JP5808483B2

JP5808483B2 - 整流器保護を伴う電力供給

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Publication number: JP5808483B2
Application number: JP2014510424A
Authority: JP
Inventors: マイケル・ヌスバウム; ゾラン・コリック; クリストファー・ジェイ・パーキンズ; ティモシー・ダブリュー・シーン
Original assignee: Bose Corp
Current assignee: Bose Corp
Priority date: 2011-05-13
Filing date: 2012-05-09
Publication date: 2015-11-10
Anticipated expiration: 2032-05-09
Also published as: US9054658B2; CN103548260A; WO2012158419A1; CN103548260B; EP2707950A1; JP2014519257A; US20120288120A1; EP2707950B1

Description

本発明は、音声増幅器に関するものであり、特にそのような増幅器の電力供給に関するものである。

公知の音声増幅器では、増幅ユニットは、ユーザによってスピーカを駆動させるように構成されている。ユーザが最終的にどのように増幅ユニットを接続するのかということは予め公知ではないので、電力供給が扱うことのできる電流量を予め知ることは困難である。

負荷の大きな構成であっても扱うことのできる要素に電力供給を単に提供することは可能である。しかし、そのような構成に実際に直面することは、まれである。それゆえ、そのような解決策を採用することは経済的に無駄が多い。

本発明は、過度な電流の流れに対して電力供給を保護する必要があるという認識に部分的に基づくものであるが、増幅器を過剰に設計する必要はない。

一態様において、本発明は、スピーカを駆動するための装置の特徴を有する。増幅器セルを含むような装置において、増幅器セルのそれぞれは第一と第二の電源レールとの間に接続されている。前記増幅器セルは、選択されたスピーカを駆動するようユーザ設定可能である。前記装置はまた、全ての増幅器セルによる消費に対して電源レール上に電流を提供する同期整流器回路を含む。この電流は、前記スピーカに関連する増幅器セルのユーザ定義の構成に依存する。前記装置はさらに、前記同期整流器回路及び前記増幅器セルのモデルを実施するための制御システムを含む。この制御システムは、前記増幅器セルの電気的出力に関する情報に応じて音声入力信号を制御するように構成され、それによって、前記同期整流器回路から引き込まれる電流を制限する。

ある態様においては、前記制御システムは、二つのフィードバックループを有するフィードバック制御システムを含む。第一フィードバックループは、前記同期整流器回路により処理される電力に関連し、かつ、第二フィードバックループは、前記同期整流器回路の温度を制御することと関連している。

ある態様においては、前記モデルは前記整流器回路による消費の推定に基づいて温度を推定する熱的モデルを含む。これらの態様の中では、前記モデルはさらに、前記熱的モデルによって提供された前記推定された温度と最大許容温度との差を受信し、かつそこから最大電力消費を推定する温度制御器を含む。

追加的な態様では、前記モデルは、前記増幅器セルの前記電気的出力の作用として前記整流器回路によって消費された合計電力の推定を提供する整流器電力消費モデルを含む。これらの態様の中の第一の態様は、電力消費モデルは第一の時定数(time constant)までに各増幅器セルによって消費された電力の和をフィルターすることにより第一の電流を生成し、かつ、前記第一の時定数よりも短い第二の時定数までに各増幅器セルから出力された電流の合計をフィルターすることにより第二の電流を生成するように構成される態様を含む。この第一の態様の中の第二の態様では、電力消費モデルはまた前記第一と第二の電流を合計することにより第一のレール電流(rail current)を決定し、かつ、第一と第二の電流との差を計算することにより第二のレール電流を決定するように構成される。この第二の態様の中の第三の態様では、電力消費モデルはさらに、第一のレール電流と関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定し、また第二のレール電流と関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定するように構成される。第三の態様の中の第四の態様では、電力消費モデルは、第一のレール電流と関連するスイッチング損失と伝導損失の合計、及び、第二のレール電流と関連するスイッチング損失と伝導損失の合計のうち大きい方を出力するように構成される。

