JP5761095B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の各端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、直流交流変換回路（インバータ）の出力電圧を指令値とすべく、時間周期のキャリアと指令値との大小比較に応じてインバータの操作信号を生成するＰＷＭ処理を行なうものもがある。この場合、インバータの出力電圧の１周期がキャリアの１周期と比較して十分に大きくない場合、インバータの出力電圧の指令値に対する誤差が大きくなる。そこで従来、たとえば下記特許文献１に記載されているように、出力電圧の周期が短くなる状況下、キャリアの１周期を出力電圧の周期の整数分の１とする同期ＰＷＭ処理に切り替えることも提案されている。

特許第４２０５１５７号公報

ところで、インバータを構成するスイッチング素子のオン・オフ操作に起因して電磁ノイズが生じる。そしてこのノイズが過度に大きくなる場合には、インバータの制御装置としての信頼性を低下させる懸念が生じる。これに対し、上記装置の場合、出力電圧の制御性を向上させることはできても、電磁ノイズ対策としては必ずしも十分とはいえない。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の各端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、回転機（１０）の各端子と直流電圧源（ＣＮＶ）の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ）を操作することで、前記回転機の制御量を制御する操作手段（３０）を備え、前記操作手段は、前記回転機の制御量を制御するために前記直流交流変換回路の出力電圧を操作すべく、前記出力電圧の周期に対してランダムに前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える非同期制御手段と、前記非同期制御手段による前記スイッチング素子の操作に伴う電磁ノイズのうち前記出力電圧の周波数である電源角周波数に依存して極大となる周波数が、規定周波数以上となって且つその極大の値が規定値以上となることを回避する回避手段と、を備えることを特徴とする。

スイッチング素子のスイッチングに起因した電磁ノイズは、スイッチング周波数に起因するものの、厳密には、この周波数から電源角周波数に応じた周波数だけ離間して極大となる成分があることが発明者らによって見出されている。ここで、電源角周波数と比較してスイッチング周波数の方が十分に大きい場合、この成分は、スイッチング周波数とは周波数が僅かに異なるものとなる。そして、このノイズがスイッチング周波数のみに依存するものとみなす近似で、規定周波数にかからないようにしつつ出力電圧の制御性を向上させるためにスイッチング周波数を極力高周波としたとすると、実際にはこのノイズが規定周波数にかかるおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、回避手段を設けた。

第２の発明は、回転機（１０）の各端子と直流電圧源（ＣＮＶ）の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ）を操作することで、前記回転機の制御量を制御する操作手段（３０）を備え、前記操作手段は、前記回転機の制御量を制御するために前記直流交流変換回路の出力電圧を操作すべく、前記回転機の端子を流れる電流の周期に対してランダムに前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える非同期制御手段と、前記回転機の制御量を制御するために前記直流交流変換回路の出力電圧を操作すべく、前記回転機の端子を流れる電流の周期またはその整数分の１の周期に同期して前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える同期制御手段と、前記非同期制御手段による制御から前記同期制御手段による制御に切り替える切替手段とを備え、前記切替手段は、前記回転機のトルク、前記直流交流変換回路の出力電流、および入力電圧の少なくとも１つを入力とし、前記切り替えを行なうことを特徴とする。

回転機のトルク、前記直流交流変換回路の出力電流、および入力電圧は、直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング損失やスイッチングに伴う電磁ノイズと相関を有するパラメータである。ここで、非同期制御手段による制御時にスイッチング損失や電磁ノイズが大きくなる場合、スイッチング周波数を低下させれば、スイッチング損失を低減させたり、電磁ノイズのピーク周波数を低下させたりすることができるものの、この場合、出力電圧の制御性が低下する。一方、同期制御手段を用いることで、非同期制御手段を用いた場合と比較して、スイッチング頻度を低下させつつも出力電圧の制御性の低下を緩和できる。上記発明では、この点に鑑み、非同期制御手段による制御から同期制御手段による制御への切替を、スイッチング損失と相関を有するパラメータに基づき行なう。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるモータジェネレータの動作領域を示す図。 同実施形態の非同期ＰＷＭ処理によって生じる電磁ノイズを示す図。 同実施形態にかかる同期ＰＷＭ処理への切り替え処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる同期ＰＷＭ処理への切り替え処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる同期ＰＷＭ処理への切り替え処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる同期ＰＷＭ処理への切り替え処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる同期ＰＷＭ処理への切り替え処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶおよび昇圧コンバータＣＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＮＶは、コンデンサ１６と、コンデンサ１６に並列接続された一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎと、一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点と高電圧バッテリ１２の正極とを接続するリアクトル１４とを備えている。そして、スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン・オフによって、高電圧バッテリ１２の電圧（例えば百Ｖ以上）を所定の電圧（例えば「６６６Ｖ」）を上限として昇圧するものである。

