JP5778507B2 - Receiver, train radio system, and demodulation method - Google Patents

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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description

本発明は、デジタル無線通信において、差動時空間ブロック符号化（ＤＳＴＢＣ；Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）方式を使用する区間と差動時空間ブロック符号化方式を使用しない区間とが混在する列車無線システム、当該列車無線システムにおける列車側の受信機及び当該受信機による復調方法に関する。   The present invention relates to a train radio in which a section using a differential space-time block coding (DSTBC) system and a section not using a differential space-time block coding system are mixed in digital wireless communication. The present invention relates to a system, a train-side receiver in the train radio system, and a demodulation method using the receiver.

デジタル無線システムにおいて、例えば、地下区間を有する列車無線システムでは、線路沿いに敷設された漏洩同軸ケーブル（ＬＣＸ；Ｌｅａｋｙ ＣｏａＸｉａｌ ｃａｂｌｅ）から漏洩する電波を用いて無線通信を行うＬＣＸ方式を採用している場合が多い。鉄道事業者によっては地下区間を含まない明かり区間でもＬＣＸ方式を使用しており、全区間をＬＣＸ方式としている鉄道事業者もある。   In a digital radio system, for example, a train radio system having an underground section employs an LCX system that performs radio communication using radio waves leaking from a leaky coaxial cable (LCX; Leaky Coa Xial cable) laid along the track. There are many cases. Some railway operators use the LCX system even in light sections that do not include underground sections, and some railway operators use the LCX system for all sections.

列車無線システムでは、線路と平行してＬＣＸが敷設されるため、明かり区間においては積雪や土砂災害時の倒木によるケーブル断線の可能性があり、保守にかかる費用が増大する。このため、ＬＣＸが経年劣化した際のリプレースは、地下区間を除く明かり区間については空間波方式に置き換えたいという要望も多い。
しかしながら、列車無線システムでは、１線区当たり１つの周波数が与えられることが多いため、単純に空間波方式を採用するだけでは、基地局の境界付近で同一波干渉が発生し、回線品質が著しく低下する懸念がある。 In the train radio system, LCX is laid in parallel with the track. Therefore, there is a possibility of cable breakage due to fallen trees in the light section in the event of snow or earth and sand disasters, which increases maintenance costs. For this reason, the replacement when the LCX deteriorates over time is often requested to replace the light section except the underground section with a spatial wave system.
However, in train radio systems, one frequency per line section is often given, so simply adopting the spatial wave method will cause the same wave interference near the boundary of the base station and the line quality will be remarkably high. There are concerns about a decline.

近年、このような同一波干渉の対策として、送信ダイバーシチの一手法であるＤＳＴＢＣ方式が注目されている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
ＤＳＴＢＣ方式は、従前の変調方式であるπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式と同一の入力フレームフォーマットで実現される。また、ＤＳＴＢＣ方式の受信機は、π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機と共通の回路が多い。このため、例えば、受信機の構成要素の内、ベースバンド復調処理をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で実現する場合には、ＤＳＰファームウェアの復号処理（検波演算、ＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）処理を含む）や同期処理のための基準信号のみの変更で、Ｈ／Ｗ（Ｈａｒｄ Ｗａｒｅを変更することなく、両方式に共用できる受信機を実現することが可能である。 In recent years, attention has been paid to the DSTBC method, which is one method of transmission diversity, as a countermeasure against such co-wave interference (see, for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
The DSTBC method is realized by the same input frame format as the conventional modulation method, π / 4 shift QPSK (Quadri Phase Shift Keying) method. The DSTBC receiver has many circuits in common with the π / 4 shift QPSK receiver. Therefore, for example, when baseband demodulation processing is realized by a DSP (Digital Signal Processor) among the components of the receiver, DSP firmware decoding processing (including detection calculation and AFC (Auto Frequency Control) processing) It is possible to realize a receiver that can be shared by both types without changing H / W (Hard Wear, by changing only the reference signal for synchronization processing.

特開２００９−３０３０８６号公報JP 2009-303086 A

Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ ａｎｄ Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、“Ａ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ”、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１８、Ｎｏ．７、ｐｐ１１６９−１１７４、Ｊｕｌ．２０００V. Tarokh and H.M. Jafarkhani, “A differential detection scheme for transmission diversity”, IEEE Journal of Selected Area Communications, Vol. 18, no. 7, pp 1169-1174, Jul. 2000

ここで、列車無線システムのリプレースを行うにあたり、一部区間を空間波方式に置き換える場合には、列車側の受信機を、ＬＣＸ方式に応じた無線通信と空間波方式に応じた無線通信とに適応させる必要がある。
本発明は、上記のような事情に鑑みて為されたものであり、ＬＣＸ方式と空間波方式を併用して無線通信を行う列車無線システムを効果的に実現することができる技術を提案することを目的とする。 Here, when replacing a train radio system, when replacing a part of the section with the spatial wave system, the train side receiver is changed to a radio communication according to the LCX system and a radio communication according to the spatial wave system. Need to adapt.
This invention is made in view of the above situations, and proposes the technique which can implement | achieve effectively the train radio system which performs radio | wireless communication using LCX system and a spatial wave system together. With the goal.

本発明では、ＤＳＴＢＣ方式により変調された無線信号が送信される区間と、ＤＳＴＢＣ方式以外の所定の変調方式により変調された無線信号が送信される区間とが混在する路線を有する列車無線システムにおいて、当該路線を走行する列車に、以下のような受信機を設けた。   In the present invention, in a train radio system having a route in which a section in which a radio signal modulated by the DSTBC scheme is transmitted and a section in which a radio signal modulated by a predetermined modulation scheme other than the DSTBC scheme is mixed exist, The following receivers were provided on the trains traveling on the route.

すなわち、列車側の受信機は、ＤＳＴＢＣ方式又はＤＳＴＢＣ方式以外の所定の変調方式により変調された無線信号を受信すると、第１相関演算手段により、前記受信した無線信号についてＤＳＴＢＣ方式に対応した相関演算を行い、第２相関演算手段により、前記受信した無線信号について前記所定の変調方式に対応した相関演算を行い、判定手段により、前記第１相関演算手段による相関演算の結果と前記第２相関演算手段による相関演算の結果とを比較して、前記受信した無線信号の変調方式を判定し、復調手段により、前記判定手段による判定結果の変調方式に対応する復調処理を前記受信した無線信号に対して行う。   That is, when the receiver on the train side receives a radio signal modulated by a DSTBC system or a predetermined modulation system other than the DSTBC system, the first correlation operation means performs a correlation operation corresponding to the DSTBC system on the received radio signal. The second correlation calculation means performs a correlation calculation corresponding to the predetermined modulation method on the received radio signal, and the determination means determines the correlation calculation result by the first correlation calculation means and the second correlation calculation. Comparing the result of correlation calculation by the means to determine the modulation method of the received radio signal, and the demodulating means performs a demodulation process corresponding to the modulation method of the determination result by the determining means on the received radio signal Do it.

したがって、ＤＳＴＢＣ方式を用いて無線通信を行う区間と、他の変調方式（例えば、π／４シフトＱＰＳＫ方式）を用いて無線通信を行う区間とを有する列車無線システムを構築するに際して、列車側の受信機において、列車の走行に伴う変調方式の変化を自動的に検知して復調処理の方式（復調方式）を切り替えることが可能になる。   Therefore, when constructing a train radio system having a section in which wireless communication is performed using the DSTBC method and a section in which wireless communication is performed using another modulation method (for example, π / 4 shift QPSK method), In the receiver, it is possible to automatically detect a change in the modulation method accompanying the traveling of the train and switch the demodulation processing method (demodulation method).

上述した本発明に係る受信機について、より具体的な構成を以下に示す。
本発明に係る受信機は、一構成例として、第１変調方式（例えば、ＤＳＴＢＣ方式）又は第２変調方式（例えば、π／４シフトＱＰＳＫ方式）により同期ワードを含めて変調された無線信号を受信するアンテナと、前記受信した無線信号に対して第１変調方式に対応する復調処理を行う機能及び第２変調方式に対応する復調処理を行う機能を有する復調手段と、同期ワードを第１変調方式により変調した第１基準信号及び第２変調方式により変調した第２基準信号を予め記憶する基準信号記憶手段と、前記受信した無線信号の同期ワード部分と第１基準信号とに基づいて相関演算を行う第１相関演算手段と、前記受信した無線信号の同期ワード部分と第２基準信号とに基づいて相関演算を行う第２相関演算手段と、第１変調方式に係る相関演算の結果と第２変調方式に係る相関演算の結果とを比較（例えば、時系列毎に算出した相関演算値の最大値同士を比較）して、第１変調方式に係る相関演算の結果の方の相関度が高い場合（例えば、相関演算値の最大値が第１変調方式の方が高い場合）に、前記受信した無線信号の変調方式を第１変調方式と判定し、第２変調方式に係る相関演算の結果の方の相関度が高い場合（例えば、相関演算値の最大値が第２変調方式の方が高い場合）に、前記受信した無線信号の変調方式を第２変調方式と判定する判定手段と、前記判定の結果に応じて、前記復調手段で使用する復調処理を切り替える切替手段と、を備える。 A more specific configuration of the above-described receiver according to the present invention is shown below.
The receiver according to the present invention includes, as one configuration example, a radio signal modulated by including a synchronization word by a first modulation method (for example, DSTBC method) or a second modulation method (for example, π / 4 shift QPSK method). A receiving antenna; demodulating means having a function of performing demodulation processing corresponding to the first modulation scheme on the received radio signal; and a function of performing demodulation processing corresponding to the second modulation scheme; Correlation calculation based on reference signal storage means for storing in advance the first reference signal modulated by the method and the second reference signal modulated by the second modulation method, and the synchronization word portion of the received radio signal and the first reference signal First correlation calculation means for performing correlation calculation, second correlation calculation means for performing correlation calculation based on the synchronization word portion of the received radio signal and the second reference signal, and correlation performance according to the first modulation method. The result of correlation calculation according to the second modulation method is compared (for example, the maximum correlation calculation value calculated for each time series is compared), and the result of correlation calculation according to the first modulation method is compared. Is high (for example, when the maximum value of the correlation calculation value is higher in the first modulation method), the modulation method of the received radio signal is determined as the first modulation method, and the second modulation method is used. When the correlation degree of the correlation calculation result is higher (for example, when the maximum value of the correlation calculation value is higher in the second modulation scheme), the modulation scheme of the received radio signal is determined as the second modulation scheme. Determining means for switching, and switching means for switching demodulation processing used in the demodulating means in accordance with the result of the determination.

本発明によれば、ＬＣＸ方式と空間波方式を併用して無線通信を行う列車無線システムを効果的に実現することができる。即ち、例えば、空間波方式の区間（及びＬＣＸ方式の区間のうち空間波方式の区間に隣接する部分）においてＤＳＴＢＣ方式を用い、残余の区間において他の変調方式（例えば、π／４シフトＱＰＳＫ方式）を用いる列車無線システムを構築するに際して、列車側の受信機において復調処理の切り替えを円滑に行うことが可能となる。また、例えば、空間波方式の区間ではＤＳＴＢＣ方式により送信ダイバーシチを行うようにすることで、空間波方式の区間においても同一波干渉を対策することが可能である。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the train radio system which performs radio | wireless communication using together LCX system and a spatial wave system is effectively realizable. That is, for example, the DSTBC scheme is used in the spatial wave section (and the portion adjacent to the spatial wave section in the LCX section), and another modulation scheme (for example, π / 4 shift QPSK scheme is used in the remaining section). When building a train radio system using), it is possible to smoothly switch the demodulation process in the receiver on the train side. Further, for example, by performing transmission diversity by the DSTBC method in the spatial wave system section, it is possible to take measures against the same wave interference in the spatial wave system section.

