JP5811237B1 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な回路構成でスイッチングトランジスタTr1の能動状態での異常動作を検知するDC−DCコンバータを提供する。【解決手段】スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Aの電圧Vdの変動範囲内に設定する閾値電圧Vthとを比較し、電圧Vdと閾値電圧Vthを比較した極性が、ドライブ回路の前記所定周期より長い検出期間Tdで変化しない場合に、スイッチングトランジスタが発熱する危険のある能動状態での動作と判定する。【選択図】図1
Description
本発明は、直流電圧を負荷に適した安定した直流電圧へ変換するDC−DCコンバータに関し、更に詳しくは、スイッチングトランジスタの開閉動作によりインダクタに流れる電流を断続し、入力電圧と異なる直流出力電圧に変換するDC−DCコンバータに関する。
DC−DCコンバータは、直流の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換して負荷へ出力するもので、ノート型パソコンなど種々の電気製品内の異なる直流電圧で動作する電子回路毎に備えられ、入力電圧をその電子回路が必要とする安定した直流電圧に変換して出力する。DC−DCコンバータは、その動作原理から、変圧器で入力電圧を昇降する絶縁型と、インダクタに流れる電流をスイッチングトランジスタで断続し、直流入力電圧を異なる電圧や極性の直流出力電圧に変換する非絶縁型とに分けられるが、入力電圧と出力電圧が大きく異ならない上記各電子回路には、比較的簡単な回路素子から構成できる非絶縁型のDC−DCコンバータが採用されている。
非絶縁型のDC−DCコンバータは、更に、直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とする昇圧型と、直流入力電圧を降圧して直流出力電圧とする降圧型と、直流入力電圧の極性を反転させて直流出力電圧とする反転型とに分けられる。
以下、このうち降圧型の従来のDC−DCコンバータ100を、図7を用いて説明する。高圧側電源端子30aと低圧側電源端子30bの間に、直流の入力電圧Viを発生させる直流入力電源30は、図に示すように、その間に低圧側から高圧側を順方向とするダイオードD1とスイッチングトランジスタTr1とが直列に接続されることにより閉回路を形成している。
ダイオードD1とスイッチングトランジスタTr1との接続点A1は、インダクタL1を介して他側が高圧側出力端子32aとなった高圧側出力線32に接続され、また、ダイオードD1と低圧側電源端子30bとの接続点は、他側が低圧側出力端子33aとなった低圧側出力線33に接続される。高圧側出力線32と低圧側出力線33間には、高圧側出力端子32aと低圧側出力端子33a間に接続される負荷RLへ安定した出力電圧Voを出力するため、コンデンサC1が接続されている。
スイッチングトランジスタTr1は、例えばFET(電界効果トランジスタ)で構成され、定電圧制御回路40からスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力されるドライブ信号により開閉制御される。スイッチングトランジスタTr1が閉じ制御(オン制御)され、飽和状態で動作している間は、直流入力電源30からインダクタL1に電流が流れ、コンデンサC1を充電するが、出力電圧VoとなるコンデンサC1の充電電圧は、インダクタL1の自己誘導によって入力電圧Viより低い電圧となる。また、スイッチングトランジスタTr1が開制御(オフ制御)され、遮断状態で動作している間は、インダクタL1に蓄積された電気エネルギーがダイオードD1を通して環流する充電電流となって、コンデンサC1を充電し、出力電圧VoとなるコンデンサC1の充電電圧を維持する。
出力電圧Voは、単位時間中のスイッチングトランジスタTr1の閉じ制御時間によりその電圧を制御できるので、定電圧制御回路40は、スイッチングトランジスタTr1を閉じ制御するドライブ信号のオンデューティを出力電圧Voから負帰還させ、出力電圧Voを負荷RLの動作電圧となるように定電圧制御する。このため、定電圧制御回路40は、高圧側出力線32と低圧側出力線33間に接続される一対の分圧抵抗R1、R2を有し、分圧抵抗R1、R2の接続点の電圧と、負荷RLの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Vrefをコンパレータ41で比較し、パルス幅変調回路PWMへ出力している。パルス幅変調回路PWMは、発信器OSCから出力される一定周期の発信信号をコンパレータ41の比較信号でパルス幅変調してドライブ回路42へ出力し、ドライブ回路42は、コンパレータ41の比較信号に応じてオンデューティが調整されたドライブ信号をスイッチングトランジスタTr1のゲートへ出力する。これにより、例えば、出力電圧Voが負荷RLの動作電圧より高い場合には、ドライブ回路42からオンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が短縮されるので、出力電圧Voが低下する。逆に、出力電圧Voが負荷RLの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Voが上昇するので、出力電圧Voは、負荷RL毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。
一般にこの種のDC−DCコンバータには、過負荷や出力線の短絡などの予期しない異常動作状態になると、負荷RLの回路が破損したり、火災等の危険があるので、出力電圧の低下や出力電流の異常上昇等を検知して、出力線32、33を遮断する保護回路が設けられている(特許文献1乃至3)。
一方、落雷など何らかの原因で定電圧制御回路40のパルス幅変調回路PWM等が故障し、スイッチングトランジスタTr1を能動状態とする一定電位のドライブ信号がドライブ回路42からスイッチングトランジスタTr1のゲート(ベース)に出力される場合があった。スイッチングトランジスタTr1が能動状態で動作すると、図7に示すDC−DCコンバータ100は、スイッチングトランジスタTr1を常時閉じ状態(オン状態)とし、スイッチングトランジスタTr1のオン抵抗を利用して、入力電力を消費し、入力電圧より低い出力電圧に変換するシリーズレギュレータ(ドロッパー回路)として動作する。
