にした逆正接関数と、前記和信号を前記差信号で除算した数の虚数部分を引数にした逆余接関数との線形結合で導出される
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記6)
前記異なる時点で得た受信信号の各々が複数の受信サンプルを平均することで導出される
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記7)
受信信号と前記所定の符号系列との相関を計算し、1以上の目標体の各々について同期タイミングを導出する手段を更に有する
ことを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記8)
1以上の目標体の各々について異なる時点で得た受信信号の和及び差を算出し、和信号及び差信号間の位相差から目標体毎にドップラ周波数偏移が導出される
ことを特徴とする付記7記載のレーダー。
(付記9)
逆三角関数が、パデ(Pade)展開により計算される
ことを特徴とする付記3乃至4の何れか1項に記載のレーダー。
(付記10)
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算する手段と、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成する手段と、
(RRH)−1を用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式から前記ドップラ周波数偏移を計算する手段と、
を備えることを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記11)
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算する手段と、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成する手段と、
到来信号数NSを推定する手段と、
NSに応じてRから射影行列Qを構成する手段と、
Rの部分行列からスケール行列Sを計算する手段と、
前記QとSとを適当に組み合わせて生成した行列、例えば、QS−1QHを用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算する手段と
を備えることを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記12)
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算する手段と、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成する手段と、
事前に設定した到来信号数NSに応じてRから射影行列Qを構成する手段と、
Rの部分行列からスケール行列Sを計算する手段と、
前記QとSとを適当に組み合わせて生成した行列、例えば、QS−1QHを用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算する手段と、
を備えることを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記13)
目標体までの距離を推定する手段と、
当該目標体と自装置との相対関係から速度推定の優先順位を決定し、この優先順位に基づいてドップラ周波数偏移を計算する手段と、
を更に備えることを特徴とする付記1記載のレーダー。
(付記14)
付記10乃至13の何れか1項に記載のレーダーにおいて、QS−1QHを、(RRH)−1からその信号部分空間に対応する要素から成る部分行列A−1とゼロ行列から構成される行列を差し引いて求めることにより、ドップラ周波数偏移の粗推定と詳細推定とを同一の装置内で切り替えることを特徴とする探知測距装置。
(付記15)
付記10乃至14の何れか1項に記載のレーダーにおいて、(RRH)−1若しくはQS−1QHの代わりにQQHを用いて擬スペクトラム或いは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算する手段を更に備えることを特徴とするレーダー。
(付記16)
付記10乃至14の何れか1項に記載のレーダーにおいて、S−1の代わりにD−1、(BHA−1B)−1、(BHB)−1、(D−BHB)−1、若しくはS−1(QHQ)−1を用いて擬スペクトラム或いは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算する手段を備えることを特徴とするレーダー。
(付記17)
直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーで使用される方法であって、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信するステップと、
1以上の目標体により反射された信号を受信するステップと、
異なる時点で得た受信信号の和及び差を算出し、和信号及び差信号間の位相差から目標体のドップラ周波数偏移を求めるステップと、
を有することを特徴とする方法。
(付記18)
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信するステップと、
1以上の目標体により反射された信号を受信するステップと、
異なる時点で得た受信信号の和及び差を算出し、和信号及び差信号間の位相差から目標体のドップラ周波数偏移を求めるステップと、
を直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーに実行させるコンピュータプログラム。
(付記19)
直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーで使用される方法であって、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信するステップと、
1以上の目標体により反射された信号を受信するステップと、
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算するステップと、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成するステップと、
(RRH)−1を用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式から前記ドップラ周波数偏移を計算するステップと、
を直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーに実行させるコンピュータプログラム。
(付記20)
直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーで使用される方法であって、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信するステップと、
1以上の目標体により反射された信号を受信するステップと、
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算するステップと、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成するステップと、
到来信号数NSを推定するステップと、
NSに応じてRから射影行列Qを構成するステップと、
Rの部分行列からスケール行列Sを計算するステップと、
前記QとSとを適当に組み合わせて生成した行列、例えば、QS−1QHを用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算するステップと、
を直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーに実行させるコンピュータプログラム。
(付記21)
直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーで使用される方法であって、
所定の符号系列を含む送信信号を1以上の目標体に送信するステップと、
1以上の目標体により反射された信号を受信するステップと、
互いに異なる時刻t1,…,tNに於ける受信信号のサンプル値からベクトルv=(v(t1),…,v(tN))Tを構成し、前記ベクトル及び互いに異なる時刻の受信信号から相関ベクトルrv1及びrv2を計算するステップと、
相関ベクトルを組み合わせて擬空間平均共分散行列Rを構成するステップと、
事前に設定した到来信号数NSに応じてRから射影行列Qを構成するステップと、
Rの部分行列からスケール行列Sを計算するステップと、
前記QとSとを適当に組み合わせて生成した行列、例えば、QS−1QHを用いて擬スペクトラム若しくは代数方程式からドップラ周波数偏移を計算するステップと、
を直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)方式のレーダーに実行させるコンピュータプログラム。
The means taught by the embodiments will be listed below as an example.