リプレース前の列車無線システムの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the train radio system before replacement. リプレース後の列車無線システムの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the train radio system after replacement. π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the receiver of (pi) / 4 shift QPSK system. 相関演算のシミュレーション計算例を示す図である。It is a figure which shows the simulation calculation example of a correlation calculation. ＤＳＴＢＣ方式の受信機の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the receiver of a DSTBC system. π／４シフトＱＰＳＫ方式及びＤＳＴＢＣ方式に共用の受信機の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the receiver shared by (pi) / 4 shift QPSK system and DSTBC system. 自乗演算部３１２の出力と自乗加算部５１２の出力との関係を例示する図である。It is a figure which illustrates the relationship between the output of the square calculation part 312 and the output of the square addition part 512. FIG.

本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１には、リプレース前の列車無線システムの構成例を示してある。
本例の列車無線システムは、中央卓１０１と、中央装置１０２と、３つの基地局１０３，１０４，１０５と、移動局１０８とを有する。
中央装置１０２と各基地局１０３，１０４，１０５は、例えば、光ファイバケーブル等の有線回線で接続される。
各基地局１０３，１０４，１０５には、それぞれの設置箇所を起点にして列車の上り方及び下り方に敷設された２つのＬＣＸが接続される。本例では、基地局１０３にＬＣＸ１０６ａ，１０６ｂが接続してあり、基地局１０４にＬＣＸ１０６ｃ，１０６ｄが接続してあり、基地局１０５にＬＣＸ１０６ｅ，１０６ｆが接続してある。各ＬＣＸ１０６ａ〜１０６ｆは、移動局１０８が搭載される列車の走行経路となる線路に沿って敷設されており、当該列車に搭載される移動局１０８は、これらのＬＣＸ１０６ａ〜１０６ｆを利用したＬＣＸ方式の無線回線で各基地局１０３，１０４，１０５と接続される。
本例の列車無線システムは、このような構成において、中央卓１０１と移動局１０８との間で音声による通話及びデータ通信を行うシステムである。 An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration example of a train radio system before replacement.
The train radio system of this example includes a central table 101, a central device 102, three base stations 103, 104, and 105, and a mobile station 108.
The central apparatus 102 and each base station 103,104,105 are connected by wired lines, such as an optical fiber cable, for example.
Each base station 103, 104, 105 is connected to two LCXs laid on the up and down sides of the train starting from the respective installation locations. In this example, LCXs 106 a and 106 b are connected to the base station 103, LCXs 106 c and 106 d are connected to the base station 104, and LCXs 106 e and 106 f are connected to the base station 105. Each LCX 106a to 106f is laid along a track serving as a travel route of a train on which the mobile station 108 is mounted. The mobile station 108 mounted on the train is an LCX system using these LCXs 106a to 106f. It is connected to each base station 103, 104, 105 via a wireless line.
The train radio system of this example is a system that performs voice communication and data communication between the central table 101 and the mobile station 108 in such a configuration.

本例の列車無線システム（リプレース前）では、基地局１０３でカバーする無線エリアＡは地下区間であり、基地局１０４及び基地局１０５でカバーする無線エリアＢは地下区間がない明り区間である。
また、本例の列車無線システム（リプレース前）では、各基地局１０３，１０４，１０５と移動局１０８との間の無線伝送は１つの周波数を使用し、変調方式はπ／４シフトＱＰＳＫ方式を使用する。すなわち、リプレース前の列車無線システムでは、全区間でπ／４シフトＱＰＳＫ方式を使用する。 In the train radio system of this example (before replacement), the radio area A covered by the base station 103 is an underground section, and the radio area B covered by the base station 104 and the base station 105 is a light section without an underground section.
Further, in the train radio system (before replacement) of this example, one frequency is used for radio transmission between each base station 103, 104, 105 and the mobile station 108, and the modulation method is π / 4 shift QPSK method. use. That is, in the train radio system before replacement, the π / 4 shift QPSK method is used in all sections.

以上のような構成の列車無線システムについて、ＬＣＸの老朽化に伴い、以下の要求条件を満たす構成へリプレースするものとする。
地下区間においては、古いＬＣＸを新しいものに交換する。一方、明り区間においては、空間波方式を有する構成に変更することでＬＣＸの保守費の低減化を図る。更に、リプレース後の空間波方式の区間では同一波干渉の対策を実施する。ここで、基本的に、基地局及び移動局のＨ／Ｗ（ハードウェア）の置き換えは行わないこととするが、同一波干渉の対策の要求に対して、ＤＳＰファームウェアの変更が必要な場合は最低限の基地局及び移動局のみ変更することとする。 The train radio system configured as described above is replaced with a configuration that satisfies the following requirements as LCX ages.
In the underground section, replace the old LCX with a new one. On the other hand, in the light section, the maintenance cost of LCX is reduced by changing to a configuration having a spatial wave system. Furthermore, the countermeasure for the same wave interference is implemented in the section of the spatial wave system after the replacement. Here, basically, the H / W (hardware) of the base station and the mobile station is not replaced. However, when the DSP firmware needs to be changed in response to the request for the countermeasure against the same wave interference, Only the minimum number of base stations and mobile stations will be changed.

図２には、以上の要求条件を満たす列車無線システム（リプレース後）の構成例を示してある。
リプレース後の列車無線システムについて、リプレース前の構成（図１）との相違点、即ち、リプレースにより変更した部分を中心に説明する。 FIG. 2 shows a configuration example of a train radio system (after replacement) that satisfies the above requirements.
The train radio system after replacement will be described focusing on the difference from the configuration before replacement (FIG. 1), that is, the portion changed by replacement.

地下区間であるエリアＡについては、旧ＬＣＸ１０６ａ，１０６ｂを新しいＬＣＸ２０６ａ，２０６ｂに交換する。
明り区間である図１のエリアＢについては、地下区間と隣接する旧ＬＣＸ１０６ｃを新しいＬＣＸ２０６ｃに交換する。このＬＣＸ２０６ｃに対応する区間をエリアＢ１と再定義する。
一方、エリアＢにおける残りの旧ＬＣＸ１０６ｄ〜１０６ｆは、八木アンテナなどの空間波方式のアンテナ２０７ａ〜２０７ｃに置き換える。これらのアンテナ２０７ａ〜２０７ｃに対応する区間をエリアＢ２と再定義する。 For area A, which is an underground section, the old LCXs 106a and 106b are replaced with new LCXs 206a and 206b.
In the area B of FIG. 1, which is a light section, the old LCX 106c adjacent to the underground section is replaced with a new LCX 206c. The section corresponding to this LCX 206c is redefined as area B1.
On the other hand, the remaining old LCXs 106d to 106f in the area B are replaced with space wave type antennas 207a to 207c such as a Yagi antenna. The section corresponding to these antennas 207a to 207c is redefined as area B2.

また、地下区間（エリアＡ）に対応する基地局１０３はそのままとし、従前のように変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ方式を用いる。
一方、明り区間（エリアＢ１，Ｂ２）に対応する基地局１０４，１０５は、同一波干渉対策として変調方式をＤＳＴＢＣ方式に変更する。この変調方式の変更は、ＤＳＰファームウェアのみの変更とし、Ｈ／Ｗの置き換えは行わない。上記変更を施した基地局１０４，１０５を、以下、基地局２０４，２０５と称す。
これにより、リプレース後の列車無線システムでは、π／４シフトＱＰＳＫ方式を使用する区間とＤＳＴＢＣ方式を使用する区間とが混在することになる。 Further, the base station 103 corresponding to the underground section (area A) is left as it is, and the π / 4 shift QPSK method is used as a modulation method as before.
On the other hand, the base stations 104 and 105 corresponding to the light sections (areas B1 and B2) change the modulation method to the DSTBC method as a countermeasure against the same wave interference. This change in the modulation method is a change only in the DSP firmware, and H / W is not replaced. The base stations 104 and 105 that have undergone the above changes are hereinafter referred to as base stations 204 and 205.
Thereby, in the train radio system after the replacement, a section using the π / 4 shift QPSK method and a section using the DSTBC method are mixed.

また、移動局１０８については、π／４シフトＱＰＳＫ方式とＤＳＴＢＣ方式のどちらを受信しても復調可能な構成に変更する。この場合も、両方式の共用の受信機となるようにＤＳＰファームウェアの変更を行う。上記変更を施した移動局１０８を、以下、移動局２０８と称す。   Further, the mobile station 108 is changed to a configuration that can be demodulated by receiving either the π / 4 shift QPSK system or the DSTBC system. Also in this case, the DSP firmware is changed so that both types of receivers are shared. The mobile station 108 to which the above change has been made is hereinafter referred to as a mobile station 208.

リプレース後の列車無線システム（π／４シフトＱＰＳＫ方式を使用する区間とＤＳＴＢＣ方式を使用する区間とが混在する列車無線システム）について、移動局２０８がエリアＡからエリアＢ１，Ｂ２へ移動する場合を考える。
尚、以下の説明で着目する通信の方向は、基地局１０３，２０４，２０５から移動局２０８へ向けた通信（ＡｔｏＢまたはダウンリンク）に限定する。 For a train radio system after replacement (a train radio system in which a section using the π / 4 shift QPSK scheme and a section using the DSTBC scheme coexist), the mobile station 208 moves from area A to areas B1 and B2. Think.
Note that the communication direction of interest in the following description is limited to communication (AtoB or downlink) from the base stations 103, 204, 205 to the mobile station 208.

移動局２０８がエリアＡに在線する場合は、ＬＣＸ方式を用いてπ／４シフトＱＰＳＫ方式により基地局１０３と移動局２０８との間の通信を行う。
移動局２０８がエリアＢ１に在線する場合は、ＬＣＸ方式を用いてＤＳＴＢＣ方式により基地局２０４と移動局２０８との間の通信を行う。従って、エリアＡからエリアＢ１に移動した際に、移動局２０８の受信方式はπ／４シフトＱＰＳＫ方式からＤＳＴＢＣ方式へ切り替わる。 When the mobile station 208 is in area A, communication between the base station 103 and the mobile station 208 is performed by the π / 4 shift QPSK method using the LCX method.
When the mobile station 208 is in the area B1, communication between the base station 204 and the mobile station 208 is performed by the DSTBC method using the LCX method. Therefore, when moving from area A to area B1, the reception method of mobile station 208 is switched from the π / 4 shift QPSK method to the DSTBC method.

ここで、ＬＣＸの指向性がＬＣＸケーブルの敷設方向に対して垂直方向のみであると仮定すると、エリアＡとエリアＢ１の境界で想定されるπ／４シフトＱＰＳＫ（基地局１０３からの送信波）とＤＳＴＢＣ（基地局２０４からの送信波）の干渉は、通信品質に影響を与えないレベルとすることができる。   Here, assuming that the directivity of LCX is only in the direction perpendicular to the laying direction of the LCX cable, π / 4 shift QPSK (transmitted wave from base station 103) assumed at the boundary between area A and area B1 And DSTBC (transmission wave from the base station 204) can be at a level that does not affect the communication quality.

