JP5811237B1

JP5811237B1 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP5811237B1
Application number: JP2014127980A
Authority: JP
Inventors: 飴井　俊裕; 俊裕飴井
Original assignee: SMK Corp
Current assignee: SMK Corp
Priority date: 2014-06-23
Filing date: 2014-06-23
Publication date: 2015-11-11
Anticipated expiration: 2034-06-23
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Abstract

【課題】簡単な回路構成でスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態での異常動作を検知するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲内に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、ドライブ回路の前記所定周期より長い検出期間Ｔｄで変化しない場合に、スイッチングトランジスタが発熱する危険のある能動状態での動作と判定する。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を負荷に適した安定した直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、スイッチングトランジスタの開閉動作によりインダクタに流れる電流を断続し、入力電圧と異なる直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換して負荷へ出力するもので、ノート型パソコンなど種々の電気製品内の異なる直流電圧で動作する電子回路毎に備えられ、入力電圧をその電子回路が必要とする安定した直流電圧に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータは、その動作原理から、変圧器で入力電圧を昇降する絶縁型と、インダクタに流れる電流をスイッチングトランジスタで断続し、直流入力電圧を異なる電圧や極性の直流出力電圧に変換する非絶縁型とに分けられるが、入力電圧と出力電圧が大きく異ならない上記各電子回路には、比較的簡単な回路素子から構成できる非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている。

非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータは、更に、直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型と、直流入力電圧を降圧して直流出力電圧とする降圧型と、直流入力電圧の極性を反転させて直流出力電圧とする反転型とに分けられる。

以下、このうち降圧型の従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００を、図７を用いて説明する。高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に、直流の入力電圧Ｖｉを発生させる直流入力電源３０は、図に示すように、その間に低圧側から高圧側を順方向とするダイオードＤ１とスイッチングトランジスタＴｒ１とが直列に接続されることにより閉回路を形成している。

ダイオードＤ１とスイッチングトランジスタＴｒ１との接続点Ａ１は、インダクタＬ１を介して他側が高圧側出力端子３２ａとなった高圧側出力線３２に接続され、また、ダイオードＤ１と低圧側電源端子３０ｂとの接続点は、他側が低圧側出力端子３３ａとなった低圧側出力線３３に接続される。高圧側出力線３２と低圧側出力線３３間には、高圧側出力端子３２ａと低圧側出力端子３３ａ間に接続される負荷ＲＬへ安定した出力電圧Ｖｏを出力するため、コンデンサＣ１が接続されている。

スイッチングトランジスタＴｒ１は、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成され、定電圧制御回路４０からスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号により開閉制御される。スイッチングトランジスタＴｒ１が閉じ制御（オン制御）され、飽和状態で動作している間は、直流入力電源３０からインダクタＬ１に電流が流れ、コンデンサＣ１を充電するが、出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧は、インダクタＬ１の自己誘導によって入力電圧Ｖｉより低い電圧となる。また、スイッチングトランジスタＴｒ１が開制御（オフ制御）され、遮断状態で動作している間は、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ１を通して環流する充電電流となって、コンデンサＣ１を充電し、出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧を維持する。

出力電圧Ｖｏは、単位時間中のスイッチングトランジスタＴｒ１の閉じ制御時間によりその電圧を制御できるので、定電圧制御回路４０は、スイッチングトランジスタＴｒ１を閉じ制御するドライブ信号のオンデューティを出力電圧Ｖｏから負帰還させ、出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬの動作電圧となるように定電圧制御する。このため、定電圧制御回路４０は、高圧側出力線３２と低圧側出力線３３間に接続される一対の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２を有し、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧と、負荷ＲＬの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Ｖｒｅｆをコンパレータ４１で比較し、パルス幅変調回路ＰＷＭへ出力している。パルス幅変調回路ＰＷＭは、発信器ＯＳＣから出力される一定周期の発信信号をコンパレータ４１の比較信号でパルス幅変調してドライブ回路４２へ出力し、ドライブ回路４２は、コンパレータ４１の比較信号に応じてオンデューティが調整されたドライブ信号をスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力する。これにより、例えば、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より高い場合には、ドライブ回路４２からオンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が短縮されるので、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏが上昇するので、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬ毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。