別の態様において、本発明は、スピーカを駆動するための装置の特徴を有する。そのような装置は増幅器セルを含み、増幅器セルのそれぞれは正レール及び負レールの間に接続される。前記増幅器セルは選択されたスピーカを駆動するようユーザ設定可能である。前記装置はまた、前記増幅器セルによる消費に対して正レール上及び負レール上に電流を提供する同期整流器回路を含む。この電流は、スピーカに関連する前記増幅器セルのユーザ定義の構成に依存する。前記装置はまた、前記増幅器セルの電気的出力の作用として整流器回路により消費される合計電力の推定を提供する整流器電力消費モデルと、前記整流器回路により提供された推定に基づいて温度を推定する熱的モデルと、熱的モデルにより提供された前記推定された温度と最大許容温度との間の差を受信し、かつそこから最大許容電力消費を推定する温度制御器と、前記最大許容電力消費と整流器回路によって消費される合計電力の推定との差を受信する電力消費制御器と、前記電力消費制御器から利得制御信号を受信し、かつ、前記同期整流器回路による電力消費を制限するために前記利得制御を音声信号に適用するリミッタと、を含む。

ある態様においては、前記整流器電力消費モデルは、スロー時定数(slow time constant)までに各増幅器セルによって消費される電力の合計をフィルターすることによってスロー電流(slow current)を生成し、かつ、ファスト時定数(fast time constant)までに各増幅器セルから出力される電力の合計をフィルターすることによってファスト電流(fast current)を生成するように構成される。これらの態様の中の第一の態様では、電力消費モデルはさらに、スロー電流及びファスト電流を合計することによって正レール電流を決定し、かつ、スロー電流とファスト電流との差を計算することによって負レール電流を決定するように構成される。第一の態様の中の第二の態様では、電力消費モデルはさらに、正レール電流と関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定し、かつ、スイッチング損失及び伝導損失を決定するように構成される。この第二の態様の中の第三の態様では、電力消費モデルは、第一のレール電流と関連するスイッチング損失及び伝導損失の合計、及び、第二のレール電流と関連するスイッチング損失及び伝導損失の合計のうち大きい方を出力するように構成される。

別の態様においては、本発明は、スピーカを駆動するための装置の特徴を有する。そのような装置は、複数の増幅器セルを含み、増幅器セルのそれぞれは、第一の電源レールと第二のレールとの間に接続される。これらの増幅器セルは、選択されたスピーカを駆動するようユーザ設定可能である。前記装置はさらに、全ての前記増幅器セルによる消費に対して電流を提供する手段を含む。この電流は、スピーカに関連する前記増幅器セルのユーザ定義の構成に依存する。さらに前記装置には、前記増幅器セルの電気的出力に関する情報に応じて電流を提供する前記手段によって提供される電流を制限するために、電流を提供する前記手段を制御するための手段を含む。

前記装置の態様においては、前記制御する手段は前記電気的出力に関する情報に応じて入力音声信号を制御する手段を含む。

本発明のこれら及びその他の特徴は、以下の発明を実施するための形態及び添付図面から明らかになる。

スピーカのセットを駆動するように構成される増幅器を示している。図１の増幅器への電力供給部を示している。図２の電力供給部において使用される四象限隔離変換器(four-quadrant isolation converter)を示している。図１の増幅器セルによって引き込まれた正及び負のレール上の電流を示している。図３に示された整流器の出力を制限するか否かを決定するステップを示している。図３に示された整流器の出力を制御するためのフィードバック制御システムのブロック図である。図６のフィードバック制御システムへの組み込みに適している整流器電力消費モデルの概略図である。スピーカを駆動する図１の増幅器セルを示している。図２に示された電力供給部の動的モデルである。図６に使用された制御システムにおいて使用される熱的モデルである。

図１は、様々な構成において複数のスピーカ14を駆動するようユーザによって構成されることが可能な複数のハーフブリッジユニット(half bridge unit)増幅器セル12を有する増幅器10を示している。特有の例は8つの増幅器セル12を示しており、そのそれぞれはハーフブリッジ構成の中の対応するスピーカ14を駆動する。そのような増幅器10は、発明の名称を「多用途音声電力増幅器」とする２０１０年３月４日に出願された米国出願12/717,198において、より詳細に記載されており、その内容はここに参照により組み込まれる。