また、移動局２０８がエリアＢ２に在線する場合は、空間波方式を用いてＤＳＴＢＣ方式により基地局２０４，２０５と移動局２０８との間の通信を行う。
すなわち、エリアＢ２の区間では、ＤＳＴＢＣ方式を使用することで、基地局２０４と基地局２０５の中間地点で発生する同一波干渉を回避することが可能である。 Further, when the mobile station 208 is located in the area B2, communication between the base stations 204 and 205 and the mobile station 208 is performed by the DSTBC method using the spatial wave method.
That is, in the section of area B2, by using the DSTBC method, it is possible to avoid the same wave interference that occurs at an intermediate point between the base station 204 and the base station 205.

ここで、ＤＳＴＢＣ方式は２種類の出力系列（本例では、Ａ系列、Ｂ系列と称す）を有する。本例においては、基地局２０４では、ＬＣＸ２０６ｃからＡ系列、アンテナ２０７ａからＢ系列を出力し、基地局２０５では、アンテナ２０７ｂからＡ系列、アンテナ２０７ｃからＢ系列を出力する構成を用いている（例えば、特願２０１０−１４８５９９号明細書を参照）。   Here, the DSTBC system has two types of output sequences (referred to as A sequence and B sequence in this example). In this example, the base station 204 outputs a sequence A from the LCX 206c and a sequence B from the antenna 207a, and the base station 205 uses a configuration that outputs the sequence A from the antenna 207b and the sequence B from the antenna 207c (for example, (See Japanese Patent Application No. 2010-148599).

次に、移動局２０８の受信機の構成について説明する。
移動局２０８の受信機は、π／４シフトＱＰＳＫ方式及びＤＳＴＢＣ方式に共用の受信機である。この共用受信機を説明するに先立って、π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機と、ＤＳＴＢＣ方式の受信機について説明しておく。 Next, the configuration of the receiver of mobile station 208 will be described.
The receiver of the mobile station 208 is a receiver shared by the π / 4 shift QPSK method and the DSTBC method. Prior to the description of this shared receiver, a π / 4 shift QPSK receiver and a DSTBC receiver will be described.

先ず、π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機について、図３に示す構成例を参照して説明する。
図３に例示したπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機は、受信用アンテナ３０１、受信部３０２、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器３０３、直交検波部３０４、ローパスフィルタ３０５、ルートロールオフフィルタ３０６、ダウンサンプル器３０７、復号判定部３０９、同期ワード（ＳＷ；Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｗｏｒｄ）テーブル部３１０、相関演算部３１１、自乗演算部３１２、最大値検索部３１３、タイミング検出部３１４、タイミング生成部３１５を有する。 First, a π / 4 shift QPSK receiver will be described with reference to a configuration example shown in FIG.
The π / 4 shift QPSK receiver illustrated in FIG. 3 includes a reception antenna 301, a reception unit 302, an A / D (Analog to Digital) converter 303, a quadrature detection unit 304, a low-pass filter 305, a route roll-off filter. 306, down sampler 307, decoding determination unit 309, synchronization word (SW) table unit 310, correlation calculation unit 311, square calculation unit 312, maximum value search unit 313, timing detection unit 314, and timing generation unit 315. Have.

受信用アンテナ３０１は、π／４シフトＱＰＳＫ方式変調波を受信する。
受信部３０２は、受信用アンテナ３０１により受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ方式変調波の信号（受信信号）を受信周波数から所望の中間周波数ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換する。
Ａ／Ｄ変換器３０３は、中間周波数ＩＦに変換された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。以降の処理はデジタル信号処理となる。 The receiving antenna 301 receives a π / 4 shift QPSK modulated wave.
The reception unit 302 converts the signal (reception signal) of the π / 4 shift QPSK modulation wave received by the reception antenna 301 from a reception frequency to a desired intermediate frequency IF (Intermediate Frequency).
The A / D converter 303 converts the received signal converted to the intermediate frequency IF from an analog signal to a digital signal. Subsequent processing is digital signal processing.

直交検波部３０４は、Ａ／Ｄ変換器３０３から出力される中間周波数ＩＦの受信信号を同相値Ｉ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）と直交値Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）に分解する。
ローパスフィルタ３０５は、直交検波部３０４の出力に係る中間周波数ＩＦに対するイメージ成分を除去する。
ルートロールオフフィルタ３０６は、ローパスフィルタ３０５の出力に対して更にフィルタリングを行う。 The quadrature detection unit 304 decomposes the reception signal of the intermediate frequency IF output from the A / D converter 303 into an in-phase value I (In-Phase) and a quadrature value Q (Quadrature-Phase).
The low-pass filter 305 removes an image component for the intermediate frequency IF related to the output of the quadrature detection unit 304.
The root roll-off filter 306 further performs filtering on the output of the low-pass filter 305.

ダウンサンプル器３０７は、ルートロールオフフィルタ３０６の出力について、Ａ／Ｄ変換器３０３のサンプリング周波数と伝送シンボルレートの周波数関係により、（オーバサンプル数）＝（サンプリング周波数）／（伝送シンボルレート）＝Ｍに対して１／Ｍの間引き処理を行う。   The downsampler 307 determines (oversample number) = (sampling frequency) / (transmission symbol rate) = the output of the root roll-off filter 306 according to the frequency relationship between the sampling frequency of the A / D converter 303 and the transmission symbol rate. A 1 / M thinning process is performed on M.

差動演算部３０８は、ダウンサンプル器３０７の出力に基づいて、（式１）の演算を行う。

Figure 0005778507
但し、ｎは、１シンボル時間毎に変化する０から始まる時系列番号であり、無線フレームの先頭でゼロクリア（０に初期化）される。
また、ｒｎは、シンボル時間ｎでのダウンサンプル器３０７の出力（同相値Ｉ及び直交値Ｑ）の値により、ｒｎ＝Ｉ＋ｊＱで表される複素数である（ｊは虚数単位）。
また、＊は、共役複素数を表す演算子である。
また、ｘ＾ ｎは、差動演算部３０８の出力で、π／４シフトＱＰＳＫ方式の送信機（基地局１０３の送信機）におけるシンボルマッピング部の出力ｘｎの推定値であり、複素数である。 The differential operation unit 308 performs the operation of (Equation 1) based on the output of the downsampler 307.
Figure 0005778507
 Here, n is a time series number starting from 0 that changes every symbol time, and is zero-cleared (initialized to 0) at the beginning of the radio frame.
Further, r n is the value of the output of the downsampling unit 307 in a symbol time n (in-phase value I and the quadrature value Q), a complex represented by r n = I + jQ (j is an imaginary unit).
* Is an operator representing a conjugate complex number.
X ^ n is an output of the differential operation unit 308, which is an estimated value of the output xn of the symbol mapping unit in the π / 4 shift QPSK transmitter (transmitter of the base station 103), and is a complex number. .

復号判定部３０９は、差動演算部３０８から出力されるｘ＾ ｎのシンボルの信号配置の結果に基づいてビットデータを復元する。
ＳＷテーブル部３１０は、同期ワードのビットパターンに対応するシンボルをテーブルで保有（記憶）する。このシンボルは相関演算部３１１において基準信号として使用される。以下の説明では、無線フレームの同期ワードのシンボル長を１０シンボルとし、ＳＷテーブル部３１０は、π／４シフトＱＰＳＫ方式に対応する基準シンボルｃ０〜ｃ９（複素数）を保有することとする。 The decoding determination unit 309 restores the bit data based on the signal arrangement result of x ^ n symbols output from the differential operation unit 308.
The SW table unit 310 holds (stores) symbols corresponding to the bit pattern of the synchronization word in a table. This symbol is used as a reference signal in the correlation calculation unit 311. In the following description, it is assumed that the symbol length of the synchronization word of the radio frame is 10 symbols, and the SW table unit 310 holds reference symbols c 0 to c 9 (complex numbers) corresponding to the π / 4 shift QPSK scheme.

相関演算部３１１は、ダウンサンプル無しの受信入力（ダウンサンプル器３０７へ入力する前の受信信号）とＳＷテーブル部３１０の基準信号とに基づいて、（式２）の相関演算を行う。

Figure 0005778507
但し、Ｍはオーバサンプル数である。
また、ｍは、サンプル時間毎に変化する０から始まる時系列番号（サンプル番号）であり、無線フレームの先頭でゼロクリア（０に初期化）される。
また、Ｃ（ｍ）は、相関演算部３１１の出力である。
また、ｃｉは、同期ワードのπ／４シフトＱＰＳＫのシンボルであり、ＳＷテーブル部３１０に保有されている。 The correlation calculation unit 311 performs the correlation calculation of (Expression 2) based on the reception input without down-sampling (the reception signal before being input to the down-sampler 307) and the reference signal of the SW table unit 310.
Figure 0005778507
 Where M is the number of oversamples.
Further, m is a time series number (sample number) starting from 0 that changes every sample time, and is zero-cleared (initialized to 0) at the beginning of the radio frame.
C (m) is the output of the correlation calculation unit 311.
Also, c i is a π / 4 shift QPSK symbol of the synchronization word, and is held in the SW table unit 310.

自乗演算部３１２は、相関演算部３１１から出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ｃ（ｍ）に基づいて、その自乗値を求める。
最大値検索部３１３は、自乗演算部３１２から出力されるサンプル番号ｍ毎の相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２に基づいて、相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸと、その時点（最大値時点）のサンプル番号ｍである最大値サンプル番号Ｋを（式３）により求める。

Figure 0005778507
The square calculation unit 312 calculates the square value based on the correlation value C (m) for each sample number m output from the correlation calculation unit 311.
The maximum value search unit 313 calculates the maximum value C MAX of the correlation square value | C (m) | 2 based on the correlation square value | C (m) | 2 for each sample number m output from the square calculation unit 312. Then, the maximum value sample number K which is the sample number m at that time (maximum value time) is obtained by (Equation 3).
Figure 0005778507

タイミング検出部３１４は、最大値検索部３１３で得られた最大値サンプル番号Ｋに基づいて、タイミング誤差を計算する。
タイミング生成部３１５は、タイミング検出部３１４で得られたタイミング誤差に基づいて、Ａ／Ｄ変換器３０３のサンプリングタイミングを調整する。 The timing detection unit 314 calculates a timing error based on the maximum value sample number K obtained by the maximum value search unit 313.
The timing generation unit 315 adjusts the sampling timing of the A / D converter 303 based on the timing error obtained by the timing detection unit 314.

図３に示したπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機の動作について説明する。
受信アンテナ３０１で受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波に対して、受信部３０２からダウンサンプル器３０７までの各処理は一般的な処理であるため、詳細の動作説明は割愛する。
図３の受信機では、ダウンサンプル器３０７によりダウンサンプルされた入力に対して、差動演算部３０８において（式１）の演算によりシンボルを再配置し、復号判定部３０９でビット符号に復元して出力する。 The operation of the π / 4 shift QPSK receiver shown in FIG. 3 will be described.
Since each process from the receiving unit 302 to the downsampler 307 is a general process with respect to the π / 4 shift QPSK modulated wave received by the receiving antenna 301, a detailed description of the operation is omitted.
In the receiver of FIG. 3, for the input down-sampled by the down-sampler 307, symbols are rearranged by the calculation of (Equation 1) in the differential calculation unit 308 and restored to the bit code by the decoding determination unit 309. Output.

