JP5758140B2 - Motor control device and motor control method - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御装置、モータ制御方法に関する。 The present invention relates to a motor control device and a motor control method.
モータが有するロータの回転角度位置を検出する角度検出装置として、レゾルバと角度検出回路とを組み合わせて回転角度を検出する角度検出装置が用いられている。レゾルバは、ロータコイルとステータコイルとの位相差によりロータの回転角度を検出する回転検出装置である。レゾルバは、互いに直角に配置された2つのステータコイルに位相が90度ずれた2相の正弦波信号(Esinωt,Ecosωt(Eは正弦波の振幅、ωは角速度))を印加することで、回転磁界を生じる。この磁界中に、互いに直角に置かれた2つのロータコイルに、それぞれのコイルに位相差のある電圧(Esin(ωt+θ),Ecos(ωt+θ))が発生する。このロータコイルの出力を用いて回転角度θを検出している。 As an angle detection device that detects a rotation angle position of a rotor of a motor, an angle detection device that detects a rotation angle by combining a resolver and an angle detection circuit is used. The resolver is a rotation detection device that detects the rotation angle of the rotor based on the phase difference between the rotor coil and the stator coil. The resolver rotates by applying a two-phase sine wave signal (Esin ωt, Ecos ωt (E is the amplitude of the sine wave, ω is an angular velocity)) that is 90 degrees out of phase to two stator coils arranged at right angles to each other. Generates a magnetic field. In this magnetic field, voltages (Esin (ωt + θ), Ecos (ωt + θ)) having a phase difference between the two coils are generated in two rotor coils placed at right angles to each other. The rotation angle θ is detected using the output of the rotor coil.
しかしながら、このレゾルバの出力をそのまま角度検出情報として使用した場合、レゾルバによる誤差や検出された信号を処理する回路が有する誤差により、制御されるモータにトルク変動や速度変動が生じていた。
このため、特許文献1に記載の発明では、レゾルバが特定の角度における擬似位置信号を生成し、生成した擬似位置信号を用いて角度検出誤差、角度検出精度を算出し、算出した結果に基づいて角度検出値の誤差を補正している。
However, when this resolver output is used as it is as angle detection information, torque fluctuations and speed fluctuations have occurred in the controlled motor due to errors due to the resolver and errors in the circuit that processes the detected signal.
Therefore, in the invention described in
しかしながら、特許文献1に記載の発明では、擬似位置信号を生成して、生成した擬似位置信号を用いて補正を行っているため、特定の角度以外の回転位置における検出誤差を減少できない場合があるという問題点があった。また、それ以外の角度は補間して補正する場合にも、基本波成分誤差,二次高調波成分誤差などに限られていた。
However, in the invention described in
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、レゾルバの検出角度に対応しない誤差に対しても検出精度が向上することが可能なモータ制御装置、モータ制御方法を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a motor control device and a motor control method capable of improving detection accuracy even for errors not corresponding to the detection angle of the resolver. It is an object.
上記目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、微分係数が不連続な点を有する角度検出信号を検出して出力する角度検出部と、前記検出された角度検出信号の不連続点を検出する不連続点検出部と、前記検出された不連続点近傍の角度検出信号を、前記不連続点以前のランプ波形の角度検出信号に置換して出力する置換部と、前記角度検出部の出力信号または前記置換された出力信号を、基準値と比較し直線近似により制御信号を算出する制御信号算出部と、を備え、前記置換部は、前記角度検出信号から現在の回転角度を検出し、前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較し、前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度が、前記現在の回転角度より小さい角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度加算して補正し、前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行い、または、前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較し、前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度が、前記現在の回転角度より大きな角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度減算して補正し、前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行うことを特徴としている。 In order to achieve the above object, a motor control device according to the present invention includes an angle detection unit that detects and outputs an angle detection signal having a point having a discontinuous differential coefficient, and a discontinuous point of the detected angle detection signal. A discontinuous point detecting unit for detecting, an angle detecting signal in the vicinity of the detected discontinuous point is replaced with an angle detecting signal of a ramp waveform before the discontinuous point and output; and A control signal calculation unit that compares the output signal or the replaced output signal with a reference value and calculates a control signal by linear approximation, and the replacement unit detects a current rotation angle from the angle detection signal. The detected angle obtained by adding 180 degrees to the rotation angle at the sampling time immediately before the current time is compared with the current rotation angle, and added to the rotation angle at the sampling time one time before the current time. When the detected angle is smaller than the current rotation angle, correction is performed by adding 360 degrees to the rotation angle at the sampling time for each of a predetermined number of two or more from the previous one, and the current Approximate interpolation is performed with respect to the rotation angle, and the predetermined number of corrected rotation angles, or a detection angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time immediately before the current time, and the current rotation angle, When the detected angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time one time before the current is larger than the current rotation angle, a predetermined number of two or more from the current time Each is corrected by subtracting 360 degrees from the rotation angle at the sampling time, and the current rotation angle and the corrected number of rotations are corrected. It is characterized by performing approximate interpolation with respect to the angle.
本発明によれば、検出角度に対応しない誤差に対しても検出精度が向上することが可能な角度検出装置、角度検出方法を実現することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the angle detection apparatus and angle detection method which can improve a detection precision also with respect to the error which does not respond | correspond to a detection angle are realizable.
以下、図面を用いて本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、本発明は係る実施形態に限定されず、その技術思想の範囲内で種々の変更が可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to the embodiment which concerns, A various change is possible within the range of the technical thought.
[第1実施形態]
モータ制御装置は、例えば産業車両や電気自動車、ハイブリッド自動車、電車、船舶、飛行機、発電システム等において、電池セルから電力の供給を受けてモータを制御する装置である。
[First Embodiment]
The motor control device is a device that controls the motor by receiving power supplied from a battery cell, for example, in an industrial vehicle, an electric vehicle, a hybrid vehicle, a train, a ship, an airplane, a power generation system, or the like.