一般にこの種のＤＣ−ＤＣコンバータには、過負荷や出力線の短絡などの予期しない異常動作状態になると、負荷ＲＬの回路が破損したり、火災等の危険があるので、出力電圧の低下や出力電流の異常上昇等を検知して、出力線３２、３３を遮断する保護回路が設けられている（特許文献１乃至３）。

特許第４４５２３８４号公報特開平９−１６３７２２号公報特許第４６５１４２８号公報

一方、落雷など何らかの原因で定電圧制御回路４０のパルス幅変調回路ＰＷＭ等が故障し、スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とする一定電位のドライブ信号がドライブ回路４２からスイッチングトランジスタＴｒ１のゲート（ベース）に出力される場合があった。スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作すると、図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、スイッチングトランジスタＴｒ１を常時閉じ状態（オン状態）とし、スイッチングトランジスタＴｒ１のオン抵抗を利用して、入力電力を消費し、入力電圧より低い出力電圧に変換するシリーズレギュレータ（ドロッパー回路）として動作する。

しかしながら、スイッチングトランジスタＴｒ１でのスイッチング損失をできる限り低下させて高効率に入力電圧を直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、放熱対策を講じたパワーＭＯＳやパワー・トランジスタを用いるシリーズレギュレータと異なり、オン抵抗により発生する熱エネルギーを発散できないので、スイッチングトランジスタＴｒ１が発熱して火災が発生するという重大事故発生の危険があった。例えば、入力電圧Ｖｉｎが１０ｖ、出力電圧Ｖｏが５Ｖで、能動状態のスイッチングトランジスタＴｒ１に１Ａの電流が流れ続けたとすると、スイッチングトランジスタＴｒ１に５Ｗに相当する熱エネルギーによりスイッチングトランジスタＴｒ１が発熱する。

しかも、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作していても、出力電圧や出力電流は、設定値から大きく変動することがないので、これらの異常値から出力線３２、３３を遮断する従来の特許文献１乃至３等に備えられる保護回路では、その異常動作を検知することができず、更に、多くのＤＣ−ＤＣコンバータが電気製品の筐体内に配置されることから、スイッチングトランジスタＴｒ１の異常発熱を外部から目視や感触で検知できず、電気製品の内部から発火するまで異常動作を発見できない恐れがあった。

上述の定電圧制御回路４０の一部が故障して、スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とするドライブ信号が連続して出力される現象が生じるのは極めて希であるが、一度そのような故障が生じると、従来のＤＣ−ＤＣコンバータではこれを検知することができず高い確率で火災事故に至るという極めて重大な問題があった。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、簡単な回路構成でスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態での異常動作を検知するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

また、既存のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を変更することなく、能動状態で動作するスイッチングトランジスタＴｒ１が異常発熱する前に直流入力電源からの入力を停止し、火災の発生を未然に防止するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成するスイッチングトランジスタと、所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に接続されるキャパシタと、スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換するインダクタと、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、スイッチングトランジスタの開閉動作と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とする。

スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、スイッチングトランジスタが飽和状態と遮断状態とを繰り返し正常にスイッチング動作している間の変動範囲で変動し、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性は、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期内に変化する。スイッチングトランジスタが能動状態で動作すると、入力電圧Ｖｉがほぼ一定で、接続点Ａの電圧Ｖｄもほぼ一定の電位を保つので、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化しないことから、スイッチングトランジスタの正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作を判定できる。

請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記閉回路の直流入力電源とスイッチングトランジスタ間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする。

異常判定回路がスイッチングトランジスタの能動状態の動作と判定すると、直流入力電源からスイッチングトランジスタに流れる電流が停止するので、能動状態の動作によるスイッチングトランジスタの発熱がなくなる。

請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より低い直流電圧に変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、閾値電圧Ｖｔｈは、前記閉回路の直流入力電源の低圧側端子とスイッチングトランジスタの間に低圧側端子からスイッチングトランジスタの方向を順方向として接続されるダイオードのダイオード降下をＶｆ、入力電圧をＶｉとして、−Ｖｆから＋Ｖｉの任意の電位に設定することを特徴とする。

スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で＋Ｖｉ、開制御された遮断状態で−Ｖｆであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で−Ｖｆと＋Ｖｉの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Ｖｄを、−Ｖｆと＋Ｖｉの間の任意の電位に設定した閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。