一方、インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ，ｃ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

制御装置３０は、インバータＩＮＶやコンバータＣＮＶを操作対象とし、モータジェネレータ１０の制御量を制御する装置である。図では、特に、制御装置３０の行なう処理のうち、モータジェネレータ１０の制御量の制御に関する処理をブロック図にて示している。

すなわち、指令電流設定部３２では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づき、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を設定する。ここでは、最小電流最大トルク制御を行なうための電流を指令値として設定する。一方、回転座標変換部３４では、電流センサ２２によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。電流制御器３６では、実電流ｉｄを指令電流ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、指令電圧ｖｄ＊を算出するとともに、実電流ｉｑを指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、指令電圧ｖｑ＊を算出する。

３相固定座標変換部３８では、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を、３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。

ＰＷＭ処理部４０では、インバータＩＮＶの出力電圧を指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊とするための操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。ここでの操作信号ｇ￥＃の生成処理は、ＰＷＭ処理である。これは、非同期キャリア生成部４２または同期キャリア生成部４６の搬送波（キャリア信号Ｓｃ）を用いて行われる。本実施形態では、キャリア信号Ｓｃを、漸増速度と漸減速度とが等しい三角波としている。

非同期キャリア生成部４２では、所定時間周期のキャリア信号Ｓｃを生成する。これに対し、同期キャリア生成部４６では、回転角度センサ２０によって検出された回転角度θの時間微分値としての回転速度（速度算出部４４の出力値）に基づき、１電気角周期がキャリア信号Ｓｃの周期の整数倍となるように、キャリア信号Ｓｃを生成する。これら非同期キャリア生成部４６および同期キャリア生成部４６のいずれのキャリア信号Ｓｃが用いられるかは、セレクタ４８によって切り替えられる。

ＰＷＭ処理部４０では、まず、指令電圧ｖ￥＊を、電圧センサ２４によって検出されるインバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）によって規格化することで、Ｄｕｔｙ信号Ｄ￥＊を生成する。次に、Ｄｕｔｙ信号Ｄ￥＊とキャリア信号Ｓｃとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇ￥を生成する。そして、ＰＷＭ信号ｇ￥の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させた信号を、上側アームの操作信号ｇ￥ｐとする。また、ＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させた信号を、下側アームの操作信号ｇ￥ｎとする。

なお、本実施形態では、電流センサ２２の検出値のサンプリング周期や指令電圧ｖ￥＃の更新周期を、キャリア信号Ｓｃの周期とする。

図２に、本実施形態にかかるモータジェネレータ１０の動作領域を示す。ここでは、縦軸をトルクＴｒｑとして且つ、横軸を電気角速度ωとしている。図示されるように、電気角速度ωが比較的低い領域では、トルクＴｒｑの最大値が一定値とされている。この最大値は、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の許容最大電流によって定まる。これに対し、電気角速度ωが高い領域では、電気角速度ωの上昇に伴ってトルクＴｒｑが低下している。これは、インバータＩＮＶの出力可能な電圧によって生成可能なトルクＴｒｑの最大値が電気角速度ωの上昇とともに低下することに対応している。なお、回転速度がある程度高い領域では、周知の弱め界磁制御等がなされるが、これについては、図１のブロック図としての記載を省略している。

ここで、上記非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃは、低回転速度領域において用いられ、同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃは、高回転速度領域において用いられる。ここで、同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃへの切替は、通常、非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃの周期と１電気角周期との差が縮まることに起因して、操作信号ｇ￥＃が指令電圧ｖ￥＊を模擬する精度が低下する場合になされる。ただし、本実施形態では、これとは別の用途で同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃへの切り替えを行なう。以下、これについて説明する。