まず、モータ制御装置の概略動作について説明する。
電気モータを動力とする電気自動車や、内燃機関と電気モータを併用して動力とするハイブリッド自動車(以下、「電気自動車等」という)では、電力利用効率を高めるため、モータ制御装置が、3相の駆動電流を制御する際にパルス幅を変調させるパルス幅変調制御(PWM(Pulse Width Modulation)制御)を用いている。
電気自動車等では主に永久磁石同期モータが用いられ、そのモータには、回転に同期した3相電流が流される。その3相電流をPWM制御するために、キャリア信号と呼ばれる一定の周波数の電気パルスが用いられる。この場合、駆動電流は、キャリア信号のタイミングに合わせてパルス幅が変調された矩形波としてモータに供給され、モータのインダクタンスによって正弦波の3相電流となる。
そして、このようなモータ制御装置では、モータに流れる電流が、入力されたトルク指令のトルクになるようにフィードバックを用いたPI(Proportional Integral;比例積分)制御により制御している。また、PI制御では、モータへ供給する3相をd軸q軸の2軸座標へと座標変換し、d軸q軸の2相にて制御する。
First, a schematic operation of the motor control device will be described.
In an electric vehicle powered by an electric motor and a hybrid vehicle powered by using an internal combustion engine and an electric motor together (hereinafter referred to as “electric vehicle etc.”), the motor control device has a three-phase structure in order to increase the power use efficiency. Pulse width modulation control (PWM (Pulse Width Modulation) control) is used to modulate the pulse width when controlling the drive current.
In an electric vehicle or the like, a permanent magnet synchronous motor is mainly used, and a three-phase current synchronized with the rotation is passed through the motor. In order to PWM control the three-phase current, an electric pulse having a constant frequency called a carrier signal is used. In this case, the drive current is supplied to the motor as a rectangular wave whose pulse width is modulated in accordance with the timing of the carrier signal, and becomes a three-phase current of a sine wave due to the inductance of the motor.
In such a motor control device, control is performed by PI (Proportional Integral) control using feedback so that the current flowing through the motor becomes the torque of the input torque command. In the PI control, the three phases supplied to the motor are coordinate-converted to the two-axis coordinates of the d-axis and q-axis, and the control is performed with the two phases of the d-axis and q-axis.
図1は、本実施形態のモータ制御装置を示す制御ブロック図である。
図1に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置10は、レゾルバ30、角度検出部12、角度補正部13、速度計算部14、電流指令部16、3相/2相変換部18、電流PI制御部20、2相/3相変換部22、デューティ計算部24、電力変換部26、電流検出器28を備えている。また、モータ制御装置10は、モータMを制御する。
FIG. 1 is a control block diagram showing a motor control device of the present embodiment.
As shown in FIG. 1, the
モータMは、3相モータであり、電力変換部26から出力される駆動電流により駆動される。モータMには、レゾルバ30が取り付けられている。
角度検出部12は、レゾルバ30が出力する検出信号に基づき、各瞬間におけるモータMの回転角度をサンプリング時刻毎に検出し(以下、検出した回転角度を検出角度という)、検出した検出角度を角度補正部13に出力する。なお、サンプリング周波数は、例えば、5[KHz]である。
角度補正部13は、後述するように、検出した検出角度を補正して角度測定信号θを算出する。角度補正部13は、算出した角度測定信号θを、速度計算部14、3相/2相変換部18、および2相/3相変換部22に出力する。
速度計算部14は、角度補正部13が出力する角度測定信号θから、モータMの回転子の角速度ωを計算し、計算した角速度ωを電流指令部16に出力する。
The motor M is a three-phase motor and is driven by a drive current output from the
The
As will be described later, the
The
電流検出器28は、モータMに対する3相の電流Iu、Iv、Iwを検出し、検出した3相の電流Iu、Iv、Iwを3相/2相変換部18に出力する。
3相/2相変換部18には、電流検出器28が出力する3相の電流Iu、IvおよびIwが入力される。3相/2相変換部18は、電流検出器28が出力する3相の電流Iu、IvおよびIwを、2相のd軸成分Idおよびq軸成分Iq(以下、検出電流という)に変換する。3相/2相変換部18は、変換した検出電流IdおよびIqを電流PI制御部20に出力する。なお、d軸成分の電流(d軸電流)とは、d軸を磁束の向きに取った場合、流れている電流のうち、モータMに磁束を発生させるのに使われている成分(励磁電流成分)である。また、q軸成分の電流(q軸電流)とは、流れている電流のうち負荷のトルクに対応した成分である。
なお、本明細書では、指令値や指令信号には「*」を右上に付した変数によって表す。
The
Three-phase currents Iu, Iv, and Iw output from the
In the present specification, the command value and command signal are represented by a variable with “*” in the upper right.
電流指令部16には、自動車の場合にはスロットルペダルの開度などに関連付けられたトルク指令と、速度計算部14から出力される角速度ωとが入力される。トルク指令は、モータに発生させるトルクを指令するものである。電流指令部16は、このトルク指令の値と角速度ωから、d軸成分およびq軸成分を持つ2相の指令電流(以下、指令電流という)Id*およびIq*を生成する。電流指令部16は、生成した指令電流Id*およびIq*を、電流PI制御部20に出力する。電流指令部16は、入力されたトルク指令と角速度ωに対応するd軸およびq軸の指令電流Id*およびIq*を生成する。
In the case of an automobile, the
電流PI制御部20には、電流指令部16が出力する指令電流Id*およびIq*と、3相/2相変換部18が出力する検出電流IdおよびIqとが入力される。電流PI制御部20は、制御変数である検出電流IdおよびIqが、指令電流Id*およびIq*に応じた値になるように、モータMに流れる電流Iu、IvおよびIwを制御する。
電流PI制御部20は、入力された指令電流Id*およびIq*から、それぞれ検出電流IdおよびIqを減算して、偏差ΔIdおよびΔIqを算出する。電流PI制御部20は、算出した偏差ΔIdおよびΔIq用いて、次式(1)〜(2)により、d軸の指令電圧Vd*、q軸の指令電圧Vq*を算出する。電流PI制御部20は、算出した指令電圧Vd*およびVq*を、2相/3相変換部22に出力する。
The current
Current
Vd*=Kp×ΔId+Ki×∫(ΔId)dt ・・・(1) Vd * = Kp × ΔId + Ki × ∫ (ΔId) dt (1)
Vq*=Kp×ΔIq+Ki×∫(ΔIq)dt ・・・(2) Vq * = Kp × ΔIq + Ki × ∫ (ΔIq) dt (2)
なお、式(1)、(2)において、係数Kp、Kiは、予め設定されている係数である。 In equations (1) and (2), coefficients Kp and Ki are coefficients set in advance.