前記増幅器セル12は、A/Dコンバータ18を用いてアナログ入力をデジタル入力に変換するか、直接デジタル入力を受信するかのいずれかを制御システム16によって制御される。他の場合において、デジタル音声入力19は、最終的にはマイクロコントローラー22によって制御されるデジタル信号プロセッサ(DSP)20に提供される。前記DSP20は、前記増幅器セル12に時分割多重化(time-division multiplexing: TDM)コマンドを提供し、かつ、各増幅器セル12から、そのセル12の前記電気的出力(つまり、電圧及び電流)についての情報を受信する。前記増幅器セル12は、共有される正レール24及び共有される負レール26を介して電力を受信する。

図２を参照すると、電力供給部28は、これらのレール24,26のそれぞれを動作電圧に保っている。示されている実施形態において、前記動作電圧は、+80ボルト及び-80ボルトである。特に、第一及び第三の整流器トランジスタ44A、44Cは正レール24上の電力を処理し、一方で第二及び第四の整流器トランジスタ44B、44Dは負レール26上の電力を処理する。

前記電力供給部28は、AC入力から非正弦波要素を除去し、かつ、キャパシタ32を通ってブーストDC(boosted DC)電圧を出力する力率補正ブロック30の特徴を有する。このDC電圧は、四象限隔離変換器34への入力となり、その詳細は、図３においてより詳細に示されている。隔離変換器34は、それらそれぞれの真正のキャパシタンス(intrinsic capacitance)25、27を使用して、図３に示される正及び負レールを通る電圧を保つ。

制御器36は、モニタされたその入力及び出力の値に基づいて力率補正ブロック30の動作を制御する。示された典型的な実施形態において、前記力率補正ブロック30は、90から264VACのAC入力を受信し、かつ、キャパシタ32を通って、400VのDC信号を提供する。

次に図３を参照すると、前記隔離変換器34は、力率補正ブロック30によって提供されるDC電圧をAC電圧に変換するのと同様の方法でオン及びオフの切り替えを行う4つのインバータ電界効果トランジスタ(FET)40A-Dを有する入力インバータ38の特徴を有する。このAC電圧は、一次巻線47及び2つの二次巻線49A-Bを有する変換器46を通って4つの整流器トランジスタ44A-Dを有する出力整流器42に接続している。前記4つの整流器トランジスタ44A-Dは同様に、正及び負レール24,26を通る出力DC電圧を設置する(place)ことと同様の手段でオン及びオフの切り替えを行う。特に、第一及び第三の整流器トランジスタ44A、44Cは正レール24上の電力の処理をし、かつ、第二及び第四の整流器トランジスタ44B、44Dは負レール26上の電力の処理をする。

前記増幅器セル12の特定の構成において発生する困難なことは、4つの整流器トランジスタ44A-Dに多量な熱的ストレスを与えることである。例えば、実用的な構成においては、低周波電源は、ブリッジ接続負荷(bridge-tied load)ペアのように接続された増幅器セル12のペアを通って駆動される。しかし、前記増幅器10は、ユーザによって任意に構成されることが可能なので、原理的には、ユーザが、図１に示されたように前記増幅器セル12を構成すること、及び、出力整流器42を過熱するために十分な長さのバスリッチ信号(bass-rich signal)を適用することを妨げるものはない。

図４は、ある例において発生しうる困難性を図示している。図４の縦軸は、最悪の場合の負荷(約2.7ohm)を駆動するとき、出力増幅器電圧の作用として増幅器10によって引き込まれる全ての電流の合計を表している。出力増幅器電圧が約50ボルトのとき、80ボルト正レール24では約125ampが供給され、同時に、さらに負レール26では約25amp減少する。従って、前記出力整流器42は、約12キロワットの電力を処理する。もし、高周波が音声信号のスペクトルを占有している場合、電流の多くは、前記出力整流器42からバスキャパシタンスダウンストリームにより供給される。しかし、図９との接続について以下に説明されているように、低周波が前記スペクトルを独占する状況においては、この電流の多くは、整流器トランジスタ44A-Dを介して通過する。この電流は、前記整流器トランジスタ44A-Dに過熱しかつ損害を与える可能性がある。