しかしながら、スイッチングトランジスタTr1でのスイッチング損失をできる限り低下させて高効率に入力電圧を直流出力電圧に変換するDC−DCコンバータにおいては、放熱対策を講じたパワーMOSやパワー・トランジスタを用いるシリーズレギュレータと異なり、オン抵抗により発生する熱エネルギーを発散できないので、スイッチングトランジスタTr1が発熱して火災が発生するという重大事故発生の危険があった。例えば、入力電圧Vinが10v、出力電圧Voが5Vで、能動状態のスイッチングトランジスタTr1に1Aの電流が流れ続けたとすると、スイッチングトランジスタTr1に5Wに相当する熱エネルギーによりスイッチングトランジスタTr1が発熱する。
しかも、スイッチングトランジスタTr1が能動状態で動作していても、出力電圧や出力電流は、設定値から大きく変動することがないので、これらの異常値から出力線32、33を遮断する従来の特許文献1乃至3等に備えられる保護回路では、その異常動作を検知することができず、更に、多くのDC−DCコンバータが電気製品の筐体内に配置されることから、スイッチングトランジスタTr1の異常発熱を外部から目視や感触で検知できず、電気製品の内部から発火するまで異常動作を発見できない恐れがあった。
上述の定電圧制御回路40の一部が故障して、スイッチングトランジスタTr1を能動状態とするドライブ信号が連続して出力される現象が生じるのは極めて希であるが、一度そのような故障が生じると、従来のDC−DCコンバータではこれを検知することができず高い確率で火災事故に至るという極めて重大な問題があった。
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、簡単な回路構成でスイッチングトランジスタTr1の能動状態での異常動作を検知するDC−DCコンバータを提供することを目的とする。
また、既存のDC−DCコンバータの構成を変更することなく、能動状態で動作するスイッチングトランジスタTr1が異常発熱する前に直流入力電源からの入力を停止し、火災の発生を未然に防止するDC−DCコンバータを提供することを目的とする。
上述の目的を達成するため、請求項1に記載のDC−DCコンバータは、直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成するスイッチングトランジスタと、所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に接続されるキャパシタと、スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換するインダクタと、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたDC−DCコンバータであって、スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Aの電圧Vdの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Vthとを比較する比較回路と、スイッチングトランジスタの開閉動作と非同期で、比較回路が電圧Vdと閾値電圧Vthを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とする。
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdは、スイッチングトランジスタが飽和状態と遮断状態とを繰り返し正常にスイッチング動作している間の変動範囲で変動し、比較回路が電圧Vdと閾値電圧Vthを比較した極性は、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期内に変化する。スイッチングトランジスタが能動状態で動作すると、入力電圧Viがほぼ一定で、接続点Aの電圧Vdもほぼ一定の電位を保つので、比較回路が電圧Vdと閾値電圧Vthを比較した極性が、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期より長い検出期間Tdであっても変化しないことから、スイッチングトランジスタの正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作を判定できる。
請求項2に記載のDC−DCコンバータは、異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記閉回路の直流入力電源とスイッチングトランジスタ間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする。
異常判定回路がスイッチングトランジスタの能動状態の動作と判定すると、直流入力電源からスイッチングトランジスタに流れる電流が停止するので、能動状態の動作によるスイッチングトランジスタの発熱がなくなる。
請求項3に記載のDC−DCコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より低い直流電圧に変換する降圧型DC−DCコンバータであって、閾値電圧Vthは、前記閉回路の直流入力電源の低圧側端子とスイッチングトランジスタの間に低圧側端子からスイッチングトランジスタの方向を順方向として接続されるダイオードのダイオード降下をVf、入力電圧をViとして、−Vfから+Viの任意の電位に設定することを特徴とする。
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で+Vi、開制御された遮断状態で−Vfであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で−Vfと+Viの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Vdを、−Vfと+Viの間の任意の電位に設定した閾値電圧Vthを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Tdであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。