2相/3相変換部22には、電流PI制御部20が出力する指令電圧Vd*および指令電圧Vq*と、角度補正部13が出力する角度測定信号θとが入力される。2相/3相変換部22は、入力された角度測定信号θを用いて、入力された指令電圧Vd*および指令電圧Vq*を座標変換し、3相の指令電圧Vu*、Vv*、Vw*を算出する。2相/3相変換部22は、算出した3相の指令電圧Vu*、Vv*、Vw*をデューティ計算部24に出力する。
The 2-phase / 3-
デューティ計算部24には、2相/3相変換部22が出力する3相の指令電圧Vu*、Vv*、Vw*が入力される。デューティ計算部24は、キャリア周波数fcによって定まるタイミングで、3相の指令電圧Vu*、Vv*、Vw*から、モータに与える駆動電流信号を表すデューティ信号Du、Dv、Dwを計算する。デューティ計算部24は、計算したデューティ信号Du、Dv、Dwを電力変換部26に出力する。
The three-phase command voltages Vu * , Vv * , and Vw * output from the two-phase / three-
電力変換部26には、デューティ信号Du、Dv、Dwから駆動電流を生成するためのスイッチングを行う例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)素子などの電力制御素子(パワー素子)が備えられている。電力変換部26は、デューティ計算部24が出力するデューティ信号Du、Dv、Dwに対応する3相の駆動電流を生成し、生成した3相の駆動電流をモータMにそれぞれ供給する。
The
図2は、本実施形態に係るレゾルバの概略構成を示す図である。
図2に示すように、レゾルバ30は、モータMの貫通シャフトにマウントされ、ブラシレスモータのロータ磁界に合わせて調整されている。レゾルバ30は、レゾルバ・ロータ32、一次側コイル(ロータ)34、一次側コイル34と互いに90度離れたふたつの二次側コイル(ステータ)36とで構成されている。一次側に交流電圧を加えると二次側コイルにも電圧が発生する。二次側に出力される電圧の振幅は、θをロータ角度とするとsinθとcosθになる。
角度検出部12は、これらの2次側コイル36の位相に基づき、モータMの検出角度を算出する。この算出された検出角度は、モータMの回転基準角度(0度)から1回転(360度)の間、電気自動車などでは慣性が大きく、サンプリングタイムに比べて加速度が無視されるので、単調に且つほぼ線形に増加する値となる。したがって、モータMの複数の回転にわたる算出値は、図3に示すように、のこぎりの歯状の波形となる。この算出値によりモータMの検出角度を検出できる。図3は、本実施形態に係る時間に対する検出角度の変化を示す図である。図3において、横軸は時間、縦軸はモータMの検出角度である。図3に示すように、検出角度信号は、周期tLののこぎり波g101である。検出角度は、0度〜360度である。また、時刻は、後述するようにサンプリング周波数に基づくサンプル時刻である。そして、図3に示すように、時刻0から時刻tLに向けて、検出角度が0度から360度に増加し、時刻tLのとき、検出角度が360度から0度になる。そして、時刻tLは、レゾルバ30による検出角度の周期である。
例えば、モータMが8極の場合、レゾルバの検出周期は、4回/回転である。このため、モータMの電機子が1000[rpm]で回転している場合、周期は、tL=15[msec](1000×4/60=67[Hz])である。
FIG. 2 is a diagram showing a schematic configuration of the resolver according to the present embodiment.
As shown in FIG. 2, the
The
For example, when the motor M has 8 poles, the detection period of the resolver is 4 times / rotation. For this reason, when the armature of the motor M is rotating at 1000 [rpm], the cycle is t L = 15 [msec] (1000 × 4/60 = 67 [Hz]).
図4は、本実施形態に係る角度補正部13の概略構成を示す図である。
図4に示すように、角度補正部13は、不連続点検出部131、記憶部132、置換部133、制御信号算出部134を備えている。
FIG. 4 is a diagram illustrating a schematic configuration of the
As shown in FIG. 4, the
不連続点検出部131は、角度検出部12が出力する検出角度を示す情報をサンプリング時刻毎に記憶部132に記憶させる。不連続点検出部131は、現在の検出角度と、1つ前のサンプリング時刻の検出角度に基づき、後述するように、検出角度の不連続点を検出する。なお、検出角度の不連続点とは、図3において、時刻tLのように、検出角度の値が急激に変化する点である。すなわち、のこぎり波(検出角度信号)g101のように、時刻0〜tLの期間、検出角度は傾きmで増加し、サンプリングが時刻tLを超えた時点で、検出角度が傾きmの直線から外れ、0度近くに急激に減少する。このように、不連続点検出部131は、所定のサンプリング時刻の期間において、現在のサンプリング時刻の検出角度と1つ前のサンプリング時刻の検出角度との傾きを順次、比較して、傾きが不連続なサンプリング時刻を不連続点として検出する。すなわち、不連続点検出部131は、微分係数が不連続な点を検出する。そして、不連続点検出部131は、現在のサンプリング時刻の検出角度と、検出した不連続点を示す情報とを置換部133に出力する。
The discontinuous
記憶部132は、図5と図6に示すように、サンプリング時刻tと、該サンプリング時刻の検出角度yを示す情報とが関連づけられて記憶されている。図5は、本実施形態に係る記憶部132が記憶するサンプリング時刻を説明する図である。図6は、本実施形態に係る記憶部132が記憶するサンプリング時刻の検出角度を示す情報の一例を説明する図である。
As shown in FIGS. 5 and 6, the
置換部133は、不連続点検出部131が出力する不連続点を示す情報に基づき、1つ前のサンプリング時刻から所定の個数n(nは1以上の自然数)の検出角度を示す情報を記憶部132から読み出す。なお、所定の個数nとは、モータMの極数、加速度などに応じた数である。ここでは例として、所定の個数nは16とする。また、1つ前のサンプリング時刻とは、図5と図6において、現在時刻がtnの場合、tn−1であり、このため、1つ前のサンプリング時刻の検出角度はyn−1である。置換部133は、読み出した所定の個数の検出角度を示す情報が、現在のサンプリング時刻の検出角度と連続するように、後述するように、1つ前のサンプリング時刻から所定の個数nの検出角度を示す情報に対して置換を行う。置換部133は、現在のサンプリング時刻の検出角度と、置換した検出角度を示す情報とを制御信号算出部134に出力する。
The
制御信号算出部134は、後述するように、置換部133が出力する現在のサンプリング時刻の検出角度と、1つ前のサンプリング時刻から所定の個数nの検出角度とを用いて、例えば最小二乗法により、現在のサンプリング時刻の角度測定信号θを算出する。制御信号算出部134は、算出した角度測定信号θを速度計算部14、3相/2相変換部18、および2相/3相変換部22に出力する。
As will be described later, the control
図7は、誤差が無く理想的な検出角度による信号の例を説明する図であり、図8は、誤差のある検出角度による信号の例を説明する図である。図7と図8において、横軸は時間(サンプリング時刻)、縦軸は検出角度である。図7と図8において、符号(tn、yn)は、サンプリング時刻tnにおける検出角度ynの組み合わせである(以下、検出値という)。図7と図8において、曲線g101は、誤差が無い場合の検出値(tn−5、yn−5)〜(tn、yn)を通る曲線である。
図7に示すように、検出角度に誤差がない、または、ほとんど誤差が無い場合、検出値(tn−5、yn−5)〜(tn、yn)は一次関数y=at+bで表すことが出来る。
しかしながら、図8に示すように、実際に検出される検出角度は、各々誤差を有しているため、ばらつきを有し、検出値(tn−5、yn−5)〜(tn、yn)のうちいくつかが、曲線g101から外れている。このため、この検出角度をそのまま角度測定信号θとして用いると検出誤差により、モータMには、トルクの変動や速度変動が起きていた。