この困難性を解消する一つのアプローチは、前記整流器42を、より大きな電流を容易に扱えるように、単純な設計にすることである。これは、高定格電流、高吸熱、ファン及び同等の液体冷却システムとともに、整流器トランジスタ44A-Dを使用することにより成し得る。

一方、図１に示される構成は、手始めには良い実施形態と考えられる。これらの状況下において、高価かつ大きな要素を使用して、上記のもの及び他の一般的でない構成に適合するには無駄が多いと思われる。

前述した困難性を解消するための他のアプローチは、整流器電流を計測し、かつ、その電流の危険性のある高い値を制限するために何らかの構造を提供することである。しかし、整流器電流は、かなり大きく、おおよそ数百アンペアのオーダである。そのような電流を計測するための電流センサは、大きくかつ高価である。

さらに、上記の困難性を解消するための別のアプローチは、図１に示されたような増幅器セル12のそれぞれにおける電気的出力に関する制御システム16に既に提供された情報を、利用することである。適当なモデルを考慮すると、この情報は、整流器42によって供給される電流の実時間推定を取得するために使用することができる。

図５に示されるように、制御システム16に提供される個々の出力電圧及び電流測定48は、出力整流器42から引き込まれる電流を計算する(ステップ50)ために使用される。この推定に基づいて、前記出力整流器42によって消費される電力に関して予測が行われる(ステップ52)。ついで、整流器特性のモデル及びその関連する電力消費システムのモデルと共に、この予測が使用され、整流器の動作温度を予測する(ステップ54)。整流器の電力消費の予測とその動作温度の予測との両方を使用し、出力整流器42から引き込まれる電流を制限するために音声入力信号19を制御又は制限するか否かに関する判定をする(ステップ56)。ついで、この判定は必要に応じてリミッタ58に提供される。

図６は、出力整流器42の温度を調整するために、制御システム16によって実施される入れ子フィードバックループ(nested feedback loop)を示している。前記フィードバックループは、同時に全ての増幅器セル12に適用されるように、音声利得減少因子60を出力する。この音声利得減少因子60は、前記出力整流器42による消費電力62と、整流器トランジスタ44A-Dの予想された温度(predicted die temperature)64とに基づいて計算される。

図示されているフィードバックループにおいて、各増幅器セル12からの電圧及び電流の測定48は、整流器電力消費モデル66に提供される。これらの測定に基づき、前記整流器電力消費モデル66は、整流器トランジスタ44A-44Dによって処理される合計電力を決定し、かつ、その電力を処理する過程の間に、整流器トランジスタ44A-44Dによって消費される熱量Pdを推定する。この推定は、整流器トランジスタ44A-Dのそれぞれにおける接合部温度を推定する熱的モデル68に提供される。これらの温度の最高値T_jは、熱的モデル68の出力である。この出力は、それと最高温度T_maxとを比較する第一加算ノード69に提供される。二つの差T_eは、温度制御器70に提供され、その差に基づいて整流器42によって消費されるべき最大電力P_maxを計算する。

従って、前記熱的モデル68、前記第一加算ノード69及び前記温度制御器70は、アウターループ(outer loop)を構成する。このアウターループは、整流器トランジスタ44A-Dの中の最高接合部温度T_jの推定が特定の上限T_maxを決して超えないことを保証する。

整流器電力消費モデル66からの消費電力の推定62はまた、第二加算ノード72に提供され、そこでアウターループによって計算されるように最大許容電力消費と比較される。その二つの差は、全ての増幅器セル12に適用するための利得減少因子60を選択するために、電力消費制御器74の基礎を提供する。この利得減少因子60は、0から1である。消費される電力が最大許容電力消費よりも小さいとき、単一の値をとる。

従って、第二加算ノード72及び電力消費制御器74は、インナーループ(inner loop)を定義している。このインナーループは、直接的に温度を制御しない。それは単に、整流器42はいつも、許容可能最大値よりも小さい電力量を消費していることを保証している。この最大値は、一方で、アウターループから発生する。