一般に、無線システムでは、送信側と受信側のハードウェア構成の違いにより、それぞれの内部周波数やタイミング信号の精度が僅かながらでも異なることが問題となる。前者に対してはＡＦＣ処理、後者に対してはタイミング同期追従処理により、受信側で送信側の精度に追従する処理が必要となる。無線信号の受信側では、無線信号を分析して内部の周波数やタイミング精度を調整するが、これらの処理は、ビットパターンが固定（既知）である同期ワードのシンボルを基準信号として行われる。
図３の受信機における処理ブロック３１０〜３１５は、タイミング同期追従のための処理ブロックとなる。 Generally, in a wireless system, there is a problem that the accuracy of each internal frequency and timing signal is slightly different due to a difference in hardware configuration between a transmission side and a reception side. For the former, AFC processing is required, and for the latter, processing for tracking the accuracy on the transmitting side is required on the receiving side. On the receiving side of the radio signal, the radio signal is analyzed to adjust the internal frequency and timing accuracy. These processes are performed using a symbol of a synchronization word whose bit pattern is fixed (known) as a reference signal.
Processing blocks 310 to 315 in the receiver of FIG. 3 are processing blocks for timing synchronization tracking.

その動作について例を挙げて説明する。
ダウンサンプル無しの受信入力（ダウンサンプル器３０７へ入力する前の信号値）ｒｍに対して、ＳＷテーブル部３１０で保有する同期ワードの基準信号との相関演算を（式２）により計算する。
そして、（式２）による相関演算の結果の自乗値（相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２）の最大値ＣＭＡＸを求めることで、基準信号に最も近い信号配置となるサンプル点（最大値サンプル番号Ｋ）を知ることができる。このサンプル点を基準点とし、ダウンサンプル器３０７で選択するサンプルポイントを求める。
最大値検索部３１３では、自乗演算部３１２の出力値に基づいて、（式３）を用いて相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸ及び最大値サンプル番号Ｋを求める。 The operation will be described with an example.
For the received input (signal values prior to input to the downsampling unit 307) r m without downsampling, to calculate the correlation calculation between the reference signal of the synchronous word held for SW table section 310 by (Equation 2).
Then, by obtaining the maximum value C MAX of the square value (correlation square value | C (m) | 2 ) of the result of the correlation calculation according to (Equation 2), the sample point (maximum value) that becomes the signal arrangement closest to the reference signal Sample number K) can be known. Using this sample point as a reference point, a sample point to be selected by the down sampler 307 is obtained.
Based on the output value of the square calculation unit 312, the maximum value search unit 313 obtains the maximum value C MAX and the maximum value sample number K of the correlation square value | C (m) | 2 using (Expression 3).

ここで、相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２について説明する。
図４には、無線フレームにおける同期ワードがフレームの先頭から６０シンボル番目にあるときの相関演算のシミュレーション計算例を示してある。なお、図４のグラフでは、サンプル番号ｍを横軸とし、相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２を縦軸としている。
図４（ａ）は、同期状態における相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の計算例（オーバサンプル数Ｍ＝８、同期ワードの開始シンボル番号＝６０の場合）である。
図４（ｂ）は、受信信号と受信機タイミングとの関係例であり、同期状態を基準として、受信信号が遅れている場合の相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２と、受信信号が早い場合の相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２とを対比して示してある。 Here, the correlation square value | C (m) | 2 will be described.
FIG. 4 shows a simulation calculation example of the correlation calculation when the synchronization word in the radio frame is the 60th symbol from the beginning of the frame. In the graph of FIG. 4, the sample number m is the horizontal axis, and the correlation square value | C (m) | 2 is the vertical axis.
FIG. 4A is a calculation example of the correlation square value | C (m) | 2 in the synchronization state (when the number of oversamples M = 8 and the start symbol number of the synchronization word = 60).
FIG. 4B is an example of the relationship between the received signal and the receiver timing. The correlation square value | C (m) | 2 when the received signal is delayed with respect to the synchronization state, and the received signal is early. correlation square value if | is shown by comparing the 2 | C (m).

タイミングが完全に同期した状態では、図４（ａ）に示すように、相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２が最大値ＣＭＡＸ（本例では、｜Ｃ（ｍ）｜２＝１）となるサンプル番号ｍ（＝最大値サンプル番号Ｋ）は、８×６０＝４８０となる。しかしながら、図４（ｂ）に示すように、受信機タイミングに対して受信信号が遅い場合は、最大値サンプル番号Ｋの値は４８０より大きくなり、逆に受信信号が早い場合には、最大値サンプル番号Ｋの値は４８０より小さくなる。ここで、１サンプルのズレは１／Ｍシンボルのズレに相当する。 In the state where the timing is completely synchronized, as shown in FIG. 4A, the correlation square value | C (m) | 2 is the maximum value C MAX (in this example, | C (m) | 2 = 1). The sample number m (= maximum value sample number K) is 8 × 60 = 480. However, as shown in FIG. 4B, when the received signal is late with respect to the receiver timing, the value of the maximum value sample number K is larger than 480, and conversely, when the received signal is early, the maximum value The value of sample number K is smaller than 480. Here, the deviation of one sample corresponds to the deviation of 1 / M symbol.

タイミング検出部３１４では、基準サンプル番号（この場合は４８０）と最大値サンプル番号Ｋとの差をタイミング誤差として出力する。
タイミング生成部３１５は、タイミング検出部３１４で得られたタイミング誤差が正の値（Ｋ−４８０＞０）の場合には、受信信号が受信機のサンプリングタイミングに対して遅いためサンプリングタイミングを遅くし、逆にタイミング誤差が負の値（Ｋ−４８０＜０）の場合には、受信信号が早いためサンプリングタイミングを早くするように制御する。これにより、受信信号に追従したサンプリングタイミング生成が可能となる。以上のタイミング同期追従のための処理ブロック３１０〜３１５は、１フレームに１回動作する。 The timing detection unit 314 outputs the difference between the reference sample number (in this case, 480) and the maximum value sample number K as a timing error.
When the timing error obtained by the timing detector 314 is a positive value (K-480> 0), the timing generator 315 delays the sampling timing because the received signal is late with respect to the sampling timing of the receiver. Conversely, when the timing error is a negative value (K-480 <0), the received signal is early, so that the sampling timing is advanced. Thereby, it is possible to generate a sampling timing following the received signal. The processing blocks 310 to 315 for timing synchronization tracking described above operate once per frame.

次に、ＤＳＴＢＣ方式の受信機について、図５に示す構成例を参照して説明する。
図５に例示したＤＳＴＢＣ方式の受信機は、受信用アンテナ３０１、受信部３０２、Ａ／Ｄ変換器３０３、直交検波部３０４、ローパスフィルタ３０５、ルートロールオフフィルタ３０６、ダウンサンプル器３０７、差動演算部５０８、復号判定部３０９、２つのＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂ、２つの相関演算部５１１ａ，５１１ｂ、自乗加算部５１２、最大値検索部５１３、タイミング検出部３１４、タイミング生成部３１５を有する。 Next, a DSTBC receiver will be described with reference to a configuration example shown in FIG.
The DSTBC receiver illustrated in FIG. 5 includes a reception antenna 301, a reception unit 302, an A / D converter 303, a quadrature detection unit 304, a low-pass filter 305, a root roll-off filter 306, a downsampler 307, a differential A calculation unit 508, a decoding determination unit 309, two SW table units 510a and 510b, two correlation calculation units 511a and 511b, a square addition unit 512, a maximum value search unit 513, a timing detection unit 314, and a timing generation unit 315 are provided.

なお、図５に係るＤＳＴＢＣ方式の受信機における処理ブロック３０１〜３０７，３０９，３１４，３１５は、図３に係るπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機における処理ブロック３０１〜３０７，３０９，３１４，３１５と同じ機能であるため、その説明は省略する。
ここで、受信アンテナ３０１は、図３ではπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を受信することが前提であるが、図５ではＤＳＴＢＣ変調波を受信することを前提とする。但し、これは説明上の違いであって、アンテナの構成要素が異なるわけではない。 The processing blocks 301 to 307, 309, 314, and 315 in the DSTBC receiver according to FIG. 5 are the processing blocks 301 to 307, 309, 314, and 315 in the π / 4 shift QPSK receiver according to FIG. Since this is the same function as, its description is omitted.
Here, it is assumed that the reception antenna 301 receives a π / 4 shift QPSK modulated wave in FIG. 3, but in FIG. 5, it is assumed to receive a DSTBC modulated wave. However, this is a difference in explanation, and the components of the antenna are not different.

差動演算部５０８は、ダウンサンプル器３０７の出力に基づいて、（式４）の演算を２シンボル時間に１回行う。

Figure 0005778507
但し、ｎは、１シンボル時間毎に変化する０から始まる時系列番号であり、無線フレームの先頭でゼロクリア（０に初期化）される。（式４）は、ｎが奇数値の時に演算される。ｎ＝１の時の演算結果ｘ＾ ０、ｘ＾ １は保障されない。
また、ｒｎは、シンボル時間ｎでのダウンサンプル器３０７の出力（同相値Ｉ及び直交値Ｑ）の値により、ｒｎ＝Ｉ＋ｊＱで表される複素数である（ｊは虚数単位）。
また、＊は、共役複素数を表す演算子である。
また、ｘ＾ ｎは、差動演算部５０８の出力で、ＤＳＴＢＣ方式の送信機（基地局２０４，２０５の送信機）におけるシンボルマッピング部の出力ｘｎの推定値であり、複素数である。 Based on the output of the downsampler 307, the differential calculation unit 508 performs the calculation of (Equation 4) once every two symbol times.
Figure 0005778507
 Here, n is a time series number starting from 0 that changes every symbol time, and is zero-cleared (initialized to 0) at the beginning of the radio frame. (Expression 4) is calculated when n is an odd value. The calculation results x ^ 0 and x ^ 1 when n = 1 are not guaranteed.
Further, r n is the value of the output of the downsampling unit 307 in a symbol time n (in-phase value I and the quadrature value Q), a complex represented by r n = I + jQ (j is an imaginary unit).
* Is an operator representing a conjugate complex number.
X ^ n is an output of the differential operation unit 508, which is an estimated value of the output xn of the symbol mapping unit in the DSTBC transmitter (transmitters of the base stations 204 and 205), and is a complex number.

ＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂは、同期ワードのビットパターンに対応するシンボルをテーブルで保有（記憶）する。この同期ワードのシンボルは、相関演算部５１１ａ，５１１ｂにおいて基準信号として使用される。本例では、後述する方法により同期ワードのビットパターンに対応するシンボルをＤＳＴＢＣ方式でも固定化（フレーム中の同期ワードをＤＳＴＢＣ符号化した結果を固定化）するようにし、当該固定化された同期ワードのシンボルを基準信号としている。
なお、ＳＷテーブル部５１０ａは、Ａ系列の同期ワードのシンボルａ０〜ａ９（複素数）を保有し、ＳＷテーブル部５１０ｂは、Ｂ系列の同期ワードのシンボルｂ０〜ｂ９（複素数）を保有することとする。 The SW table units 510a and 510b hold (store) symbols corresponding to the bit pattern of the synchronization word in a table. The symbol of the synchronization word is used as a reference signal in the correlation calculation units 511a and 511b. In this example, the symbol corresponding to the bit pattern of the synchronization word is fixed even in the DSTBC method by the method described later (the result of DSTBC encoding of the synchronization word in the frame is fixed), and the fixed synchronization word The symbol is used as a reference signal.
The SW table unit 510a holds symbols a 0 to a 9 (complex numbers) of A-sequence synchronization words, and the SW table unit 510b holds symbols b 0 to b 9 (complex numbers) of B-sequence synchronization words. I decided to.