(Appendix 1)
Direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
Means for transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Means for receiving signals reflected by one or more target objects;
Means for calculating the sum and difference of the received signals obtained at different time points, and determining the Doppler frequency shift of the target body from the phase difference between the sum signal and the difference signal;
DSSS radar, characterized by having
(Appendix 2)
The radar according to
(Appendix 3)
The radar according to
(Appendix 4)
The radar according to
(Appendix 5)
The Doppler frequency shift is an arctangent function using an imaginary part of the number obtained by dividing the difference signal by the sum signal as an argument, and an inverse remainder using the imaginary part of the number obtained by dividing the sum signal by the difference signal as an argument. The radar according to
(Appendix 6)
The radar according to
(Appendix 7)
The radar according to
(Appendix 8)
The sum and difference of received signals obtained at different points in time for each of one or more target bodies are calculated, and a Doppler frequency shift is derived for each target body from the phase difference between the sum signal and the difference signal. The radar according to
(Appendix 9)
The radar according to any one of
(Appendix 10)
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Means for calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Means for combining the correlation vectors to form the pseudo-space average covariance matrix R;
Means for calculating the Doppler frequency shift from a pseudospectrum or algebraic equation using (RR H ) −1 ;
The radar according to
(Appendix 11)
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Means for calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Means for combining the correlation vectors to form the pseudo-space average covariance matrix R;
It means for estimating the number of incoming signals N S,
Means for constructing a projection matrix Q from R according to N S ;
Means for calculating a scale matrix S from a submatrix of R;
2. A matrix generated by appropriately combining Q and S, for example, means for calculating a Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using QS −1 Q H radar.
(Appendix 12)
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Means for calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Means for combining the correlation vectors to form the pseudo-space average covariance matrix R;
It means for constituting a projection matrix Q from the R in accordance with the number of incoming signals N S set in advance,
Means for calculating a scale matrix S from a submatrix of R;
Means for calculating a Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using a matrix generated by appropriately combining the Q and S, for example, QS −1 Q H ;
The radar according to
(Appendix 13)
Means for estimating the distance to the target body;
Means for determining priority of speed estimation from the relative relationship between the target body and the device, and calculating a Doppler frequency shift based on the priority;
The radar according to
(Appendix 14)
In radar according to any one of Appendices 10 to 13, the QS -1 Q H, is composed of partial matrix A -1 and a zero matrix of elements corresponding to the signal subspace from the (RR H) -1 A detection and ranging apparatus characterized in that the rough estimation and the detailed estimation of the Doppler frequency shift are switched in the same apparatus by subtracting the matrix.
(Appendix 15)
In the radar according to any one of appendices 10 to 14, means for calculating a Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using QQ H instead of (RR H ) −1 or QS −1 Q H Radar further comprising:
(Appendix 16)
In the radar according to any one of appendices 10 to 14, D −1 , (B H A −1 B) −1 , (B H B) −1 , and (D−B H B B) are used instead of S −1. ) -1, or radar, characterized in that it comprises means for calculating a Doppler frequency shift from the pseudo-spectrum or the algebraic equation using the S -1 (Q H Q) -1 .
(Appendix 17)
A method used in direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
Transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Receiving signals reflected by one or more target objects;
Calculating the sum and difference of the received signals obtained at different time points, and determining the Doppler frequency shift of the target body from the phase difference between the sum signal and the difference signal;
A method characterized by comprising:
(Appendix 18)
Transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Receiving signals reflected by one or more target objects;
Calculating the sum and difference of the received signals obtained at different time points, and determining the Doppler frequency shift of the target body from the phase difference between the sum signal and the difference signal;
Is a computer program that directly executes a sequence spread spectrum (DSSS) radar.