図６に図示される整流器電力消費モデル66を実施するために、様々な方法を使用することが可能である。しかし、図７に図示される、少なくとも一つの実施形態において、個別の電圧及び電流測定48は、“スロー”電流及び“ファスト”電流を生成するよう組み合わされる。スロー及びファスト電流の合計は、正レール24上の前記整流器42によって提供される合計電流であり、前記スローとファスト要素の差は、負レール26上の整流器42によって提供される合計電流である。

用語“スロー”及び“ファスト”は、図３に図示される四象限隔離変換器34の中のエネルギー変換のダイナミクスから発生している。特に、前記ファスト時定数は、正及び負レール24,26の間で変換されたエネルギーから発生し、一方で前記スロー時定数は一時巻線47から変換器46を通って、二次巻線49A,49Bに変換されたエネルギーから発生する。以下に説明され、かつ図７に図示されるように、前記スロー時定数はスロー電流を導き出すために使用され、前記ファスト時定数はファスト電流を導き出すために使用される。

前記スロー電流は、増幅器の合計電力出力に比例する。このスロー電流は、整流器42から引き込まれ、実電力を発生させる。前記ファスト電流は、全ての増幅器セル12の合計電流出力に対応する。このファスト電流は、整流器42を介して流れ、整流器トランジスタ44A-D及び変換器46の加熱を引き起こすが、全体として電力供給部28の加熱はしない。この電流は、スピーカ14がハーフブリッジ構成よりもむしろフルブリッジ構成において駆動される時に減少され、かつ、第一にこの理由で、スピーカ14がフルブリッジ増幅器によって駆動するとき、整流器加熱は低くなる傾向にある。

図７を参照すると、前記整流器電力消費モデル66は、増幅器セルの電力出力を取得するために、各増幅器セル12から電圧及び電流を乗算するための乗算器76を各増幅器セル12に対して一つ含む。その各増幅器セル12によって生じる個々の電力は、合計電力を生成するために第一の加算器78において共に加算される。一方で、各増幅器セル12における個々の電流は合計電流を生成するために第二の加算器80において共に加算される。

前記合計電力及び合計電流は、それぞれ異なる時定数によって重みづけされている。特に、前記合計電力はスロー時定数82によって重みづけされており、一方前記合計電流はファスト時定数84によって重みづけされている。典型的な実施形態において、前記スロー時定数は、約5.8ms、かつ、前記ファスト時定数は、約0.8msである。これらの時定数の発生に関する詳細は以下に規定される。

第一及び第二のスケーリング(scalling)モジュール86,88は、ついで、前記スロー及びファスト電流それぞれを発生させるために、重みづけされた合計電力及び電流をスケール(scale)する。前記第一のスケーリングモジュール86は、電力を電流に戻すために、負及び正レールの電圧差2Bの逆数(inverse)によってその入力をスケールする。

第一の加算器90は、ついで、正レール24上の電流I_posを決定するためにスロー及びファスト電流を組み合わせる。一方で、第二の減算器92は、負レール26上の電流I_NEGを決定するためにスロー及びファスト電流の差を評価する。

第一及び第二の時定数は、図９を参照して導き出すことが可能であり、図３に図示される四象限隔離変換器34のダイナミクスをモデルする。図９において、電流IB1は、全ての前記増幅器セル12によって正レール24から引き込まれる電流の合計を表しており、電流IB2は、全ての前記増幅器セル12によって負レール26から引き込まれる電流の合計を表している。キャパシタンスC1及びC2は、レール24,26上の合計バスフィルターキャパシタンス(total bus filter capacitance)表している。抵抗R1,R2及びR3は、前記変換器46の抵抗及び漏れインダクタンスと、前記隔離変換器34におけるトランジスタの抵抗とによって与えられる有効な結合インピーダンスを表している。前記実抵抗は、350kHzの典型的な動作周波数で、変換器の漏れインダクタンスと組み合わされ、無損失抵抗器(つまり、電圧が電流に比例するが、電力は消費されない構成)のように見える。これらのインピーダンス及びキャパシタンスは、スロー及びファスト時定数でシステムを生成するように共に動作する。