請求項4に記載のDC−DCコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より高い直流電圧に変換する昇圧型DC−DCコンバータであって、閾値電圧Vthは、入力電圧をVi、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をVfbとして、接地電位から+Vi+Vfbの任意の電位に設定することを特徴とする。
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で接地電位、開制御された遮断状態でVi+Vfbであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で接地電位とVi+Vfbの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Vdを、接地電位とVi+Vfbの間の任意の電位に設定した閾値電圧Vthを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Tdであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。
請求項5に記載のDC−DCコンバータは、インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と極性が異なる直流電圧に変換する反転型DC−DCコンバータであって、閾値電圧Vthは、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をVfb、入力電圧をViとして、−Vfbから+Viの任意の電位に設定することを特徴とする。
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdは、スイッチングトランジスタが閉じ制御された飽和状態で+Vi、開制御された遮断状態でインダクタの誘導電圧分である−Vfbであり、スイッチングトランジスタが正常にスイッチング動作している間は、所定周期で−Vfbと+Viの間で交互に変化し、能動状態で動作すると、ほぼ一定の電位を保つ。従って、異常判定回路は、電圧Vdを、−Vfbと+Viの間の任意の電位に設定した閾値電圧Vthを比較した極性が、所定周期より長い検出期間Tdであっても変化しないことから、正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作と判定できる。
請求項1の発明によれば、定電圧制御回路の一部やスイッチングトランジスタ自体が故障し、スイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、DC−DCコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。
また、スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdを監視するだけで、スイッチングトランジスタの能動状態の動作を検知できるので、既存のDC−DCコンバータに比較回路と異常判定回路を付加するだけで、これまでの保護回路で検知できなかった異常動作を検知できる。
請求項2の発明によれば、スイッチングトランジスタが異常に発熱する前に、その発熱を停止させ、火災発生を未然に防止できる。
請求項3の発明によれば、降圧型DC−DCコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、降圧型DC−DCコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。
請求項4の発明によれば、昇圧型DC−DCコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、昇圧型DC−DCコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。
請求項5の発明によれば、反転型DC−DCコンバータのスイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、反転型DC−DCコンバータの動作停止など、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。
本発明の一実施の形態に係るDC−DCコンバータは、12Vの直流入力電圧Viを5Vの直流出力電圧Voに変換する降圧型DC−DCコンバータ1であり、以下、この降圧型DC−DCコンバータ1を、図1乃至図4を用いて説明する。図1は、降圧型DC−DCコンバータ1の回路図であり、図7に示す従来のDC−DCコンバータ100と比較して明らかなように、DC−DCコンバータ100の基本構成を変更せずに、保護回路2と、高圧側電源端子30aとスイッチングトランジスタTr1間に接続される非常停止スイッチであるスイッチングトランジスタTr2を加えたものである。従って、上述した従来の降圧型DC−DCコンバータ100と主要な回路構成が共通するので、実質的に同一若しくは同様に作用する構成については、同一の番号を付してその詳細な説明を省略する。
直流入力電源30は、直流入力電圧Viが10%程度電圧変動する不安定な電源で、+12Vの高圧側電源端子30aと0Vの低圧側電源端子30bの間に、上記スイッチングトランジスタTr2と、主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタTr1と、低圧側から高圧側を順方向とするダイオードD1が直列に接続されることにより、閉回路が形成される。