請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より高い直流電圧に変換する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、閾値電圧Ｖｔｈは、入力電圧をＶｉ、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をＶｆｂとして、接地電位から＋Ｖｉ＋Ｖｆｂの任意の電位に設定することを特徴とする。

スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で接地電位、開制御された遮断状態でＶｉ＋Ｖｆｂであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で接地電位とＶｉ＋Ｖｆｂの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Ｖｄを、接地電位とＶｉ＋Ｖｆｂの間の任意の電位に設定した閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。

請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と極性が異なる直流電圧に変換する反転型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、閾値電圧Ｖｔｈは、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をＶｆｂ、入力電圧をＶｉとして、−Ｖｆｂから＋Ｖｉの任意の電位に設定することを特徴とする。

スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で＋Ｖｉ、開制御された遮断状態でインダクタの誘導電圧分である−Ｖｆｂであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で−Ｖｆｂと＋Ｖｉの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Ｖｄを、−Ｖｆｂと＋Ｖｉの間の任意の電位に設定した閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。

請求項１の発明によれば、定電圧制御回路の一部やスイッチングトランジスタ自体が故障し、スイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。

また、スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄを監視するだけで、スイッチングトランジスタの能動状態の動作を検知できるので、既存のＤＣ−ＤＣコンバータに比較回路と異常判定回路を付加するだけで、これまでの保護回路で検知できなかった異常動作を検知できる。

請求項２の発明によれば、スイッチングトランジスタが異常に発熱する前に、その発熱を停止させ、火災発生を未然に防止できる。

請求項３の発明によれば、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。

請求項４の発明によれば、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。

請求項５の発明によれば、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。

本願発明の一実施の形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。保護回路２のブロック図である。スイッチングトランジスタＴｒ１が正常なスイッチング動作を行っているＤＣ−ＤＣコンバータ１の各部の波形を示す波形図である。スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態の異常動作を行っているＤＣ−ＤＣコンバータ１の各部の波形を示す波形図である。他の実施の形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の（ａ）は、回路図、（ｂ）は、スイッチングトランジスタＴｒ１が正常なスイッチング動作を行っている際のＡ２での要部波形図である。他の実施の形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の（ａ）は、回路図、（ｂ）は、スイッチングトランジスタＴｒ１が正常なスイッチング動作を行っている際のＡ３での要部波形図である。従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図である。

本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖの直流入力電圧Ｖｉを５Ｖの直流出力電圧Ｖｏに変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１であり、以下、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１を、図１乃至図４を用いて説明する。図１は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図であり、図７に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と比較して明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本構成を変更せずに、保護回路２と、高圧側電源端子３０ａとスイッチングトランジスタＴｒ１間に接続される非常停止スイッチであるスイッチングトランジスタＴｒ２を加えたものである。従って、上述した従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と主要な回路構成が共通するので、実質的に同一若しくは同様に作用する構成については、同一の番号を付してその詳細な説明を省略する。

直流入力電源３０は、直流入力電圧Ｖｉが１０％程度電圧変動する不安定な電源で、＋１２Ｖの高圧側電源端子３０ａと０Ｖの低圧側電源端子３０ｂの間に、上記スイッチングトランジスタＴｒ２と、主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタＴｒ１と、低圧側から高圧側を順方向とするダイオードＤ１が直列に接続されることにより、閉回路が形成される。

スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、いずれもＰチャネルＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であり、スイッチングトランジスタＴｒ１は、制御用ＩＣで構成される定電圧制御回路４０のドライブ回路４２にゲートが接続し、ドライブ回路４２から出力されるドライブ信号によってオン、オフ制御される。また、スイッチングトランジスタＴｒ２は、保護回路２の後述するＲＳフリップフロップ回路５の出力にゲートが接続し、ＲＳフリップフロップ回路５の出力信号により、オン、オフ制御される。ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン制御とは、そのスイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を飽和状態としてドレイン−ソース間を閉じ制御することをいい、オフ制御とは、遮断状態としてドレイン−ソース間を開制御することをいう。

図３に示すように、ドライブ回路４２から出力されるドライブ信号は、例えば１μｓｅｃの固定周期Ｔに０Ｖのオン時間と＋１２Ｖのオフ時間を繰り返すパルス信号である。ドライブ回路４２から＋０Ｖのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されている間は、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン制御され、直流入力電源３０からインダクタＬ１にコンデンサＣ１を充電する充電電流が流れる。このオン制御時間中の出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧は、インダクタＬ１の自己誘導によって＋１２Ｖの入力電圧Ｖｉより低い＋５Ｖの電圧となる。