レール24,26とグラウンドとの間のラージバイパスキャパシタ(large bypass capacitor)C1及びC2のために、かつ、変換器46と関連する有効な結合インピーダンスR1,R2及びR3のために、前記整流器トランジスタ44A-Dにより供給されるレール電流Ipos及びInegは、実際のレール24,26上における電流のフィルターされたバージョン、すなわち、IB1及びIB2である。低周波数において、Ipos及びInegは、ほとんどIB1及びIB2と同じである。これは、電流のほとんどは整流器トランジスタ44A-Dから供給されることを意味する。高周波数においては、電流のほとんどは、真正の(instrinsic)レールキャパシタンスC1及びC2から供給される。これは、整流器トランジスタ44A-Dにとって低周波数の音声信号を維持することが困難であることが理由の一つである。

前記ファスト時定数は、レールキャパシタンスC1及びC2と、二つのレールR1及びR2を結合したインピーダンスとを含む図９におけるループから生じる。0.05ohmの合計抵抗、及び、0.0167faradのキャパシタンスを考慮するとき、その時定数は(R1+R2)*(C1*C2/(C1+C2))、すなわち0.8msである。そのスロー時定数は、図９におけるループから生じ、さらにR3を含んでおり、そのインピーダンスは二次巻線49A、49Bを一次巻線47に結合している。この時定数は、(R1*R2/(R1+R2)+R3)*(C1+C2)であり、R3=0.075ohmに対して、5.8msの時定数が生じる。これらの時定数は十分に長いので、約1kHzよりも高い周波数成分がピーク電流の要因となることはほとんどなく、従って、計算の実行が必要になる割合が減少する。

図７を参照すると、二つの電力損失モデル94、96が、伝導損失及びスイッチング損失の和として、整流器トランジスタ44A-Dにおいて消費される電力を示している。前記伝導損失は、前記電流の大きさの平方及び第一の定数C1の積として示される。前記スイッチング損失は第二の定数C2及び電流の大きさの積として示される。第一の定数は整流器トランジスタ44A,44B,44C,44Dのドレインソース抵抗に依存しており、かつ、デューティーサイクルに対して補正され、一般的に約40％オン及び60％オフである。第二の定数は、スイッチング周波数、レール電圧及びスイッチング時間に依存しており、スイッチングタイムは一般に測定から取得される。正レール24と関連する第一及び第三の整流器トランジスタ44A,44Cに対する伝導損失及びスイッチング損失と、負レール26と関連する第二及び第四の整流器トランジスタ44B,44Dに対する同様の損失は、対応する第三及び第四の加算器98、100で組み合わせられる。ついで、正レール24上のトランジスタによる電力消費及び負レール26上のトランジスタによる電力消費は、コンパレータ102において比較される。二つのうち大きい方が、図６に図示される整流器消費モデル66の出力になる。

整流器電力消費モデル66の全体伝送作用は、明らかに非線形である。その非線形性は信号の振幅に影響を与える増加傾向のある要素と、二つのうちの一因子、すなわちより高い因子によって周波数をシフトアップする完全要素である。前記第一の要素は、種々の動作ポイントでモデルしている小信号によって扱われることが可能であるが、前記第二の要素は扱うことができない。

全体伝送作用を決定する一つのアプローチは、周波数非線形性が単に周波数の二倍となると仮定し、かつ、その仮定に対する種々の動作ポイント主題に対する小信号モデルを使用し続けることである。これは、それぞれの動作ポイントにおける対応する伝送作用を提供する。もし、動的応答が6-12dB周波数範囲の中で大きく変化しない場合、そのようなモデルは、ついで、保守的な制御器設計に対して合理的な開始ポイントとして使用することができ、ついで、さらに完全非線形モデルでシミュレーションに合わせることができる。

図６を参照すると、電力消費モデル66の出力に完全に依存している前記電力消費制御器74は、一般的には比例積分制御器(proportional-integral controller)である。より低い動作ポイントに対しても動作することを保証するために、電力消費制御器74は、最も高い先行の動作ポイントに対して設計される。前記電力消費制御器整流器74は、ついでさらに、最適な動作(つまり、低周波数における高帯域幅及び高オープンループ利得(higher open loop gain))に対してフルスケール非線形シミュレーションに合わせることができる。その結果として制御器74は、3dB帯域幅の100Hz以上に達することが予測される。