(Appendix 19)
A method used in direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
Transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Receiving signals reflected by one or more target objects;
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Combining the correlation vectors to form a pseudo-space average covariance matrix R;
Calculating the Doppler frequency shift from a pseudospectrum or algebraic equation using (RR H ) −1 ;
Is a computer program that directly executes a sequence spread spectrum (DSSS) radar.
(Appendix 20)
A method used in direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
Transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Receiving signals reflected by one or more target objects;
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Combining the correlation vectors to form a pseudo-space average covariance matrix R;
Estimating a number of incoming signals N S,
Constructing a projection matrix Q from R according to N S ;
Calculating a scale matrix S from a submatrix of R;
Calculating a Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using a matrix generated by appropriately combining Q and S, for example, QS −1 Q H ;
Is a computer program that directly executes a sequence spread spectrum (DSSS) radar.
(Appendix 21)
A method used in direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
Transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence to one or more target bodies;
Receiving signals reflected by one or more target objects;
A vector v = (v (t 1 ),..., V (t N )) T is constructed from sample values of received signals at different times t 1 ,..., T N. Calculating correlation vectors r v1 and r v2 from the signal;
Combining the correlation vectors to form a pseudo-space average covariance matrix R;
A step of configuring a projection matrix Q from the R in accordance with the number of incoming signals N S set in advance,
Calculating a scale matrix S from a submatrix of R;
Calculating a Doppler frequency shift from a pseudo spectrum or an algebraic equation using a matrix generated by appropriately combining Q and S, for example, QS −1 Q H ;
Is a computer program that directly executes a sequence spread spectrum (DSSS) radar.
102 コード生成部
104 発振器
105 キャリア分配部
106 ミキサ
108 ハイパワーアンプ(HPA)
110,116 遅延部
112 ドップラ周波数設定部
114 ミキサ
118,120 加法性ガウシアンノイズ導入部
122 ローノイズアンプ(LNA)
124 ミキサ
126 復調部
130 遅延調整部
132 ミキサ
134 積分器
136 ピーク検出器
138 カウンタ
140 高速フーリエ変換部(FFT)
502 コード生成部
504 発振器
506 キャリア分配部
508 ミキサ
510 ハイパワーアンプ(HPA)
512 ローノイズアンプ(LNA)
514 ミキサ
516 復調部
520 遅延調整部
522 ミキサ
524 積分器
526 ピーク検出器
528 カウンタ
530 ドップラ周波数推定部
532 信号処理部
102
110, 116
124
502
512 Low noise amplifier (LNA)
514
Claims (3)
所定の符号系列を含む送信信号をN s 個の目標体に送信する手段と(N s は2以上の整数)、
前記N s 個の目標体各々から反射された信号を、N A 個の時点で順に受信し、N A 個の受信サンプルv 1 、v 2 、...、v NA を成分とする受信ベクトルvを取得する手段と(N A は2以上の整数)、
上記受信ベクトルvから射影行列Q及びスケール行列Sを構成し、前記射影行列と前記スケール行列と角周波数ωをパラメータとする位相ベクトルa(ω)=(1, exp(jωT f ),...,exp(jω(N A -1)T f ) T とを用いて定義される擬スペクトラムP(ω)から、m番目(mは1以上N s 以下の整数)の目標体についてのドップラ角周波数ω d m を計算する計算手段と、
を有し、前記N A 個の受信サンプルv 1 、v 2 、...、v NA の各々は、
v 1 =a 1 exp(jφ 11 )+a 2 exp(jφ 12 )+...+a Ns exp(jφ 1Ns )+N noise (0T f )
v 2 =a 1 exp(jφ 21 )+a 2 exp(jφ 22 )+...+a Ns exp(jφ 2Ns )+N noise (1T f )
・・・
v NA =a 1 exp(jφ NA1 )+a 2 exp(jφ NA2 )+...+a Ns exp(jφ NANs )+N noise ((N A -1)T f )
により表現され、a m はm番目の目標体から反射された信号の振幅であり、φ nm はn番目の受信サンプルに含まれているm番目の目標体から反射された信号の位相であり(nは1以上N A 以下の整数)、φ nm =ω m (n-1)T f であり、T f は前記所定の符号系列の符号長に相当するフレーム期間であり、N noise ((n-1)T f )はn番目の受信サンプルに含まれているノイズ成分であり、