相関演算部５１１ａ，５１１ｂは、主たる機能は、図３の受信機における相関演算部３１１と同じであるが、相関演算部５１１ａ，５１１ｂでは、基準信号として、ＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂに保有されているシンボルを使用する点が異なる。相関演算部５１１ａで使用する基準信号は、ＳＷテーブル部５１０ａに保有されているシンボルａ０〜ａ９であり、相関演算部５１１ｂで使用する基準信号は、ＳＷテーブル部５１０ｂに保有されているシンボルｂ０〜ｂ９である。 The main functions of the correlation calculation units 511a and 511b are the same as those of the correlation calculation unit 311 in the receiver of FIG. 3, but the correlation calculation units 511a and 511b hold the SW table units 510a and 510b as reference signals. The difference is that the symbol is used. The reference signals used in the correlation calculation unit 511a are symbols a 0 to a 9 held in the SW table unit 510a, and the reference signals used in the correlation calculation unit 511b are symbols held in the SW table unit 510b. b 0 to b 9 .

相関演算部５１１ａ，５１１ｂでは、ダウンサンプル無しの受信入力（ダウンサンプル器３０７へ入力する前の受信信号）とＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂの基準信号とに基づいて、（式５）の相関演算を行い、Ａ系列に係るサンプル番号ｍ毎の相関値Ａ（ｍ）と、Ｂ系列に係るサンプル番号ｍ毎の相関値Ｂ（ｍ）をそれぞれ計算する。

Figure 0005778507
但し、Ｍはオーバサンプル数である。
また、ｍは、サンプル時間毎に変化する０から始まる時系列番号（サンプル番号）であり、無線フレームの先頭でゼロクリア（０に初期化）される。
また、Ａ（ｍ）は、相関演算部５１１ａの出力である。
また、Ｂ（ｍ）は、相関演算部５１１ｂの出力である。
また、ａｉ，ｂｉは、同期ワードをＤＳＴＢＣ符号化した基準信号であり、ＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂに保有されている。 The correlation calculation units 511a and 511b perform the correlation calculation of (Equation 5) based on the reception input without downsampling (the reception signal before being input to the downsampler 307) and the reference signal of the SW table units 510a and 510b. The correlation value A (m) for each sample number m related to the A series and the correlation value B (m) for each sample number m related to the B series are respectively calculated.
Figure 0005778507
 Where M is the number of oversamples.
Further, m is a time series number (sample number) starting from 0 that changes every sample time, and is zero-cleared (initialized to 0) at the beginning of the radio frame.
A (m) is the output of the correlation calculation unit 511a.
B (m) is an output of the correlation calculation unit 511b.
Further, a i and b i are reference signals obtained by DSTBC encoding the synchronization word, and are held in the SW table units 510a and 510b.

自乗加算部５１２は、相関演算部５１１ａから出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ａ（ｍ）と、相関演算部５１１ｂから出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ｂ（ｍ）に基づいて、相関値Ａ（ｍ）の自乗値と相関値Ｂ（ｍ）の自乗値との加算演算を（式６）により行う。

Figure 0005778507
但し、｜ＡＢ（ｍ）｜は自乗加算部５１２の出力である。 The square addition unit 512 is based on the correlation value A (m) for each sample number m output from the correlation calculation unit 511a and the correlation value B (m) for each sample number m output from the correlation calculation unit 511b. An addition operation of the square value of the correlation value A (m) and the square value of the correlation value B (m) is performed according to (Expression 6).
Figure 0005778507
 However, | AB (m) | is an output of the square addition unit 512.

最大値検索部５１３は、主たる機能は、図３の受信機における最大値検索部３１３と類似しているが、最大値検索部５１３では、自乗加算部５１２から出力されるサンプル番号ｍ毎の自乗加算値｜ＡＢ（ｍ）｜に基づいて、自乗加算値｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸと、その時点（最大値時点）のサンプル番号ｍである最大値サンプル番号Ｋを（式７）により求める点が異なる。

Figure 0005778507
The maximum value search unit 513 is similar in function to the maximum value search unit 313 in the receiver of FIG. 3, but the maximum value search unit 513 is a square for each sample number m output from the square addition unit 512. Based on the addition value | AB (m) |, the maximum value AB MAX of the square addition value | AB (m) | and the maximum value sample number K that is the sample number m at that time (maximum value time) are expressed by (Expression 7). ) Differs depending on the point.
Figure 0005778507

図５に示したＤＳＴＢＣ方式の受信機の動作について、図３に示したπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機との相違点を中心に説明する。
π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機とＤＳＴＢＣ方式の受信機とで異なるのは、差動演算部とタイミング同期追従のための相関演算の部分である。 The operation of the DSTBC receiver shown in FIG. 5 will be described focusing on the differences from the π / 4 shift QPSK receiver shown in FIG.
The difference between the π / 4 shift QPSK receiver and the DSTBC receiver is the differential calculation section and the correlation calculation portion for timing synchronization tracking.

図３の受信機における差動演算部３０８は、π／４シフトＱＰＳＫの復号処理に基づく（式１）の計算を行うのに対し、図５の受信機における差動演算部５０８は、ＤＳＴＢＣの復号処理に基づく（式４）の計算を行う。
また、タイミング同期処理における相関演算では、図３の受信機は、同期ワードのπ／４シフトＱＰＳＫ符号化したシンボルｃｉを基準信号とし、相関演算部３１１の出力の自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸを求めるのに対し、図５の受信機は、同期ワードのＤＳＴＢＣ符号化後のシンボルで、Ａ系列とＢ系列に係る２種類のａｉとｂｉを基準信号とし、相関演算部５１１ａ，５１１ｂの各出力の自乗和｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸを求める点が異なる。 The differential operation unit 308 in the receiver of FIG. 3 performs the calculation of (Equation 1) based on the decoding process of π / 4 shift QPSK, whereas the differential operation unit 508 in the receiver of FIG. Calculation of (Equation 4) based on the decoding process is performed.
Further, in the correlation calculation in the timing synchronization processing, the receiver in FIG. 3 uses the symbol c i obtained by performing π / 4 shift QPSK encoding of the synchronization word as a reference signal, and the square value | C (m) of the output of the correlation calculation unit 311 5, the maximum value C MAX of 2 is obtained, but the receiver of FIG. 5 uses the two types of a i and b i related to the A sequence and the B sequence as reference signals in the symbol after the DSTBC encoding of the synchronization word. The difference is that the maximum value AB MAX of the square sum | AB (m) | of each output of the correlation calculation units 511a and 511b is obtained.

ここで、ＤＳＴＢＣ方式において同期ワードのシンボルを固定化する技術について説明する。
ＤＳＴＢＣ方式による符号化では、フレーム中の符号化対象のデータより前のデータに依存して符号化結果のパターンが変化するので、フレーム中の同期ワードに先行するデータ部分の変化に応じて同期ワードのシンボル（符号化結果）が変化することから、単純にＤＳＴＢＣ符号化を施すと、同期ワードのシンボルを確定できない。このため、同期ワードのシンボルを固定化するための工夫が必要となる。 Here, a technique for fixing the symbol of the synchronization word in the DSTBC system will be described.
In the encoding by the DSTBC method, the pattern of the encoding result changes depending on the data before the encoding target data in the frame. Therefore, the synchronization word is changed according to the change in the data portion preceding the synchronization word in the frame. Since the symbol (encoding result) changes, the symbol of the synchronization word cannot be determined by simply performing DSTBC encoding. For this reason, a device for fixing the symbol of the synchronization word is required.

そこで本例では、フレーム中の同期ワード直前のビット列をＤＳＴＢＣ符号化した結果を固定化する技術を用いることで、後続する同期ワードについても、ＤＳＴＢＣ符号化した結果が固定化されるようにしている。
同期ワード直前のビット列をＤＳＴＢＣ符号化した結果の固定化は、概略的に、ＤＳＴＢＣ方式により信号を送信する送信機について、次のような技術を用いることで実現される。
すなわち、先頭より後ろの所定箇所に同期ワードが配置されるフレームが用いられる。
そして、送信機では、初期値制御手段が、フレームの先頭から同期ワードより前の値に基づいて、送信対象を処理するＤＳＴＢＣ符号器において同期ワードの直前に対応する信号点が一定の点になるように、前記送信対象を処理するＤＳＴＢＣ符号器で前記フレームを処理するときの差動符号化の初期値を設定する。 Therefore, in this example, by using a technique for fixing the result of DSTBC encoding of the bit string immediately before the synchronization word in the frame, the result of DSTBC encoding is also fixed for the subsequent synchronization word. .
The fixation of the result of DSTBC encoding of the bit string immediately before the synchronization word is roughly realized by using the following technique for a transmitter that transmits a signal by the DSTBC method.
That is, a frame in which a synchronization word is arranged at a predetermined location after the head is used.
In the transmitter, the initial value control means has a fixed signal point corresponding to immediately before the synchronization word in the DSTBC encoder that processes the transmission target based on the value before the synchronization word from the beginning of the frame. Thus, the initial value of differential encoding when the frame is processed by the DSTBC encoder that processes the transmission target is set.

従って、送信対象を処理するＤＳＴＢＣ符号器（本線のＤＳＴＢＣ符号器）において同期ワードの直前に対応する信号点が一定の点になるようにすることにより、例えば、フレームの先頭から同期ワードより前の値（例えば、その一部）が送信対象のデータ内容により変化するような場合においても、同期ワードのマッピング配置を固定されたマッピングパターンとすることができ、送信機と受信機との間で、ＤＳＴＢＣ方式により効率的に通信を行うことができる。   Therefore, in the DSTBC encoder (main line DSTBC encoder) that processes the transmission target, by setting the signal point corresponding immediately before the synchronization word to be a fixed point, for example, from the beginning of the frame to the previous synchronization word Even when the value (for example, a part thereof) changes depending on the data content to be transmitted, the mapping arrangement of the synchronization word can be a fixed mapping pattern, and between the transmitter and the receiver, Communication can be efficiently performed by the DSTBC method.

ここで、フレームとしては、種々なものが用いられてもよく、例えば、先頭から同期ワードより前に送信対象となる音声などの変化し得るデータが配置されるフレームが用いられる。
また、同期ワードの直前に対応する信号点（シンボル値）が一定の点になるようにすることに関して、当該一定の点としては、種々な点が用いられてもよく、例えば、予め設定される。 Here, various frames may be used. For example, a frame in which changeable data such as voice to be transmitted is arranged before the synchronization word from the head is used.
In addition, regarding the setting of the corresponding signal point (symbol value) immediately before the synchronization word to be a fixed point, various points may be used as the fixed point, and are set in advance, for example. .

上記固定化に係る送信機の初期値制御手段は、一構成例として、次のような構成が用いられる。
すなわち、フレームの先頭から同期ワードより前の値について、Ｓ／Ｐ変換手段がシリアル／パラレル変換を行い、シンボルマッピング手段が当該シリアル／パラレル変換結果についてシンボルマッピングを行い、差動符号化手段が当該シンボルマッピング結果について所定の初期値を用いて差動符号化を行い、初期値更新手段が当該差動符号化結果に基づいて前記送信対象を処理するＤＳＴＢＣ符号器で前記フレームを処理するときの差動符号化の初期値を更新して設定する。 The following configuration is used as an example of the configuration of the initial value control means of the transmitter related to the fixing.
That is, the S / P conversion means performs serial / parallel conversion on the value before the synchronization word from the beginning of the frame, the symbol mapping means performs symbol mapping on the serial / parallel conversion result, and the differential encoding means Difference when the frame is processed by the DSTBC encoder that performs differential encoding on the symbol mapping result using a predetermined initial value and the initial value updating means processes the transmission target based on the differential encoding result. Update and set the initial value of dynamic encoding.