また、ドライブ回路４２から＋１２Ｖのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタＴｒ１はオフ制御され、オフ制御時間中は、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ１を通して環流する充電電流となってコンデンサＣ１を充電電圧と同極性で充電し、負荷ＲＬの電力消費により低下する出力電圧Ｖｏ（コンデンサＣ１の充電電圧）を＋５Ｖに維持する。

この出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧となるように、定電圧制御回路４０により定電圧制御される。定電圧制御回路４０は、高圧側出力線３２と低圧側出力線３３間に接続される一対の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２と、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧と、負荷ＲＬの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Ｖｒｅｆを比較するコンパレータ４１と、発信器ＯＳＣから出力される１ＭＨｚの固定周波数のパルス信号をコンパレータ４１の出力でパルス幅変調するパルス幅変調回路ＰＷＭと、パルス幅変調回路ＰＷＭから出力される被変調信号をドライブ信号としてスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力するドライブ回路４２を備えている。

出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より高い場合には、パルス幅変調回路ＰＷＭによりパルス信号の１μｓｅｃの固定周期Ｔ中のオン時間が短縮制御され、オンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力される。その結果、スイッチングトランジスタＴｒ１の単位時間内のオン制御時間が短縮され、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏが上昇し、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬ毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。

図３は、このように正常に動作する定電圧制御回路４０により、出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬの動作電圧である５Ｖに定電圧制御する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の各部の信号波形を示し、図示する例では、オンデューティが４４％のドライブ信号をスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力してスイッチングトランジスタＴｒ１をスイッチング制御し、１２Ｖの直流入力電圧Ｖｉを５Ｖの出力電圧Ｖｏに変換している。ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間のスイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との間の接続点Ａ１の電位は、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン制御されている間に、高圧側電源端子３０ａの電位に等しい＋１２Ｖ、オフ制御されている間に、低圧側電源端子３０ｂの接地電位から約０．５ＶのダイオードＤ１によるダイオード降下分Ｖｆ低下する−０．５Ｖとなり、−０．５Ｖから＋１２Ｖの間で変化する。

本実施の形態にかかる保護回路２は、図１、図２に示すように、スイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との間の接続点Ａ１の電位を監視するために接続点Ａ１に検出用端子Ｄａを接続させた異常判定回路４と異常判定回路４の出力に接続するＲＳフリップフロップ回路５とを備えている。異常判定回路４とＲＳフリップフロップ回路５は、高圧側電源端子３０ａに接続する定電流回路６と低圧側電源端子３０ｂの間に接続され、定電流回路６により安定電位に変換される直流入力電源３０を電源として動作している。

異常判定回路４は、接続点Ａ１の電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作している間の電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する図示しない比較回路を備えている。本実施の形態では、接続点Ａ１の電圧Ｖｄが０．５Ｖから＋５Ｖの間で変動するので、前記閾値電圧Ｖｔｈを、その間の＋０．５Ｖに設定している。

スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間に、比較回路の極性は、少なくとも１μｓｅｃの固定周期Ｔ内に反転する。一方、パルス幅変調回路ＰＷＭ等が何らかの原因で故障し、図４に示すように、スイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号が一定電位となるとスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で異常動作し、直流入力電圧Ｖｉがほぼ一定の電位であるので、接続点Ａ１の電圧Ｖｄも一定電位となり、比較回路の出力の極性は固定周期Ｔ内に反転しない。そこで、異常判定回路４は、ドライブ回路４２の固定周期Ｔより長い２μｓｅｃに設定した検出期間Ｔｄに、比較回路の出力の極性が一度も反転しない場合に、能動状態での異常動作と判定し、通常は「Ｌ」レベルの出力を「Ｈ」レベルに転じてＲＳフリップフロップ回路５のセット入力へ出力する。

ＲＳフリップフロップ回路５は、「Ｌ」レベルのリセット信号が入力された後、異常判定回路４からの「Ｈ」レベルのセット信号が入力されるまで、「Ｌ」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタＴｒ２をオン制御し、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング動作による通常動作を連続させる。一方、異常判定回路４から「Ｈ」レベルのセット信号が入力されると、次に「Ｌ」レベルのリセット信号が入力されるまで、「Ｈ」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタＴｒ２をオフ制する。その結果、直流入力電源３０からスイッチングトランジスタＴｒ１へ流れる電流が遮断され、能動状態での動作によるスイッチングトランジスタＴｒ１の発熱が停止される。

スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とする故障原因が解決し、スイッチング動作を行う状態となった場合には、ＲＳフリップフロップ回路５に「Ｌ」レベルのリセット信号を入力することにより、スイッチングトランジスタＴｒ２をオン制御し、正常動作に復旧させることができる。

図５は、直流入力電圧Ｖｉを昇圧した直流出力電圧Ｖｏに変換する本発明の他の実施の形態にかかる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を示し、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同一若しくは同様に作用する構成については、同一番号を付してその説明を省略する。

同図（ａ）に示すように、この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流入力電源３０の高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に、スイッチングトランジスタＴｒ２と、インダクタＬ１と主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタＴｒ１とが直列に接続されることにより、閉回路が形成され、スイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との接続点Ａ２から高圧側出力端子３２ａの方向を順方向とするダイオードＤ１が高圧側出力線３２に接続されている。本実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１にＮチャネルＦＥＴを用いている。

ドライブ回路４２からスイッチングトランジスタＴｒ１をオン制御するドライブ信号が出力されると、直流入力電源３０からインダクタＬ１に電流が流れ、オフ制御するドライブ信号が出力されると、インダクタＬ１に高い誘導電圧Ｖｆｂが発生し、ダイオードＤ１を通して流れる充電電流でコンデンサＣ１は、入力電圧Ｖｉに誘導電圧Ｖｆｂを加えた充電電圧に充電される。また、ダイオードＤ１は、スイッチングトランジスタＴｒ１をオン制御している間にコンデンサＣ１から流れようとする放電電流を阻止し、コンデンサＣ１の充電電圧を入力電圧Ｖｉに誘導電圧Ｖｆｂを加えた電位に保持する。コンデンサＣ１の両端の充電電圧は、負荷ＲＬが接続される出力端子３２ａ、３３ａ間の出力電圧Ｖｏであるので、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力電圧Ｖｉを、入力電圧Ｖｉに誘導電圧Ｖｆｂを加えた出力電圧Ｖｏに変換するものとなる。

また、ドライブ回路４２から０Ｖのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタＴｒ１はオフ制御され、オフ制御時間中は、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ１を通して環流する充電電流となってコンデンサＣ１を充電電圧と同極性で充電し、負荷ＲＬの電力消費により低下する出力電圧Ｖｏ（コンデンサＣ１の充電電圧）を維持する。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０についても、高圧側電源端子３０ａとインダクタＬ１を介してスイッチングトランジスタＴｒ１との間に接続された非常停止スイッチであるスイッチングトランジスタＴｒ２と、異常判定回路４の検出用端子ＤａをスイッチングトランジスタＴｒ１のインダクタＬ１との接続側の接続点Ａ２に接続させた第１実施の形態と同一構成の保護回路２を備えている。

スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間、接続点Ａ２の電位Ｖｄは、図５（ｂ）に示すように、０ＶとＶｉ＋Ｖｆｂの間で変動するので、比較回路で比較する閾値電圧Ｖｔｈは、０ＶとＶｉ＋Ｖｆｂ間の任意の電位に設定する。これにより、異常判定回路４は、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作を検出でき、ＲＳフリップフロップ回路５へ「Ｈ」レベルを出力して、スイッチングトランジスタＴｒ２を開制御することができる。

図６は、直流入力電圧Ｖｉの極性を反転させた直流出力電圧Ｖｏに変換する本発明の更に他の実施の形態にかかる反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を示し、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同一若しくは同様に作用する構成については、同一番号を付してその説明を省略する。

同図（ａ）に示すように、この反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流入力電源３０の高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に、スイッチングトランジスタＴｒ２と、主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタＴｒ１と、インダクタＬ１とが直列に接続されることにより閉回路が形成され、低圧側電源端子３０ｂとインダクタＬ１の接続点から低圧側出力端子３３ａを順方向とするダイオードＤ１が低圧側出力線３３に接続されている。