スイッチングトランジスタTr1、Tr2は、いずれもPチャネルFET(電界効果トランジスタ)であり、スイッチングトランジスタTr1は、制御用ICで構成される定電圧制御回路40のドライブ回路42にゲートが接続し、ドライブ回路42から出力されるドライブ信号によってオン、オフ制御される。また、スイッチングトランジスタTr2は、保護回路2の後述するRSフリップフロップ回路5の出力にゲートが接続し、RSフリップフロップ回路5の出力信号により、オン、オフ制御される。ここで、スイッチングトランジスタTr1、Tr2のオン制御とは、そのスイッチングトランジスタTr1、Tr2を飽和状態としてドレイン−ソース間を閉じ制御することをいい、オフ制御とは、遮断状態としてドレイン−ソース間を開制御することをいう。
図3に示すように、ドライブ回路42から出力されるドライブ信号は、例えば1μsecの固定周期Tに0Vのオン時間と+12Vのオフ時間を繰り返すパルス信号である。ドライブ回路42から+0Vのドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力されている間は、スイッチングトランジスタTr1がオン制御され、直流入力電源30からインダクタL1にコンデンサC1を充電する充電電流が流れる。このオン制御時間中の出力電圧VoとなるコンデンサC1の充電電圧は、インダクタL1の自己誘導によって+12Vの入力電圧Viより低い+5Vの電圧となる。
また、ドライブ回路42から+12Vのドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタTr1はオフ制御され、オフ制御時間中は、インダクタL1に蓄積された電気エネルギーがダイオードD1を通して環流する充電電流となってコンデンサC1を充電電圧と同極性で充電し、負荷RLの電力消費により低下する出力電圧Vo(コンデンサC1の充電電圧)を+5Vに維持する。
この出力電圧Voが負荷RLの動作電圧となるように、定電圧制御回路40により定電圧制御される。定電圧制御回路40は、高圧側出力線32と低圧側出力線33間に接続される一対の分圧抵抗R1、R2と、分圧抵抗R1、R2の接続点の電圧と、負荷RLの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Vrefを比較するコンパレータ41と、発信器OSCから出力される1MHzの固定周波数のパルス信号をコンパレータ41の出力でパルス幅変調するパルス幅変調回路PWMと、パルス幅変調回路PWMから出力される被変調信号をドライブ信号としてスイッチングトランジスタTr1のゲートへ出力するドライブ回路42を備えている。
出力電圧Voが負荷RLの動作電圧より高い場合には、パルス幅変調回路PWMによりパルス信号の1μsecの固定周期T中のオン時間が短縮制御され、オンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力される。その結果、スイッチングトランジスタTr1の単位時間内のオン制御時間が短縮され、出力電圧Voが低下する。逆に、出力電圧Voが負荷RLの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Voが上昇し、出力電圧Voは、負荷RL毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。
図3は、このように正常に動作する定電圧制御回路40により、出力電圧Voを負荷RLの動作電圧である5Vに定電圧制御する降圧型DC−DCコンバータ1の各部の信号波形を示し、図示する例では、オンデューティが44%のドライブ信号をスイッチングトランジスタTr1のゲートへ出力してスイッチングトランジスタTr1をスイッチング制御し、12Vの直流入力電圧Viを5Vの出力電圧Voに変換している。ここで、スイッチングトランジスタTr1が正常にスイッチング動作している間のスイッチングトランジスタTr1とインダクタL1との間の接続点A1の電位は、スイッチングトランジスタTr1がオン制御されている間に、高圧側電源端子30aの電位に等しい+12V、オフ制御されている間に、低圧側電源端子30bの接地電位から約0.5VのダイオードD1によるダイオード降下分Vf低下する−0.5Vとなり、−0.5Vから+12Vの間で変化する。
本実施の形態にかかる保護回路2は、図1、図2に示すように、スイッチングトランジスタTr1とインダクタL1との間の接続点A1の電位を監視するために接続点A1に検出用端子Daを接続させた異常判定回路4と異常判定回路4の出力に接続するRSフリップフロップ回路5とを備えている。異常判定回路4とRSフリップフロップ回路5は、高圧側電源端子30aに接続する定電流回路6と低圧側電源端子30bの間に接続され、定電流回路6により安定電位に変換される直流入力電源30を電源として動作している。
異常判定回路4は、接続点A1の電圧Vdと、スイッチングトランジスタTr1がスイッチング動作している間の電圧Vdの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Vthとを比較する図示しない比較回路を備えている。本実施の形態では、接続点A1の電圧Vdが0.5Vから+5Vの間で変動するので、前記閾値電圧Vthを、その間の+0.5Vに設定している。
スイッチングトランジスタTr1が正常にスイッチング動作している間に、比較回路の極性は、少なくとも1μsecの固定周期T内に反転する。一方、パルス幅変調回路PWM等が何らかの原因で故障し、図4に示すように、スイッチングトランジスタTr1のゲートに出力されるドライブ信号が一定電位となるとスイッチングトランジスタTr1が能動状態で異常動作し、直流入力電圧Viがほぼ一定の電位であるので、接続点A1の電圧Vdも一定電位となり、比較回路の出力の極性は固定周期T内に反転しない。そこで、異常判定回路4は、ドライブ回路42の固定周期Tより長い2μsecに設定した検出期間Tdに、比較回路の出力の極性が一度も反転しない場合に、能動状態での異常動作と判定し、通常は「L」レベルの出力を「H」レベルに転じてRSフリップフロップ回路5のセット入力へ出力する。