図３に、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のオン・オフ操作によって生じる電磁ノイズの１次成分を示す。図示されるように、電磁ノイズの１次成分は、キャリア信号Ｓｃの周波数（キャリア周波数ｆｃ）よりも僅かに離れた周波数である「２・（ｆｃ−ω／２π）」と「２・（ｆｃ＋ω／２π）」とにおいて極大となる成分が生じる。これは、電気角速度ωに依存して周波数「２・ｆｃ」付近に生じるノイズであり、以下では、これを速度依存ノイズという。

この速度依存ノイズの周波数は、キャリア周波数ｆｃに応じた周波数「２・ｆｃ」との周波数差が非常に小さく、通常、キャリア周波数ｆｃの十分の１以下である。しかし、ノイズ規制等、所定の周波数ノイズを規定値以下とする要請を満たす上では、速度依存ノイズが、モータジェネレータ１０の制御処理の設計に際して大きな制約となり得る。

すなわち、たとえば、図３に示すように、規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについてその大きさの上限値の制約が厳しいとする。以下では、規定周波数ｆ１を、仮に「９ｋＨｚ」とする。ところで、インバータＩＮＶの出力電圧を指令電圧ｖ￥＊に高精度に制御するうえでは、非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃのキャリア周波数ｆｃは高いほどよい。ここで、キャリア周波数ｆｃを「４．１〜４．４ｋＨｚ」とする場合、スイッチングに伴うノイズが極大となる周波数を「２・ｆｃ」とみなす近似では、上記規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約を満たすことが可能である。ただし、この場合であっても、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズについては、上記規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約を満たさないおそれがある。すなわちたとえば、非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃを用いる領域における電気角周波数「ω／２π」がせいぜい「４００Ｈｚ」以下であるとする。しかし、この場合であっても、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズについては、上記規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約を満たさないおそれがある。

そこで本実施形態では、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズが規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約に抵触しないように、電気角速度ωに応じてキャリア周波数ｆｃを低下させる。この際、非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃから同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃに切り替える。これは、インバータＩＮＶの出力電圧が指令電圧ｖ￥＊を模擬する精度が低下する事態を極力抑制するための設定である。すなわち、非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃのキャリア周波数ｆｃを低下させる場合には、インバータＩＮＶの出力電圧が指令電圧ｖ￥＊を模擬する精度の低下を招くものの、同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃに切り替えることで、キャリア周波数ｆｃを低下させることによる上記模擬する精度の低下を抑制することができる。

図４に、本実施形態にかかる非同期キャリア生成部４２のキャリア信号Ｓｃを用いたＰＷＭ処理（非同期ＰＷＭ処理）から、同期キャリア生成部４６のキャリア信号Ｓｃを用いたＰＷＭ処理（同期ＰＷＭ処理）への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、非同期ＰＷＭ処理がなされているか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、電気角速度ωが閾値速度ωｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズが規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約に抵触するおそれがあるか否かを判断するためのものである。ここで、閾値速度ωｔｈは、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」が規定周波数ｆ１となるときの電気角速度ωよりも小さい値に設定されている。

ステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において同期ＰＷＭ処理に切り替える。なお、ステップＳ１４の処理が完了する場合や、ステップＳ１０，Ｓ１２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズが規定周波数ｆ１以上の電磁ノイズについての制約に抵触するおそれがあると判断される場合、同期ＰＷＭ処理に切り替えてスイッチング周波数を低下させることで、抵触する事態を回避しつつもインバータＩＮＶの出力電圧の精度の低下を十分に抑制することができる。ちなみに、上記において１次のノイズのみを考慮したのは、高次のノイズは、その大きさが１次のものと比較して小さくなるためである。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかる非同期ＰＷＭ処理から同期ＰＷＭ処理への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図５において、先の図４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルノルムが規定値Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、上記周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの大きさが規定値以上となるか否かを判断するためのものである。これは、上記速度依存ノイズの大きさが、スイッチング素子Ｓ￥＃のオン・オフによって遮断される電流の大きさに依存することに鑑みたものである。上記規定値Ｉｔｈは、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの大きさが規定値以上となる下限値以下に設定される。