ドライブ回路４２からスイッチングトランジスタＴｒ１をオン制御するドライブ信号が出力されると、直流入力電源３０からインダクタＬ１に電流が流れ、オフ制御するドライブ信号が出力されると、インダクタＬ１の低圧側電源端子３０ｂとの接続側に高い誘導電圧Ｖｆｂが発生し、ダイオードＤ１を通して流れる充電電流でコンデンサＣ１は、誘導電圧Ｖｆｂに充電される。また、ダイオードＤ１は、スイッチングトランジスタＴｒ１をオン制御している間にコンデンサＣ１から流れようとする放電電流を阻止し、コンデンサＣ１の充電電圧を誘導電圧Ｖｆｂの電位に保持する。ここで、コンデンサＣ１の充電電圧である誘導電圧Ｖｆｂの極性は、高圧側出力端子３２ａに比べて低圧側出力線３３が高圧となり、直流入力電圧Ｖｉは、極性が反転した誘導電圧Ｖｆｂの出力電圧Ｖｏに変換される。

反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０についても、高圧側電源端子３０ａとスイッチングトランジスタＴｒ１との間に接続されたスイッチングトランジスタＴｒ２と、異常判定回路４の検出用端子ＤａをスイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との接続点Ａ３に接続させた上述実施の形態と同一構成の保護回路２を備えている。

スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間、スイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との接続点Ａ３の電位は、図６（ｂ）に示すように、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン動作している間の入力電圧Ｖｉと、オフ動作している間のインダクタＬ１誘導電圧である−Ｖｆｂの間で変動する。従って、比較回路で比較する閾値電圧Ｖｔｈは、入力電圧＋Ｖｉと−Ｖｆｂ間の任意の電位に設定し、これにより、異常判定回路４は、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作を検出でき、ＲＳフリップフロップ回路５へ「Ｈ」レベルを出力して、スイッチングトランジスタＴｒ２を開制御することができる。

上述の実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として、ＰチャネルＦＥＴやＮチャネルＦＥＴを用いているが、ドレインとソースの接続を逆にしたＮチャネルＦＥＴやＰチャネルＦＥＴとしてもよく、また、バイポーラトランジスタであってもよい。また、異常判定回路４が、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した時に、直流入力電源３０からスイッチングトランジスタＴｒ１へ流れる電流が遮断できれば、非常停止スイッチと構成はトランジスタに限らない。

また、異常判定回路４が、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した時に、非常停止スイッチを開制御とともに、若しくは別に、図示しない警報手段を起動させて、警報音や警報表示で、異常動作状態を使用者に伝えても良い。

また、上述の実施の形態では、ドライブ信号の異常によりスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する例で説明したが、スイッチングトランジスタＴｒ１自体の故障や回路素子間の接続異常など他の原因でスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する場合にも適用できる。

本発明は、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に、トランジスタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに適している。

１降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２保護回路
４異常判定回路
１０昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０直流入力電源
３２高圧側出力線
３３低圧側出力線
４０定電圧制御回路
４２ドライブ回路
Ｖｉ入力電圧
Ｖｏ出力電圧
Ｌ１インダクタ
Ｔｒ１スイッチングトランジスタ
Ｔｒ２スイッチングトランジスタ（非常停止スイッチ）
ＲＬ負荷
Ｃ１コンデンサ（キャパシタ）
Ｔｄ検出時間
Ｔドライブ信号の周期

Claims

直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成するスイッチングトランジスタと、
所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、
負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に接続されるキャパシタと、
スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換するインダクタと、
一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、
スイッチングトランジスタの開閉動作と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記閉回路の直流入力電源とスイッチングトランジスタ間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より低い直流電圧に変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
閾値電圧Ｖｔｈは、前記閉回路の直流入力電源の低圧側端子とスイッチングトランジスタの間に低圧側端子からスイッチングトランジスタの方向を順方向として接続されるダイオードのダイオード降下をＶｆ、入力電圧をＶｉとして、−Ｖｆから＋Ｖｉの任意の電位に設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より高い直流電圧に変換する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
閾値電圧Ｖｔｈは、入力電圧をＶｉ、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をＶｆｂとして、接地電位から＋Ｖｉ＋Ｖｆｂの任意の電位に設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と極性が異なる直流電圧に変換する反転型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
閾値電圧Ｖｔｈは、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をＶｆｂ、入力電圧をＶｉとして、−Ｖｆｂから＋Ｖｉの任意の電位に設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。