RSフリップフロップ回路5は、「L」レベルのリセット信号が入力された後、異常判定回路4からの「H」レベルのセット信号が入力されるまで、「L」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタTr2のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタTr2をオン制御し、スイッチングトランジスタTr1のスイッチング動作による通常動作を連続させる。一方、異常判定回路4から「H」レベルのセット信号が入力されると、次に「L」レベルのリセット信号が入力されるまで、「H」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタTr2のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタTr2をオフ制する。その結果、直流入力電源30からスイッチングトランジスタTr1へ流れる電流が遮断され、能動状態での動作によるスイッチングトランジスタTr1の発熱が停止される。
スイッチングトランジスタTr1を能動状態とする故障原因が解決し、スイッチング動作を行う状態となった場合には、RSフリップフロップ回路5に「L」レベルのリセット信号を入力することにより、スイッチングトランジスタTr2をオン制御し、正常動作に復旧させることができる。
図5は、直流入力電圧Viを昇圧した直流出力電圧Voに変換する本発明の他の実施の形態にかかる昇圧型DC−DCコンバータ10を示し、図1の降圧型DC−DCコンバータ1と同一若しくは同様に作用する構成については、同一番号を付してその説明を省略する。
同図(a)に示すように、この昇圧型DC−DCコンバータ10は、直流入力電源30の高圧側電源端子30aと低圧側電源端子30bの間に、スイッチングトランジスタTr2と、インダクタL1と主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタTr1とが直列に接続されることにより、閉回路が形成され、スイッチングトランジスタTr1とインダクタL1との接続点A2から高圧側出力端子32aの方向を順方向とするダイオードD1が高圧側出力線32に接続されている。本実施の形態では、スイッチングトランジスタTr1にNチャネルFETを用いている。
ドライブ回路42からスイッチングトランジスタTr1をオン制御するドライブ信号が出力されると、直流入力電源30からインダクタL1に電流が流れ、オフ制御するドライブ信号が出力されると、インダクタL1に高い誘導電圧Vfbが発生し、ダイオードD1を通して流れる充電電流でコンデンサC1は、入力電圧Viに誘導電圧Vfbを加えた充電電圧に充電される。また、ダイオードD1は、スイッチングトランジスタTr1をオン制御している間にコンデンサC1から流れようとする放電電流を阻止し、コンデンサC1の充電電圧を入力電圧Viに誘導電圧Vfbを加えた電位に保持する。コンデンサC1の両端の充電電圧は、負荷RLが接続される出力端子32a、33a間の出力電圧Voであるので、昇圧型DC−DCコンバータ10は、入力電圧Viを、入力電圧Viに誘導電圧Vfbを加えた出力電圧Voに変換するものとなる。
また、ドライブ回路42から0Vのドライブ信号がスイッチングトランジスタTr1のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタTr1はオフ制御され、オフ制御時間中は、インダクタL1に蓄積された電気エネルギーがダイオードD1を通して環流する充電電流となってコンデンサC1を充電電圧と同極性で充電し、負荷RLの電力消費により低下する出力電圧Vo(コンデンサC1の充電電圧)を維持する。
昇圧型DC−DCコンバータ10についても、高圧側電源端子30aとインダクタL1を介してスイッチングトランジスタTr1との間に接続された非常停止スイッチであるスイッチングトランジスタTr2と、異常判定回路4の検出用端子DaをスイッチングトランジスタTr1のインダクタL1との接続側の接続点A2に接続させた第1実施の形態と同一構成の保護回路2を備えている。
スイッチングトランジスタTr1が正常にスイッチング動作している間、接続点A2の電位Vdは、図5(b)に示すように、0VとVi+Vfbの間で変動するので、比較回路で比較する閾値電圧Vthは、0VとVi+Vfb間の任意の電位に設定する。これにより、異常判定回路4は、スイッチングトランジスタTr1の能動状態の動作を検出でき、RSフリップフロップ回路5へ「H」レベルを出力して、スイッチングトランジスタTr2を開制御することができる。
図6は、直流入力電圧Viの極性を反転させた直流出力電圧Voに変換する本発明の更に他の実施の形態にかかる反転型DC−DCコンバータ10を示し、図1の降圧型DC−DCコンバータ1と同一若しくは同様に作用する構成については、同一番号を付してその説明を省略する。
同図(a)に示すように、この反転型DC−DCコンバータ10は、直流入力電源30の高圧側電源端子30aと低圧側電源端子30bの間に、スイッチングトランジスタTr2と、主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタTr1と、インダクタL1とが直列に接続されることにより閉回路が形成され、低圧側電源端子30bとインダクタL1の接続点から低圧側出力端子33aを順方向とするダイオードD1が低圧側出力線33に接続されている。
ドライブ回路42からスイッチングトランジスタTr1をオン制御するドライブ信号が出力されると、直流入力電源30からインダクタL1に電流が流れ、オフ制御するドライブ信号が出力されると、インダクタL1の低圧側電源端子30bとの接続側に高い誘導電圧Vfbが発生し、ダイオードD1を通して流れる充電電流でコンデンサC1は、誘導電圧Vfbに充電される。また、ダイオードD1は、スイッチングトランジスタTr1をオン制御している間にコンデンサC1から流れようとする放電電流を阻止し、コンデンサC1の充電電圧を誘導電圧Vfbの電位に保持する。ここで、コンデンサC1の充電電圧である誘導電圧Vfbの極性は、高圧側出力端子32aに比べて低圧側出力線33が高圧となり、直流入力電圧Viは、極性が反転した誘導電圧Vfbの出力電圧Voに変換される。