また、上記固定化に係る送信機は、次のような構成として把握することもできる。
すなわち、ＤＳＴＢＣ方式により信号を送信する送信機において、所定の初期値を用いてフレームの先頭から同期ワード直前の値に対して差動符号化を行う第１の差動符号化手段と、前記第１の差動符号化手段による同期ワード直前の差動符号化結果に基づいて初期値を設定する初期値設定手段と、前記初期値設定手段により設定された初期値を用いて前記フレームを送信対象とした差動符号化を行う第２の差動符号化手段とを備える。 Moreover, the transmitter concerning the said fixation can also be grasped | ascertained as the following structures.
That is, in a transmitter that transmits a signal by the DSTBC method, first differential encoding means for performing differential encoding on a value immediately before a synchronization word from the beginning of a frame using a predetermined initial value; An initial value setting means for setting an initial value based on a differential encoding result immediately before a synchronization word by one differential encoding means, and the frame to be transmitted using the initial value set by the initial value setting means Second differential encoding means for performing differential encoding as described above.

また、更に、前記初期値設定手段は、前記フレームの先頭から同期ワード直前の値に対して差動符号化を行ったときに取り得る前記同期ワード直前の差動符号化結果に対応させて初期値を設定したテーブルを備え、前記第１の差動符号化手段による同期ワード直前の差動符号化結果と前記テーブルに従って前記第２の差動符号化手段の差動符号化に用いる初期値を設定する。   Further, the initial value setting means is adapted to perform initial encoding in accordance with a differential encoding result immediately before the synchronization word that can be obtained when differential encoding is performed on a value immediately before the synchronization word from the beginning of the frame. A table in which values are set, and a differential encoding result immediately before a synchronization word by the first differential encoding unit and an initial value used for differential encoding of the second differential encoding unit according to the table Set.

上記固定化は、以下のようなＤＳＴＢＣ方式の特性を利用したものである。
１）ＤＳＴＢＣ方式では、所定の初期値を用いて所定の演算式により信号値を差動符号化した符号化結果は、この信号値がどのようなビット列の信号値であっても、有限個に分類される。すなわち、あらゆる信号値は、それらの符号化結果が有限個の状態として分類されるから、これら有限個の信号値であらゆる信号値を代表することができる。
２）そして、上記有限個の信号値を上記と同じ所定の演算式により差動符号化した符号化結果が所定の目標値になる初期値が分かれば、任意の信号値について符号化結果を所定の目標値とすることができるから、ＤＳＴＢＣ符号化により目標とする符号化結果を得ることができる。 The immobilization uses the following characteristics of the DSTBC method.
1) In the DSTBC method, the encoding result obtained by differentially encoding a signal value by a predetermined arithmetic expression using a predetermined initial value is limited to a finite number regardless of the bit string signal value. being classified. That is, since every signal value is classified as a finite number of states, the signal values can be represented by these finite number of signal values.
2) Then, if an initial value in which the encoding result obtained by differentially encoding the finite number of signal values by the same predetermined arithmetic expression as described above becomes a predetermined target value is known, the encoding result is determined for an arbitrary signal value. Therefore, the target encoding result can be obtained by DSTBC encoding.

したがって、ＤＳＴＢＣ方式において、第１段の符号化処理で、フレームの先頭から同期ワード直前までの信号値を差動符号化した符号化結果に基づき、当該符号化結果に予め対応付けられた初期値をテーブル参照により特定し、当該特定した初期値を第２段の符号化における初期値としてフレーム全体の符号化処理を行なうことにより、当該フレームの同期ワード部分について目標となる所定の符号化結果を得ることができる。   Therefore, in the DSTBC system, based on the encoding result obtained by differentially encoding the signal value from the beginning of the frame to immediately before the synchronization word in the first stage encoding process, the initial value associated with the encoding result in advance. Is determined by referring to the table, and the specified initial value is used as the initial value in the second-stage encoding to perform the entire frame encoding process, thereby obtaining a predetermined encoding result as a target for the synchronization word portion of the frame. Can be obtained.

次に、π／４シフトＱＰＳＫ方式及びＤＳＴＢＣ方式に共用の受信機（移動局２０８の受信機）について、図６に示す構成例を参照して説明する。
本例の共用受信機は、図２を参照して説明したようなシステム構成（π／４シフトＱＰＳＫ方式を使用する区間とＤＳＴＢＣ方式を使用する区間とが混在する列車無線システム）が前提であり、当該システムにおける移動局２０８の受信機に対する要求に従い、π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機及びＤＳＴＢＣ方式の受信機として共用するために次のような構成とした。 Next, a receiver shared by the π / 4 shift QPSK system and the DSTBC system (receiver of the mobile station 208) will be described with reference to the configuration example shown in FIG.
The shared receiver of this example is based on a system configuration as described with reference to FIG. 2 (a train radio system in which a section using the π / 4 shift QPSK scheme and a section using the DSTBC scheme coexist). According to the request for the receiver of the mobile station 208 in the system, the following configuration is adopted in order to be shared as a π / 4 shift QPSK receiver and a DSTBC receiver.

移動局２０８の受信機は、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号とＤＳＴＢＣ方式の変調信号の両方を受信可能とし、受信信号に基づいて基地局からの送信信号の変調方式を判別し、受信機の内部処理を切り替える構成とする。
即ち、図６の共用受信機は、図３に係るπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機と図５に係るＤＳＴＢＣ方式の受信機の共通部分はそのまま使用し、両者で異なる部分は切り替えにより選択して、若しくは並列に動作させることとし、更に、上記切り替えのための判定回路を設けた構成となっている。 The receiver of the mobile station 208 can receive both the π / 4 shift QPSK modulated signal and the DSTBC modulated signal, and determines the modulation scheme of the transmission signal from the base station based on the received signal. The internal processing is switched.
That is, the shared receiver of FIG. 6 uses the common part of the π / 4 shift QPSK receiver shown in FIG. 3 and the DSTBC receiver shown in FIG. 5 as it is, and selects a different part by switching. Or a parallel operation and a determination circuit for switching.

図６の共用受信機は、受信用アンテナ３０１、受信部３０２、Ａ／Ｄ変換器３０３、直交検波部３０４、ローパスフィルタ３０５、ルートロールオフフィルタ３０６、ダウンサンプル器３０７、３つの方式切替部６１６ａ，６１６ｂ，６１６ｃ、２つの差動演算部３０８，５０８、復号判定部６０９、３つのＳＷテーブル部３１０，５１０ａ，５１０ｂ、３つの相関演算部３１１，５１１ａ，５１１ｂ、自乗演算部３１２、自乗加算部５１２、２つの最大値検索部５１３、方式判定部６１７、タイミング検出部３１４、タイミング生成部３１５、相関演算制御部６１８を有する。   6 includes a receiving antenna 301, a receiving unit 302, an A / D converter 303, a quadrature detection unit 304, a low-pass filter 305, a route roll-off filter 306, a down-sampler 307, and three scheme switching units 616a. , 616b, 616c, two differential calculation units 308, 508, decoding determination unit 609, three SW table units 310, 510a, 510b, three correlation calculation units 311, 511a, 511b, square calculation unit 312, square addition unit 512, two maximum value search units 513, a method determination unit 617, a timing detection unit 314, a timing generation unit 315, and a correlation calculation control unit 618.

なお、図６の共用受信機における処理ブロック３０１〜３０７，３１４，３１５は、図３及び図５の受信機における処理ブロック３０１〜３０７，３１４，３１５と同じ機能であるため、その説明は省略する。
ここで、受信アンテナ３０１は、図３ではπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を受信することが前提であり、図５ではＤＳＴＢＣ変調波を受信することが前提であったが、図６ではどちらの変調波も受信するアンテナである。但し、これは説明上の違いであって、アンテナの構成要素が図３や図５と異なるわけではない。 The processing blocks 301 to 307, 314, and 315 in the shared receiver in FIG. 6 have the same functions as the processing blocks 301 to 307, 314, and 315 in the receivers in FIGS. .
Here, it is assumed that the receiving antenna 301 receives a π / 4 shift QPSK modulated wave in FIG. 3, and FIG. 5 is premised on receiving a DSTBC modulated wave. An antenna that also receives waves. However, this is a difference in explanation, and the components of the antenna are not different from those in FIGS.

また、差動演算部３０８、ＳＷテーブル部３１０、相関演算部３１１、自乗演算部３１２、最大値検索３１３は、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号の復調において使用される処理ブロックであり、図３に係るπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機における処理ブロック３０８、３１０、３１１、３１２、３１３と同じ機能である。
また、差動演算部５０８、ＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂ、相関演算部５１１ａ，５１１ｂ、自乗加算部５１２、最大値検索５１３は、ＤＳＴＢＣ方式の変調信号の復調において使用される処理ブロックであり、図５に係るＤＳＴＢＣ方式の受信機における処理ブロック５０８、５１０ａ，５１０ｂ、５１１ａ，５１１ｂ、５１２、５１３と同じ機能である。 In addition, the differential operation unit 308, the SW table unit 310, the correlation operation unit 311, the square operation unit 312, and the maximum value search 313 are processing blocks used in demodulation of the modulation signal of the π / 4 shift QPSK method. This is the same function as the processing blocks 308, 310, 311, 312, and 313 in the receiver of the π / 4 shift QPSK scheme 3.
Further, the differential operation unit 508, the SW table units 510a and 510b, the correlation operation units 511a and 511b, the square addition unit 512, and the maximum value search 513 are processing blocks used in the demodulation of the modulation signal of the DSTBC system. This is the same function as the processing blocks 508, 510 a, 510 b, 511 a, 511 b, 512, 513 in the DSTBC receiver according to 5.

復号判定部６０９は、主たる機能は、図２及び図５の受信機における復号判定部３０９と同じであるが、復号判定部６０９では、同期ワードとのビット照合機能も備え、同期ワードとビット照合した結果に基づいて、現在の状態が、同期中の状態か、同期はずれの状態か、若しくは同期中から同期はずれ状態への移行中（以下、前方保護中）の状態かを判定して出力する点が異なる。   The decoding determination unit 609 has the same main function as the decoding determination unit 309 in the receiver of FIGS. 2 and 5, but the decoding determination unit 609 also has a bit collation function with the synchronization word, and the synchronization word and bit verification Based on the result, it is determined whether the current state is in synchronization, out of synchronization, or in transition from synchronization to out of synchronization (hereinafter referred to as forward protection) and output. The point is different.