このため、本実施形態では、検出角度に対して例えば最小二乗法を行うことで角度測定信号θを補正して、検出誤差を抑える。
FIG. 7 is a diagram for explaining an example of a signal with an ideal detection angle without error, and FIG. 8 is a diagram for explaining an example of a signal with a detection angle having an error. 7 and 8, the horizontal axis represents time (sampling time), and the vertical axis represents the detection angle. 7 and 8, reference numeral (t n, y n) is a combination of the detection angle y n at the sampling time t n (hereinafter, referred to as the detection value). 7 and 8, a curve g101 is a curve that passes through the detection values (t n-5 , y n-5 ) to (t n , y n ) when there is no error.
As shown in FIG. 7, when there is no error or almost no error in the detection angle, the detection values (t n−5 , y n−5 ) to (t n , y n ) are linear functions y = at + b. Can be expressed.
However, as shown in FIG. 8, the actually detected detection angles have errors, and thus vary, and detection values (t n−5 , y n−5 ) to (t n , Some of y n ) deviate from the curve g101. Therefore, if this detected angle is used as it is as the angle measurement signal θ, torque fluctuation and speed fluctuation have occurred in the motor M due to detection error.
For this reason, in this embodiment, the angle measurement signal θ is corrected by performing, for example, the least square method on the detected angle, and the detection error is suppressed.
検出角度y=at+bと置くと、検出値(t1、y1)〜(tn、yn)の直線近似の傾きaとy切片bは、次式(3)、(4)のように表される。 When the detection angle y = at + b is set, the slope a and the y-intercept b of the linear approximation of the detection values (t 1 , y 1 ) to (t n , y n ) are expressed by the following equations (3) and (4). expressed.
ここで、時刻(t1、t2、・・・、tn)と、検出角度(y1、y2、・・・、yn)とを、図5と図6のように現在時刻(tn)を0とすることで、傾きaの算出は不要になる。
図5に示すように、時刻t1は(nー1)サンプリング前の時刻であり、時刻t2は(nー2)サンプリング前の時刻である。角度補正部13は、このように、各時刻(t1、t2、・・・、tn−1)に各サンプリング時刻を割り当て、時刻tnに現在時刻を割り当てる。また、図6に示すように、検出角度y1は(nー1)サンプリング前の検出角度であり、検出角度y2は(nー2)サンプリング前の検出角度である。このように、角度補正部13は、各検出角度(y1、y2、・・・、yn−1)に各サンプリング時刻の検出角度を割り当て、検出角度ynに現在時刻の検出角度を割り当てる。
このように現在時刻(tn)を0と割り当てることで、t=0のため、角度補正部13は、y切片であるbのみ算出すれば、現在の検出角度youtを次式(5)のように算出することができる。
Here, the time (t 1 , t 2 ,..., T n ) and the detected angles (y 1 , y 2 ,..., Y n ) are represented as current time (FIG. 5 and FIG. 6). Setting t n ) to 0 makes it unnecessary to calculate the slope a.
As shown in FIG. 5, the time t 1 is the (n-1) before sampling time, time t 2 is the (n-2) before sampling time. In this way, the
By assigning the current time (t n ) to 0 in this way, since t = 0, the
また、サンプリング周波数やサンプリング数nが一定の場合、角度補正部13は、時刻(t1、t2、・・・、tn)に関する計算を事前に行うことで、計算量を削減できる。さらに、サンプリング周波数やサンプリング数nが変更となる場合、図5の時刻t1〜tnを更新することで対応することができる。
Further, when the sampling frequency and the sampling number n are constant, the
図3に示したように、レゾルバ30の検出角度による検出信号はのこぎり波である。このため、この検出信号に、最小二乗法を適用した場合、図9に示すように、検出角度360度から0度への切り替わり時(例えば、サンプリング時刻t=17〜19の期間)、微分係数が不連続なため、曲線g202のように補間されてしまう。図9は、本実施形態に係る角度検出信号に最小二乗法を適用した例を説明する図である。図9において、横軸はサンプリング、縦軸は検出角度である。また、曲線g201は、サンプリングに対する検出された検出角度である。曲線g202は、曲線g201に対して、サンプリングに対する、最小二乗法を用いて検出角度を算出した計算角度である。
As shown in FIG. 3, the detection signal based on the detection angle of the
図9に示した曲線g202のような誤動作を防ぐため、本実施形態では、微分係数の不連続点を検出し、現在の検出角度の大きさに基づき検出角度を補正する。
具体的な例を図9と図10を用いて説明する。検出角度0度〜360度までの1周期を、図9に示すように、24サンプリングとする。図9に示すように、1番目のサンプリング〜19番目のサンプリングの期間を用いて説明する。また、最小二乗法を行うのに用いるサンプリング数nは、16サンプルとする。
図10は、本実施形態に係る検出角度の補正方法を説明する図である。図10において、横軸は時間、縦軸は検出角度である。また、曲線g301は、サンプリング時刻tn−15〜tn−1の期間のサンプリング時刻に対する検出角度であり、曲線g302は、サンプリング時刻tn以降のサンプリング時刻に対する検出角度である。また、曲線g303は、曲線g301を曲線g302と連続するように補正した後のサンプリング時刻tn−15〜tn−1の期間のサンプリング時刻に対する検出角度である。
In order to prevent a malfunction like the curve g202 shown in FIG. 9, in this embodiment, a discontinuous point of the differential coefficient is detected, and the detection angle is corrected based on the current detection angle.