ステップＳ２０において否定判断される場合、ステップＳ２２において、電源電圧ＶＤＣが閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、上記周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの大きさが規定値以上となるか否かを判断するためのものである。これは、上記速度依存ノイズの大きさが、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング状態の切り替えに際してその流通経路の端部（コレクタおよびエミッタ）間に印加される電圧の大きさに依存することに鑑みたものである。上記閾値電圧Ｖｔｈは、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの大きさが規定値以上となる下限値以下に設定される。

上記ステップＳ２０またはステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ１２に移行し、ステップＳ１２において肯定判断される場合にステップＳ１４に移行する。そして、ステップＳ１４の処理が完了する場合や、ステップＳ１０、Ｓ１２，Ｓ２２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥＃によって遮断される電力の大きさに基づき、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの大きさが規定値以上となるか否かを判断することで（ステップＳ２０，Ｓ２２）、電磁ノイズを抑制する観点にとって同期ＰＷＭ処理への不必要な切り替えを回避することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる非同期ＰＷＭ処理から同期ＰＷＭ処理への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６において、先の図５に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ２０またはステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、同期ＰＷＭ処理に切り替える。すなわち、本実施形態では、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの周波数帯域の判断をすることなく、その大きさが規定値以上となると判断される場合に、同期ＰＷＭ処理に切り替える。ここで、同期ＰＷＭ処理におけるキャリア周波数ｆｃは、同期ＰＷＭ処理のなされる領域における電気角速度ωの最大値となったとしても、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」が規定周波数ｆ１未満となるように設定する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかる非同期ＰＷＭ処理から同期ＰＷＭ処理への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図７において、先の図６に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、同期ＰＷＭ処理に切り替える。すなわち、本実施形態においても、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」の速度依存ノイズの周波数帯域の判断をすることなく、その大きさが規定値以上となると判断される場合に、同期ＰＷＭ処理に切り替える。ここで、同期ＰＷＭ処理におけるキャリア周波数ｆｃは、同期ＰＷＭ処理のなされる領域における電気角速度ωの最大値となったとしても、周波数「２・（ｆｃ＋ω／２π）」が規定周波数ｆ１未満となるように設定する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかる非同期ＰＷＭ処理から同期ＰＷＭ処理への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図８において、先の図６に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ２０またはステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、同期ＰＷＭ処理に切り替える。ここで、ステップＳ１２において否定判断される状況であっても、ステップＳ２０において肯定判断されることで同期ＰＷＭ処理に移行し、スイッチング周波数（キャリア周波数ｆｃ）を低下させるのは、スイッチング損失を低減するためである。すなわち、スイッチング素子Ｓ￥＃が遮断する電流が大きい場合、速度依存ノイズが大きくなるのみならず、スイッチング損失が増大する。このため、スイッチング損失を低減するうえでも、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ１４において同期ＰＷＭ処理に切り替える。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

ノルム設定部５０では、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωとインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎとの関係を記憶したマップを用い、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωを入力としてノルムＶｎを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。なお、ここでのノルムＶｎは、指令電流設定部３２によって設定される指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と同一の要求事項を満たすように設計されている。すなわち、最小電流最大トルク制御を実現可能なように設計されている。

偏差算出部５２では、ｑ軸の実電流ｉｑと指令電流ｉｑ＊との差を算出する。

位相設定部５４では、偏差算出部５２の出力値に基づき、ｑ軸の実電流ｉｑを指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として位相δを算出する。この位相δは、実電流ｉｑと指令電流ｉｑ＊との差を入力とする比例要素と積分要素との各出力の和として算出されるものである。

そして、パターン操作部５６では、上記位相設定部５４の設定する位相δと、ノルム設定部５０の出力するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。詳しくは、パターン操作部５６は、変調率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。

パターン操作部５６では、電源電圧ＶＤＣとノルムＶｎとに基づき、変調率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記変調率の上限は、矩形波制御時の変調率である「１．２７」とされている。このため、変調率が最大値「１．２７」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間との一対の期間について、それらが１回ずつ生じる波形（１パルス波形）が選択される。

こうして操作信号波形が選択されると、パターン操作部５６では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部５４の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。