前記射影行列Qは、Q=(A -1 B -I) T により表現され、上付きのTは転置を表し、
Iは単位ベクトルであり、
前記スケール行列Sは、S=D-B H A -1 B により表現され、上付きのHは共役転置を表し、
Q、S、A、B及びDは次式を満たし、
R f1 =(r v1 T (1)...r v1 T (N A -N s )) T 、
R f2 =(r v2 T (2)...r v2 T (N A -N s +1)) T 、
R b1 =J NA-Ns R f2 * J Ns 、及び
R b2 =J NA-Ns R f1 * J Ns
であり、相関ベクトルr v1 及びr v2 は、r v1 =E[vv NA * ]及びr v2 =E[vv 1 * ]により表現され、vは受信ベクトルを表し、v 1 及びv NA は受信ベクトルvの1番目及びN A 番目の成分を表し、Eは平均をとることを示し、擬空間平均共分散行列Rを構成する部分行列R f1 を構成する部分相関ベクトルr v1 (k)は、r v1 (k) T =E[v k v NA * ,...,v k+Ns-1 v NA * ] T により表現され(k=1,...,N A -N S )、Jは反対角要素が1であってそれ以外の行列要素が0である行列である、DSSS方式のレーダー。 Direct sequence spread spectrum (DSSS) radar,
It means for transmitting a transmission signal including a predetermined code sequence N s number of the target body (N s is an integer of 2 or more),
A signal reflected from the N s number of target bodies, respectively, N received sequentially by the A-number of times, N A received samples v 1, v 2, ..., v received vector v to NA component means for obtaining a (N a is an integer of 2 or more),
A projection matrix Q and a scale matrix S are constructed from the received vector v, and a phase vector a (ω) = (1, exp (jωT f ), ... using the projection matrix, the scale matrix, and the angular frequency ω as parameters . , exp (jω (N A -1) T f ) Doppler angular frequency for the mth target object (m is an integer between 1 and N s ) from the pseudospectrum P (ω) defined using T a calculation means for calculating ω d m ;
Each of the N A received samples v 1 , v 2 , ..., v NA is
v 1 = a 1 exp (jφ 11 ) + a 2 exp (jφ 12 ) + ... + a Ns exp (jφ 1Ns ) + N noise ( 0T f )
v 2 = a 1 exp (jφ 21 ) + a 2 exp (jφ 22 ) + ... + a Ns exp (jφ 2Ns ) + N noise (1T f )
...
v NA = a 1 exp (jφ NA1 ) + a 2 exp (jφ NA2 ) + ... + a Ns exp (jφ NANs ) + N noise ((N A -1) T f )
Where a m is the amplitude of the signal reflected from the m th target and φ nm is the phase of the signal reflected from the m th target contained in the n th received sample ( n is an integer between 1 and N A ), φ nm = ω m (n-1) T f , T f is a frame period corresponding to the code length of the predetermined code sequence, and N noise ((n -1) T f ) is the noise component contained in the nth received sample,
The projection matrix Q is represented by Q = (A -1 B -I) T , and the superscript T represents transposition,
I is the unit vector
The scale matrix S is represented by S = DB H A -1 B, and the superscript H represents a conjugate transpose,
Q, S, A, B and D satisfy the following equation:
R f1 = (r v1 T (1) ... r v1 T (N A -N s )) T ,
R f2 = (r v2 T (2) ... r v2 T (N A -N s +1)) T ,
R b1 = J NA-Ns R f2 * J Ns , and
R b2 = J NA-Ns R f1 * J Ns
And the correlation vectors r v1 and r v2 are represented by r v1 = E [vv NA * ] and r v2 = E [vv 1 * ], v represents the received vector, and v 1 and v NA are the received vectors represents the first and N A -th components of v , E indicates that the average is taken, and the partial correlation vector r v1 (k) constituting the partial matrix R f1 constituting the pseudo-space average covariance matrix R is r v1 (k) T = E [v k v NA * , ..., v k + Ns-1 v NA * ] T (k = 1, ..., N A -N S ) A DSSS radar , which is a matrix whose opposite corner element is 1 and the other matrix elements are 0 .
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