方式切替部６１６ａ，６１６ｂ，６１６ｃは、方式判定部６１７の出力に基づいて、受信信号がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波であると判定された場合（判定結果Ｑが出力された場合）にはスイッチをＱ側に切り替え、逆に、受信信号がＤＳＴＢＣ変調波と判定された場合（判定結果Ｄが出力された場合）にはスイッチをＤ側に切り替える。なお、Ｑ側には、π／４シフトＱＰＳＫ方式に係る処理ブロック３０８、３１０、３１１、３１２、３１３が設けられ、Ｄ側には、ＤＳＴＢＣ方式に係る処理ブロック５０８、５１０ａ，５１０ｂ、５１１ａ，５１１ｂ、５１２、５１３が設けられている。   The system switching units 616a, 616b, and 616c switch when the received signal is determined to be a π / 4 shift QPSK modulated wave based on the output of the system determination unit 617 (when the determination result Q is output). When the received signal is determined to be a DSTBC modulated wave (when the determination result D is output), the switch is switched to the D side. Processing blocks 308, 310, 311, 312, and 313 related to the π / 4 shift QPSK method are provided on the Q side, and processing blocks 508, 510a, 510b, 511a, and 511b related to the DSTBC method are provided on the D side. 512, 513 are provided.

また、図６の共用受信機では、ルートロールオフ３０６の出力を入力として行う相関演算として、その基準信号をπ／４シフトＱＰＳＫ方式に係る同期ワードのシンボルｃｉと、ＤＳＴＢＣ方式に係る同期ワードのシンボルａｉ及びｂｉの２通りのパターンで行う構成とする。すなわち、ＳＷテーブル部３１０の基準信号を用いて相関演算部３１１によりπ／４シフトＱＰＳＫ方式の相関演算を行う構成と、ＳＷテーブル部５１０ａ，５１０ｂの基準信号を用いて相関演算部５１１ａ，５１１ｂによりＤＳＴＢＣ方式の相関演算を行う構成を有する。 Further, in the shared receiver of FIG. 6, as a correlation calculation performed using the output of the root roll-off 306 as an input, the reference signal is a symbol c i of a synchronization word according to the π / 4 shift QPSK system and a synchronization word according to the DSTBC system. The symbols a i and b i are used in two patterns. That is, a configuration in which the correlation calculation unit 311 performs correlation calculation of the π / 4 shift QPSK method using the reference signal of the SW table unit 310 and the correlation calculation units 511a and 511b using the reference signal of the SW table units 510a and 510b. It has a configuration for performing DSTBC correlation calculation.

π／４シフトＱＰＳＫ方式に係る自乗演算部３１２及び最大値検索部３１３は、図３に係るπ／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機と同様にして、相関演算部３１１から出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ｃ（ｍ）に基づいて、相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸと最大値サンプル番号Ｋを計算する。
また、ＤＳＴＢＣ方式に係る自乗加算部５１２及び最大値検索部５１３は、図５に係るＤＳＴＢＣ方式の受信機と同様にして、相関演算部５１１ａから出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ａ（ｍ）と、相関演算部５１１ｂから出力されるサンプル番号ｍ毎の相関値Ｂ（ｍ）に基づいて、自乗加算値｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸと最大値サンプル番号Ｋを算出する。 The square calculation unit 312 and the maximum value search unit 313 according to the π / 4 shift QPSK scheme are each sample number m output from the correlation calculation unit 311 in the same manner as the receiver of the π / 4 shift QPSK scheme according to FIG. The maximum value C MAX and the maximum value sample number K of the correlation square value | C (m) | 2 are calculated on the basis of the correlation value C (m).
Further, the square addition unit 512 and the maximum value search unit 513 according to the DSTBC scheme are similar to the DSTBC scheme receiver according to FIG. 5 in the correlation value A (m for each sample number m output from the correlation calculation unit 511a. ) And the correlation value B (m) for each sample number m output from the correlation calculation unit 511b, the maximum value AB MAX of the square addition value | AB (m) | and the maximum value sample number K are calculated.

方式判定部６１７は、π／４シフトＱＰＳＫ方式に係る最大値検索部３１３から出力される相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸと、ＤＳＴＢＣ方式に係る最大値検索部５１３から出力される自乗加算値｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸとを比較し、その大小関係により、アンテナ３０１による受信波がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波かＤＳＴＢＣ変調波かを判定する。
具体的には、ＣＭＡＸ＞ＡＢＭＡＸであれば、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を受信したと判定して、π／４シフトＱＰＳＫ方式を示す判定結果Ｑを出力し、逆に、ＣＭＡＸ＜ＡＢＭＡＸであれば、ＤＳＴＢＣ変調波を受信したと判定して、ＤＳＴＢＣ方式を示す判定結果Ｄを出力する。 The method determination unit 617 receives the maximum value C MAX of the correlation square value | C (m) | 2 output from the maximum value search unit 313 according to the π / 4 shift QPSK method and the maximum value search unit 513 according to the DSTBC method. The output square addition value | AB (m) | is compared with the maximum value AB MAX of the square addition value | AB (m) |, and whether the received wave by the antenna 301 is a π / 4 shift QPSK modulated wave or a DSTBC modulated wave is determined based on the magnitude relationship.
Specifically, if C MAX > AB MAX , it is determined that a π / 4 shift QPSK modulated wave has been received, and a determination result Q indicating the π / 4 shift QPSK system is output, and conversely, C MAX < If it is AB MAX , it determines with having received the DSTBC modulated wave, and outputs the determination result D which shows a DSTBC system.

方式判定部６１７から出力される判定結果は、方式切替部６１６ａ，６１６ｂ，６１６ｃに入力され、判定結果の変化（ＱからＤへの変化、又は、ＤからＱへの変化）に応じてＱ側又はＤ側へのスイッチ切り替えが行われる。これにより、π／４シフトＱＰＳＫ方式の受信機として動作する状態と、ＤＳＴＢＣ方式の受信機として動作する状態とが適宜に切り替わることとなる。   The determination result output from the method determination unit 617 is input to the method switching units 616a, 616b, and 616c, and is changed to the Q side according to a change in the determination result (change from Q to D or change from D to Q). Alternatively, switching to the D side is performed. As a result, a state of operating as a π / 4 shift QPSK receiver and a state of operating as a DSTBC receiver are appropriately switched.

相関演算制御部６１８は、π／４シフトＱＰＳＫ方式に係る相関演算部３１１と、ＤＳＴＢＣ方式に係る相関演算部５１１ａ，５１１ｂについて、動作状態（ＯＮ：演算する／ＯＦＦ：演算しない）を制御する。これは、図３の受信機における相関演算部３１１に係る（式２）や、図５の受信機における相関演算部５１１ａ，５１１ｂに係る（式５）は、１フレームに１回ずつ演算することが前提であるが、図６の共用受信機の構成において両者の相関演算をどちらも１フレームに１回ずつ行うと、演算負荷が重くなって消費電流が増加するため、必要な時だけ両方の相関演算を行うことで消費電流の低減化を図るものである。   The correlation calculation control unit 618 controls the operation state (ON: calculated / OFF: not calculated) of the correlation calculation unit 311 related to the π / 4 shift QPSK method and the correlation calculation units 511a and 511b related to the DSTBC method. This is because (Equation 2) related to the correlation calculation unit 311 in the receiver of FIG. 3 and (Equation 5) related to the correlation calculation units 511a and 511b in the receiver of FIG. 5 are calculated once per frame. However, if both correlation operations are performed once per frame in the shared receiver configuration of FIG. 6, the calculation load becomes heavy and the current consumption increases. The current consumption is reduced by performing the correlation calculation.

具体的には、相関演算制御部６１８は、方式判定部６１７による判定結果及び復号判定部６０９から出力される同期状態値に基づき、受信波がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波であることが明らかな場合には、π／４シフトＱＰＳＫ方式の相関演算部３１１のみＯＮとし、逆に受信波がＤＳＴＢＣ変調波であることが明らかな場合には、ＤＳＴＢＣ方式の相関演算部５１１ａ，５１１ｂのみＯＮとする。受信波の種類が明らかか否かの判定は、現在の方式判定部６１７による判定結果の状態に対して、復号判定部６０９から出力される同期状態値が「同期中」であれば確定する。
また、相関演算制御部６１８は、復号判定部６０９から出力される同期状態値に基づき、同期状態が「同期中」から「前方保護中」へ移行したことをトリガにして、π／４シフトＱＰＳＫ方式の相関演算部３１１とＤＳＴＢＣ方式の相関演算部５１１ａ，５１１ｂをどちらもＯＮの状態にする。 Specifically, correlation calculation control section 618 clearly shows that the received wave is a π / 4 shift QPSK modulated wave based on the determination result by method determination section 617 and the synchronization state value output from decoding determination section 609. In this case, only the π / 4 shift QPSK correlation calculation unit 311 is turned ON. Conversely, when it is clear that the received wave is a DSTBC modulation wave, only the DSTBC correlation calculation units 511a and 511b are turned ON. . Whether or not the type of the received wave is clear is determined if the synchronization state value output from the decoding determination unit 609 is “synchronizing” with respect to the state of the determination result by the current method determination unit 617.
Further, the correlation calculation control unit 618 uses the π / 4 shift QPSK as a trigger based on the synchronization state value output from the decryption determination unit 609 and triggered by the transition of the synchronization state from “synchronized” to “during forward protection”. Both the correlation calculation unit 311 of the system and the correlation calculation units 511a and 511b of the DSTBC system are turned on.

図６の共用受信機について、復号判定部６０９から出力される同期状態値が「前方保護中」である場合について、自乗演算部３１２の出力と自乗加算部５１２の出力と方式判定部６１７の動作を、図７を参照して説明する。
図７には、自乗演算部３１２の出力と自乗加算部５１２の出力との関係を例示してある。なお、図７のグラフでは、サンプル番号（ｍ）を横軸とし、自乗演算部３１２の出力（π／４シフトＱＰＳＫ方式に係る相関自乗値｜Ｃ（ｍ）｜２）または自乗加算部５１２の出力（ＤＳＴＢＣ方式に係る自乗加算値｜ＡＢ（ｍ）｜）を縦軸としている。 6, when the synchronization state value output from the decoding determination unit 609 is “forward protection in progress”, the output of the square calculation unit 312, the output of the square addition unit 512, and the operation of the method determination unit 617. Will be described with reference to FIG.
FIG. 7 illustrates the relationship between the output of the square calculation unit 312 and the output of the square addition unit 512. In the graph of FIG. 7, the sample number (m) is the horizontal axis, and the output of the square calculation unit 312 (correlated square value | C (m) | 2 according to the π / 4 shift QPSK method) or the square addition unit 512 The output (square addition value | AB (m) | according to the DSTBC system) is plotted on the vertical axis.

図７（ａ）は、受信波がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波であるときの自乗演算部３１２の出力｜Ｃ（ｍ）｜２と自乗加算部５１２の出力｜ＡＢ（ｍ）｜の様子である。受信波がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波であるとき、自乗演算部３１２の出力｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸと自乗加算部５１２の出力｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸとの間に、ＣＭＡＸ＞ＡＢＭＡＸの関係にあることは明白であり、この時、方式判定部６１７は判定結果Ｑを出力する。 FIG. 7A shows the state of output | C (m) | 2 of square calculation unit 312 and output | AB (m) | of square addition unit 512 when the received wave is a π / 4 shift QPSK modulated wave. is there. When the received wave is a π / 4 shift QPSK modulated wave, the maximum value C MAX of the output | C (m) | 2 of the square calculation unit 312 and the maximum value AB MAX of the output | AB (m) | It is clear that C MAX > AB MAX , and at this time, the system determination unit 617 outputs the determination result Q.