切替部５８では、ＰＷＭ処理部４０の操作信号ｇ￥＃とパターン操作部５６の操作信号ｇ￥＃とのいずれを用いるかを切り替える。

こうした構成において、本実施形態では、先の図４のステップＳ１２において肯定判断される場合、ＰＷＭ処理部４０の操作信号ｇ￥＃からパターン操作部５６の操作信号ｇ￥＃へと切り替える。ここで、パターン操作部５６が記憶する操作信号波形は、電磁ノイズが規定周波数ｆ１以上となる成分についてその大きさを低減することができるように、予め適合されている。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「切替手段について」
電源角周波数と相関を有するパラメータとしては、同期機の電気角速度ωに限らず、たとえばインバータＩＮＶの出力電圧ベクトル（ｖｄ＊，ｖｑ＊）のノルムであってもよい。これは、電気角速度ωが大きいほど誘起電圧が大きくなるために、出力電圧ベクトルのノルムが大きくなることに鑑みたものである。

先の第２の実施形態（図５）において、ステップＳ２０，Ｓ２２，Ｓ１２の処理のいずれかで肯定判断される場合に、ステップＳ１４に移行し同期ＰＷＭ処理に切り替えるものであってもよい。ただしこの場合、ステップＳ２０，Ｓ２２で肯定判断されることは、スイッチング損失が増大すると判断されることを意味する。

同期ＰＷＭ処理によってスイッチング損失が大きくなるか否かを判断する判断手段としては、先の第５の実施形態（図８）で例示したもの等に限らない。たとえば、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）のノルムが規定値以上であることと、電源電圧ＶＤＣが規定電圧以上であることとの論理積が真である場合に、スイッチング損失が大きくなると判断するものであってもよい。なお、出力電流のベクトルノルムに関する情報を取得するうえでの入力パラメータとしては、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に限らず、たとえば実電流ｉｄ，ｉｑであってもよい。さらに、出力電流ベクトルのｑ軸成分の絶対値やｄ軸成分の絶対値と、出力電流の絶対値との間には正の相関があることに鑑みれば、ｑ軸電流の大きさやｄ軸電流の大きさであってもよい。ただし、回転機として表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）を用いて最小電流最大トルク制御を行なう場合等、出力電流ベクトルのｄ軸成分の絶対値と出力電流の絶対値との間に正の相関がない場合には、ｄ軸電流の大きさを用いることは回避する。また、出力電流ベクトルノルムと、モータジェネレータ１０のトルクとの間にも正の相関があることから、トルク指令値Ｔｒｑ＊や、電流に基づき推定される推定トルクを用いてもよい。

上記第５の実施形態（図８）のステップＳ２０の処理は、規定周波数ｆ１のノイズ対策とは独立に、スイッチング損失が大きくなるか否かを判断する手段である。そして、スイッチング損失の増大を抑制する目的が、スイッチング素子Ｓ￥＃の温度上昇を制限することにあることに鑑みれば、ステップＳ２０において肯定判断された場合であっても、スイッチング素子Ｓ￥＃の温度が低い場合には、同期ＰＷＭ処理への切替を行なわない変更も可能である。

上述した切替手段の実施形態では、規定周波数ｆ１のノイズ対策とは独立に、スイッチング損失低減の目的で同期ＰＷＭ処理に切り替えスイッチング頻度を低下させるものを記載した。これからわかるように、切替手段としては、規定周波数ｆ１のノイズ対策と無関係に、損失低減の目的で同期ＰＷＭ処理に切り替える処理のみを行なう手段を構成可能であることも明らかである。この場合、同期ＰＷＭ処理に切り替えるものに限らず、スイッチング損失を低減できるものであればよい。ただし、切替によって出力電圧の制御性が低下するなら、スイッチング素子Ｓ￥＃の温度が過度に高くない場合には、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）のノルムが規定値以上であったり、電源電圧ＶＤＣが規定電圧以上であったりしても、電気角速度が高い場合には、同期ＰＷＭ処理への切替を禁止することが望ましい。

「非同期制御手段について」
指令電圧ｖ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）の更新周期とキャリア信号Ｓｃの更新周期とを一致させるものに限らない。たとえば、キャリア信号Ｓｃの更新周期よりも指令電圧ｖ￥＃の更新周期の方が短いものであってもよい。

基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃とキャリア信号Ｓｃとの大小比較を行なうものに限らない。たとえば、基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃を２相変調したものや、基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃に３次高調波を重畳したものとキャリア信号Ｓｃとの大小比較を行なうものであってもよい。