A specific example will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 9, one cycle from the
FIG. 10 is a diagram for explaining a detection angle correction method according to the present embodiment. In FIG. 10, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the detection angle. Curve g301 is detected angle for the sampling time of the sampling time t n-15 ~t n-1 periods, curve g302 is the detection angle for the sampling time t n subsequent sampling time. A curve g303 is a detection angle with respect to the sampling time in the period of sampling times tn -15 to tn -1 after the curve g301 is corrected so as to be continuous with the curve g302.
図10において、サンプリング時刻tnの検出角度は5度、1つ前のサンプリング時刻tn−1の検出角度は350度である。この場合、サンプリング時刻tn−1〜tn−15の検出角度yn−1〜yn−15が、サンプリング時刻tnの検出角度ynと連続するために、サンプリング時刻tn−1〜tn−15の検出角度yn−1〜yn−15から360度を減算する。置換部133は、1つ前のサンプリングの検出角度yn−1から180度を減算した値が、現在の検出角度より大きいか否かを判別する。そして、1つ前のサンプリングの検出角度yn−1から180度を減算した値が、現在の検出角度より大きい場合、置換部133は、現在以外の検出角度データ(y1、y2、・・・、yn−1)から360度を減算する。
これにより、曲線g301は、曲線g303に置き換えられ、サンプリング時刻tn以降の曲線g302と連続する。この結果、微分係数の不連続点がなくなり、制御信号算出部134が、検出された角度に対して最小二乗法を適用しても、適切な検出角度を得ることができる。
In FIG. 10, the detection angle at the sampling time t n is 5 degrees, and the detection angle at the previous sampling time t n−1 is 350 degrees. In this case, the detection angle y n-1 ~y n-15 of the sampling time t n-1 ~t n-15 is, in order to continuously and detection angle y n of the sampling time t n, the sampling time t n-1 ~ the subtracting detected angle y n-1 ~y n-15 from 360 ° t n-15. The
As a result, the curve g301 is replaced with a curve g303, it is continuous with the sampling time t n subsequent curve g302. As a result, there is no discontinuous point of the differential coefficient, and an appropriate detection angle can be obtained even when the control
なお、上述した不連続点の検出と置き換えは、正弦波状ではない微分係数が不連続な点を有する信号波形、例えば、区間線形関数ではなく所定の区間が2次関数等で表されるのこぎり波状の信号においても同様の効果が得られる。すなわち、所定の個数nの検出角度に対して最小二乗法を行って補正した場合に、最小二乗法を行ったことにより、特定のサンプリング時刻において誤差が大きくなるような検出角度の信号に、本実施形態のモータ制御装置を用いることで、精度の良い角度検出を行うことができる。 Note that the above-described detection and replacement of discontinuous points is not a sinusoidal waveform, but a signal waveform having a discontinuous differential coefficient, for example, a sawtooth waveform in which a predetermined section is represented by a quadratic function instead of a section linear function. The same effect can be obtained with this signal. In other words, when a predetermined number n of detection angles are corrected by performing the least square method, a signal having a detection angle that causes a large error at a specific sampling time by performing the least square method is used. By using the motor control device of the embodiment, it is possible to detect the angle with high accuracy.
図11は、本実施形態に係る同実施形態に係る検出角度の別の補正方法を説明する図である。図11において、横軸は時間、縦軸は検出角度である。図11に示すように、サンプリング時刻tn−1〜tn−15の期間、逆のこぎり波の波形は、サンプリング時刻の増加とともに減少する。また、曲線g401は、サンプリング時刻tn−15〜tn−1の期間のサンプリング時刻に対する検出角度であり、曲線g402は、サンプリング時刻tn以降のサンプリング時刻に対する検出角度である。また、曲線g403は、曲線g401を曲線g402と連続するように補正した後のサンプリング時刻tn−15〜tn−1の期間のサンプリング時刻に対する検出角度である。 FIG. 11 is a diagram for explaining another detection angle correction method according to the present embodiment. In FIG. 11, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the detection angle. As shown in FIG. 11, the waveform of the reverse sawtooth wave decreases as the sampling time increases during the sampling time t n−1 to t n −15 . Curve g401 is detected angle for the sampling time of the sampling time t n-15 ~t n-1 periods, curve g402 is the detection angle for the sampling time t n subsequent sampling time. Curve g403 is a detection angle with respect to the sampling time in the period of sampling time tn -15 to tn -1 after the curve g401 is corrected so as to be continuous with the curve g402.