図７（ｂ）は、受信波がＤＳＴＢＣ変調波であるときの自乗演算部３１２の出力｜Ｃ（ｍ）｜２と自乗加算部５１２の出力｜ＡＢ（ｍ）｜の様子である。受信波がＤＳＴＢＣ変調波であるとき、自乗演算部３１２の出力｜Ｃ（ｍ）｜２の最大値ＣＭＡＸと自乗加算部５１２の出力｜ＡＢ（ｍ）｜の最大値ＡＢＭＡＸとの間に、ＣＭＡＸ＜ＡＢＭＡＸの関係にあることは明白であり、この時、方式判定部６１７は判定結果Ｄを出力する。 FIG. 7B shows the state of the output | C (m) | 2 of the square calculation unit 312 and the output | AB (m) | of the square addition unit 512 when the received wave is a DSTBC modulated wave. When the received wave is a DSTBC modulated wave, between the maximum value C MAX of the output | C (m) | 2 of the square calculation unit 312 and the maximum value AB MAX of the output | AB (m) | , C MAX <AB MAX , it is clear that the method determination unit 617 outputs a determination result D at this time.

以上のように、本例では、列車無線システムを、ＤＳＴＢＣ方式を用いて無線通信を行う区間（明り区間）と、他の変調方式（π／４シフトＱＰＳＫ方式）を用いて無線通信を行う区間（地下区間）とを有する構成にリプレースするに際して、列車側の受信機において、列車の走行に伴う変調方式の変化を自動的に検知して復調処理の方式（復調方式）を切り替えることができる。また、従来、明り区間で用いられていたＬＣＸを空間波方式に変更するにあたり、空間波方式の区間ではＤＳＴＢＣ方式により送信ダイバーシチを行うようにすることで、空間波方式の区間においても同一波干渉を対策することができる。   As described above, in this example, the train wireless system is a section in which wireless communication is performed using the DSTBC system (light section) and a section in which wireless communication is performed using another modulation system (π / 4 shift QPSK system). When replacing with a configuration having (underground section), the receiver on the train side can automatically detect the change of the modulation method accompanying the traveling of the train and switch the demodulation processing method (demodulation method). In addition, when LCX used in the light period is changed to the spatial wave system, transmission diversity is performed by the DSTBC system in the spatial wave system, so that the same wave interference is also performed in the spatial wave system. Can take measures.

１０１：中央卓、 １０２：中央装置、 １０３，１０４，１０５，２０４，２０５：基地局、 １０８，２０８：移動局、 １０６ａ〜１０６ｆ，２０６ａ〜２０６ｃ：ＬＣＸ、 ２０７ａ〜２０７ｃ：アンテナ、
３０１：受信用アンテナ、 ３０２：受信部、 ３０３：Ａ／Ｄ変換器、 ３０４：直交検波部、 ３０５：ローパスフィルタ、 ３０６：ルートロールオフフィルタ、 ３０７：ダウンサンプル器、 ３０９：復号判定部、 ３１０：ＳＷテーブル部、 ３１１：相関演算部、 ３１２：自乗演算部、 ３１３：最大値検索部、 ３１４：タイミング検出部、 ３１５：タイミング生成部、
５０８：差動演算部、 ５１０ａ，５１０ｂ：ＳＷテーブル部、 ５１１ａ，５１１ｂ：相関演算部、 ５１２：自乗加算部、 ５１３：最大値検索部、
６１６ａ，６１６ｂ，６１６ｃ：方式切替部、 ６０９：復号判定部、 ６１７：方式判定部、 ６１８：相関演算制御部 101: Central table, 102: Central device, 103, 104, 105, 204, 205: Base station, 108, 208: Mobile station, 106a to 106f, 206a to 206c: LCX, 207a to 207c: Antenna,
301: Reception antenna 302: Reception unit 303: A / D converter 304: Quadrature detection unit 305: Low-pass filter 306: Root roll-off filter 307: Downsampler 309: Decoding determination unit 310 : SW table section, 311: correlation calculation section, 312: square calculation section, 313: maximum value search section, 314: timing detection section, 315: timing generation section,
508: Differential calculation unit 510a, 510b: SW table unit 511a, 511b: Correlation calculation unit 512: Square addition unit 513: Maximum value search unit
616a, 616b, 616c: method switching unit, 609: decoding determination unit, 617: method determination unit, 618: correlation calculation control unit

Claims (6)

ＤＳＴＢＣ方式及びＤＳＴＢＣ方式以外の所定の変調方式により変調された無線信号を受信して復調する受信機であって、
前記受信した無線信号について、ＤＳＴＢＣ方式における２種類のデータ系列に対応した２種類の相関演算を行う第１相関演算手段と、
前記受信した無線信号について、前記所定の変調方式に対応した相関演算を行う第２相関演算手段と、
前記第１相関演算手段による２種類の相関演算の結果のそれぞれの自乗値を加算した自乗加算値と前記第２相関演算手段による相関演算の結果の自乗値とを比較して、前記受信した無線信号の変調方式を判定する判定手段と、
前記判定手段による判定結果の変調方式に対応する復調処理を前記受信した無線信号に対して行う復調手段と、
を備えたことを特徴とする受信機。 A receiver that receives and demodulates a radio signal modulated by a predetermined modulation method other than the DSTBC method and the DSTBC method,
A first correlation calculation means for performing two types of correlation calculation corresponding to two types of data series in the DSTBC system for the received radio signal;
Second correlation calculation means for performing a correlation calculation corresponding to the predetermined modulation method for the received radio signal;
The square addition value obtained by adding the square values of the results of the two types of correlation calculation by the first correlation calculation means is compared with the square value of the result of the correlation calculation by the second correlation calculation means, and the received radio Determining means for determining a modulation method of the signal;
Demodulation means for performing demodulation processing on the received radio signal corresponding to the modulation method of the determination result by the determination means;
A receiver comprising: 請求項１に記載の受信機において、
前記受信した無線信号の同期ワードに基づいて同期状態を判定し、同期中である場合には、前記判定手段による判定結果に応じて前記第１相関演算手段又は前記第２相関演算手段のいずれか一方を動作させ、同期中から同期はずれへの移行中である場合に、前記第１相関演算手段と前記第２相関演算手段とを動作させるよう制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする受信機。 The receiver of claim 1,
A synchronization state is determined based on a synchronization word of the received radio signal, and when the synchronization is in progress, either the first correlation calculation unit or the second correlation calculation unit is determined according to a determination result by the determination unit. Control means is further provided for controlling one of the first correlation calculation means and the second correlation calculation means to operate when one of the two is operated and the transition from synchronization to loss of synchronization is in progress. Receiving machine. ＤＳＴＢＣ方式により変調された無線信号が送信される区間と、ＤＳＴＢＣ方式以外の所定の変調方式により変調された無線信号が送信される区間とが混在する路線を走行する列車に、ＤＳＴＢＣ方式及び前記所定の変調方式により変調された無線信号を受信して復調する受信機を設けた列車無線システムであって、
前記受信機は、
前記受信した無線信号について、ＤＳＴＢＣ方式における２種類のデータ系列に対応した２種類の相関演算を行う第１相関演算手段と、
前記受信した無線信号について、前記所定の変調方式に対応した相関演算を行う第２相関演算手段と、
前記第１相関演算手段による２種類の相関演算の結果のそれぞれの自乗値を加算した自乗加算値と前記第２相関演算手段による相関演算の結果の自乗値とを比較して、前記受信した無線信号の変調方式を判定する判定手段と、
前記判定手段による判定結果の変調方式に対応する復調処理を前記受信した無線信号に対して行う復調手段と、
を備えたことを特徴とする列車無線システム。 For a train traveling on a route in which a section in which a radio signal modulated by the DSTBC scheme is transmitted and a section in which a radio signal modulated by a predetermined modulation scheme other than the DSTBC scheme is transmitted, the DSTBC scheme and the predetermined A train radio system provided with a receiver that receives and demodulates a radio signal modulated by the modulation method of
The receiver
A first correlation calculation means for performing two types of correlation calculation corresponding to two types of data series in the DSTBC system for the received radio signal;
Second correlation calculation means for performing a correlation calculation corresponding to the predetermined modulation method for the received radio signal;
The square addition value obtained by adding the square values of the results of the two types of correlation calculation by the first correlation calculation means is compared with the square value of the result of the correlation calculation by the second correlation calculation means, and the received radio Determining means for determining a modulation method of the signal;
Demodulation means for performing demodulation processing on the received radio signal corresponding to the modulation method of the determination result by the determination means;
A train radio system characterized by comprising: 請求項３に記載の列車無線システムにおいて、
前記受信機は、前記受信した無線信号の同期ワードに基づいて同期状態を判定し、同期中である場合には、前記判定手段による判定結果に応じて前記第１相関演算手段又は前記第２相関演算手段のいずれか一方を動作させ、同期中から同期はずれへの移行中である場合に、前記第１相関演算手段と前記第２相関演算手段とを動作させるよう制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする列車無線システム。 In the train radio system according to claim 3,
The receiver determines a synchronization state based on a synchronization word of the received radio signal, and when in synchronization, the first correlation calculation unit or the second correlation is determined according to a determination result by the determination unit. Control means is further provided for controlling the first correlation calculation means and the second correlation calculation means to operate when any one of the calculation means is operated and when shifting from synchronization to non-synchronization. A train radio system. ＤＳＴＢＣ方式及びＤＳＴＢＣ方式以外の所定の変調方式により変調された無線信号を受信して復調する復調方法であって、
前記受信した無線信号について、ＤＳＴＢＣ方式における２種類のデータ系列に対応した２種類の相関演算と前記所定の変調方式に対応した相関演算とを行い、ＤＳＴＢＣ方式に対応した２種類の相関演算の結果のそれぞれの自乗値を加算した自乗加算値と前記所定の変調方式に対応した相関演算の結果の自乗値とを比較して、前記受信した無線信号の変調方式を判定し、当該判定結果の変調方式に対応する復調処理を前記受信した無線信号に対して行うことを特徴とする復調方法。 A demodulation method for receiving and demodulating a radio signal modulated by a predetermined modulation method other than the DSTBC method and the DSTBC method,
The received radio signal is subjected to two types of correlation calculations corresponding to two types of data sequences in the DSTBC system and a correlation calculation corresponding to the predetermined modulation system, and results of two types of correlation calculations corresponding to the DSTBC system Comparing the square addition value obtained by adding the square values of the two and the square value of the correlation calculation result corresponding to the predetermined modulation method, determining the modulation method of the received radio signal, and modulating the determination result A demodulation method, wherein demodulation processing corresponding to a method is performed on the received radio signal. 請求項５に記載の復調方法において、
前記受信した無線信号の同期ワードに基づいて同期状態を判定し、同期中である場合には、前記変調方式の判定結果に応じて前記ＤＳＴＢＣ方式に対応した相関演算又は前記所定の変調方式に対応した相関演算のいずれか一方を行い、同期中から同期はずれへの移行中である場合に、前記ＤＳＴＢＣ方式に対応した相関演算と前記所定の変調方式に対応した相関演算とを行うことを特徴とする復調方法。 The demodulation method according to claim 5, wherein
The synchronization state is determined based on the synchronization word of the received radio signal, and when synchronization is in progress, the correlation calculation corresponding to the DSTBC method or the predetermined modulation method is supported according to the determination result of the modulation method The correlation calculation corresponding to the DSTBC method and the correlation calculation corresponding to the predetermined modulation method are performed when any one of the correlation calculations is performed and the transition from synchronization to loss of synchronization is in progress. Demodulation method to do.
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