「同期ＰＷＭ処理手段について」
指令電圧ｖ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）の更新周期とキャリア信号Ｓｃの更新周期とを一致させるものに限らない。たとえば、キャリア信号Ｓｃの更新周期よりも指令電圧ｖ￥＃の更新周期の方が短いものであってもよい。

基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃とキャリア信号Ｓｃとの大小比較を行なうものに限らない。たとえば、基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃を２相変調したものや、基本波電圧としての指令電圧ｖ￥＃に３次高調波を重畳したものとキャリア信号Ｓｃとの大小比較を行なうものであってもよい。

「パターン波形制御手段について」
ｑ軸の実電流ｉｄを指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御すべく、インバータＩＮＶの出力電圧の位相δを操作するものに限らない。たとえば、実電流ｉｄ，ｉｑによって推定されるトルク（推定トルクＴｒｑ）をトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック制御すべく、インバータＩＮＶの出力電圧の位相δを操作するものであってもよい。

「回転機について」
ＩＰＭＳＭに限らないことについては、「切替手段について」の欄に記載したとおりである。

また、同期機にも限らない。ただし、誘導機に適用する場合、回避手段が問題とすべきノイズは、キャリア周波数ｆｃよりも電源角周波数だけ高いノイズであって、電気角周波数だけ高いノイズとはならないことに留意する。ちなみに、同期機では、電気角周波数と電源角周波数とが一致する。

なお、車載主機にも限らず、たとえば車載空調装置内のコンプレッサに内蔵される電動機であってもよい。また、３相回転機にも限らず、５相回転機等であってもよい。

「直流交流変換回路（ＩＮＶ）について」
スイッチング素子Ｓ￥＃としては、ＩＧＢＴに限らず、たとえばＭＯＳ電界効果トランジスタ等であってもよい。また、コンバータＣＮＶを直流電圧源とするものに限らず、高電圧バッテリ１２を直流電圧源とするものであってもよい。

「そのほか」
電流の指令値としては、最小電流最大トルク制御を実現するためのものに限らない。

１０…モータジェネレータ、４２…非同期キャリア生成部、４６…同期キャリア生成部、ＩＮＶ…インバータ。

Claims (6)

1. 回転機（１０）の各端子と直流電圧源（ＣＮＶ）の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ）を操作することで、前記回転機の制御量を制御する操作手段（３０）を備え、
   前記操作手段は、
   前記回転機の制御量を制御するために前記直流交流変換回路の出力電圧を操作すべく、前記出力電圧の周期に対してランダムに前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える非同期制御手段と、
   前記非同期制御手段による前記スイッチング素子の操作に伴う電磁ノイズのうち前記出力電圧の周波数である電源角周波数に依存して極大となる周波数が、規定周波数以上となって且つその極大の値が規定値以上となることを回避する回避手段と、
   を備え、
   前記回避手段は、
   前記回転機の制御量を制御するために前記直流交流変換回路の出力電圧を操作すべく、前記出力電圧の周期またはその整数分の１の周期に同期して前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える同期制御手段と、
   前記非同期制御手段による制御から前記同期制御手段による制御に切り替える切替手段とを備え、
   前記非同期制御手段による制御から前記同期制御手段による制御に切り替えることで、前記回避を行なうことを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記非同期制御手段は、前記スイッチング素子の操作をＰＷＭ処理にて行なうものであり、
   前記極大となる周波数が、前記ＰＷＭ処理のキャリア周波数に前記電源角周波数を加算した値の２倍であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記切替手段は、前記回転機のトルク、前記直流交流変換回路の出力電流、および入力電圧の少なくとも１つを入力とし、前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
4. 前記切替手段は、前記直流交流変換回路の出力電圧の周波数および前記出力電圧の大きさの少なくとも一方を入力とし、前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記同期制御手段は、前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを前記回転機の電気角に応じて定めるパターン波形制御手段（５６）であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記同期制御手段は、前記出力電圧の周期の整数分の１の周期を有する搬送波と、前記制御量に制御するための操作量としての指令電圧との大小比較に基づき前記スイッチング素子を操作する同期ＰＷＭ処理手段（４０）であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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