図11において、サンプリング時刻tnの検出角度は350度、1つ前のサンプリング時刻tn−1の検出角度は5度である。この場合、サンプリング時刻tn−1〜tn−15の検出角度yn−1〜yn−15が、サンプリング時刻tnの検出角度ynと連続するために、サンプリング時刻tn−1〜tn−15の検出角度yn−1〜yn−15に360度を加算する。置換部133は、1つ前のサンプリングの検出角度yn−1から180度を加算した値が、現在の検出角度より大きいか否かを判別する。1つ前のサンプリングの検出角度に180度を加算した値が、現在の検出角度より小さい場合、置換部133は、現在以外の検出角度データ(y1、y2、・・・、yn−1)に360度を加算する。
これにより、曲線g401は、曲線g403に置き換えられ、サンプリング時刻tn以降の曲線g402と連続する。この結果、微分係数の不連続点がなくなり、制御信号算出部134が、検出された角度に対して最小二乗法を適用しても、適切な検出角度を得ることができる。
11, the detection angle is 350 degrees sampling time t n, the detected angle of the sampling time t n-1 before one is 5 degrees. In this case, the detection angle y n-1 ~y n-15 of the sampling time t n-1 ~t n-15 is, in order to continuously and detection angle y n of the sampling time t n, the sampling time t n-1 ~ adding 360 ° detection angle y n-1 ~y n-15 of t n-15. The
As a result, the curve g401 is replaced with a curve g403, it is continuous with the sampling time t n subsequent curve g402. As a result, there is no discontinuous point of the differential coefficient, and an appropriate detection angle can be obtained even when the control
図12は、本実施形態に係る最小二乗法を行うときに用いるサンプル数nを説明する図である。図12に示すように、制御信号算出部134が最小二乗法を行う場合、用いるサンプル数nが大きいほど計算量が多くなり、加速度による影響も大きくなるが、低周波の誤差抑圧は大きくなる。また、用いるサンプル数nが小さいほど計算量が少なくなり、加速度による影響も小さくなるが、低周波の誤差抑圧は小さくなる。このため、サンプル数nは、モータ制御装置を適用する車両等の用途に応じて、選択するようにしてもよい。
FIG. 12 is a diagram for explaining the number of samples n used when the least square method according to the present embodiment is performed. As shown in FIG. 12, when the control
図13は、本実施形態に係る検出角度の実測値と算出値の一例を示す図である。図13において、横軸はサンプリング、縦軸は検出角度であり、曲線g501はサンプリング対実測された検出角度、曲線g502はサンプリング対算出された検出角度である。図13の検出角度の信号は、例えば、高周波誤差の場合の一例である。
このように本実施形態のモータ制御装置10を適用した場合、曲線g501に対して曲線g502の振幅、すなわち高周波ノイズ状の誤差による振幅が小さくなる。すなわち、検出角度の誤差が少なくなる。この結果、モータMのトルク変動が減少する。さらに本実施形態のモータ制御装置10を適用した場合、サンプリング時刻tが40付近のように、検出角度360度から0度への切り替わりにおいても、精度良く検出角度を算出できる。
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an actual measurement value and a calculated value of a detection angle according to the present embodiment. In FIG. 13, the horizontal axis represents sampling, the vertical axis represents detection angle, the curve g501 represents sampling vs. actually detected detection angle, and the curve g502 represents sampling vs. calculated detection angle. The detection angle signal in FIG. 13 is an example of a high-frequency error, for example.
As described above, when the
図14は、図13を検出角度の差分実測値と算出値で表した図である。図14において、横軸はサンプリング、縦軸は検出角度の差分であり、曲線g601はサンプリング対実測された検出角度の差分、曲線g602はサンプリング対算出された検出角度の差分である。なお、図14は、実測した試験データのうち、検出角度の誤差が大きな例である。また、検出角度の差分とは、実測された検出角度とその前回値との差(検出角度の差分)、算出された角度とその前回値との差(計算角度の差分)である。また、図14に示す実測の検出角度は、高周波誤差の場合である。
図14に示すように、曲線g601の実測による検出角度の振幅は、約−40[deg]〜+40[deg]程度である。これに対し、本実施形態のモータ制御装置10では、曲線g602のように、検出角度の振幅は、約+5[deg]〜+20[deg]程度である。このように、本実施形態のモータ制御装置10では、サンプリング毎の検出角度の変動を抑える効果がある。
FIG. 14 is a diagram representing FIG. 13 by the actual measurement value and the calculated value of the detected angle. In FIG. 14, the horizontal axis represents sampling, the vertical axis represents the difference between the detected angles, the curve g601 represents the difference between the sampling and the actually measured detection angle, and the curve g602 represents the difference between the sampling and the calculated detection angle. FIG. 14 shows an example in which the error in the detected angle is large among the actually measured test data. The difference between the detected angles is the difference between the actually detected detection angle and its previous value (difference in detection angle), and the difference between the calculated angle and its previous value (difference in calculated angle). Further, the actual detection angle shown in FIG. 14 is a case of a high frequency error.
As shown in FIG. 14, the amplitude of the detected angle obtained by actually measuring the curve g601 is about −40 [deg] to +40 [deg]. On the other hand, in the
以上のように、本実施形態では、角度検出部12は、レゾルバ30が出力する検出信号に基づき、モータMの検出角度を検出する。そして、不連続点検出部131は、現在の検出角度と、1つ前のサンプリング時刻の検出角度に基づき、検出角度の微分係数の不連続点を検出する。置換部133は、検出された微分係数の不連続点に基づき、1つ目のサンプリングから所定の個数nの検出角度が、現在のサンプリング時刻の検出角度と連続するように、1つ前のサンプリング時刻から微分係数が不連続か否かを判別する。そして、置換部133は、1つ前のサンプリング時刻から所定の個数nの検出角度に対して360度加算するか減算するかの置換を行う。そして、制御信号算出部134は、角度測定信号θを、現在のサンプリング時刻の検出角度と、置換した所定の個数nの検出角度を用いて最小二乗法により算出する。
この結果、本実施形態のモータ制御装置は、レゾルバの回転角度によらず、どの検出角度においても、精度良くモータの検出角度を算出することができる。また、レゾルバによる誤差やレゾルバの検出信号を処理する回路の影響を防ぐこともできるので、モータ制御装置やレゾルバ毎に補正値を予め測定したりマップを作成する必要がなくなる。さらに、レゾルバの検出角度に対する誤差補正マップを用いる場合に比べても、精度良くモータの検出角度を算出することができる。また、本実施形態のモータ制御装置は、高周波に変動する検出誤差を抑えることができる。
As described above, in the present embodiment, the
As a result, the motor control device of the present embodiment can calculate the detection angle of the motor with high accuracy at any detection angle regardless of the rotation angle of the resolver. In addition, since it is possible to prevent an error caused by the resolver and an influence of a circuit that processes the detection signal of the resolver, it is not necessary to previously measure a correction value or create a map for each motor control device or resolver. Furthermore, the detection angle of the motor can be calculated with higher accuracy than when the error correction map for the detection angle of the resolver is used. In addition, the motor control device of this embodiment can suppress detection errors that fluctuate to high frequencies.
[第2実施形態]
第1実施形態では、検出角度が高周波誤差で変動する誤差を抑える例を説明した。本実施形態では、角度に対応する正弦波状の誤差(基本波成分誤差や二次高調波成分誤差など)に、本実施形態のモータ制御装置を用いる場合について説明する。
[Second Embodiment]
In the first embodiment, an example has been described in which an error in which the detection angle fluctuates due to a high frequency error is suppressed. In the present embodiment, a case will be described in which the motor control device of the present embodiment is used for sinusoidal errors (fundamental wave component errors, second harmonic component errors, etc.) corresponding to angles.