反転型DC−DCコンバータ20についても、高圧側電源端子30aとスイッチングトランジスタTr1との間に接続されたスイッチングトランジスタTr2と、異常判定回路4の検出用端子DaをスイッチングトランジスタTr1とインダクタL1との接続点A3に接続させた上述実施の形態と同一構成の保護回路2を備えている。
スイッチングトランジスタTr1が正常にスイッチング動作している間、スイッチングトランジスタTr1とインダクタL1との接続点A3の電位は、図6(b)に示すように、スイッチングトランジスタTr1がオン動作している間の入力電圧Viと、オフ動作している間のインダクタL1誘導電圧である−Vfbの間で変動する。従って、比較回路で比較する閾値電圧Vthは、入力電圧+Viと−Vfb間の任意の電位に設定し、これにより、異常判定回路4は、スイッチングトランジスタTr1の能動状態の動作を検出でき、RSフリップフロップ回路5へ「H」レベルを出力して、スイッチングトランジスタTr2を開制御することができる。
上述の実施の形態では、スイッチングトランジスタTr1、Tr2として、PチャネルFETやNチャネルFETを用いているが、ドレインとソースの接続を逆にしたNチャネルFETやPチャネルFETとしてもよく、また、バイポーラトランジスタであってもよい。また、異常判定回路4が、スイッチングトランジスタTr1の能動状態の動作と判定した時に、直流入力電源30からスイッチングトランジスタTr1へ流れる電流が遮断できれば、非常停止スイッチと構成はトランジスタに限らない。
また、異常判定回路4が、スイッチングトランジスタTr1の能動状態の動作と判定した時に、非常停止スイッチを開制御とともに、若しくは別に、図示しない警報手段を起動させて、警報音や警報表示で、異常動作状態を使用者に伝えても良い。
また、上述の実施の形態では、ドライブ信号の異常によりスイッチングトランジスタTr1が能動状態で動作する例で説明したが、スイッチングトランジスタTr1自体の故障や回路素子間の接続異常など他の原因でスイッチングトランジスタTr1が能動状態で動作する場合にも適用できる。
本発明は、非絶縁型のDC−DCコンバータのスイッチング素子に、トランジスタを用いたDC−DCコンバータに適している。
1 降圧型DC−DCコンバータ
2 保護回路
4 異常判定回路
10 昇圧型DC−DCコンバータ
20 反転型DC−DCコンバータ
30 直流入力電源
32 高圧側出力線
33 低圧側出力線
40 定電圧制御回路
42 ドライブ回路
Vi 入力電圧
Vo 出力電圧
L1 インダクタ
Tr1 スイッチングトランジスタ
Tr2 スイッチングトランジスタ(非常停止スイッチ)
RL 負荷
C1 コンデンサ(キャパシタ)
Td 検出時間
T ドライブ信号の周期
2 保護回路
4 異常判定回路
10 昇圧型DC−DCコンバータ
20 反転型DC−DCコンバータ
30 直流入力電源
32 高圧側出力線
33 低圧側出力線
40 定電圧制御回路
42 ドライブ回路
Vi 入力電圧
Vo 出力電圧
L1 インダクタ
Tr1 スイッチングトランジスタ
Tr2 スイッチングトランジスタ(非常停止スイッチ)
RL 負荷
C1 コンデンサ(キャパシタ)
Td 検出時間
T ドライブ信号の周期
Claims (5)
- 直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成するスイッチングトランジスタと、
所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、
負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に接続されるキャパシタと、
スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換するインダクタと、
一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたDC−DCコンバータであって、
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Aの電圧Vdと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Aの電圧Vdの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Vthとを比較する比較回路と、
スイッチングトランジスタの開閉動作と非同期で、比較回路が電圧Vdと閾値電圧Vthを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記閉回路の直流入力電源とスイッチングトランジスタ間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
- インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より低い直流電圧に変換する降圧型DC−DCコンバータであって、
閾値電圧Vthは、前記閉回路の直流入力電源の低圧側端子とスイッチングトランジスタの間に低圧側端子からスイッチングトランジスタの方向を順方向として接続されるダイオードのダイオード降下をVf、入力電圧をViとして、−Vfから+Viの任意の電位に設定することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 - インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧より高い直流電圧に変換する昇圧型DC−DCコンバータであって、
閾値電圧Vthは、入力電圧をVi、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をVfbとして、接地電位から+Vi+Vfbの任意の電位に設定することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 - インダクタが一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と極性が異なる直流電圧に変換する反転型DC−DCコンバータであって、