前記熱的モデル68は、図１０に図示されるように、等価電気回路として構成される。図１０に図示される熱的モデル68において、電力は電流に対応し、かつ、電圧は温度に対応する。前記キャパシタンスC_FET及びインダクタンスTHETA_FET-HSは整流器トランジスタ44A-Dにおける接合と、その対応するヒートシンクとの間の熱インピーダンスの一次近似である。この熱インピーダンスは、トランジスタのデバイスデータシートから取得される。

図６に戻り参照すると、簡潔には、最高温度T_maxが固定されているので、前記温度制御器70は比例制御器であり、制限された低周波数利得から生じるDCエラーを構成するよう設定される。前記温度制御器70は、従って2-3Hzの狭帯域幅に調整される。

本発明の説明及びその好ましい実施形態を有し、新たにかつ特許によって保護される発明は、特許請求の範囲に示される。

１０増幅器
１２増幅器
１４スピーカ
１６制御システム
１８ A/Dコンバータ
１９音声入力信号
２０デジタル信号プロセッサ
２２マイクロコントローラー
２４正レール
２５キャパシタンス
２６負レール
２７キャパシタンス
２８電力供給部
３０力率補正ブロック
３２キャパシタ
３４隔離変換器
３６制御器
３８入力インバータ
４０Ａ変換電界効果トランジスタＡ
４０Ｂ変換電界効果トランジスタＢ
４０Ｃ変換電界効果トランジスタＣ
４０Ｄ変換電界効果トランジスタＤ
４２出力整流器
４４Ａ整流器トランジスタＡ
４４Ｂ整流器トランジスタＢ
４４Ｃ整流器トランジスタＣ
４４Ｄ整流器トランジスタＤ
４６変換器
４７一次巻線
４８リミッタ
４９Ａ二次巻線
４９Ｂ二次巻線
５８リミッタ
６０音声利得減少因子
６２消費電力
６６整流器電力消費モデル
６８熱的モデル
６９第一加算ノード
７０温度制御器
７２第二加算ノード
７４電力消費制御器
７６乗算器
７８第一の加算器
８０第二の加算器
８２スロー時定数
８４ファスト時定数
８６第一のスケーリングモジュール
８８第二のスケーリングモジュール
９０第一の加算器
９２第二の加算器
９４電力損失モデル
９６電力損失モデル
９８第三の加算器
１００第四の加算器