図15は、本実施形態に係る検出角度の実測値と算出値の一例を示す図である。図15において、横軸はサンプリング、縦軸は検出角度であり、曲線g701はサンプリング対実測された検出角度、曲線g702はサンプリング対算出された検出角度である。また、符号g710は、正弦波状の誤差である。正弦波状の誤差とは、サンプリング時刻3〜10の期間、符号g710のように、角度に対応して、検出角度の誤差が正弦波状に変動する基本波成分誤差や二次高調波成分誤差などの誤差をいう。
このように、曲線g701の実測値の検出角度の誤差に対して、曲線g702の算出値の検出角度の誤差が抑えられている。このように、角度に対応する正弦波状の誤差を有する場合においても、本実施形態のモータ制御装置10を用いることで検出誤差を抑えることができる。なお、モータ制御装置10の構成、検出角度の処理手順は第1実施形態と同じである。
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of an actual measurement value and a calculated value of a detection angle according to the present embodiment. In FIG. 15, the horizontal axis represents sampling, the vertical axis represents detection angle, the curve g701 represents sampling vs. actually detected detection angle, and the curve g702 represents sampling vs. calculated detection angle. Reference g710 is a sine wave error. The sinusoidal error is a fundamental wave component error or a second harmonic component error in which the detection angle error fluctuates in a sinusoidal manner corresponding to the angle, as indicated by reference numeral g710, during the
Thus, the error in the detection angle of the calculated value of the curve g702 is suppressed with respect to the error in the detection angle of the actual measurement value of the curve g701. Thus, even when there is a sinusoidal error corresponding to the angle, the detection error can be suppressed by using the
図16は、図15を検出角度の差分実測値と算出値で表した図である。図16において、横軸はサンプリング、縦軸は検出角度の差分であり、曲線g801はサンプリング対実測された検出角度の差分、曲線g802はサンプリング対算出された検出角度の差分である。なお、検出角度の差分とは、実測された検出角度とその前回値との差(検出角度の差分)、算出された角度とその前回値との差(計算角度の差分)である。図16に示す実測の検出角度は、角度に対応する二次高調波成分誤差の場合である。
図16に示すように、曲線g801の実測による検出角度の振幅は、約+10[deg]〜+50[deg]程度である。これに対し、本実施形態のモータ制御装置10では、曲線g802のように、検出角度の振幅は、約+25[deg]〜+35[deg]程度である。このように、本実施形態のモータ制御装置10では、角度に対応する正弦波状の誤差(基本波成分誤差や二次高調波成分誤差など)の場合でも、サンプリング毎の検出角度の変動を抑える効果がある。
FIG. 16 is a diagram in which FIG. 15 is represented by a difference measurement value and a calculation value of the detection angle. In FIG. 16, the horizontal axis represents sampling, the vertical axis represents the difference between the detected angles, the curve g 801 represents the difference between the sampling and the actually measured detection angle, and the curve g 802 represents the difference between the sampling and the calculated detection angle. The difference between the detected angles is a difference between the actually detected angle and its previous value (detected angle difference), and a difference between the calculated angle and its previous value (calculated angle difference). The actually detected detection angle shown in FIG. 16 is a case of a second harmonic component error corresponding to the angle.
As shown in FIG. 16, the amplitude of the detected angle obtained by actually measuring the curve g801 is about +10 [deg] to +50 [deg]. On the other hand, in the
以上のように、本実施形態のモータ制御装置は、角度に対応する正弦波状の誤差を有する場合でも、レゾルバの回転角度によらず、どの検出角度においても、精度良くモータの検出角度を算出することができる。さらに、レゾルバの検出角度に対する誤差補正マップを用いる場合に比べても、精度良くモータの検出角度を算出することができる。また、本実施形態のモータ制御装置は、高周波の検出誤差を抑えることができる。 As described above, the motor control device according to the present embodiment accurately calculates the detected angle of the motor at any detected angle regardless of the rotation angle of the resolver even when there is a sinusoidal error corresponding to the angle. be able to. Furthermore, the detection angle of the motor can be calculated with higher accuracy than when the error correction map for the detection angle of the resolver is used. In addition, the motor control device of this embodiment can suppress high-frequency detection errors.
なお、本実施形態では、1次関数の最小二乗法により、検出角度を演算する例を説明した。例えば、モータMの回転による加速度を考慮する場合、2次関数の最小二乗法を用いてもよい。また、サンプリングnは、モータ制御装置10の角度補正部13の演算パワー、モータMの加速度、検出角度に対する誤差信号の周波数(高周波ノイズ状の誤差)等に応じて、モータ制御装置10の設計者が予め選択して設定してもよい。あるいは、検出角度に対する誤差信号の周波数(高周波ノイズ状の誤差)を、例えば制御信号算出部134が検出し、検出した検出角度に対する誤差信号の周波数(高周波ノイズ状の誤差)に応じて、サンプリングnを選択するようにしてもよい。
In the present embodiment, the example in which the detection angle is calculated by the least square method of the linear function has been described. For example, when considering the acceleration due to the rotation of the motor M, a least square method of a quadratic function may be used. The sampling n is determined by the designer of the
また、本実施形態では、モータMに取り付けられているレゾルバが検出した検出角度の信号に対する補正を例に説明したが、検出角度による検出信号に微分係数の不連続点があれば、モータMの角度検出をレゾルバ以外で行ってもよい。 In the present embodiment, the correction of the detection angle signal detected by the resolver attached to the motor M has been described as an example. However, if the detection signal based on the detection angle includes a discontinuous point of the differential coefficient, Angle detection may be performed by means other than the resolver.
なお、実施形態の図4の各部の機能を実現するため、コンピュータシステムのCPUに接続されたROM、HDDも等に保存されているプログラムにより実行することも可能である。あるいは、PLD(プログラマブルロジックデバイス)やASIC(Application Specific Integrated Circuit)や回路でハードウェアにより実現することも可能である。 In addition, in order to implement | achieve the function of each part of FIG. 4 of embodiment, it is also possible to perform by the program preserve | saved at ROM etc. connected to CPU of the computer system. Alternatively, it may be realized by hardware using a PLD (programmable logic device), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or a circuit.