閾値電圧Vthは、スイッチングトランジスタを閉じ制御から開制御することによりインダクタに発生する誘導電圧をVfb、入力電圧をViとして、−Vfbから+Viの任意の電位に設定することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータ。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014127980A JP5811237B1 (ja) | 2014-06-23 | 2014-06-23 | Dc−dcコンバータ |
TW103130564A TWI632765B (zh) | 2014-06-23 | 2014-09-04 | DC-DC transformer |
DE112014006757.1T DE112014006757T5 (de) | 2014-06-23 | 2014-09-26 | Gleichspannungswandler |
CN201480067274.0A CN105814783B (zh) | 2014-06-23 | 2014-09-26 | 直流-直流变换器 |
PCT/JP2014/076482 WO2015198500A1 (ja) | 2014-06-23 | 2014-09-26 | Dc-dcコンバータ |
US15/169,746 US10110123B2 (en) | 2014-06-23 | 2016-06-01 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014127980A JP5811237B1 (ja) | 2014-06-23 | 2014-06-23 | Dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP5811237B1 true JP5811237B1 (ja) | 2015-11-11 |
JP2016010186A JP2016010186A (ja) | 2016-01-18 |
Family
ID=54550488
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014127980A Expired - Fee Related JP5811237B1 (ja) | 2014-06-23 | 2014-06-23 | Dc−dcコンバータ |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US10110123B2 (ja) |
JP (1) | JP5811237B1 (ja) |
CN (1) | CN105814783B (ja) |
DE (1) | DE112014006757T5 (ja) |
TW (1) | TWI632765B (ja) |
WO (1) | WO2015198500A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102017111015B4 (de) | 2016-06-07 | 2020-07-30 | Smk Corporation | Gleichspannungswandler |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6745477B2 (ja) * | 2016-05-30 | 2020-08-26 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 点灯装置、及び、照明器具 |
JP6787044B2 (ja) * | 2016-10-29 | 2020-11-18 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP2018121414A (ja) * | 2017-01-24 | 2018-08-02 | Smk株式会社 | 電源異常通報システム |
WO2018224375A1 (de) * | 2017-06-08 | 2018-12-13 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren und schaltungsanordnung zum fernversorgen von hochstromgepulsten lasten mit geringem leistungsverlust und verringerter signatur geleiteter emissionen |
WO2019205072A1 (en) * | 2018-04-27 | 2019-10-31 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Method and device of abnormal efficiency protection for electrical apparatus |
JP7419867B2 (ja) * | 2020-02-20 | 2024-01-23 | 株式会社リコー | 電源装置 |
JP7266558B2 (ja) * | 2020-06-30 | 2023-04-28 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
US11545887B2 (en) * | 2021-04-16 | 2023-01-03 | Infineon Technologies Ag | Safety cutoff circuit for power converter |
TWI807977B (zh) * | 2022-08-26 | 2023-07-01 | 立錡科技股份有限公司 | 切換式電源轉換器及其控制電路與控制方法 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09163722A (ja) | 1995-11-30 | 1997-06-20 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 過負荷保護機能を備えた非絶縁形dc−dcコンバータ |