Claims

スピーカを駆動する装置であって、前記装置は、
各増幅器セルが第一及び第二の電源レールの間に接続されており、選択されたスピーカを前記増幅器セルが駆動するようユーザ設定可能である、前記増幅器セルと、
全ての前記増幅器セルによる消費に対して前記電源レールに電流を提供し、前記電流は前記スピーカに関連する前記増幅器セルのユーザ定義の構成に依存している、同期整流器回路と、
前記同期整流器回路及び前記増幅器セルのモデルを実装し、前記増幅器セルの電気的出力に関する情報に応じて音声入力信号を制御するように構成され、それによって、前記同期整流器回路から流れる電流を制限する、制御システムと、
を含み、
前記モデルは、前記増幅器セルの前記電気的出力に基づいて、前記整流器回路によって消費された合計電力の推定を提供する整流器電力消費モデルを含む装置。
前記制御システムは、
前記同期整流器回路によって処理される電力に関連する第一フィードバックループを有するフィードバック制御システムと、
前記同期整流器回路の温度制御に関連する第二フィードバックループと、
を含む請求項１に記載の装置。
前記モデルは、
前記整流器回路によって消費される合計電力の推定に基づいて温度を推定する熱的モデルを含む請求項１に記載の装置。
前記モデルはさらに、前記熱的モデルによって提供された前記推定された温度と最大許容温度との間の差を受信し、かつ、そこから最大電力消費を推定する、温度制御器を含む請求項３に記載の装置。
前記電力消費モデルは、
第一の時定数までに各増幅器セルによって消費された前記電力の前記合計をフィルターすることにより、第一の電流を生成し、かつ、
第二の時定数までに各増幅器セルから出力された前記電流の前記合計をフィルターすることにより、第二の電流を生成するように構成され、
前記第二の時定数は、前記第一の時定数よりも短い、請求項１に記載の装置。
前記電力消費モデルはさらに、
前記第一及び第二の電流を合計することによって第一のレール電流(rail current)を決定し、かつ、
前記第一及び第二の電流の差を計算することによって第二のレール電流を決定するように構成される、請求項５に記載の装置。
前記電力消費モデルはさらに、
前記第一のレール電流に関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定し、かつ、
前記第二のレール電流に関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定するように構成される、請求項６に記載の装置。
前記電力消費モデルは、
前記第一のレール電流に関連するスイッチング損失及び伝導損失の合計、及び、
前記第二のレール電流に関連する前記スイッチング損失及び伝導損失の合計
のうち大きい方を出力するように構成される、請求項７に記載の装置。
スピーカを駆動するための装置であって、前記装置は、
各増幅器セルが正レールと負レールとの間に接続され、選択されたスピーカを前記増幅器セルが駆動するようユーザ設定可能である、前記増幅器セルと、
前記増幅器セルによる消費に対して前記正レール及び前記負レール上に電流を提供し、前記電流は、前記スピーカに関連する前記増幅器セルのユーザ定義の構成に依存している、同期整流器回路と、
前記増幅器セルの電気的出力に基づいて、前記整流器回路によって消費される合計電力の推定を提供する、整流器電力消費モデルと、
前記整流器電力消費モデルによって提供された前記推定に基づいて温度を推定する、熱的モデルと、
前記熱的モデルによって提供された前記推定された温度と最大許容温度との差を受信し、そこから最大許容電力消費を推定する、温度制御器と、
前記最大許容電力消費と、前記整流器回路によって消費される合計電力の前記推定との差を受信する、電力消費制御器と、
前記電力消費制御器から利得制御信号を受信し、かつ、前記同期整流器回路によって電力消費を制限するよう音声信号に前記利得制御を適用する、リミッタと、
を含む装置。
前記整流器電力消費モデルは、
スロー時定数(slow time constant)までに各増幅器セルによって消費された電力の合計をフィルターすることにより、スロー電流(slow current)を生成し、かつ、
ファスト時定数(fast time constant)までに各増幅器セルによって出力された電流の合計をフィルターすることにより、ファスト電流(fast current)を生成するように構成される、請求項９に記載の装置。
前記電力消費モデルはさらに、
前記スロー電流及び前記ファスト電流を合計することによって正レール電流(positive-rail current)を決定し、かつ、
前記スロー電流と前記ファスト電流との間の差を計算することによって負レール電流(negative-rail current)を決定するように構成される、請求項１０に記載の装置。
前記電力消費モデルはさらに、
前記正レール電流に関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定し、かつ、
前記負レール電流に関連するスイッチング損失及び伝導損失を決定するように構成される、請求項１１に記載の装置。
前記電力消費モデルは、
前記正レール電流に関連する前記スイッチング損失及び伝導損失の合計、及び、
前記負レール電流に関連する前記スイッチング損失及び伝導損失の合計
のうち大きい方を出力するように構成される請求項１２に記載の装置。
スピーカを駆動するための装置であって、前記装置は、
各増幅器セルが第一の電源レールと第二の電源レールとの間に接続され、選択されたスピーカを前記増幅器セルが駆動するようユーザ設定可能である、複数の前記増幅器セルと、
全ての前記増幅器セルによる消費に対して電流を提供する手段であって、前記電流は前記スピーカに関連する前記増幅器セルのユーザ定義の構成に依存している手段と、
前記増幅器セルの電気的出力に関する情報に応じて電流を提供する前記手段によって提供される電流を制限するように電流を提供する前記手段を制御する手段と、
を含み、
制御する前記手段は、前記増幅器セルの前記電気的出力に基づいて、整流器回路によって消費される合計電力の推定を提供する手段を含む装置。
制御する前記手段は、前記電気的出力に関する前記情報に応じて入力音声信号を制御する手段を含む、請求項１４に記載の装置。