10・・・モータ制御装置 M・・・モータ 12・・・角度検出部
13・・・角度補正部
14・・・速度計算部 16・・・電流指令部 18・・・3相/2相変換部
20・・・電流PI制御部 22・・・2相/3相変換部 24・・・デューティ計算部
26・・・電力変換部 28・・・電流検出器 30・・・レゾルバ
32・・・レゾルバ・ロータ 34・・・一次側コイル(ロータ)
36・・・二次側コイル(ステータ)
131・・・不連続点検出部 132・・・記憶部
133・・・置換部 134・・・制御信号算出部
DESCRIPTION OF
36 ... Secondary coil (stator)
131: Discontinuous
Claims (6)
前記検出された角度検出信号の不連続点を検出する不連続点検出部と、
前記検出された不連続点近傍の角度検出信号を、前記不連続点以前のランプ波形の角度検出信号に置換して出力する置換部と、
前記角度検出部の出力信号または前記置換された出力信号を、基準値と比較し直線近似により制御信号を算出する制御信号算出部と、
を備え、
前記置換部は、
前記角度検出信号から現在の回転角度を検出し、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較し、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度が、前記現在の回転角度より小さい角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度加算して補正し、
前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行い、
または、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較し、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度が、前記現在の回転角度より大きな角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度減算して補正し、
前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行う
ことを特徴とするモータ制御装置。 An angle detection unit that detects and outputs an angle detection signal having a point where the differential coefficient is discontinuous;
A discontinuous point detection unit for detecting a discontinuous point of the detected angle detection signal;
A replacement unit that outputs an angle detection signal in the vicinity of the detected discontinuous point by replacing it with an angle detection signal of a ramp waveform before the discontinuous point; and
A control signal calculation unit that compares the output signal of the angle detection unit or the replaced output signal with a reference value and calculates a control signal by linear approximation;
Equipped with a,
The replacement part is:
A current rotation angle is detected from the angle detection signal;
The detected angle obtained by adding 180 degrees to the rotation angle at the sampling time one time before the current is compared with the current rotation angle,
When the detected angle obtained by adding 180 degrees to the rotation angle at the sampling time one time before the current is smaller than the current rotation angle, the sampling time for each of a predetermined number of two or more from the current one Correct by adding 360 degrees to the rotation angle at
Approximate interpolation is performed on the current rotation angle and the corrected predetermined number of rotation angles,
Or
Compare the detected angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time immediately before the current and the current rotation angle,
When the detected angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time one previous from the current is larger than the current rotation angle, the sampling time for each of a predetermined number of two or more from the previous one Correct by subtracting 360 degrees from the rotation angle at
An approximate interpolation is performed on the current rotation angle and the corrected predetermined number of rotation angles .
前記角度検出信号に基づく角度検出値に基づき、前記角度検出部の出力信号に対して、n周期(nは1以上の整数)の角度を加算して置換する
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。 The replacement part is:
2. The method according to claim 1, wherein, based on an angle detection value based on the angle detection signal, an angle of n periods (n is an integer of 1 or more) is added to the output signal of the angle detection unit for replacement. The motor control apparatus described.
前記角度検出値から算出された回転速度に応じて、前記角度検出を行うサンプリング間隔を可変する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のモータ制御装置。 The angle detector
The motor control device according to claim 1 or 2, wherein a sampling interval for performing the angle detection is varied according to a rotation speed calculated from the angle detection value.
最小二乗法を用いて前記制御信号を算出する
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のモータ制御装置。 The control signal calculator is
The motor control device according to any one of claims 1 to 3 , wherein the control signal is calculated using a least square method.
のこぎり波状の波形である
ことを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか1項に記載のモータ制御装置。 The angle detection signal having a point where the derivative is discontinuous is
The motor control device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the motor control device has a sawtooth waveform.
不連続点検出部が、前記検出された角度検出信号の不連続点を検出する不連続点検出工程と、
置換部が、前記検出された不連続点近傍の角度検出信号を、前記不連続点以前のランプ波形の角度検出信号に置換して出力する置換工程と、
制御信号算出部が、前記角度検出部の出力信号または前記置換された出力信号を、基準値と比較し直線近似により制御信号を算出する制御信号算出工程と、
を備え、
前記置換工程は、
前記角度検出信号から現在の回転角度を検出する工程と、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較する工程と、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度加算した検出角度が、前記現在の回転角度より小さい角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度加算して補正する工程と、
前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行う工程と、
または、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度と、前記現在の回転角度とを比較する工程と、
前記現在より1つ前のサンプリング時刻における回転角度に180度減算した検出角度が、前記現在の回転角度より大きな角度の場合、前記現在より1つ前から2以上の所定の個数のそれぞれについてサンプリング時刻における回転角度に対して360度減算して補正する工程と、
前記現在の回転角度と、前記補正した所定の個数の回転角度に対して近似補間を行う工程と、
を備えることを特徴とするモータ制御方法。 An angle detection step in which the angle detection unit detects and outputs an angle detection signal having a point where the differential coefficient is discontinuous; and
A discontinuous point detecting unit detects a discontinuous point of the detected angle detection signal,
A replacement step of replacing the angle detection signal in the vicinity of the detected discontinuous point with the angle detection signal of the ramp waveform before the discontinuous point and outputting the detected angle detection signal;
A control signal calculation step in which a control signal calculation unit compares the output signal of the angle detection unit or the replaced output signal with a reference value and calculates a control signal by linear approximation;
With
The replacement step includes
Detecting a current rotation angle from the angle detection signal;
Comparing the detected angle obtained by adding 180 degrees to the rotation angle at the sampling time immediately before the current time and the current rotation angle;
When the detected angle obtained by adding 180 degrees to the rotation angle at the sampling time one time before the current is smaller than the current rotation angle, the sampling time for each of a predetermined number of two or more from the current one Correcting by adding 360 degrees to the rotation angle at
Performing approximate interpolation on the current rotation angle and the corrected predetermined number of rotation angles;
Or
Comparing the detected angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time immediately before the current time and the current rotation angle;
When the detected angle obtained by subtracting 180 degrees from the rotation angle at the sampling time one previous from the current is larger than the current rotation angle, the sampling time for each of a predetermined number of two or more from the previous one Correcting by subtracting 360 degrees from the rotation angle at
Performing approximate interpolation on the current rotation angle and the corrected predetermined number of rotation angles;
A motor control method comprising:
Priority Applications (1)
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