JP4452384B2 (ja) | 2000-07-27 | 2010-04-21 | Fdk株式会社 | 非絶縁型降圧dc−dcコンバータ |
JP3703378B2 (ja) * | 2000-08-02 | 2005-10-05 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
US7405495B2 (en) * | 2002-01-22 | 2008-07-29 | Johnson Controls Automotive Electronics | Multicellular DC/DC voltage converter with protection switches |
JP2004328945A (ja) * | 2003-04-28 | 2004-11-18 | Sharp Corp | Dc−dcコンバータ用pwm制御回路 |
JP2004364488A (ja) * | 2003-05-12 | 2004-12-24 | Taiyo Yuden Co Ltd | スイッチング電源回路およびその過電流保護方法 |
JP4411897B2 (ja) | 2003-07-30 | 2010-02-10 | 株式会社ジェイテクト | 直流昇圧回路の故障判定装置 |
JP4651428B2 (ja) | 2005-03-28 | 2011-03-16 | ローム株式会社 | スイッチングレギュレータ及びこれを備えた電子機器 |
TWI446670B (zh) * | 2008-11-20 | 2014-07-21 | Richtek Technology Corp | 升壓轉換器的保護裝置及方法 |
JP5645425B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2014-12-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP5348028B2 (ja) * | 2010-03-11 | 2013-11-20 | トヨタ自動車株式会社 | チョッパ回路の故障検出装置 |
JP5632732B2 (ja) * | 2010-12-20 | 2014-11-26 | パナソニック株式会社 | 発光ダイオード点灯装置及び該発光ダイオード点灯装置を用いた照明装置 |
CN102820782A (zh) * | 2012-09-18 | 2012-12-12 | 中国兵器工业第二0二研究所 | 带有功率开关元件保护电路的直流升压变换器 |
TWI479763B (zh) * | 2012-10-24 | 2015-04-01 | Niko Semiconductor Co Ltd | 直流-直流轉換器之保護裝置 |
CN103516213B (zh) * | 2013-09-09 | 2016-08-31 | 深圳市佳华利道新技术开发有限公司 | 双向dc-dc变换器电路控制***及混合动力机动车 |
-
2014
- 2014-06-23 JP JP2014127980A patent/JP5811237B1/ja not_active Expired - Fee Related
- 2014-09-04 TW TW103130564A patent/TWI632765B/zh not_active IP Right Cessation
- 2014-09-26 WO PCT/JP2014/076482 patent/WO2015198500A1/ja active Application Filing
- 2014-09-26 DE DE112014006757.1T patent/DE112014006757T5/de not_active Withdrawn
- 2014-09-26 CN CN201480067274.0A patent/CN105814783B/zh not_active Expired - Fee Related
-
2016
- 2016-06-01 US US15/169,746 patent/US10110123B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102017111015B4 (de) | 2016-06-07 | 2020-07-30 | Smk Corporation | Gleichspannungswandler |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
TWI632765B (zh) | 2018-08-11 |
US20160276929A1 (en) | 2016-09-22 |
DE112014006757T5 (de) | 2017-04-20 |
CN105814783A (zh) | 2016-07-27 |
JP2016010186A (ja) | 2016-01-18 |
CN105814783B (zh) | 2018-11-23 |
WO2015198500A1 (ja) | 2015-12-30 |
TW201601431A (zh) | 2016-01-01 |
US10110123B2 (en) | 2018-10-23 |
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JP2011015462A (ja) | Dc/dcコンバータ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20150818 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20150831 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5811237 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |