JP5746526B2

JP5746526B2 - Terahertz wireless communication system

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Publication number: JP5746526B2
Application number: JP2011054674A
Authority: JP
Inventors: 俊和向井; 永妻　忠夫; 忠夫永妻; 昌史川村; 卓馬高田
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2011-03-11
Filing date: 2011-03-11
Publication date: 2015-07-08
Anticipated expiration: 2031-03-11
Also published as: JP2012191520A

Description

本発明は、テラヘルツ無線通信方式に関し、特に、振幅遷移変調によるテラヘルツ信号の送受信が可能なテラヘルツ無線通信方式に関する。 The present invention relates to a terahertz wireless communication system, and more particularly to a terahertz wireless communication system capable of transmitting and receiving terahertz signals by amplitude transition modulation.

近年、トランジスタなどの電子デバイスの微細化が進み、その大きさがナノサイズになってきたため、量子効果と呼ばれる新しい現象が観測されるようになっている。そして、この量子効果を利用した超高速デバイスや新機能デバイスの実現を目指した開発が進められている。 In recent years, electronic devices such as transistors have been miniaturized, and the size has become nano-sized. Therefore, a new phenomenon called a quantum effect has been observed. And development aiming at realization of ultra-high-speed devices and new functional devices using this quantum effect is in progress.

一方、そのような環境の中で、特に、テラヘルツ帯と呼ばれる、周波数が０．１ＴＨｚ（１０¹¹Ｈｚ）〜１０ＴＨｚの周波数領域を利用して大容量通信や情報処理、あるいはイメージングや計測などを行う試みが行われている。この周波数領域は、光と電波の中間の未開拓領域であり、この周波数帯で動作するデバイスが実現されれば、上述したイメージング、大容量通信・情報処理のほか、物性、天文、生物などのさまざまな分野における計測など、多くの用途に利用されることが期待されている。 On the other hand, in such an environment, large-capacity communication, information processing, imaging, measurement, and the like are performed using a frequency range of 0.1 THz (10 ¹¹ Hz) to 10 THz, particularly called a terahertz band. An attempt is being made. This frequency region is an undeveloped region between light and radio waves. If a device that operates in this frequency band is realized, in addition to the above-mentioned imaging, large-capacity communication / information processing, physical properties, astronomy, living things, etc. It is expected to be used for many purposes such as measurement in various fields.

テラヘルツ帯の周波数の高周波電磁波を発振する素子としては、トランジスタやダイオードなどの能動デバイスに微細スロットアンテナを集積する構造のものが知られている（例えば、非特許文献１参照。）。 As an element that oscillates a high-frequency electromagnetic wave having a frequency in the terahertz band, an element having a structure in which a fine slot antenna is integrated in an active device such as a transistor or a diode is known (for example, see Non-Patent Document 1).

また、アンテナ両端のスロット線路上に金属と絶縁体層を付加して高周波的に短絡した構造を持つ素子が開示されている（例えば、非特許文献１および非特許文献２参照）。この発振素子は、作製が簡単であって、微細化に適するなどの特徴を有している。 Further, an element having a structure in which a metal and an insulating layer are added on the slot lines at both ends of the antenna and short-circuited in a high frequency is disclosed (for example, see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2). This oscillation element is easy to manufacture and has features such as being suitable for miniaturization.

図２４は、ＲＴＤ（Resonant Tunneling Diode：共鳴トンネルダイオード）とスロットアンテナを組み合わせて作製した発振素子の模式的鳥瞰図である。スロットアンテナ１００の中央付近にＲＴＤからなる能動素子１０９が配置され、スロットアンテナ１００の両端には、金属と絶縁体が積層され、絶縁体を上下の電極金属によって挟み込んだＭＩＭ（Metal Insulator Metal）構造が形成されている。ここで、ＭＩＭ構造は、第２の電極１０４／絶縁層１０３／第１の電極１０２からなり、高周波的に短絡されるようになっている。 FIG. 24 is a schematic bird's-eye view of an oscillation element manufactured by combining an RTD (Resonant Tunneling Diode) and a slot antenna. An active element 109 made of RTD is disposed near the center of the slot antenna 100, and a metal and insulator are laminated on both ends of the slot antenna 100, and the insulator is sandwiched between upper and lower electrode metals, and an MIM (Metal Insulator Metal) structure. Is formed. Here, the MIM structure includes the second electrode 104 / the insulating layer 103 / the first electrode 102, and is short-circuited in a high frequency manner.

第２の電極１０４は、第１の電極１０２と絶縁層１０３を介して重なっている部分の中央部に２箇所の凹部１０５、１０６が形成されており、この２つの凹部１０５、１０６に挟まれた状態で凸部１０７が形成されている。そして、第２の電極１０４の凸部１０７の略中央部には突起部１０８が形成され、この突起部１０８の下側に第１の電極１０２と挟まれるようにして能動素子１０９が配置されている。なお、第２の電極１０４と第１の電極１０２には直流電源１１５が接続されるとともに、寄生発振を防止するために、ビスマス（Ｂｉ）などの材料で形成された寄生発振抑圧抵抗１１４が接続されている。 The second electrode 104 has two concave portions 105 and 106 formed in the central portion of the portion overlapping the first electrode 102 with the insulating layer 103 interposed between the two concave portions 105 and 106. In this state, the convex portion 107 is formed. A protrusion 108 is formed at a substantially central portion of the protrusion 107 of the second electrode 104, and an active element 109 is disposed below the protrusion 108 so as to be sandwiched between the first electrode 102. Yes. A DC power source 115 is connected to the second electrode 104 and the first electrode 102, and a parasitic oscillation suppression resistor 114 formed of a material such as bismuth (Bi) is connected to prevent parasitic oscillation. Has been.

半導体基板１０１の構成材料としては、半絶縁性（ＳＩ：Semi-Insulating）のＩｎＰが用いられる。ＲＴＤの両側に作られるスロットアンテナ１００は、共振器と電磁波の放射アンテナとを兼ねている。この発振素子においては、半導体基板１０１に対して上方向と下方向の２方向に電磁波が放射される構造になっている。このため、例えば、図２５に示すように、上下垂直方向に放射する電磁波（ｈν）を集光するためのシリコン半球レンズ１２０を新たに設ける必要がある。 As a constituent material of the semiconductor substrate 101, semi-insulating (SI) InP is used. The slot antenna 100 made on both sides of the RTD serves as both a resonator and an electromagnetic wave radiation antenna. This oscillation element has a structure in which electromagnetic waves are radiated in two directions, upward and downward, with respect to the semiconductor substrate 101. For this reason, for example, as shown in FIG. 25, it is necessary to newly provide a silicon hemispherical lens 120 for condensing electromagnetic waves (hν) radiating vertically.

図２４に示す従来のテラヘルツ発振素子は、絶縁層１０３と同じ平面上に配置されるトランジスタやダイオードなどの能動素子１０９をスロットアンテナ１００の中央部に配置し、スロット線路の両端を直角に曲げ、この部分を金属／絶縁体／金属の層構造で覆うようにしている。このため、金属／絶縁体／金属の層構造で覆った部分は、ＲＦ反射部１５０ａ,１５０ｂを構成し、高周波的に短絡になり、スロットアンテナ１００が構成される。このスロットアンテナ１００は、直流的には開放状態になっているため、能動素子１０９に直流を供給することができる。 In the conventional terahertz oscillation device shown in FIG. 24, an active element 109 such as a transistor or a diode disposed on the same plane as the insulating layer 103 is disposed at the center of the slot antenna 100, and both ends of the slot line are bent at right angles. This portion is covered with a metal / insulator / metal layer structure. For this reason, the portions covered with the metal / insulator / metal layer structure constitute the RF reflectors 150a and 150b, which are short-circuited in high frequency, and the slot antenna 100 is constructed. Since the slot antenna 100 is in an open state in terms of direct current, direct current can be supplied to the active element 109.

図２４および図２５において、スロットアンテナ１００の上方は空気であるため、比誘電率ε_air＝１である。スロットアンテナ１００の下方は、半導体基板１０１として、ＩｎＰ基板を使用するため、比誘電率ε_InP＝１２．０１である。ここで、全体の発振出力に対するスロットアンテナ１００の下方への発振出力の割合は、ε_InP ^3/2／（ε_air ^3/2＋ε_InP ^3/2）＝０．９７で表される。すなわち、全体の発振出力の内、約９７％は、ＩｎＰ基板側に放射されている。 In FIG. 24 and FIG. 25, since the air above the slot antenna 100 is air, the relative permittivity ε _air = 1. Below the slot antenna 100, since an InP substrate is used as the semiconductor substrate 101, the relative dielectric constant ε _InP = 12.01. Here, the ratio of the oscillation output below the slot antenna 100 to the total oscillation output is represented by ε _InP ^3/2 / (ε _air ^3/2 + ε _InP ^3/2 ) = 0.97. That is, about 97% of the total oscillation output is radiated to the InP substrate side.

この構造の発振素子によって、室温でテラヘルツ帯１．０２ＴＨｚ（１０^１２Ｈｚ）の発振が実現されている。すなわち、試作された素子によれば、基本波の発振周波数を３４２ＧＨｚとし、出力が２３μＷであった。そして、基本波の第３高調波として１．０２ＴＨｚの電磁波が同時に出力され、この第３高調波の出力は０．５９μＷであったと報告されている（非特許文献３を参照。）。また最近では、室温でテラヘルツ帯１．０４ＴＨｚの基本波発振が実現されている（非特許文献４を参照）。 Oscillation with a terahertz band of 1.02 THz (10 ¹² Hz) is realized at room temperature by the oscillation element having this structure. That is, according to the prototyped element, the oscillation frequency of the fundamental wave was 342 GHz and the output was 23 μW. And it is reported that 1.02 THz electromagnetic waves were simultaneously output as the third harmonic of the fundamental wave, and the output of this third harmonic was 0.59 μW (see Non-Patent Document 3). Recently, fundamental wave oscillation of a terahertz band of 1.04 THz has been realized at room temperature (see Non-Patent Document 4).

しかしながら、これら非特許文献１、２、３で提案した発振素子は、高周波短絡構造が不十分なため、高周波電磁波が発振する方向とは直角のＲＦ反射部１５０ａ,１５０ｂ方向に漏れてしまい、その分が損失となり、高出力が得られないという問題があった。 However, the oscillation elements proposed in these Non-Patent Documents 1, 2, and 3 have insufficient high-frequency short-circuit structures, and therefore leak in the direction of the RF reflectors 150a and 150b perpendicular to the direction in which high-frequency electromagnetic waves oscillate. There was a problem that a high output could not be obtained due to loss of minutes.

また、図２４に示すような構造のテラヘルツ発振素子では、横方向に発振される電磁波の電力が相対的に小さいため、基板上に集積化する上で実用に供されるものではなかった。 Further, in the terahertz oscillation device having the structure as shown in FIG. 24, the power of the electromagnetic wave oscillated in the lateral direction is relatively small, so that it is not practically used for integration on the substrate.

一方、周波数可変の発振素子から発振される比較的広い帯域幅を持った周波数帯の電磁波であっても、その発振周波数全域にわたりスロット線路からの漏れを無くして高効率かつ高出力の電磁波を発振することができるテラヘルツ発振素子についても開示されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１においては、ＲＴＤなどで構成される能動デバイスを備えた微細スロットアンテナの両端部に多段のスタブを設け、この多段スタブから比較的広い帯域幅を持った電磁波の周波数帯を反射させ、この多段スタブ回路を設けたことにより、能動素子から発振される電磁波の漏れが反射されて能動素子に戻るため、帯域の広い高出力の発振出力が得られ、発振素子に用いる能動素子が周波数可変の場合にも、それに対応して発振出力が得られる。 On the other hand, even in the case of electromagnetic waves in a frequency band with a relatively wide bandwidth that are oscillated from variable frequency oscillation elements, high efficiency and high output electromagnetic waves are oscillated without leakage from the slot line over the entire oscillation frequency. A terahertz oscillation element that can be used is also disclosed (for example, see Patent Document 1). In Patent Document 1, a multi-stage stub is provided at both ends of a fine slot antenna including an active device constituted by an RTD or the like, and a frequency band of an electromagnetic wave having a relatively wide bandwidth is reflected from the multi-stage stub, By providing this multi-stage stub circuit, leakage of electromagnetic waves oscillated from the active element is reflected and returned to the active element, so that a wide-band, high-power oscillation output can be obtained, and the active element used for the oscillation element has a variable frequency. In this case, an oscillation output can be obtained correspondingly.

しかしながら、非特許文献３および特許文献１に開示された発振素子は、基板に対して垂直な方向に電磁波を放射するため、図２５に示すように、上下垂直方向に放射する電磁波（ｈν）を集光するためのシリコン半球レンズ１２０を新たに設ける必要があり、基板上に集積化する上で問題点があった。 However, since the oscillation elements disclosed in Non-Patent Document 3 and Patent Document 1 radiate electromagnetic waves in a direction perpendicular to the substrate, as shown in FIG. 25, electromagnetic waves (hν) radiated in the vertical direction are emitted. It is necessary to newly provide a silicon hemispherical lens 120 for condensing light, and there is a problem in integrating on a substrate.

また、従来のテラヘルツ発振素子は、基板として、相対的に高い誘電率を有するＩｎＰ基板からなる半導体基板を用いるため、全体の発振出力の内、約９７％は、ＩｎＰ基板側に放射され、目的の横方向への発振出力は、相対的に小さく、極めて指向性が低かった。 In addition, since the conventional terahertz oscillation device uses a semiconductor substrate made of an InP substrate having a relatively high dielectric constant as a substrate, about 97% of the total oscillation output is radiated to the InP substrate side. The oscillation output in the horizontal direction was relatively small and the directivity was extremely low.

一方、３００ＧＨｚ無線通信方式では、１６ＧＨｚ発振器と複数の逓倍器を用いて、約２０ｃｍ角程度のユニットにより、３００ＧＨｚ電磁波を発生させているものがある（例えば、非特許文献５参照）。また、２個の１５５０ｎｍ帯半導体レーザを用いて、光変調技術を応用したものがある（例えば、非特許文献６参照）。しかしながら、いずれも小型とは言えず、変調方式も電気的直接変調方式ではない。 On the other hand, in the 300 GHz wireless communication system, there is one in which a 300 GHz electromagnetic wave is generated by a unit of about 20 cm square using a 16 GHz oscillator and a plurality of multipliers (for example, see Non-Patent Document 5). In addition, there is one in which an optical modulation technique is applied using two 1550 nm band semiconductor lasers (see, for example, Non-Patent Document 6). However, none can be said to be small, and the modulation system is not an electrical direct modulation system.

特開２００７−１２４２５０号公報JP 2007-124250 A

N. Orihashi, S. Hattori, and M. Asada: “Millimeter and Submillimeter Oscillators Using Resonant Tunneling Diode and Slot Antenna with Stacked-Layer Slot Antenna,” Jpn.J.Appl.Phys. vol.67, L1309 (2004).N. Orihashi, S. Hattori, and M. Asada: “Millimeter and Submillimeter Oscillators Using Resonant Tunneling Diode and Slot Antenna with Stacked-Layer Slot Antenna,” Jpn.J.Appl.Phys. Vol.67, L1309 (2004). N. Orihashi, S. Hattori, and M. Asada: “Millimeter and Submillimeter Oscillator Using Resonant Tunneling Diode and Slot Antenna with a novel RF short structure,” Int. Conf. Infrared and Millimeter Waves (IRMMW2004), （赤外とミリ波国際会議）Karlsruhe (Germany), M5.3 (Sept. 2004) pp.121-122.N. Orihashi, S. Hattori, and M. Asada: “Millimeter and Submillimeter Oscillator Using Resonant Tunneling Diode and Slot Antenna with a novel RF short structure,” Int. Conf. Infrared and Millimeter Waves (IRMMW2004), International Conference on Waves) Karlsruhe (Germany), M5.3 (Sept. 2004) pp.121-122. N. Orihashi, S. Suzuki, and M. Asada:”HarmonicGeneration of 1THz in Sub-THz Oscillating Resonant Tunneling Diode,” [IRMMW2005／TＨz2005（The Joint 30th International Conference on Infrared and Millimeter Waves and 13th Infrared Conference on Terahertz Electronics）2005.9.19-23]N. Orihashi, S. Suzuki, and M. Asada: “Harmonic Generation of 1THz in Sub-THz Oscillating Resonant Tunneling Diode,” [IRMMW2005 / THz2005 (The Joint 30th International Conference on Infrared and Millimeter Waves and 13th Infrared Conference on Terahertz Electronics) 2005.9.19-23] S. Suzuki, A. Teranishi, M. Asada, H. Sugiyama, and H. Yokoyama, "Increase of fundamental oscillation frequency in resonant tunneling diode with thin barrier and grated emitter structures," Int. Conf. Infrared, Millimeter, and Teraherz waves, Tu-C1.2, Rome, Sept.7, 2010S. Suzuki, A. Teranishi, M. Asada, H. Sugiyama, and H. Yokoyama, "Increase of fundamental oscillation frequency in resonant tunneling diode with thin barrier and grated emitter structures," Int. Conf. Infrared, Millimeter, and Teraherz waves, Tu-C1.2, Rome, Sept. 7, 2010 C.Jastrow, S. Priebe, B. Spitschan, J. Hartmann, M. Jacob, T. Kurner, T. Schrader, and T. Kleine-Ostmann, “Wireless digital data transmission at 300GHz,”Elecron. Lett., vol. 46, pp.661-663, 2010.C. Jastrow, S. Priebe, B. Spitschan, J. Hartmann, M. Jacob, T. Kurner, T. Schrader, and T. Kleine-Ostmann, “Wireless digital data transmission at 300GHz,” Elecron. Lett., Vol 46, pp.661-663, 2010. T. Nagatsuma, H.- J. Song, Y. Fujimoto, K. Miyake, A. Hirata, K. Ajito, A. Wakatuski, T. Furuta, N. Kukutsu, and Y. Kado, “Giga-bit wireless link using 300-400 GHz bands,” Tech. Dig. IEEE International Topical Meeting on Microwave Photonics, Th.2.3, 2009T. Nagatsuma, H.- J. Song, Y. Fujimoto, K. Miyake, A. Hirata, K. Ajito, A. Wakatuski, T. Furuta, N. Kukutsu, and Y. Kado, “Giga-bit wireless link using 300-400 GHz bands, ”Tech. Dig. IEEE International Topical Meeting on Microwave Photonics, Th.2.3, 2009

本発明の目的は、単純な振幅遷移変調によるテラヘルツ信号の送受信が可能なテラヘルツ無線通信方式を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a terahertz wireless communication system capable of transmitting and receiving terahertz signals by simple amplitude transition modulation.

上記目的を達成するための本発明の一態様によれば、テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器とを備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、前記テラヘルツ送信器は、搬送波信号を発生するパルスパターン発生器と、所定のオフセット電圧を出力する直流バイアス回路と、前記直流バイアス回路に接続され、前記搬送波信号に基づく電圧が重畳された前記オフセット電圧を出力するバイアスＴ回路とを備え、前記テラヘルツ発振素子は、前記バイアスＴ回路に接続され、前記搬送波信号に基づく電圧が重畳された前記オフセット電圧を受信するテラヘルツ無線通信方式が提供される。また、別の態様によれば、テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器とを備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、前記テラヘルツ受信器は、前記テラヘルツ送信器から発生されたテラヘルツ電磁波を受信するテラヘルツ検出素子と、前記テラヘルツ検出素子に接続されたプリアンプとを備えるテラヘルツ無線通信方式が提供される。さらに別の態様によれば、テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と、を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、前記テラヘルツ送信器は、搬送波信号を発生するパルスパターン発生器と、前記パルスパターン発生器に接続され、搬送波信号を増幅して入力電圧を出力する増幅器と、所定のオフセット電圧を出力する直流バイアス回路と、前記増幅器および前記直流バイアス回路に接続され、前記入力電圧が重畳された前記オフセット電圧を出力するバイアスＴ回路とを備え、前記テラヘルツ発振素子は、前記バイアスＴ回路に接続され、前記入力電圧が重畳された前記オフセット電圧を受信するテラヘルツ無線通信方式が提供される。さらにまた別の態様によれば、テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器とを備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、前記テラヘルツ受信器は、前記テラヘルツ送信器から発生されたテラヘルツ電磁波を受信するテラヘルツ検出素子と、前記テラヘルツ検出素子に接続されたプリアンプと、前記プリアンプに接続されたリミッティング増幅器とを備えるテラヘルツ無線通信方式が提供される。 According to one aspect of the present invention for achieving the above-described object, a terahertz transmitter including a terahertz oscillation element and a terahertz receiver including a terahertz detection element are provided, and the terahertz oscillation element has a negative differential resistance region The terahertz electromagnetic wave is generated by amplitude transition modulation having an operating point, the terahertz detection element detects the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element , and the terahertz transmitter generates a pulse pattern that generates a carrier wave signal. A terahertz oscillating device, and a bias T circuit connected to the DC bias circuit and outputting the offset voltage on which a voltage based on the carrier wave signal is superimposed. Is connected to the bias T circuit and based on the carrier signal Terahertz wireless communication system for receiving the offset voltage pressure are superimposed is provided. According to another aspect, there is provided a terahertz transmitter including a terahertz oscillation element, and a terahertz receiver including a terahertz detection element, the terahertz oscillation element having an operating point in a negative differential resistance region. The terahertz electromagnetic wave is generated by the terahertz detection element, the terahertz detection element detects the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element, and the terahertz receiver receives the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz transmitter. There is provided a terahertz wireless communication system including an element and a preamplifier connected to the terahertz detection element. According to another aspect, a terahertz transmitter including a terahertz oscillation element, and a terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element has an operating point in a negative differential resistance region. The terahertz detection element detects a terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element, the terahertz transmitter includes a pulse pattern generator that generates a carrier wave signal, and the pulse pattern generation An amplifier that amplifies a carrier wave signal and outputs an input voltage; a DC bias circuit that outputs a predetermined offset voltage; and the amplifier and the DC bias circuit that are connected to the input voltage and superimposed on the input voltage A bias T circuit that outputs an offset voltage, and the terahertz Vibration element is connected to the bias-T circuit, terahertz wireless communication system for receiving the offset voltage where the input voltage is superimposed is provided. According to yet another aspect, a terahertz transmitter including a terahertz oscillation element, and a terahertz receiver including a terahertz detection element, the terahertz oscillation element having an operating point in a negative differential resistance region The terahertz electromagnetic wave is generated by the terahertz detection element, the terahertz detection element detects the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element, and the terahertz receiver receives the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz transmitter. There is provided a terahertz wireless communication system including an element, a preamplifier connected to the terahertz detection element, and a limiting amplifier connected to the preamplifier.

本発明によれば、単純な振幅遷移変調によるテラヘルツ信号の送受信が可能なテラヘルツ無線通信方式を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the terahertz radio | wireless communication system which can transmit / receive the terahertz signal by simple amplitude transition modulation can be provided.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view of the terahertz oscillation element applicable to the terahertz radio communication system concerning an embodiment. （ａ）図１のＩ−Ｉ線に沿う模式的断面構造図、（ｂ）図１のＩＩ−ＩＩ線に沿う模式的断面構造図。FIG. 2A is a schematic cross-sectional structure diagram taken along the line II of FIG. 1, and FIG. 2B is a schematic cross-sectional structure diagram taken along the line II-II of FIG. （ａ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子（ＲＴＤ）の模式的断面構造図、（ｂ）図３（ａ）の変形例の模式的断面構造図。FIG. 4A is a schematic cross-sectional structure diagram of a terahertz oscillation element (RTD) applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, and FIG. 3B is a schematic cross-sectional structure diagram of a modified example of FIG. （ａ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の模式的回路構成図、（ｂ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の簡易等価回路構成図。(A) Schematic circuit configuration diagram of a terahertz oscillator applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, (b) Simplified equivalent circuit configuration of the terahertz oscillator applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment Figure. （ａ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子のアンテナ系も含めた模式的等価回路構成図、（ｂ）図５（ａ）のＲＴＤの等価回路構成図。(A) Typical equivalent circuit block diagram including the antenna system of the terahertz oscillation element applicable to the terahertz wireless communication system which concerns on embodiment, (b) The equivalent circuit block diagram of RTD of Fig.5 (a). 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子の電流−電圧特性例。4 is a current-voltage characteristic example of a terahertz oscillation element applied to the terahertz wireless communication system according to the embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子において、共振器長Ｌ１をパラメータとする発振周波数ｆとピーク電流Ｉpの関係を示す図。The figure which shows the relationship between the oscillation frequency f which uses the resonator length L1 as a parameter, and the peak current Ip in the terahertz oscillation element applied to the terahertz radio communication system according to the embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子において、発振強度と発振周波数ｆの関係を示す図。The figure which shows the relationship between an oscillation intensity | strength and the oscillation frequency f in the terahertz oscillation element applied to the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式の動作説明であって、テラヘルツ発振素子の電流−電圧特性上におけるバイアス点と、入力電圧Ｖ_AC、オフセット電圧Ｖ_offsetの関係を示す図。FIG. 10 is a diagram illustrating the operation of the terahertz wireless communication system according to the embodiment, and shows a relationship between a bias point on the current-voltage characteristics of the terahertz oscillation element, an input voltage V _AC , and an offset voltage V _offset . 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式において、図８に対応して得られたオフセット電圧Ｖ_offsetと入力電圧Ｖ_ACの関係を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a relationship between an offset voltage V _offset and an input voltage V _AC obtained in correspondence with FIG. 8 in the terahertz wireless communication system according to the embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式において、入力電圧Ｖ_ACをパラメータとして得られた規格化電力とオフセット電圧Ｖ_offsetの関係を示す図。The figure which shows the relationship between the normalized electric power and offset voltage _Voffset which were obtained by making input voltage _VAC into a parameter in the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式の模式的ブロック構成図。The typical block block diagram of the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式によって得られたアイパターン例。An eye pattern example obtained by the terahertz wireless communication system according to the embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例１に係るテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view of the terahertz oscillation element which concerns on the modification 1 applicable to the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例２に係るテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view of the terahertz oscillation element which concerns on the modification 2 applicable to the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 図１５に対応した第１の電極４、第２の電極２ａおよび半導体層９１ａのパターン構造の模式的平面図。The typical top view of the pattern structure of the 1st electrode 4, the 2nd electrode 2a, and the semiconductor layer 91a corresponding to FIG. （ａ）図１５のＩＩＩ−ＩＩＩ線に沿う模式的断面構造図、（ｂ）図１５のＩＶ−ＩＶ線に沿う模式的断面構造図。FIG. 15A is a schematic cross-sectional structure diagram taken along the line III-III in FIG. 15, and FIG. 15B is a schematic cross-sectional structure diagram along the line IV-IV in FIG. 15. 変形例２に係るテラヘルツ発振素子において、絶縁体基板をサンプル表面に貼付け、半導体基板を除去した様子を示す模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view which shows a mode that the insulator board | substrate was affixed on the sample surface in the terahertz oscillation element which concerns on the modification 2, and the semiconductor substrate was removed. 図１８の裏面から見た様子を示す模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view which shows a mode seen from the back surface of FIG. 変形例２に係るテラヘルツ発振素子の電磁界シミュレーション結果。The electromagnetic field simulation result of the terahertz oscillation element which concerns on the modification 2. FIG. （ａ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例３に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造の模式的平面図、（ｂ）実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例４に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造の模式的平面図。(A) Schematic plan view of an electrode pattern structure of a terahertz oscillation element according to Modification 3 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, (b) applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment. FIG. 10 is a schematic plan view of an electrode pattern structure of a terahertz oscillation device according to modification example 4. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例５に係るテラヘルツ発振素子の模式的平面図。The typical top view of the terahertz oscillation element which concerns on the modification 5 applicable to the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例６に係るテラヘルツ発振素子の模式的平面図。The typical top view of the terahertz oscillation element which concerns on the modification 6 applicable to the terahertz radio | wireless communication system which concerns on embodiment. 従来のテラヘルツ発振素子の構造を示す模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view which shows the structure of the conventional terahertz oscillation element. シリコン半球レンズ上に配置した従来のテラヘルツ発振素子の構造を示す模式的鳥瞰図。The typical bird's-eye view which shows the structure of the conventional terahertz oscillation element arrange | positioned on a silicon hemisphere lens.

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下において、同じブロックまたは要素には同じ符号を付して説明の重複を避け、説明を簡略にする。図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following, the same reference numerals are assigned to the same blocks or elements to avoid duplication of explanation and simplify the explanation. It should be noted that the drawings are schematic and different from the actual ones. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.

以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の実施の形態は、各構成部品の配置などを下記のものに特定するものでない。この発明の実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。 The following embodiments exemplify apparatuses and methods for embodying the technical idea of the present invention. In the embodiments of the present invention, the arrangement of each component is as follows. Not specific. Various modifications can be made to the embodiment of the present invention within the scope of the claims.

[実施の形態]
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰構造は、図１に示すように表され、図１のＩ−Ｉ線に沿う模式的断面構造は、図２（ａ）に示すように表され、図１のＩＩ−ＩＩ線に沿う模式的断面構造は、図２（ｂ）に示すように表される。 [Embodiment]
A schematic bird's-eye view structure of a terahertz oscillation element applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is represented as shown in FIG. 1, and a schematic cross-sectional structure taken along line II in FIG. A schematic cross-sectional structure expressed as shown in a) and taken along line II-II in FIG. 1 is expressed as shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰構造は、図１〜図２に示すように、半導体基板１と、半導体基板１上に配置された第２の電極２，２ａと、第２の電極２上に配置された絶縁層３と、第２の電極２に対して絶縁層３を介して配置され、かつ半導体基板１上に第２の電極２に対向して配置された第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）と、絶縁層３を挟み第１の電極４ａと第２の電極２間に形成されたＭＩＭリフレクタ５０と、ＭＩＭリフレクタ５０に隣接して、半導体基板１上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された共振器６０と、共振器６０の略中央部に配置された能動素子９０と、共振器６０に隣接して、半導体基板１上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された導波路７０と、導波路７０に隣接して、半導体基板１上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置されたホーン開口部８０とを備える。 A schematic bird's-eye view structure of a terahertz oscillation element applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment includes a semiconductor substrate 1 and a second electrode disposed on the semiconductor substrate 1 as shown in FIGS. 2, 2a, an insulating layer 3 disposed on the second electrode 2, and an insulating layer 3 disposed on the second electrode 2 through the insulating layer 3 and facing the second electrode 2 on the semiconductor substrate 1 The first electrode 4 (4a, 4b, 4c) arranged in this manner, the MIM reflector 50 formed between the first electrode 4a and the second electrode 2 with the insulating layer 3 interposed therebetween, and adjacent to the MIM reflector 50 Then, the resonator 60 disposed between the first electrode 4 and the second electrode 2 facing each other on the semiconductor substrate 1, the active element 90 disposed at a substantially central portion of the resonator 60, and the resonator 60. Between the first electrode 4 and the second electrode 2 facing the semiconductor substrate 1 adjacent to each other It comprises a waveguide 70, adjacent to the waveguide 70, and a first electrode 4 and the horn opening 80 disposed between the two second electrodes facing on the semiconductor substrate 1.

能動素子９０としてはＲＴＤが代表的なものであるが、これ以外のダイオードやトランジスタでも構成可能なものである。その他の能動素子としては、例えば、タンネット（ＴＵＮＮＥＴＴ：Tunnel Transit Time）ダイオード、インパット（ＩＭＰＡＴＴ：Impact Ionization Avalanche Transit Time）ダイオード、ＧａＡｓ系電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、ＧａＮ系ＦＥＴ、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ:Heterojunction Bipolar Transistor）などを適用することもできる。 The active element 90 is typically an RTD, but can be composed of other diodes or transistors. Other active elements include, for example, a tannet (TUNNETT) diode, an impulse (Impact Ionization Avalanche Transit Time) diode, a GaAs field effect transistor (FET), a GaN FET, a high An electron mobility transistor (HEMT), a heterojunction bipolar transistor (HBT), or the like can also be applied.

ホーン開口部８０は、開口ホーンアンテナから構成される。ホーン開口部の開口角θは、例えば、１０度程度以下に設定することが、電磁波（ｈν）の放射方向に指向特性を持たせる上で望ましい。ホーン開口部８０の長さＬ３は、例えば、約７００μｍ程度以下である。ホーン開口部８０の先端部における開口幅は、例えば、約１６０μｍ程度である。 The horn opening 80 is composed of an open horn antenna. The opening angle θ of the horn opening is desirably set to about 10 degrees or less, for example, in order to provide directivity in the radiation direction of the electromagnetic wave (hν). The length L3 of the horn opening 80 is, for example, about 700 μm or less. The opening width at the tip of the horn opening 80 is, for example, about 160 μm.

導波路７０は、共振器６０の開口部に配置されている。導波路７０の長さＬ２は、例えば、約７００μｍ程度以下である。また、導波路７０における第１の電極４と第２の電極２間の間隔は、例えば、約２４μｍ程度である。 The waveguide 70 is disposed in the opening of the resonator 60. The length L2 of the waveguide 70 is, for example, about 700 μm or less. In addition, the distance between the first electrode 4 and the second electrode 2 in the waveguide 70 is, for example, about 24 μm.

なお、ホーン開口部８０のホーン形状は、電磁波を空気中に取り出すために必要な構造である。ホーン形状によって、インピーダンス整合性良く電磁波を空気中に効率よく取り出すことができる。尚、ホーンの形状は、直線性形状に限らず、非直線性形状、曲線形状、２次曲線形状、放物線形状、階段状形状などであっても良い。 The horn shape of the horn opening 80 is a structure necessary for extracting electromagnetic waves into the air. Due to the horn shape, electromagnetic waves can be efficiently extracted into the air with good impedance matching. The shape of the horn is not limited to a linear shape, but may be a non-linear shape, a curved shape, a quadratic curved shape, a parabolic shape, a stepped shape, or the like.

共振器６０には、２箇所の凹部５、６が形成されており、この２つの凹部５、６に挟まれて、凸部７が形成されている。そして、第１の電極４の凸部７の略中央部には突起部８が形成され、この突起部８の下側に第２の電極２と挟まれるように、能動素子９０が配置される。 In the resonator 60, two concave portions 5 and 6 are formed, and a convex portion 7 is formed between the two concave portions 5 and 6. Then, a protrusion 8 is formed at a substantially central portion of the protrusion 7 of the first electrode 4, and an active element 90 is disposed below the protrusion 8 so as to be sandwiched between the second electrode 2. .

共振器６０の長さＬ１は、例えば、約３０μｍ程度以下である。突起部８の長さは、例えば、約６μｍ程度以下である。また、凹部５、６の幅（第１の電極４と第２の電極２との間隔）は、例えば、約４μｍ程度である。能動素子９０の寸法は、例えば、約１．４μｍ²程度である。但し、能動素子９０のサイズは、この値に限定されず、例えば、約５．３μｍ²程度以下であってもよい。能動素子９０の詳細構造については後述する。共振器６０の各部のサイズは、上記寸法に限定されるものではなく、発振する電磁波の周波数に応じて設計上適宜設定されるものである。 The length L1 of the resonator 60 is, for example, about 30 μm or less. The length of the protrusion 8 is, for example, about 6 μm or less. Further, the width of the recesses 5 and 6 (the distance between the first electrode 4 and the second electrode 2) is, for example, about 4 μm. The dimension of the active element 90 is, for example, about 1.4 μm ² . However, the size of the active element 90 is not limited to this value, and may be, for example, about 5.3 μm ² or less. The detailed structure of the active element 90 will be described later. The size of each part of the resonator 60 is not limited to the above dimensions, and is appropriately set in design according to the frequency of the oscillating electromagnetic wave.

また、図１に示すように、導波路７０における第１の電極４と第２の電極２間の間隔に比べて、共振器６０が形成されている部分の第１の電極４と第２の電極２間の間隔は、狭い。 Further, as shown in FIG. 1, compared with the distance between the first electrode 4 and the second electrode 2 in the waveguide 70, the first electrode 4 and the second electrode in the portion where the resonator 60 is formed. The interval between the electrodes 2 is narrow.

ＭＩＭリフレクタ５０は共振器６０の開口部と反対側の閉口部に配置されている。金属／絶縁体／金属からなるＭＩＭリフレクタ５０の積層構造により、第１の電極４と第２の電極２は高周波的に短絡される。また、ＭＩＭリフレクタ５０は、直流的には開放（オープン）でありながら、高周波を反射させることが可能となるという効果を有する。 The MIM reflector 50 is disposed at the closing portion on the opposite side of the opening of the resonator 60. Due to the laminated structure of the metal / insulator / metal MIM reflector 50, the first electrode 4 and the second electrode 2 are short-circuited in high frequency. Further, the MIM reflector 50 has an effect that it can reflect a high frequency while being open in terms of direct current.

第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）および第２の電極２，２ａは、いずれも例えば、Ａｕ／Ｐｄ／Ｔｉのメタル積層構造からなり、Ｔｉ層は、後述する半絶縁性のＩｎＰ基板からなる半導体基板１との接触状態を良好にするためのバッファ層である。第１の電極４ａ，４ｂ，４ｃおよび第２の電極２，２ａの各部の厚さは、例えば、約数１００ｎｍ程度であり、全体として、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すような平坦化された積層構造が得られている。なお、第１の電極４、第２の電極２は、いずれも真空蒸着法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 Each of the first electrode 4 (4a, 4b, 4c) and the second electrode 2, 2a has, for example, a metal laminated structure of Au / Pd / Ti, and the Ti layer is a semi-insulating InP substrate described later. It is a buffer layer for making the contact state with the semiconductor substrate 1 which consists of favorable. The thickness of each part of the first electrodes 4a, 4b, 4c and the second electrodes 2, 2a is, for example, about several hundred nm, and as shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b) as a whole. A flattened laminated structure is obtained. Note that both the first electrode 4 and the second electrode 2 can be formed by a vacuum evaporation method, a sputtering method, or the like.

さらに詳細には、第１の電極４ａおよび第１の電極４ｃは、例えば、Ａｕ／Ｐｄ／Ｔｉからなり、第１の電極４ｂは、例えば、Ａｕ／Ｔｉからなる。第２の電極２は、例えば、Ａｕ／Ｐｄ／Ｔｉからなり、第２の電極２ａは、例えば、Ａｕ／Ｔｉからなる。 More specifically, the first electrode 4a and the first electrode 4c are made of, for example, Au / Pd / Ti, and the first electrode 4b is made of, for example, Au / Ti. The second electrode 2 is made of, for example, Au / Pd / Ti, and the second electrode 2a is made of, for example, Au / Ti.

尚、第１の電極４ｂの表面層を形成するＴｉ層は、ボンディングワイヤ（図示省略）によって取り出し電極を形成する際、接触抵抗を低減するために除去することが望ましい。同様に、第２の電極２ａの表面層を形成するＴｉ層は、ボンディングワイヤ（図示省略）によって取り出し電極を形成する際、接触抵抗を低減するために除去することが望ましい。 Note that the Ti layer forming the surface layer of the first electrode 4b is desirably removed in order to reduce the contact resistance when the extraction electrode is formed by a bonding wire (not shown). Similarly, the Ti layer forming the surface layer of the second electrode 2a is desirably removed in order to reduce the contact resistance when forming the extraction electrode with a bonding wire (not shown).

絶縁層３は、例えば、ＳｉＯ₂膜で形成することができる。その他、Ｓｉ₃Ｎ₄膜、ＳｉＯＮ膜、ＨｆＯ₂膜、Ａｌ₂Ｏ₃膜などを適用することもできる。なお、絶縁層３の厚さは、ＭＩＭリフレクタ５０の幾何学的な平面寸法と、回路特性上の要求されるキャパシタ値を考慮して決めることができ、例えば、数１０ｎｍ〜数１００ｎｍ程度である。絶縁層３は、化学的気相堆積（ＣＶＤ：Chemical Vapor Deposition）法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 The insulating layer 3 can be formed of, for example, a SiO ₂ film. In addition, a Si ₃ N ₄ film, a SiON film, a HfO ₂ film, an Al ₂ O ₃ film, or the like can be applied. The thickness of the insulating layer 3 can be determined in consideration of the geometric plane size of the MIM reflector 50 and the required capacitor value in terms of circuit characteristics, and is, for example, about several tens nm to several hundreds nm. . The insulating layer 3 can be formed by a chemical vapor deposition (CVD) method, a sputtering method, or the like.

―共鳴トンネルダイオード―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子として、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）の模式的断面構造は、図３（ａ）に示すように表され、その変形例の模式的断面構造は、図３（ｂ）に示すように表される。 ―Resonant tunnel diode―
As a terahertz oscillation device applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, a schematic cross-sectional structure of a resonant tunneling diode (RTD) is represented as shown in FIG. The structure is represented as shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な能動素子９０としてＲＴＤの構成例は、図３（ａ）に示すように、半絶縁性のＩｎＰ基板からなる半導体基板１上に配置され,ｎ型不純物を高濃度にドープされたＧａＩｎＡｓ層９１ａと、ＧａＩｎＡｓ層９１ａ上に配置され,ｎ型不純物をドープされたＧａＩｎＡｓ層９２ａと、ＧａＩｎＡｓ層９２ａ上に配置されたアンドープのＧａＩｎＡｓ層９３ｂと、ＧａＩｎＡｓ層９３ｂ上に配置されたＡｌＡｓ層９４ａ／ＧａＩｎＡｓ層９５／ＡｌＡｓ層９４ｂから構成されたＲＴＤ部と、ＡｌＡｓ層９４ｂ上に配置されたアンドープのＧａＩｎＡｓ層９３ｂと、ＧａＩｎＡｓ層９３ａ上に配置され,ｎ型不純物をドープされたＧａＩｎＡｓ層９２ｂと、ＧａＩｎＡｓ層９２ｂ上に配置され,ｎ型不純物を高濃度にドープされたＧａＩｎＡｓ層９１ｂと、ＧａＩｎＡｓ層９１ｂ上に配置された第１の電極４ａと、ＧａＩｎＡｓ層９１ａ上に配置された第２の電極２とを備える。 As an active element 90 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, a configuration example of an RTD is arranged on a semiconductor substrate 1 made of a semi-insulating InP substrate, as shown in FIG. GaInAs layer 91a doped with a high concentration impurity, GaInAs layer 92a doped with n-type impurity, undoped GaInAs layer 93b disposed on GaInAs layer 92a, and GaInAs An RTD portion composed of an AlAs layer 94a / GaInAs layer 95 / AlAs layer 94b disposed on the layer 93b, an undoped GaInAs layer 93b disposed on the AlAs layer 94b, and a GaInAs layer 93a, n GaInAs layer 92b doped with type impurities, and disposed on GaInAs layer 92b, n-type A GaInAs layer 91b doped with impurities at a high concentration, a first electrode 4a disposed on the GaInAs layer 91b, and a second electrode 2 disposed on the GaInAs layer 91a are provided.

変形例では、図３（ｂ）に示すように、ｎ型不純物を高濃度にドープされたＧａＩｎＡｓ層９１ｂ上に更にｎ型不純物を高濃度にドープされたＧａＩｎＡｓ層９１ｃを配置し、第１の電極４ａとのコンタクトを良好にしている。 In the modification, as shown in FIG. 3B, a GaInAs layer 91c doped with a high concentration of n-type impurities is further disposed on a GaInAs layer 91b doped with a high concentration of n-type impurities, and the first The contact with the electrode 4a is made good.

図３（ａ）および図３（ｂ）に示すように、ＲＴＤ部は、ＧａＩｎＡｓ層９５をＡｌＡｓ層９４ａ、９４ｂで挟んで形成されている。このように積層されたＲＴＤ部は、スペーサとして用いられるアンドープＧａＩｎＡｓ層９３ａ、９３ｂを介在させてｎ型のＧａＩｎＡｓ層９２ａ、９２ｂ、及びｎ⁺型のＧａＩｎＡｓ層９１ａ、９１ｂ、若しくは９１ｃを介して、第２の電極２と第１の電極４にオーミックに接続される構造となっている。 As shown in FIGS. 3A and 3B, the RTD portion is formed by sandwiching a GaInAs layer 95 between AlAs layers 94a and 94b. The RTD portion laminated in this way is interposed with n-type GaInAs layers 92a and 92b and n ⁺ -type GaInAs layers 91a, 91b or 91c with undoped GaInAs layers 93a and 93b used as spacers interposed therebetween. The second electrode 2 and the first electrode 4 are ohmicly connected.

ここで、各層の厚さは、例えば以下の通りである。 Here, the thickness of each layer is as follows, for example.

ｎ⁺型のＧａＩｎＡｓ層９１ａ、９１ｂ・９１ｃの厚さは、それぞれ例えば、約４００ｎｍ、１５ｎｍ・８ｎｍ程度である。ｎ型のＧａＩｎＡｓ層９２ａおよび９２ｂの厚さは、略等しく、例えば、約２５ｎｍ程度である。アンドープＧａＩｎＡｓ層９３ａ・９３ｂの厚さは、例えば、約２ｎｍ・２０ｎｍ程度である。ＡｌＡｓ層９４ａおよび９４ｂの厚さは、等しく、例えば、約１．１ｎｍ程度である。ＧａＩｎＡｓ層９５の厚さは、例えば、約４．５ｎｍ程度である。 The thicknesses of the n ⁺ -type GaInAs layers 91a, 91b, and 91c are, for example, about 400 nm, 15 nm, and 8 nm, respectively. The thicknesses of the n-type GaInAs layers 92a and 92b are substantially equal, for example, about 25 nm. The undoped GaInAs layers 93a and 93b have a thickness of about 2 nm and 20 nm, for example. The thicknesses of the AlAs layers 94a and 94b are equal, for example, about 1.1 nm. The thickness of the GaInAs layer 95 is about 4.5 nm, for example.

なお、図３（ａ）および図３（ｂ）に示す積層構造の側壁部には、ＳｉＯ₂膜、Ｓｉ₃Ｎ₄膜、ＳｉＯＮ膜、ＨｆＯ₂膜、Ａｌ₂Ｏ₃膜など、若しくはこれらの多層膜からなる絶縁膜を堆積することもできる。絶縁層は、ＣＶＤ法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 Note that, on the side wall portion of the stacked structure shown in FIGS. 3A and 3B, the SiO ₂ film, the Si ₃ N ₄ film, the SiON film, the HfO ₂ film, the Al ₂ O ₃ film, etc., or these An insulating film made of a multilayer film can also be deposited. The insulating layer can be formed by a CVD method, a sputtering method, or the like.

能動素子９０を構成するＲＴＤの寸法は、例えば、約１．４μｍ²程度以下である。例えば、室温で観測した発振周波数は、約３００ＧＨｚ程度である。また、例えば、発振時におけるテラヘルツ発振素子の電流密度Ｊｐは、約７ｍＡ／μｍ²程度である。 The dimension of the RTD constituting the active element 90 is, for example, about 1.4 μm ² or less. For example, the oscillation frequency observed at room temperature is about 300 GHz. Further, for example, the current density Jp of the terahertz oscillation element at the time of oscillation is about 7 mA / μm ² .

―回路構成―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子の模式的回路構成は、図４（ａ）に示すように、能動素子９０を構成するダイオードと、ＭＩＭリフレクタ５０を構成するキャパシタＣＭの並列回路によって表される。第１の電極４にはダイオードのカソードが接続され、第２の電極２には、ダイオードのアノードが接続され、第１の電極４にはマイナスの電圧、第２の電極２にはプラスの電圧が印加される。発振状態においては、ホーン開口部の開口方向であるＹ軸方向に電磁波（ｈν）が指向性良く伝播される。 ―Circuit configuration―
A schematic circuit configuration of a terahertz oscillation element applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment includes a diode that configures an active element 90 and a capacitor CM that configures an MIM reflector 50 as shown in FIG. Is represented by a parallel circuit. A diode cathode is connected to the first electrode 4, a diode anode is connected to the second electrode 2, a negative voltage is applied to the first electrode 4, and a positive voltage is applied to the second electrode 2. Is applied. In the oscillation state, the electromagnetic wave (hν) is propagated with good directivity in the Y-axis direction that is the opening direction of the horn opening.

図４（ａ）に対応する簡易等価回路構成は、図４（ｂ）に示すように、能動素子９０を構成するＲＴＤは、キャパシタＣ０１とインダクタＬ０１の並列回路で表わすことができ、ＭＩＭリフレクタ５０のキャパシタＣＭがさらに並列に接続されるため、テラヘルツ電磁波（ｈν）の発振周波数ｆは、ｆ＝１／[２π（Ｌ０１（Ｃ０１＋ＣＭ）^1/2）で表される。 In the simple equivalent circuit configuration corresponding to FIG. 4A, as shown in FIG. 4B, the RTD constituting the active element 90 can be represented by a parallel circuit of a capacitor C01 and an inductor L01, and the MIM reflector 50 Therefore, the oscillation frequency f of the terahertz electromagnetic wave (hν) is expressed by f = 1 / [2π (L01 (C01 + CM) ^1/2 ).

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子のアンテナ系も含めた模式的等価回路構成は、図５（ａ）に示すように、ダイオード（ＲＴＤ）系を表す能動素子９０・キャパシタＣＭの並列回路に対して、アンテナ（ＡＮＴ）系を表すアンテナインダクタＬ・アンテナキャパシタＣＡ・アンテナ放射抵抗Ｇ_ANTの並列回路が並列に接続される。 A schematic equivalent circuit configuration including the antenna system of the terahertz oscillation element applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment includes an active element 90 · representing a diode (RTD) system, as shown in FIG. A parallel circuit of an antenna inductor L, an antenna capacitor CA, and an antenna radiation resistance _GANT representing an antenna (ANT) system is connected in parallel to the parallel circuit of the capacitor CM.

図５（ａ）の能動素子９０を構成するダイオードの等価回路構成は、図５（ｂ）に示すように、コンタクト抵抗Ｒc・コンタクトキャパシタＣcからなるコンタクト部分の並列回路と、外部ダイオードキャパシタＣＤ・内部ダイオードキャパシタＣｄ・ダイオード負性抵抗（−Ｇｄ）からなるダイオード部分の並列回路と、インダクタＬＭ・抵抗ＲＭからなるメサ部分の直列回路が直列接続された構成を備える。 As shown in FIG. 5 (b), the equivalent circuit configuration of the diode constituting the active element 90 in FIG. 5 (a) includes a parallel circuit of contact portions composed of a contact resistance Rc and a contact capacitor Cc, and an external diode capacitor CD A parallel circuit of a diode part composed of an internal diode capacitor Cd and a diode negative resistance (-Gd) and a series circuit of a mesa part composed of an inductor LM and a resistor RM are connected in series.

ここで、等価回路全体のアドミッタンスＹは、
Ｙ＝Ｙｄ＋Ｙｃ・Ｙａ・Ｙｍ／（Ｙｃ・Ｙａ＋Ｙａ・Ｙｍ＋Ｙｃ・Ｙｍ）
で表される。ここで、Ｙｄ＝−Ｇｄ＋ｊωＣｄ、Ｙｃ＝１／Ｒｃ＋ｊωＣｃ、Ｙｍ＝１／（Ｒｍ＋ｊωＬｍ）であり、Ｙａはアンテナ系のアドミッタンス、ωは発振角周波数を表す。各パラメータは、能動素子９０を構成するダイオード（ＲＴＤ）の物性値から求めることができる。また、発振条件Ｒｅ（Ｙ）≦０，Ｉｍ（Ｙ）＝０を解くことによって、発振周波数、発振出力が得られる。 Here, the admittance Y of the entire equivalent circuit is
Y = Yd + Yc.Ya.Ym / (Yc.Ya + Ya.Ym + Yc.Ym)
It is represented by Here, Yd = −Gd + jωCd, Yc = 1 / Rc + jωCc, Ym = 1 / (Rm + jωLm), Ya represents the admittance of the antenna system, and ω represents the oscillation angular frequency. Each parameter can be obtained from a physical property value of a diode (RTD) constituting the active element 90. Further, by solving the oscillation conditions Re (Y) ≦ 0 and Im (Y) = 0, the oscillation frequency and the oscillation output can be obtained.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子の電流−電圧特性例は、図６に示すように表され、約０．７５Ｖにおいて、ピーク電流Ｉpの値は、約１２ｍＡが得られている。また、０．７Ｖ〜１．０Ｖの範囲において、負性微分抵抗（ＮＤＲ：Negative Differential resistance）得られている。峰谷比（peak-to-valley ratio）は、約３である。 A current-voltage characteristic example of the terahertz oscillation element applied to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG. 6, and the peak current Ip value is about 12 mA at about 0.75 V. ing. Further, negative differential resistance (NDR) is obtained in the range of 0.7V to 1.0V. The peak-to-valley ratio is about 3.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子において、共振器長Ｌ１をパラメータとする発振周波数ｆとピーク電流Ｉpの関係は、図７に示すように表される。共振器長Ｌ１＝８０μｍでは、約２５０〜３００ＧＨｚ、Ｌ１＝６０μｍでは、約３００〜３２０ＧＨｚ、Ｌ１＝４０μｍでは、約３５０〜３７０ＧＨｚ、Ｌ１＝２０μｍでは、約３８０〜４００ＧＨｚの発振周波数ｆが得られている。ピーク電流Ｉpの値は、約４〜１０ｍＡである。共振器長Ｌ１が短くなると、発振周波数ｆは増加する傾向にある。 In the terahertz oscillation device applied to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the relationship between the oscillation frequency f using the resonator length L1 as a parameter and the peak current Ip is expressed as shown in FIG. With the resonator length L1 = 80 μm, an oscillation frequency f of about 250 to 300 GHz, with L1 = 60 μm, about 300 to 320 GHz, with L1 = 40 μm, about 350 to 370 GHz, and with L1 = 20 μm, an oscillation frequency f of about 380 to 400 GHz is obtained. Yes. The value of the peak current Ip is about 4 to 10 mA. As the resonator length L1 becomes shorter, the oscillation frequency f tends to increase.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用したテラヘルツ発振素子において、発振強度と発振周波数ｆの関係は、図８に示すように表される。室温で、約３００ＧＨｚの発振周波数ｆが得られている。この発振周波数ｆの値は、図３に示される各層の構造、メサ領域の寸法、アンテナ構造などを調整することによって、変更可能である。 In the terahertz oscillation element applied to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the relationship between the oscillation intensity and the oscillation frequency f is expressed as shown in FIG. An oscillation frequency f of about 300 GHz is obtained at room temperature. The value of the oscillation frequency f can be changed by adjusting the structure of each layer, the size of the mesa region, the antenna structure, and the like shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式の動作説明であって、テラヘルツ発振素子の電流−電圧特性上におけるバイアス点と、バイアス入力電圧Ｖ_AC、オフセット電圧Ｖ_offsetの関係は、図９に示すように表される。 FIG. 9 is an operation explanation of the terahertz wireless communication system according to the embodiment, and the relationship between the bias point on the current-voltage characteristics of the terahertz oscillation element, the bias input voltage V _AC , and the offset voltage V _offset is as shown in FIG. expressed.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式では、単純な振幅偏移変調若しくは振幅シフトキーイング（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）と呼ばれる変調方式を用いている。送信データのビット列に対応して搬送波の振幅を変化させることで送信データを送る方式である。 In the terahertz wireless communication system according to the embodiment, a modulation system called simple amplitude shift keying or amplitude shift keying (ASK) is used. In this method, transmission data is transmitted by changing the amplitude of a carrier wave corresponding to a bit string of transmission data.

図９に示すように、電流−電圧特性上の動作点Ｐでは、非発振状態にあり、動作点ＱではＮＤＲ領域であることから、発振状態にある。したがって、電流−電圧特性上の動作点を非発振状態と発振状態間で、ダイナミックに変化させることによって、振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）変調方式を実現することができる。図９では、オフセット電圧Ｖ_offsetをオフ（off）レベルとして動作点Ｐ（非発振状態）に設定している。また、オフセット電圧Ｖ_offsetのバイアスレベルから入力電圧Ｖ_ACをパルス状に変化させて、入力電圧Ｖ_ACの印加されるレベルをオン（on）レベルとして、動作点Ｑ（発振状態）に設定している。 As shown in FIG. 9, the operating point P on the current-voltage characteristic is in a non-oscillating state, and the operating point Q is in the NDR region, so that it is in an oscillating state. Therefore, the amplitude shift keying (ASK) modulation method can be realized by dynamically changing the operating point on the current-voltage characteristic between the non-oscillation state and the oscillation state. In FIG. 9, the offset voltage V _offset is set to the operating point P (non-oscillating state) with the off level. Further, by changing the pulse-like input voltage V _AC from the bias level of the offset voltage V _offset, the level of the applied input voltage V _AC as an on (on) level, by setting the operating point Q (oscillation state) Yes.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式において、３００ＧＨｚ発振条件を得る上で最適なバイアス条件を決定するためのオフセット電圧Ｖ_offsetと入力電圧Ｖ_ACの関係は、図１０に示すように表される。 In the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the relationship between the offset voltage V _offset and the input voltage V _AC for determining the optimum bias condition for obtaining the 300 GHz oscillation condition is expressed as shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式において、入力電圧Ｖ_ACをパラメータとして得られた規格化電力とオフセット電圧Ｖ_offsetの関係は、図１１に示すように表される。図１１から明らかなように、規格化電力の最大値を得るためには、各々の入力電圧Ｖ_ACに対して、最適なオフセット電圧Ｖ_offsetが存在する。また、オフセット電圧Ｖ_offsetの値が増加して、ＮＤＲ領域内に入ると、規格化電力の２番目のピークが得られる。すなわち、図１０において、Ｖ_AC＝０．３６Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．９４Ｖ〜１．１２Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．４８Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝１．０１Ｖ〜１．０８Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．６０Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝１．０５Ｖ〜１．３Ｖの範囲、およびＶ_AC＝０．７２Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝１．１２Ｖ〜１．２４Ｖの範囲は規格化電力の２番目のピークが得られる範囲である。 In the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the relationship between the normalized power obtained using the input voltage V _AC as a parameter and the offset voltage V _offset is expressed as shown in FIG. As is apparent from FIG. 11, in order to obtain the maximum value of the normalized power, there exists an optimum offset voltage V _offset for each input voltage V _AC . Further, when the value of the offset voltage V _offset increases and enters the NDR region, the second peak of the normalized power is obtained. That is, in FIG. 10, the range of the offset voltage V _offset = 0.94V~1.12V in V _AC = 0.36V, the range of the offset voltage V _offset = 1.01V~1.08V in V _AC = 0.48 V, V _AC = the offset voltage V _offset = 1.05V~1.3V range in 0.60 V, and the range of the offset voltage V _offset = 1.12V~1.24V in V _AC = 0.72V is the normalized power 2 This is the range where the second peak is obtained.

これに対して、図１０において、Ｖ_AC＝０．１２Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．６９Ｖ〜０．９９Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．２４Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．６５Ｖ〜１．０４Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．３６Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．５８Ｖ〜０．８０Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．４８Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．５２Ｖ〜０．７５Ｖの範囲、Ｖ_AC＝０．６０Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．４４Ｖ〜０．６８Ｖの範囲、およびＶ_AC＝０．７２Ｖにおけるオフセット電圧Ｖ_offset＝０．４０Ｖ〜０．６４Ｖの範囲は規格化電力の１番目のピークが得られる範囲である。 In contrast, in FIG. 10, V _AC = the offset voltage V _offset = 0.69V~0.99V range in 0.12 V, the offset voltage V _offset = 0.65V~1.04V in V _AC = 0.24 V range, V _AC = the offset voltage V _offset = 0.58V~0.80V range in 0.36V, the range of the offset voltage V _offset = 0.52V~0.75V in V _{_AC} = 0.48V, V _AC = offset voltage V _offset = 0.44V~0.68V range in 0.60 V, and V _AC = range of the offset voltage V _offset = 0.40V~0.64V in 0.72V is the first peak of the normalized power Is a range in which

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式の模式的ブロック構成は、図１２に示すように表される。 A schematic block configuration of the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式は、図１２に示すように、テラヘルツ発振素子３８を備えるテラヘルツ送信器１００と、テラヘルツ検出素子４４を備えるテラヘルツ受信器２００とを備える。ここで、テラヘルツ発振素子３８は、負性微分抵抗領域（ＮＤＲ）に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、テラヘルツ検出素子４４は、テラヘルツ発振素子３８から発生されたテラヘルツ電磁波を検出する。 As shown in FIG. 12, the terahertz wireless communication system according to the embodiment includes a terahertz transmitter 100 including a terahertz oscillation element 38 and a terahertz receiver 200 including a terahertz detection element 44. Here, the terahertz oscillation element 38 generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in the negative differential resistance region (NDR), and the terahertz detection element 44 includes the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element 38. Is detected.

また、テラヘルツ送信器１００は、図１２に示すように、搬送波信号を発生するパルスパターン発生器３０と、パルスパターン発生器３０に接続され、搬送波信号を増幅して入力電圧Ｖ_ACを出力する増幅器３２と、所定のオフセット電圧Ｖ_offsetを出力する直流バイアス回路３６と、増幅器３２および直流バイアス回路３６に接続され、入力電圧Ｖ_ACが重畳されたオフセット電圧Ｖ_offsetを出力するバイアスＴ回路３４とを備える。ここで、テラヘルツ発振素子３８は、バイアスＴ回路３４に接続され、入力電圧Ｖ_ACが重畳されたオフセット電圧Ｖ_offsetを受信する。 Further, the terahertz transmitter 100, as shown in FIG. 12, a pulse pattern generator 30 for generating a carrier signal, is connected to the pulse pattern generator 30, an amplifier for outputting an input voltage V _AC amplifies the carrier signal 32, a DC bias circuit 36 for outputting a predetermined offset voltage V _offset, are connected to an amplifier 32 and a DC bias circuit 36, a bias T circuit 34 outputs the offset voltage V _offset of the input voltage V _AC superimposed Prepare. Here, the terahertz oscillation element 38 is connected to the bias T circuit 34 and receives the offset voltage V _offset on which the input voltage V _AC is superimposed.

一方、図１２に示すように、テラヘルツ受信器２００は、テラヘルツ送信器１００から発生されたテラヘルツ電磁波を受信するテラヘルツ検出素子４４と、テラヘルツ検出素子４４に接続されたプリアンプ４６と、プリアンプ４６に接続されたリミッティング増幅器４８とを備える。 On the other hand, as shown in FIG. 12, the terahertz receiver 200 is connected to the terahertz detection element 44 that receives the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz transmitter 100, the preamplifier 46 connected to the terahertz detection element 44, and the preamplifier 46. The limiting amplifier 48 is provided.

また、図１２に示すように、テラヘルツ検出素子４４は、テラヘルツ電磁波を受信するためのホーンアンテナ４０を備えていても良い。 Further, as shown in FIG. 12, the terahertz detecting element 44 may include a horn antenna 40 for receiving terahertz electromagnetic waves.

また、図１２に示すように、テラヘルツ受信器２００は、リミッティング増幅器４８に接続されたオシロスコープ５２およびエラー検出器５４を備えていても良い。 Further, as shown in FIG. 12, the terahertz receiver 200 may include an oscilloscope 52 and an error detector 54 connected to the limiting amplifier 48.

また、実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式においては、テラヘルツ発振素子は、共鳴トンネルダイオードで構成されていても良い。また、テラヘルツ発振素子は、アンテナ集積型の共鳴トンネルダイオードで構成されていても良い。 Further, in the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the terahertz oscillation element may be configured by a resonant tunnel diode. Further, the terahertz oscillation element may be configured by an antenna integrated resonance tunnel diode.

また、実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式においては、テラヘルツ検出素子は、ショットキーバリアダイオードで構成されていても良い。 Further, in the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the terahertz detection element may be configured with a Schottky barrier diode.

また、実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式においては、テラヘルツ発振素子３８は、高速で変調するために、テフロン基板上に配置され、かつＳＭＡコネクタで給電しても良い。 Further, in the terahertz wireless communication system according to the embodiment, the terahertz oscillation element 38 may be disposed on a Teflon substrate and supplied with power by an SMA connector in order to modulate at high speed.

―アイパターン例―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式によって得られたアイパターン例は、図１３に示すように表される。図１３の例では、搬送波周波数は３００ＧＨｚであり、１．５Gbit/sのアイダイヤグラムが得られている。室温動作において、エラービットの無い非圧縮のＨＤＴＶ（High Definition TeleVision）信号のワイヤレス伝送を確認している。 ―Example of eye pattern―
An example eye pattern obtained by the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG. In the example of FIG. 13, the carrier frequency is 300 GHz, and an eye diagram of 1.5 Gbit / s is obtained. In room temperature operation, wireless transmission of uncompressed HDTV (High Definition TeleVision) signals without error bits has been confirmed.

本実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式によれば、ＲＴＤ単体で発振するので、発振器が、従来技術よりも飛躍的に小さくなり、なおかつ単純な振幅シフトキーイング（ＡＳＫ変調によるテラヘルツディジタルデータ信号の送受信が可能となる。 According to the terahertz wireless communication system according to the present embodiment, since the RTD alone oscillates, the oscillator is remarkably smaller than the prior art, and simple amplitude shift keying (transmission / reception of terahertz digital data signals by ASK modulation) Is possible.

―変形例１―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例１に係るテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰構造は、図１４に示すように表される。 -Modification 1-
A schematic bird's-eye view structure of the terahertz oscillation device according to the modification example 1 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG.

変形例１においては、図１４に示すように、半導体基板１は、共振器６０,導波路７０,およびホーン開口部８０を形成する第１の電極２および第２の電極４の配置される領域において薄層化されている。さらに、図１４に示すように、第１の電極２と第２の電極４間の導波路７０,およびホーン開口部８０の半導体基板１ａは、完全に除去されていても良い。その他の構成は、図１の構成と同様であるため、各部の説明は省略する。 In Modification 1, as shown in FIG. 14, the semiconductor substrate 1 is a region in which the first electrode 2 and the second electrode 4 that form the resonator 60, the waveguide 70, and the horn opening 80 are disposed. In FIG. Furthermore, as shown in FIG. 14, the waveguide 70 between the first electrode 2 and the second electrode 4 and the semiconductor substrate 1a of the horn opening 80 may be completely removed. Since other configurations are the same as the configuration in FIG. 1, description of each part is omitted.

図１４において、薄層化された半導体基板１ａの厚さは、例えば、約２０μｍ程度である。また、導波路７０の長さは、例えば、約７００μｍ程度以下であり、ホーン開口部８０の長さも例えば、約７００μｍ程度以下である。ＭＩＭリフレクタ５０を含む変形例１に係るテラヘルツ発振素子の全体の長さは、例えば、約１６００μｍ程度以下でる。 In FIG. 14, the thickness of the thinned semiconductor substrate 1a is, for example, about 20 μm. The length of the waveguide 70 is, for example, about 700 μm or less, and the length of the horn opening 80 is, for example, about 700 μm or less. The total length of the terahertz oscillation device according to the first modification including the MIM reflector 50 is, for example, about 1600 μm or less.

変形例１に係るテラヘルツ発振素子の電磁界シミュレーション結果によれば、薄層化された半導体基板１ａ上のＹ軸方向に延伸する電極パターンに沿って、Ｙ軸方向に一定の間隔で電界パターンが発生し、半導体基板１ａに垂直方向（−Ｚ軸方向）の電界の漏れはほとんどない。また、ＸＹＺ軸方向における３次元の電磁界シミュレーション結果によれば、Ｙ軸方向の指向性が顕著に良好となる。 According to the electromagnetic field simulation result of the terahertz oscillation device according to Modification Example 1, the electric field pattern is formed at constant intervals in the Y-axis direction along the electrode pattern extending in the Y-axis direction on the thinned semiconductor substrate 1a. There is almost no leakage of the electric field in the vertical direction (−Z axis direction) to the semiconductor substrate 1a. Further, according to the three-dimensional electromagnetic field simulation result in the XYZ-axis directions, the directivity in the Y-axis direction is remarkably improved.

図１４に示す変形例１に係るテラヘルツ発振素子のＹ軸方向放射強度と発振周波数との関係からは高調波成分が抑制され、指向性が向上する結果も得られている。薄層化された半導体基板１ａを形成する技術としては、メムス（ＭＥＭＳ：Micro Electro Mechanical Systems）素子の形成技術を適用することができる。 From the relationship between the radiation intensity in the Y-axis direction and the oscillation frequency of the terahertz oscillating device according to Modification 1 shown in FIG. 14, the harmonic component is suppressed, and the directivity is improved. As a technique for forming the thinned semiconductor substrate 1a, a technique for forming a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) element can be applied.

変形例１に係るテラヘルツ発振素子によれば、半導体基板を薄層化することによって、基板の影響を抑制することが可能となり、指向性を向上させ、高効率かつ高出力に、基板に対して横方向に、発振することができ、しかも集積化が容易である。 According to the terahertz oscillating device according to the first modification, it is possible to suppress the influence of the substrate by thinning the semiconductor substrate, improve directivity, and achieve high efficiency and high output with respect to the substrate. It can oscillate laterally and is easy to integrate.

変形例１に係るテラヘルツ発振素子によれば、半導体基板を薄層化することによって、基板の影響を抑制することが可能となり、基板に水平な方向に指向性を向上させ、効率良く、電磁波を取り出すことが可能となる。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 1, it is possible to suppress the influence of the substrate by thinning the semiconductor substrate, improve the directivity in the direction horizontal to the substrate, and efficiently generate the electromagnetic wave. It can be taken out.

―変形例２―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例２に係るテラヘルツ発振素子の模式的鳥瞰構造は、図１５に示すように表され、また、図１５に対応した第１の電極４、第２の電極２ａおよび半導体層９１ａのパターン構造の模式的平面図は、図１６に示すように表される。また、図１６のＩＩＩ−ＩＩＩ線に沿う模式的断面構造は、図１７（ａ）に示すように表され、図１６のＩＶ−ＩＶ線に沿う模式的断面構造は、図１７（ｂ）に示すように表される。 -Modification 2-
A schematic bird's-eye view structure of the terahertz oscillation device according to the modified example 2 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG. 15, and the first electrode 4 corresponding to FIG. A schematic plan view of the pattern structure of the second electrode 2a and the semiconductor layer 91a is expressed as shown in FIG. Moreover, the schematic cross-sectional structure along the III-III line of FIG. 16 is represented as shown in FIG. 17A, and the schematic cross-sectional structure along the IV-IV line of FIG. 16 is shown in FIG. Represented as shown.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子は、図１５〜図１７に示すように、絶縁体基板１０と、絶縁体基板１０上に配置された第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）と、第１の電極４ａ上に配置された絶縁層３と、絶縁体基板１０上に配置された層間絶縁膜９と、層間絶縁膜９上に配置され、かつ第１の電極４ａに対して絶縁層３を介して第１の電極４に対向して配置された第２の電極２，２ａと、第２の電極２上に配置された半導体層９１ａと、絶縁層３を挟み第１の電極４ａと第２の電極２間に形成されたＭＩＭリフレクタ５０と、ＭＩＭリフレクタ５０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された共振器６０と、共振器６０の略中央部に配置された能動素子９０と、共振器６０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された導波路７０と、導波路７０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置されたホーン開口部８０とを備える。 As shown in FIGS. 15 to 17, the terahertz oscillation device according to Modification 2 includes an insulator substrate 10, a first electrode 4 (4 a, 4 b, 4 c) disposed on the insulator substrate 10, An insulating layer 3 disposed on one electrode 4a, an interlayer insulating film 9 disposed on an insulator substrate 10, and an insulating layer 3 disposed on the interlayer insulating film 9 and with respect to the first electrode 4a. A second electrode 2, 2 a disposed opposite to the first electrode 4 via the semiconductor layer 91, a semiconductor layer 91 a disposed on the second electrode 2, and the first electrode 4 a sandwiching the insulating layer 3 The MIM reflector 50 formed between the second electrodes 2, and the resonator 60 disposed between the first electrode 4 and the second electrode 2 facing the insulator substrate 10 adjacent to the MIM reflector 50. An active element 90 disposed substantially at the center of the resonator 60, and an insulator substrate adjacent to the resonator 60. The waveguide 70 disposed between the first electrode 4 and the second electrode 2 facing each other on the substrate 10, and the first electrode 4 and the second electrode facing each other on the insulator substrate 10 adjacent to the waveguide 70. A horn opening 80 disposed between the two electrodes 2.

共振器６０には、２箇所の凹部５、６が形成されており、この２つの凹部５、６に挟まれて、凸部７が形成されている。そして、半導体層９１ａの凸部７の略中央部には突起部８が形成され、この突起部８の下側に第１の電極４ａと挟まれるように、能動素子９０が配置される。 In the resonator 60, two concave portions 5 and 6 are formed, and a convex portion 7 is formed between the two concave portions 5 and 6. A protrusion 8 is formed at a substantially central portion of the protrusion 7 of the semiconductor layer 91a, and an active element 90 is disposed below the protrusion 8 so as to be sandwiched between the first electrode 4a.

共振器６０の長さＬ１は、例えば、約３０μｍ程度以下である。突起部８の長さは、例えば、約６μｍ程度以下である。また、凹部５、６の幅（第１の電極４と第２の電極２との間隔）は、例えば、約４μｍ程度である。能動素子９０の寸法は、例えば、約１．４μｍ²程度である。但し、能動素子９０のサイズは、この値に限定されず、例えば、約５．３μｍ²程度以下であってもよい。共振器６０の各部のサイズは、上記寸法に限定されるものではなく、発振する電磁波の周波数に応じて設計上適宜設定されるものである。 The length L1 of the resonator 60 is, for example, about 30 μm or less. The length of the protrusion 8 is, for example, about 6 μm or less. Further, the width of the recesses 5 and 6 (the distance between the first electrode 4 and the second electrode 2) is, for example, about 4 μm. The dimension of the active element 90 is, for example, about 1.4 μm ² . However, the size of the active element 90 is not limited to this value, and may be, for example, about 5.3 μm ² or less. The size of each part of the resonator 60 is not limited to the above dimensions, and is appropriately set in design according to the frequency of the oscillating electromagnetic wave.

また、図１５に示すように、導波路７０における第１の電極４と第２の電極２間の間隔に比べて、共振器６０が形成されている部分の第１の電極４と第２の電極２間の間隔は、狭い。 Further, as shown in FIG. 15, compared with the distance between the first electrode 4 and the second electrode 2 in the waveguide 70, the first electrode 4 and the second electrode in the portion where the resonator 60 is formed. The interval between the electrodes 2 is narrow.

第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）および第２の電極２，２ａは、いずれも例えば、Ａｕ／Ｐｄ／Ｔｉのメタル積層構造からなり、Ｔｉ層は、絶縁体基板１０との接触状態を良好にするためのバッファ層である。第１の電極４ａ，４ｂ，４ｃおよび第２の電極２，２ａの各部の厚さは、例えば、約数１００ｎｍ程度であり、全体として、図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すような平坦化された積層構造が得られている。なお、第１の電極４、第２の電極２は、いずれも真空蒸着法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 Each of the first electrode 4 (4a, 4b, 4c) and the second electrode 2, 2a has, for example, an Au / Pd / Ti metal laminated structure, and the Ti layer is in contact with the insulator substrate 10. This is a buffer layer for improving the resistance. The thickness of each part of the first electrodes 4a, 4b, 4c and the second electrodes 2, 2a is, for example, about several hundred nm, and as a whole, as shown in FIGS. 17 (a) and 17 (b). A flattened laminated structure is obtained. Note that both the first electrode 4 and the second electrode 2 can be formed by a vacuum evaporation method, a sputtering method, or the like.

尚、第１の電極４ｂの表面層を形成するＴｉ層は、ボンディングワイヤ１２ｂによって取り出し電極を形成する際、接触抵抗を低減するために除去することが望ましい。同様に、第２の電極２ａの表面層を形成するＴｉ層は、ボンディングワイヤ１２ａによって取り出し電極を形成する際、接触抵抗を低減するために除去することが望ましい。 Note that the Ti layer forming the surface layer of the first electrode 4b is desirably removed in order to reduce the contact resistance when the extraction electrode is formed by the bonding wire 12b. Similarly, the Ti layer forming the surface layer of the second electrode 2a is desirably removed in order to reduce the contact resistance when the extraction electrode is formed by the bonding wire 12a.

絶縁層３は、例えば、ＳｉＯ₂膜で形成することができる。その他、Ｓｉ₃Ｎ₄膜、ＳｉＯＮ膜、ＨｆＯ₂膜、Ａｌ₂Ｏ₃膜などを適用することもできる。なお、絶縁層３の厚さは、ＭＩＭリフレクタ５０の幾何学的な平面寸法と、回路特性上の要求されるキャパシタ値を考慮して決めることができ、例えば、数１０ｎｍ〜数１００ｎｍ程度である。絶縁層３は、ＣＶＤ法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 The insulating layer 3 can be formed of, for example, a SiO ₂ film. In addition, a Si ₃ N ₄ film, a SiON film, a HfO ₂ film, an Al ₂ O ₃ film, or the like can be applied. The thickness of the insulating layer 3 can be determined in consideration of the geometric plane size of the MIM reflector 50 and the required capacitor value in terms of circuit characteristics, and is, for example, about several tens nm to several hundreds nm. . The insulating layer 3 can be formed by a CVD method or a sputtering method.

同様に、層間絶縁膜９は、例えば、ＳｉＯ₂膜で形成することができる。その他、Ｓｉ₃Ｎ₄膜、ＳｉＯＮ膜、ＨｆＯ₂膜、Ａｌ₂Ｏ₃膜などを適用することもできる。層間絶縁膜９の厚さは、図１７（ａ）に示すように、第２の電極２ａと層間絶縁膜９の全体の厚さが、第１の電極４の厚さと略同程度となるように設定されている。層間絶縁膜９は、ＣＶＤ法、或いはスパッタリング法などによって形成することができる。 Similarly, the interlayer insulating film 9 can be formed of, for example, a SiO ₂ film. In addition, a Si ₃ N ₄ film, a SiON film, a HfO ₂ film, an Al ₂ O ₃ film, or the like can be applied. As shown in FIG. 17A, the thickness of the interlayer insulating film 9 is such that the total thickness of the second electrode 2 a and the interlayer insulating film 9 is approximately the same as the thickness of the first electrode 4. Is set to The interlayer insulating film 9 can be formed by a CVD method or a sputtering method.

また、絶縁体基板１０は、半導体層９１ａよりも低誘電率材料の基板からなることが、電波を効率良く取り出す上で望ましい。低誘電率材料の絶縁体基板１０としては、例えば、ポリイミド樹脂基板、テフロン基板などを適用することができる。絶縁体基板１０の厚さは、例えば、２００μｍ程度である。 The insulator substrate 10 is preferably made of a substrate having a lower dielectric constant than the semiconductor layer 91a in order to efficiently extract radio waves. As the insulator substrate 10 made of a low dielectric constant material, for example, a polyimide resin substrate, a Teflon substrate, or the like can be applied. The thickness of the insulator substrate 10 is, for example, about 200 μm.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子において、上方は空気であるため、比誘電率ε_air＝１である。絶縁体基板１０として、ポリイミド樹脂基板を使用すると、ポリイミド樹脂の比誘電率ε_poly＝３．５であるため、全体の発振出力に対する絶縁体基板１０の下方への発振出力の割合は、ε_poly ^3/2／（ε_air ^3/2＋ε_poly ^3/2）＝０．８７で表される。すなわち、全体の発振出力の内、約８７％は、絶縁体基板１０側に放射され、ホーン開口部８０から横方向に放射される発振出力は、相対的に増大する。 In the terahertz oscillating device according to Modification 2, since the upper portion is air, the relative permittivity ε _air = 1. When a polyimide resin substrate is used as the insulator substrate 10, since the relative permittivity ε _poly = 3.5 of the polyimide resin, the ratio of the oscillation output below the insulator substrate 10 to the total oscillation output is ε _poly ^3/2 / (ε _air ^3/2 + ε _poly ^3/2 ) = 0.87. That is, about 87% of the total oscillation output is radiated to the insulator substrate 10 side, and the oscillation output radiated laterally from the horn opening 80 is relatively increased.

さらに、絶縁体基板１０として、テフロン樹脂基板を使用すると、テフロンの比誘電率ε_tef＝２．１であるため、全体の発振出力に対する絶縁体基板１０の下方への発振出力の割合は、ε_tef ^3/2／（ε_air ^3/2＋ε_tef ^3/2）＝０．７５で表される。すなわち、全体の発振出力の内、約７５％は、絶縁体基板１０側に放射され、ホーン開口部８０から横方向に放射される発振出力は、相対的に増大する。 Further, when a Teflon resin substrate is used as the insulator substrate 10, since the relative permittivity of Teflon is ε _tef = 2.1, the ratio of the oscillation output below the insulator substrate 10 to the total oscillation output is ε _tef ^3/2 / (ε _air ^3/2 + ε _tef ^3/2 ) = 0.75 That is, about 75% of the total oscillation output is radiated to the insulator substrate 10 side, and the oscillation output radiated laterally from the horn opening 80 is relatively increased.

ＭＩＭリフレクタ５０は、図１７（ａ）に示すように、第１の電極４ａと第２の電極２間に絶縁層３を介在させた構造から形成されている。また、図１７（ｂ）から明らかなように、ＲＴＤからなる能動素子９０は、絶縁体基板１０上に第１の電極４ａを介して、配置されている。第１の電極４ａは、ＲＴＤのｎ⁺ＧａＩｎＡｓ層９１ｂに接触して配置されている。第２の電極２は、ＲＴＤのｎ⁺ＧａＩｎＡｓ層９１ａに接触して配置されている。さらに、第１の電極４（４ｂ，４ｃ）は、絶縁体基板１０上に延在して配置されている。 As shown in FIG. 17A, the MIM reflector 50 is formed from a structure in which an insulating layer 3 is interposed between the first electrode 4a and the second electrode 2. As is clear from FIG. 17B, the active element 90 made of RTD is disposed on the insulator substrate 10 via the first electrode 4a. The first electrode 4a is disposed in contact with the n ⁺ GaInAs layer 91b of the RTD. The second electrode 2 is disposed in contact with the n ⁺ GaInAs layer 91a of the RTD. Further, the first electrode 4 (4b, 4c) is disposed so as to extend on the insulator substrate 10.

このように、第１の電極４が、絶縁体基板１０上に延在して配置されていることから、第１の電極４と第２の電極２は、互いに短絡されることがなく、ＲＴＤのｎ⁺ＧａＩｎＡｓ層９１ａとｎ⁺ＧａＩｎＡｓ層９１ｂ間に所定の直流バイアス電圧を印加することができる。 Thus, since the 1st electrode 4 is extended and arrange | positioned on the insulator board | substrate 10, the 1st electrode 4 and the 2nd electrode 2 are not mutually short-circuited, but RTD. A predetermined DC bias voltage can be applied between the n ⁺ GaInAs layer 91a and the n ⁺ GaInAs layer 91b.

なお、第１の電極４には、ボンディングワイヤ１２ｂが接続され、第２の電極２ａには、ボンディングワイヤ１２ａが接続されて、第１の電極４と第２の電極２ａ間には、直流電源１５が接続されている。また、第１の電極４と第２の電極２ａ間には、寄生発振を防止するための抵抗（図示省略）が接続されている。 Note that a bonding wire 12b is connected to the first electrode 4, a bonding wire 12a is connected to the second electrode 2a, and a DC power source is connected between the first electrode 4 and the second electrode 2a. 15 is connected. In addition, a resistor (not shown) for preventing parasitic oscillation is connected between the first electrode 4 and the second electrode 2a.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子の構造において、第１の電極４上に直接、また第２の電極２上に層間絶縁膜９を介して絶縁体基板１０を貼付け、半導体基板１をエッチングで除去した後の上下反転した構造は、図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すように表される。図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すように、変形例２に係るテラヘルツ発振素子においては、第２の電極２上には半導体層９１ａが配置されが、第２の電極２ａも露出するため、第２の電極２ａに対して、ワイヤボンディングなどの電極取り出し工程を容易に行うことができる。 In the structure of the terahertz oscillation device according to the modification example 2, the insulator substrate 10 is pasted directly on the first electrode 4 and on the second electrode 2 via the interlayer insulating film 9, and the semiconductor substrate 1 is removed by etching. The structure turned upside down after this is expressed as shown in FIGS. 17 (a) and 17 (b). As shown in FIGS. 17A and 17B, in the terahertz oscillation device according to Modification 2, the semiconductor layer 91a is disposed on the second electrode 2, but the second electrode 2a is also exposed. Therefore, an electrode extraction process such as wire bonding can be easily performed on the second electrode 2a.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子の製造方法においては、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、半導体基板１上に半導体層９１ａを形成後、パターニングによって、半導体層９１ａの幅を狭く形成し、半導体層９１ａ上に形成される第２の電極２のパターン幅を狭く形成する。残りの部分には、第２の電極２に接続し、所定の幅を有し、相対的に厚い第２の電極２ａを形成する。結果として、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、第２の電極２ａが、半導体基板１に接触する構造を得る。 In the method for manufacturing the terahertz oscillation device according to Modification 2, as shown in FIGS. 2A and 2B, the width of the semiconductor layer 91a is formed by patterning after forming the semiconductor layer 91a on the semiconductor substrate 1. And the pattern width of the second electrode 2 formed on the semiconductor layer 91a is narrowed. In the remaining portion, a second electrode 2a is formed which is connected to the second electrode 2 and has a predetermined width and is relatively thick. As a result, as shown in FIGS. 2A and 2B, a structure in which the second electrode 2a is in contact with the semiconductor substrate 1 is obtained.

次に、図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すように、第１の電極４上に直接、また第２の電極２上に層間絶縁膜９を介して絶縁体基板１０を貼付け、半導体基板１をエッチングで除去した後の上下反転した構造を得る。 Next, as shown in FIG. 17A and FIG. 17B, the insulator substrate 10 is pasted directly on the first electrode 4 and on the second electrode 2 via the interlayer insulating film 9, A vertically inverted structure after the semiconductor substrate 1 is removed by etching is obtained.

次に、図１５に示すように、第１の電極４にボンディングワイヤ１２ｂを接続し、第２の電極２ａに、ボンディングワイヤ１２ａを接続することで電極取り出しを実施する。 Next, as shown in FIG. 15, the bonding wire 12b is connected to the first electrode 4, and the bonding wire 12a is connected to the second electrode 2a, whereby the electrode is taken out.

半導体基板１は、例えば、半絶縁性のＩｎＰ基板によって形成され、厚さは、例えば、約６００μｍ程度である。ＩｎＰ基板のエッチング液としては、例えば、塩酸系のエッチング液を適用することができる。 The semiconductor substrate 1 is formed of, for example, a semi-insulating InP substrate and has a thickness of about 600 μm, for example. As the etching solution for the InP substrate, for example, a hydrochloric acid-based etching solution can be applied.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子において、厚さｄを有する絶縁体基板１０をサンプル表面に貼付け、半導体基板をエッチングにより除去する工程後の模式的鳥瞰構造は、図１８に示すように表され、図１８の裏面から見た模式的鳥瞰構造は、図１９に示すように表される。図１８から明らかなように、第１の電極４は、直接絶縁体基板１０に貼り付けられている。また、第２の電極２，２ａは、図１８では図示を省略しているが、図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すように、層間絶縁膜９を介して絶縁体基板１０に貼り付けられている。図１９の詳細構造は、図１５に対応している。 In the terahertz oscillation device according to Modification 2, a schematic bird's-eye view structure after the step of attaching the insulator substrate 10 having the thickness d to the sample surface and removing the semiconductor substrate by etching is expressed as shown in FIG. A schematic bird's-eye view structure viewed from the back surface of FIG. 18 is expressed as shown in FIG. As is clear from FIG. 18, the first electrode 4 is directly attached to the insulator substrate 10. The second electrodes 2 and 2a are not shown in FIG. 18, but as shown in FIGS. 17A and 17B, the second electrodes 2 and 2a are formed on the insulator substrate 10 with the interlayer insulating film 9 interposed therebetween. It is pasted. The detailed structure of FIG. 19 corresponds to FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例２に係るテラヘルツ発振素子として、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）の模式的断面構造は、図３（ａ）と同様に表される。また、その変形例の模式的断面構造は、図３（ｂ）と同様に表される。 As a terahertz oscillation element according to Modification 2 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment, a schematic cross-sectional structure of a resonant tunneling diode (RTD) is represented in the same manner as FIG. Moreover, the schematic cross-sectional structure of the modification is represented similarly to FIG.3 (b).

図３（ａ）は、半導体基板１上に配置された構造例であるが、その後の工程によって、第１の電極４ａに絶縁体基板１０を貼り付けた後、半導体基板１は、エッチングによって除去される。したがって、図３（ａ）は、絶縁体基板１０を貼り付け工程前における能動素子９０近傍の模式的断面構造に相当している。 FIG. 3A shows an example of a structure disposed on the semiconductor substrate 1. After the insulator substrate 10 is attached to the first electrode 4 a in a subsequent process, the semiconductor substrate 1 is removed by etching. Is done. Accordingly, FIG. 3A corresponds to a schematic cross-sectional structure near the active element 90 before the step of attaching the insulator substrate 10.

前述と同様に、能動素子９０としてはＲＴＤが代表的なものであるが、これ以外のダイオードやトランジスタでも構成可能なものである。その他の能動素子としては、例えば、ＴＵＮＮＥＴＴダイオード、ＩＭＰＡＴＴダイオード、ＧａＡｓＦＥＴ、ＧａＮ系ＦＥＴ、ＨＥＭＴ、ＨＢＴなどを適用することもできる。 As described above, the active element 90 is typically an RTD, but other diodes or transistors may be used. As other active elements, for example, TUNETTT diodes, IMPATT diodes, GaAsFETs, GaN-based FETs, HEMTs, HBTs, and the like can be applied.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能なテラヘルツ発振素子のＸＹＺ軸方向における３次元の電磁界シミュレーション結果の一例は、図２０に示すように表される。Ｙ軸方向が、電波の出力方向であり、極めて良好な指向性が得られていることがわかる。図２０の例は、図１８および図１９に示す変形例２に係るテラヘルツ発振素子において、絶縁体基板１０を、厚さｄ＝２００ｎｍのポリイミド基板によって形成し、発振周波数ｆ＝０．５ＴＨｚとした結果である。 An example of a three-dimensional electromagnetic field simulation result in the XYZ-axis direction of the terahertz oscillator applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG. It can be seen that the Y-axis direction is the output direction of radio waves, and extremely good directivity is obtained. In the example of FIG. 20, in the terahertz oscillation device according to the modification 2 shown in FIGS. 18 and 19, the insulator substrate 10 is formed of a polyimide substrate having a thickness d = 200 nm, and the oscillation frequency f = 0.5 THz. It is a result.

変形例２に係るテラヘルツ発振素子によれば、低誘電率の絶縁体基板を用いることで横方向の指向性を改善し、高効率かつ高出力に、基板に対して横方向に指向性高く発振することができ、しかも集積化が容易となる。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 2, by using an insulator substrate having a low dielectric constant, the directivity in the lateral direction is improved, and high efficiency and high output are generated with high directivity in the lateral direction with respect to the substrate. In addition, integration is facilitated.

―変形例３・変形例４―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例３に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造は、図２１（ａ）に示すように表され、変形例４に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造は、図２１（ｂ）に示すように表される。 —Modification 3 and Modification 4—
The electrode pattern structure of the terahertz oscillation device according to the modification example 3 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG. 21A, and the electrode pattern of the terahertz oscillation device according to the modification example 4 The structure is represented as shown in FIG.

実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例３に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造は、ＭＩＭリフレクタ５０を構成する第２の電極２にスタブ構造を備える例であり、変形例４に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造は、ＭＩＭリフレクタ５０を構成する第１の電極４にスタブ構造を備える例である。図１７（ａ）から明らかなように、第２の電極２上には、半導体層９１ａが配置されているため、図２１（ａ）および図２１（ｂ）では、半導体層９１ａが表示されているが、半導体層９１ａの下には、第２の電極２のパターンが同一のパターン形状で配置されている。 The electrode pattern structure of the terahertz oscillation device according to the modification example 3 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is an example in which the second electrode 2 configuring the MIM reflector 50 is provided with a stub structure. The electrode pattern structure of the terahertz oscillation device according to the example is an example in which the first electrode 4 constituting the MIM reflector 50 is provided with a stub structure. As apparent from FIG. 17A, since the semiconductor layer 91a is disposed on the second electrode 2, in FIG. 21A and FIG. 21B, the semiconductor layer 91a is displayed. However, the pattern of the second electrode 2 is arranged in the same pattern shape under the semiconductor layer 91a.

すなわち、図２１（ａ）に示すように、ＭＩＭリフレクタ５０を構成する部分において、第２の電極２は、複数のスタブ１３Ａを備える。 That is, as shown in FIG. 21A, the second electrode 2 includes a plurality of stubs 13 </ b> A in a part constituting the MIM reflector 50.

また、図２１（ｂ）に示すように、ＭＩＭリフレクタ５０を構成する部分において、第１の電極４は、複数のスタブ１３Ｂを備える。 In addition, as shown in FIG. 21B, in the portion constituting the MIM reflector 50, the first electrode 4 includes a plurality of stubs 13B.

複数のスタブ１３Ａまたは１３Ｂは、共振器６０に面して等間隔に配置されていてもよく、或いは、その間隔が変化するように配置されていてもよい。 The plurality of stubs 13A or 13B may be arranged at equal intervals facing the resonator 60, or may be arranged so that the intervals thereof change.

上記の変形例３・変形例４を組み合わせて、第２の電極２と第１の電極４の両方に複数のスタブを備えていてもよい。 A combination of Modification 3 and Modification 4 described above may include a plurality of stubs on both the second electrode 2 and the first electrode 4.

電磁波の伝送線路の一部に電磁波の波長の４分の１の長さのスタブを設けて、その中に電磁波を引き込み、それを反射させて伝送線路に戻すことにより共振回路が形成されることが分かっている。これは、伝送線路に入射した電磁波のうち、スタブの長さの４倍の波長を持つ電磁波のみが、スタブの位置で等価的に短絡され、これによって当該電磁波が反射されるため、その電磁波の伝送線路からの漏れが少なくなるという現象である。この方法によれば、入力される電磁波の波長に対してスタブの長さが４分の１波長と決まっているために、電磁波の波長がスタブの長さの４倍になる電磁波に対しては強く共振して反射させることができるが、帯域幅の広い電磁波についてはその反射効果は少ない。 A resonant circuit is formed by providing a stub with a quarter of the wavelength of the electromagnetic wave in a part of the transmission line of the electromagnetic wave, drawing the electromagnetic wave into the stub, reflecting it, and returning it to the transmission line. I know. This is because only the electromagnetic wave having a wavelength four times the length of the stub out of the electromagnetic wave incident on the transmission line is equivalently short-circuited at the position of the stub, and this electromagnetic wave is reflected thereby. This is a phenomenon that leakage from the transmission line is reduced. According to this method, since the length of the stub is determined to be a quarter wavelength with respect to the wavelength of the input electromagnetic wave, for the electromagnetic wave in which the wavelength of the electromagnetic wave is four times the length of the stub. Although it can be strongly resonated and reflected, an electromagnetic wave having a wide bandwidth has little reflection effect.

変形例３のスタブ１３Ａの長さは、帯域を持った入射電磁波の中心部分の電磁波の４分の１波長としないで、４分の１からずれた長さにする。例えば、反射させたい周波数幅があったときその周波数幅の中央値の周波数を持つ電磁波を一部反射させるための２波長〜３波長以上の長さのスタブ１３Ａを多く設けることにより、反射させたい周波数幅の電磁波を幅広い範囲で反射させることが可能である。 The length of the stub 13A of the third modification is not a quarter wavelength of the electromagnetic wave at the central portion of the incident electromagnetic wave having a band, but is shifted from the quarter. For example, when there is a frequency width to be reflected, it is desired to reflect by providing many stubs 13A having a length of 2 to 3 wavelengths for partially reflecting electromagnetic waves having a median frequency of the frequency width. It is possible to reflect electromagnetic waves having a frequency range in a wide range.

当然のことながら、電磁波の反射率は４分の１波長のときと比べると小さくなるのであるが、それでもスタブがない場合と比較するとかなりの反射が起こる。そして、共振条件がゆるい分だけ、ある帯域を持った周波数（ある波長の幅を持った電磁波）に対して、満遍なく反射する効果がある。また、多段スタブの間隔は、反射させたい電磁波の周波数幅の中央値の周波数を持つ電磁波に対して、波長の半分程度の長さとすることにより各スタブからの反射の間に強め合う干渉（ブラッグ反射）が起こり、反射波が重ねあわされて、反射率がほぼ１００％の大きな値になる。スタブの長さ、数、間隔によって、反射する周波数幅、中心周波数は総合的に決定される。 Naturally, the reflectivity of the electromagnetic wave is smaller than that of the quarter wavelength, but still a considerable amount of reflection occurs compared to the case where there is no stub. And, there is an effect of uniformly reflecting a frequency having a certain band (electromagnetic wave having a certain wavelength width) as much as the resonance condition is loose. In addition, the multi-stage stubs have a length that is about half the wavelength of electromagnetic waves having a median frequency of the electromagnetic wave frequency to be reflected. Reflection) occurs, the reflected waves are superimposed, and the reflectance becomes a large value of almost 100%. Depending on the length, number and interval of the stubs, the frequency width to be reflected and the center frequency are comprehensively determined.

所定の帯域幅を有する電磁波の中心波長をλ_０として、スタブの間隔をλ_０／２とすると、反射率が１００％に近い電磁波の波長範囲Δλを得ることができる。このとき、スタブの長さは、２〜３λ_０以上に設計するのがよい。また、スタブの幅がスタブの間隔の半分のとき、スタブ数５〜１０個程度の少ない数で１００％に近い大きな反射率となる。スタブ幅がそれ以外のときは大きな反射率を得るためにはスタブ数を増やす必要があり、また、周波数幅も狭くなる。しかしながら、これらの長さは限定されるものではなく反射する帯域幅との関係で設計的に規定されるものである。 ₀ the center wavelength of the electromagnetic wave lambda having a predetermined bandwidth, and the distance of the stub and lambda _0/2, the reflectivity can be obtained a wavelength range Δλ of electromagnetic waves close to 100%. At this time, the length of the stub, it is preferable to design the 2～3Ramuda ₀ or more. Further, when the width of the stub is half of the stub interval, a large reflectance close to 100% is obtained with a small number of about 5 to 10 stubs. When the stub width is other than that, it is necessary to increase the number of stubs in order to obtain a large reflectance, and the frequency width is also narrowed. However, these lengths are not limited and are defined in terms of design in relation to the reflected bandwidth.

なお、変形例３では、スタブ１３ＡおよびＭＩＭリフレクタにより、閉口部側に伝送する漏れ電磁波が反射され、開口側に戻される。そして、反射された電磁波が出力として放射されるために、能動素子９０から発振される電磁波は高出力となる。 In the third modification, the leakage electromagnetic wave transmitted to the closing portion side is reflected by the stub 13A and the MIM reflector and returned to the opening side. And since the reflected electromagnetic waves are radiated | emitted as an output, the electromagnetic waves oscillated from the active element 90 become a high output.

変形例４においてもスタブ１３Ｂの動作は、スタブ１３Ａと同様であるため、重複する説明は省略する。 Also in the modified example 4, since the operation of the stub 13B is the same as that of the stub 13A, a duplicate description is omitted.

なお、第２の電極２と第１の電極４の両方に多段のスタブを設けることにより、片方だけの場合に比べ約半分のスタブ数で同等の大きな反射率を得ることができる。また、周波数幅や中心周波数を決める際の設計の自由度を上げることができるので、設計上極めて有効である。なお、第２の電極２と第１の電極４の双方に付けるスタブの長さ、数、間隔は必ずしも等しい必要はなく、設計上自由に変更することができる。 By providing multistage stubs on both the second electrode 2 and the first electrode 4, it is possible to obtain the same large reflectivity with about half the number of stubs as compared with the case of only one. In addition, the degree of freedom in design when determining the frequency width and center frequency can be increased, which is extremely effective in design. Note that the length, number, and interval of the stubs attached to both the second electrode 2 and the first electrode 4 are not necessarily equal, and can be freely changed in design.

変形例３および変形例４に係るテラヘルツ発振素子によれば、低誘電率の絶縁体基板を用いることで横方向の指向性を改善し、高効率かつ高出力に、基板に対して横方向に指向性高く発振することができ、しかも集積化が容易となる。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 3 and the modified example 4, by using an insulating substrate having a low dielectric constant, lateral directivity is improved, high efficiency and high output, and lateral direction with respect to the substrate. It can oscillate with high directivity and can be easily integrated.

変形例３および変形例４に係るテラヘルツ発振素子によれば、低誘電率の絶縁体基板を用いることで横方向の指向性を改善し、ＭＩＭレフレクタを構成する電極にスタブ構造を組み合わせることによって、基板に水平な方向にさらに効率良く、指向性高く電磁波を取り出すことが可能となる。 According to the terahertz oscillation device according to the modified example 3 and the modified example 4, by using a low dielectric constant insulator substrate, the directivity in the lateral direction is improved, and by combining the stub structure with the electrodes constituting the MIM reflector, It becomes possible to extract electromagnetic waves more efficiently in the direction horizontal to the substrate and with higher directivity.

―変形例５―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例５に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造の模式的平面構成は、図２２に示すように表される。 -Modification 5-
A schematic planar configuration of the electrode pattern structure of the terahertz oscillation device according to the modified example 5 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子においても第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）、第２の電極２，２ａ、ＭＩＭリフレクタ５０、共振器６０、能動素子９０の構成は、変形例２と同様であるため、以下において、重複説明は省略する。 Also in the terahertz oscillation device according to the modification example 5, the configurations of the first electrode 4 (4a, 4b, 4c), the second electrodes 2 and 2a, the MIM reflector 50, the resonator 60, and the active element 90 are the same as those of the modification example 2. Since it is the same, in the following, redundant description is omitted.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子は、図２２に示すように、絶縁体基板１０と、絶縁体基板１０上に配置された第１の電極４（４ａ，４ｂ，４ｃ）と、第１の電極４ａ（図１７）上に配置された絶縁層３（図１７）と、絶縁体基板１０上に配置された層間絶縁膜９（図１７）と、層間絶縁膜９上に配置され、かつ第１の電極４ａに対して絶縁層３を介して第１の電極４に対向して配置された第２の電極２，２ａと、第２の電極２上に配置された半導体層９１ａと、絶縁体基板１０上に第１の電極４に隣接し、かつ第２の電極２ａとは反対側に第１の電極４に対向して配置された第１スロットライン電極４１と、絶縁体基板１０上に第２の電極２ａに隣接し、かつ第１の電極４とは反対側に第２の電極２ａに対向して配置された第２スロットライン電極２１と、絶縁層３を挟み第１の電極４ａと第２の電極２間に形成されたＭＩＭリフレクタ５０と、ＭＩＭリフレクタ５０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された共振器６０と、共振器６０の略中央部に配置された能動素子９０と、共振器６０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された第１導波路７０と、第１導波路７０に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第２の電極２間に配置された第１ホーン開口部８０と、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第１スロットライン電極４１間に配置された第２導波路７１と、第２導波路７１に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１の電極４と第１スロットライン電極４１間に配置された第２ホーン開口部８１と、絶縁体基板１０上に対向する第２の電極２ａと第２スロットライン電極２１間に配置された第３導波路７２と、第３導波路７２に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第２の電極２ａと第２スロットライン電極２１間に配置された第３ホーン開口部８２とを備える。 As shown in FIG. 22, the terahertz oscillation device according to Modification 5 includes an insulator substrate 10, a first electrode 4 (4 a, 4 b, 4 c) disposed on the insulator substrate 10, and a first electrode Insulating layer 3 (FIG. 17) disposed on 4a (FIG. 17), interlayer insulating film 9 (FIG. 17) disposed on insulator substrate 10, and disposed on interlayer insulating film 9 and the first A second electrode 2, 2 a disposed opposite to the first electrode 4 via the insulating layer 3 with respect to the electrode 4 a, a semiconductor layer 91 a disposed on the second electrode 2, and an insulator A first slot line electrode 41 disposed adjacent to the first electrode 4 on the substrate 10 and opposite the first electrode 4 on the opposite side of the second electrode 2a; A second slot disposed adjacent to the second electrode 2a and opposite the second electrode 2a on the side opposite to the first electrode 4 The in-electrode 21, the MIM reflector 50 formed between the first electrode 4 a and the second electrode 2 with the insulating layer 3 interposed therebetween, and the first electrode facing the insulator substrate 10 adjacent to the MIM reflector 50. The resonator 60 disposed between the electrode 4 and the second electrode 2, the active element 90 disposed substantially at the center of the resonator 60, and the resonator 60 are adjacent to each other on the insulator substrate 10. A first waveguide 70 disposed between the first electrode 4 and the second electrode 2, and the first electrode 4 and the second electrode adjacent to the first waveguide 70 and opposed to the insulator substrate 10. A first horn opening 80 disposed between the electrodes 2, a second waveguide 71 disposed between the first electrode 4 and the first slot line electrode 41 opposed to each other on the insulator substrate 10, and a second conductor. The first electrode 4 and the first slot line electrode that are adjacent to the waveguide 71 and face the insulator substrate 10. A second horn opening 81 disposed between the first substrate 2, a second waveguide 2 a facing the insulator substrate 10, a third waveguide 72 disposed between the second slot line electrodes 21, and a third waveguide 72, the second electrode 2 a facing the insulator substrate 10 and the third horn opening 82 disposed between the second slot line electrodes 21 are provided.

変形例２と同様に、能動素子９０としてはＲＴＤが代表的なものであるが、これ以外のダイオードやトランジスタでも構成可能なものである。その他の能動素子としては、例えば、ＴＵＮＮＥＴＴダイオード、ＩＭＰＡＴＴダイオード、ＧａＡｓＦＥＴ、ＧａＮ系ＦＥＴ、ＨＥＭＴ、ＨＢＴなどを適用することもできる。 As in the second modification, the active element 90 is typically an RTD, but can be configured by other diodes or transistors. As other active elements, for example, TUNETTT diodes, IMPATT diodes, GaAsFETs, GaN-based FETs, HEMTs, HBTs, and the like can be applied.

ホーン開口部８０〜８２は、開口ホーンアンテナを構成する。 The horn openings 80 to 82 constitute an open horn antenna.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子においては、図２２に示すように、出力端におけるスロットライン電極２１および４１の幅Ｗ４は、例えば、１６０μｍ程度である。また、図２２に示すように、出力端におけるホーン開口部８０の幅Ｄ２０およびホーン開口部８１および８２の幅Ｄ１０、および、スロットライン電極２１および４１の幅Ｗ４は、適宜変更可能である。 In the terahertz oscillation device according to the modified example 5, as shown in FIG. 22, the width W4 of the slot line electrodes 21 and 41 at the output end is, for example, about 160 μm. As shown in FIG. 22, the width D20 of the horn opening 80, the width D10 of the horn openings 81 and 82, and the width W4 of the slot line electrodes 21 and 41 at the output end can be changed as appropriate.

導波路７０は、共振器６０の開口部に配置される。 The waveguide 70 is disposed in the opening of the resonator 60.

ＭＩＭリフレクタ５０は共振器６０の開口部と反対側の閉口部に配置される。 The MIM reflector 50 is disposed in a closed portion opposite to the opening of the resonator 60.

ＭＩＭリフレクタ５０を構成する部分において、第２の電極２は、図２１（ａ）に示された変形例３と同様の複数のスタブを備えていても良い。同様に、ＭＩＭリフレクタ５０を構成する部分において、第２の電極２は、図２１（ｂ）に示された変形例４と同様の複数のスタブを備えていても良い。 In the portion constituting the MIM reflector 50, the second electrode 2 may include a plurality of stubs similar to those of the third modification shown in FIG. Similarly, in the portion constituting the MIM reflector 50, the second electrode 2 may include a plurality of stubs similar to those of the modification 4 shown in FIG.

また、上記において、複数のスタブは、共振器６０に面して等間隔に配置されていても良く、また、間隔が変化するように配置されていても良い。 In the above description, the plurality of stubs may be arranged at equal intervals facing the resonator 60, or may be arranged so that the intervals change.

また、絶縁体基板１０は、半導体層９１ａよりも低誘電率材料の基板からなることが、横方向に電波を効率良く、指向性高く取り出す上で望ましい。低誘電率材料の絶縁体基板１０としては、第１の実施の形態と同様に、例えば、ポリイミド樹脂基板、テフロン基板などを適用することができる。 The insulator substrate 10 is preferably made of a substrate having a lower dielectric constant than that of the semiconductor layer 91a in order to extract radio waves efficiently in the lateral direction and with high directivity. As the insulator substrate 10 made of a low dielectric constant material, for example, a polyimide resin substrate, a Teflon substrate, or the like can be applied as in the first embodiment.

絶縁体基板１０として、ポリイミド樹脂基板を使用すると、全体の発振出力の内、約８７％は、絶縁体基板１０側に放射され、ホーン開口部８０から横方向に放射される発振出力は、相対的に増大する点は、変形例２と同様である。 When a polyimide resin substrate is used as the insulator substrate 10, about 87% of the total oscillation output is radiated to the insulator substrate 10 side, and the oscillation output radiated laterally from the horn opening 80 is relative. The point of increase is similar to the second modification.

また、絶縁体基板１０として、テフロン樹脂基板を使用すると、変形例２と同様に、全体の発振出力の内、約７５％は、絶縁体基板１０側に放射され、ホーン開口部８０から横方向に放射される発振出力は、相対的に増大する点も、変形例２と同様である。 When a Teflon resin substrate is used as the insulator substrate 10, about 75% of the entire oscillation output is radiated to the insulator substrate 10 side in the lateral direction from the horn opening 80 as in the second modification. The oscillation output radiated to is relatively the same as that of the second modification in that it increases relatively.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子においては、能動素子９０に接続された第１の電極４および第２の電極２からなるテーパスロットアンテナの両サイドに、同じ形状をしたテーパ形状の１対のスロットライン電極４１、２１を配置することで、変形例２に比べ、指向性がさらに向上する。 In the terahertz oscillation device according to the modified example 5, a pair of tapered slots having the same shape are formed on both sides of the tapered slot antenna including the first electrode 4 and the second electrode 2 connected to the active device 90. By arranging the line electrodes 41 and 21, the directivity is further improved as compared with the second modification.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子によれば、第１の電極４および第２の電極２からなるテーパスロットアンテナの両サイドに、テーパ形状の１対のスロットライン電極４１、２１を並列化配置することで、絶縁体基板１０上にテーパスロットアンテナを集積化しても、絶縁体基板１０の影響を抑制し、充分な指向性を得ることができる。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 5, the pair of tapered slot line electrodes 41 and 21 are arranged in parallel on both sides of the tapered slot antenna including the first electrode 4 and the second electrode 2. Thus, even if the tapered slot antenna is integrated on the insulator substrate 10, the influence of the insulator substrate 10 can be suppressed and sufficient directivity can be obtained.

中央部の第１の電極４および第２の電極２からなるテーパスロットアンテナから広がった電界が、両サイドに設けた１対のスロットライン電極４１、２１に引き込まれて、スロットライン電極４１、２１の端面で反射され、中央部の第１の電極４および第２の電極２に戻ってくる。このとき、中央部の第１の電極４および第２の電極２およびスロットライン電極４１、２１内には、定在波が形成され、反射してきた電界によって、外部に電磁波が放射される。中央部の第１の電極４および第２の電極２および１対のスロットライン電極４１、２１からの放射電磁界が、干渉し合うことによって、指向性が向上する。 The electric field spread from the tapered slot antenna composed of the first electrode 4 and the second electrode 2 in the center is drawn into a pair of slot line electrodes 41, 21 provided on both sides, and the slot line electrodes 41, 21 And is returned to the first electrode 4 and the second electrode 2 at the center. At this time, a standing wave is formed in the first electrode 4 and the second electrode 2 and the slot line electrodes 41 and 21 in the central portion, and electromagnetic waves are radiated to the outside by the reflected electric field. Directivity is improved by the interference of the electromagnetic fields radiated from the center first electrode 4 and second electrode 2 and the pair of slot line electrodes 41 and 21.

変形例５に係るテラヘルツ発振素子によれば、低誘電率の絶縁体基板を用いることで横方向の指向性を改善し、かつスロットライン電極を並列化配置して定在波を有効に発生させることによって、さらに高効率かつ高出力に、基板に対して横方向に指向性高く発振することができ、しかも集積化が容易である。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 5, the directivity in the lateral direction is improved by using an insulating substrate having a low dielectric constant, and the standing wave is effectively generated by arranging the slot line electrodes in parallel. As a result, it is possible to oscillate with high directivity in the lateral direction with respect to the substrate with higher efficiency and higher output, and integration is easy.

―変形例６―
実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式に適用可能な変形例６に係るテラヘルツ発振素子の電極パターン構造の模式的平面構成は、図２３に示すように表される。 -Modification 6-
A schematic planar configuration of the electrode pattern structure of the terahertz oscillation device according to the modification 6 applicable to the terahertz wireless communication system according to the embodiment is expressed as shown in FIG.

変形例６に係るテラヘルツ発振素子においても第１の電極４、第２の電極２、ＭＩＭリフレクタ５０、共振器６０、能動素子９０、第１のスロットライン電極４１、第２のスロットライン電極２１の構成は、第２の実施の形態と同様であるため、以下において、重複説明は省略する。 Also in the terahertz oscillation device according to the modification 6, the first electrode 4, the second electrode 2, the MIM reflector 50, the resonator 60, the active device 90, the first slot line electrode 41, and the second slot line electrode 21 are included. Since the configuration is the same as that of the second embodiment, redundant description will be omitted below.

変形例６に係るテラヘルツ発振素子は、図２３に示すように、図２２に示した変形例５の電極パターン構成に対して、さらに、１対のスロットライン電極２２,４２を並列化配置している。すなわち、絶縁体基板１０上に第１スロットライン電極４１に隣接し、かつ第１の電極４とは反対側に第１スロットライン電極４１に対向して配置された第３スロットライン電極４２と、絶縁体基板１０上に第２スロットライン電極２１に隣接し、かつ第２の電極２ａとは反対側に第２スロットライン電極２１に対向して配置された第４スロットライン電極２２と、絶縁体基板１０上に対向する第１スロットライン電極４１と第３スロットライン電極４２間に配置された第４導波路７４と、第４導波路７４に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第１スロットライン電極４１と第３スロットライン電極４２間に配置された第４ホーン開口部８４と、絶縁体基板１０上に対向する第２スロットライン電極２１と第４スロットライン電極２２間に配置された第５導波路７３と、第５導波路７３に隣接して、絶縁体基板１０上に対向する第２スロットライン電極２１と第４スロットライン電極２２間に配置された第５ホーン開口部８３とを備える。 As shown in FIG. 23, the terahertz oscillation device according to Modification 6 further includes a pair of slot line electrodes 22 and 42 arranged in parallel to the electrode pattern configuration of Modification 5 shown in FIG. Yes. That is, the third slot line electrode 42 disposed on the insulator substrate 10 adjacent to the first slot line electrode 41 and opposite to the first electrode 4 and facing the first slot line electrode 41; A fourth slot line electrode 22 disposed adjacent to the second slot line electrode 21 on the insulator substrate 10 and opposite to the second slot line electrode 21 on the opposite side of the second electrode 2a; A fourth waveguide 74 disposed between the first slot line electrode 41 and the third slot line electrode 42 facing on the substrate 10, and a first waveguide facing the insulator substrate 10 adjacent to the fourth waveguide 74. A fourth horn opening 84 disposed between the first slot line electrode 41 and the third slot line electrode 42, and between the second slot line electrode 21 and the fourth slot line electrode 22 facing on the insulator substrate 10. The fifth waveguide 73 disposed and the fifth horn opening disposed between the second slot line electrode 21 and the fourth slot line electrode 22 facing the insulator substrate 10 adjacent to the fifth waveguide 73. Part 83.

図２３の構成において、スロットライン電極２１,４１の外側に１対のスロットライン電極２２,４２をさらに並列化配置することによって、指向性がさらに向上する。 In the configuration of FIG. 23, the directivity is further improved by further arranging a pair of slot line electrodes 22, 42 in parallel outside the slot line electrodes 21, 41.

変形例６に係るテラヘルツ発振素子によれば、低誘電率の絶縁体基板を用いることで横方向の指向性を改善し、かつ２対のスロットライン電極を並列化配置して定在波を有効に発生させることによって、さらに高効率かつ高出力に、基板に対して横方向に指向性高く発振することができ、しかも集積化が容易である。 According to the terahertz oscillating device according to the modified example 6, the horizontal directionality is improved by using an insulating substrate having a low dielectric constant, and two pairs of slot line electrodes are arranged in parallel to make a standing wave effective. Therefore, it is possible to oscillate with high directivity in the lateral direction with respect to the substrate with high efficiency and high output, and integration is easy.

本発明によれば、共鳴トンネルダイオードという電子デバイス単体で発振するので、発振器が、従来技術よりも飛躍的に小さくなり、なおかつ単純な振幅遷移変調によるテラヘルツディジタルデータ信号の送受信が可能となる。 According to the present invention, the resonance tunnel diode oscillates as a single electronic device, so that the oscillator is remarkably smaller than the prior art, and terahertz digital data signals can be transmitted and received by simple amplitude transition modulation.

[その他の実施の形態]
上記のように、実施の形態に係るテラヘルツ無線通信方式について記載したが、この開示の一部をなす論述および図面は例示的なものであり、この発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例および運用技術が明らかとなろう。 [Other embodiments]
As described above, the terahertz wireless communication system according to the embodiment has been described. However, it should be understood that the description and the drawings constituting a part of this disclosure are exemplary and limit the present invention. Absent. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態などを含む。 As described above, the present invention includes various embodiments not described herein.

本発明のテラヘルツ無線通信方式は、テラヘルツ帯の周波数領域で動作する発振・増幅素子を適用することで、テラヘルツイメージング、大容量通信・情報処理のほか、物性、天文、生物などのさまざまな分野における計測、セキュリティー分野など、幅広い分野に適用することができる。 The terahertz wireless communication system of the present invention is applied to terahertz imaging, high-capacity communication / information processing, physical properties, astronomy, living things, etc. by applying an oscillation / amplification element that operates in the frequency region of the terahertz band. It can be applied to a wide range of fields such as measurement and security.

１…半導体基板
２、２ａ…第２の電極
３…絶縁層
４、４ａ、４ｂ、４ｃ…第１の電極
５,６…凹部
７…凸部
８…突起部
９…層間絶縁膜
１０…絶縁体基板
１３Ａ,１３Ｂ…スタブ
１５…直流電源
２１,２２,４１,４２…スロットライン電極
３０…パルスパターン発生器
３２…増幅器
３４…バイアスＴ回路
３６…直流バイアス回路
３８…テラヘルツ発振素子
４０…ホーンアンテナ
４４…テラヘルツ検出素子
４６…プリアンプ
４８…リミッティング増幅器
５０…ＭＩＭリフレクタ
５２…オシロスコープ
５４…エラー検出器
６０…共振器
７０,７１,７２,７３,７４…導波路
８０,８１,８２,８３,８４…ホーン開口部
９０…能動素子
９１ａ…半導体層
１００…テラヘルツ送信器
２００…テラヘルツ受信器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Semiconductor substrate 2, 2a ... 2nd electrode 3 ... Insulating layer 4, 4a, 4b, 4c ... 1st electrode 5, 6 ... Concave part 7 ... Convex part 8 ... Protrusion part 9 ... Interlayer insulating film 10 ... Insulator Substrate 13A, 13B ... Stub 15 ... DC power supply 21, 22, 41, 42 ... Slot line electrode 30 ... Pulse pattern generator 32 ... Amplifier 34 ... Bias T circuit 36 ... DC bias circuit 38 ... Terahertz oscillator 40 ... Horn antenna 44 ... terahertz detector 46 ... preamplifier 48 ... limiting amplifier 50 ... MIM reflector 52 ... oscilloscope 54 ... error detector 60 ... resonators 70, 71, 72, 73, 74 ... waveguides 80, 81, 82, 83, 84 ... Horn opening 90 ... active element 91a ... semiconductor layer 100 ... terahertz transmitter 200 ... terahertz receiver

Claims

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ送信器は、
搬送波信号を発生するパルスパターン発生器と、
所定のオフセット電圧を出力する直流バイアス回路と、
前記直流バイアス回路に接続され、前記搬送波信号に基づく電圧が重畳された前記オフセット電圧を出力するバイアスＴ回路と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、前記バイアスＴ回路に接続され、前記搬送波信号に基づく電圧が重畳された前記オフセット電圧を受信することを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element includes the terahertz oscillation element Detecting terahertz electromagnetic waves generated from
The terahertz transmitter is
A pulse pattern generator for generating a carrier wave signal;
A DC bias circuit that outputs a predetermined offset voltage;
A bias T circuit connected to the DC bias circuit and outputting the offset voltage on which a voltage based on the carrier wave signal is superimposed, and the terahertz oscillation element is connected to the bias T circuit and based on the carrier wave signal A terahertz wireless communication system that receives the offset voltage on which a voltage is superimposed.

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ受信器は、
前記テラヘルツ送信器から発生されたテラヘルツ電磁波を受信するテラヘルツ検出素子と、
前記テラヘルツ検出素子に接続されたプリアンプと、
を備えることを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element includes the terahertz oscillation element Detecting terahertz electromagnetic waves generated from
The terahertz receiver is
A terahertz detecting element for receiving terahertz electromagnetic waves generated from the terahertz transmitter;
A preamplifier connected to the terahertz detection element;
A terahertz wireless communication system characterized by comprising:

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と、
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ送信器は、
搬送波信号を発生するパルスパターン発生器と、
前記パルスパターン発生器に接続され、搬送波信号を増幅して入力電圧を出力する増幅器と、
所定のオフセット電圧を出力する直流バイアス回路と、
前記増幅器および前記直流バイアス回路に接続され、前記入力電圧が重畳された前記オフセット電圧を出力するバイアスＴ回路と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、前記バイアスＴ回路に接続され、前記入力電圧が重畳された前記オフセット電圧を受信することを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver comprising a terahertz detection element;
The terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element detects the terahertz electromagnetic wave generated from the terahertz oscillation element. ,
The terahertz transmitter is
A pulse pattern generator for generating a carrier wave signal;
An amplifier connected to the pulse pattern generator for amplifying a carrier signal and outputting an input voltage;
A DC bias circuit that outputs a predetermined offset voltage;
A bias T circuit connected to the amplifier and the DC bias circuit and outputting the offset voltage on which the input voltage is superimposed, and the terahertz oscillation element is connected to the bias T circuit and the input voltage is superimposed on the bias T circuit. A terahertz wireless communication system, wherein the offset voltage received is received.

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ受信器は、
前記テラヘルツ送信器から発生されたテラヘルツ電磁波を受信するテラヘルツ検出素子と、
前記テラヘルツ検出素子に接続されたプリアンプと、
前記プリアンプに接続されたリミッティング増幅器と
を備えることを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element includes the terahertz oscillation element Detecting terahertz electromagnetic waves generated from
The terahertz receiver is
A terahertz detecting element for receiving terahertz electromagnetic waves generated from the terahertz transmitter;
A preamplifier connected to the terahertz detection element;
A terahertz wireless communication system comprising: a limiting amplifier connected to the preamplifier.

前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ電磁波を受信するためのホーンアンテナを備えることを特徴とする請求項２又は４に記載のテラヘルツ無線通信方式。 5. The terahertz wireless communication system according to claim 2, wherein the terahertz detection element includes a horn antenna for receiving the terahertz electromagnetic wave.

前記リミッティング増幅器に接続されたオシロスコープおよびエラー検出器を備えることを特徴とする請求項４に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The terahertz wireless communication system according to claim 4, further comprising an oscilloscope and an error detector connected to the limiting amplifier.

前記テラヘルツ発振素子は、共鳴トンネルダイオードを備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The terahertz radio communication system according to claim 1, wherein the terahertz oscillation element includes a resonant tunneling diode.

前記テラヘルツ検出素子は、ショットキーバリアダイオードを備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The terahertz detection system according to any one of claims 1 to 7, wherein the terahertz detection element includes a Schottky barrier diode.

前記テラヘルツ発振素子は、テフロン基板上に配置されたことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のテラヘルツ無線通信方式。 9. The terahertz wireless communication system according to claim 1, wherein the terahertz oscillation element is disposed on a Teflon substrate.

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ発振素子は、
絶縁体基板と、
前記絶縁体基板上に配置された第１の電極と、
前記第１の電極上に配置された絶縁層と、
前記絶縁体基板上に配置された層間絶縁膜と、
前記層間絶縁膜上に配置され、かつ前記第１の電極に対して前記絶縁層を介して前記第１の電極に対向して配置された第２の電極と、
前記第２の電極上に配置された半導体層と、
前記絶縁層を挟み前記第１の電極と前記第２の電極間に形成されたＭＩＭリフレクタと、
前記ＭＩＭリフレクタに隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置された共振器と、
前記共振器の略中央部に配置された能動素子と、
前記共振器に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置された導波路と、
前記導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置されたホーン開口部と
を備えることを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element includes the terahertz oscillation element Detecting terahertz electromagnetic waves generated from
The terahertz oscillation element is
An insulator substrate;
A first electrode disposed on the insulator substrate;
An insulating layer disposed on the first electrode;
An interlayer insulating film disposed on the insulator substrate;
A second electrode disposed on the interlayer insulating film and disposed opposite to the first electrode via the insulating layer with respect to the first electrode;
A semiconductor layer disposed on the second electrode;
An MIM reflector formed between the first electrode and the second electrode across the insulating layer;
A resonator disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the MIM reflector;
An active element disposed substantially in the center of the resonator;
A waveguide disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the resonator;
A terahertz wireless communication system comprising: a horn opening disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the waveguide.

テラヘルツ発振素子を備えるテラヘルツ送信器と、
テラヘルツ検出素子を備えるテラヘルツ受信器と
を備え、前記テラヘルツ発振素子は、負性微分抵抗領域に動作点を有する振幅遷移変調によって、テラヘルツ電磁波を発生すると共に、前記テラヘルツ検出素子は、前記テラヘルツ発振素子から発生されたテラヘルツ電磁波を検出し、
前記テラヘルツ発振素子は、
絶縁体基板と、
前記絶縁体基板上に配置された第１の電極と、
前記第１の電極上に配置された絶縁層と、
前記絶縁体基板上に配置された層間絶縁膜と、
前記層間絶縁膜上に配置され、かつ前記第１の電極に対して前記絶縁層を介して前記第１の電極に対向して配置された第２の電極と、
前記第２の電極上に配置された半導体層と、
前記絶縁体基板上に前記第１の電極に隣接し、かつ前記第２の電極とは反対側に前記第１の電極に対向して配置された第１スロットライン電極と、
前記絶縁体基板上に前記第２の電極に隣接し、かつ前記第１の電極とは反対側に前記第２の電極に対向して配置された第２スロットライン電極と、
前記絶縁層を挟み前記第１の電極と前記第２の電極間に形成されたＭＩＭリフレクタと、
前記ＭＩＭリフレクタに隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置された共振器と、
前記共振器の略中央部に配置された能動素子と、
前記共振器に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置された第１導波路と、
前記第１導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第２の電極間に配置された第１ホーン開口部と、
前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第１スロットライン電極間に配置された第２導波路と、
前記第２導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１の電極と前記第１スロットライン電極間に配置された第２ホーン開口部と、
前記絶縁体基板上に対向する前記第２の電極と前記第２スロットライン電極間に配置された第３導波路と、
前記第３導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第２の電極と前記第２スロットライン電極間に配置された第３ホーン開口部と
を備えることを特徴とするテラヘルツ無線通信方式。 A terahertz transmitter including a terahertz oscillation element;
A terahertz receiver including a terahertz detection element, wherein the terahertz oscillation element generates a terahertz electromagnetic wave by amplitude transition modulation having an operating point in a negative differential resistance region, and the terahertz detection element includes the terahertz oscillation element Detecting terahertz electromagnetic waves generated from
The terahertz oscillation element is
An insulator substrate;
A first electrode disposed on the insulator substrate;
An insulating layer disposed on the first electrode;
An interlayer insulating film disposed on the insulator substrate;
A second electrode disposed on the interlayer insulating film and disposed opposite to the first electrode via the insulating layer with respect to the first electrode;
A semiconductor layer disposed on the second electrode;
A first slot line electrode disposed on the insulator substrate adjacent to the first electrode and opposite to the second electrode and facing the first electrode;
A second slot line electrode disposed on the insulator substrate adjacent to the second electrode and opposite to the first electrode and facing the second electrode;
An MIM reflector formed between the first electrode and the second electrode across the insulating layer;
A resonator disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the MIM reflector;
An active element disposed substantially in the center of the resonator;
A first waveguide disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the resonator;
A first horn opening disposed between the first electrode and the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the first waveguide;
A second waveguide disposed between the first electrode and the first slot line electrode facing each other on the insulator substrate;
A second horn opening disposed between the first electrode and the first slot line electrode facing the insulator substrate adjacent to the second waveguide;
A third waveguide disposed between the second electrode and the second slot line electrode facing each other on the insulator substrate;
A terahertz radio comprising: the second electrode facing the insulator substrate adjacent to the third waveguide; and a third horn opening disposed between the second slot line electrodes. Communication method.

前記テラヘルツ発振素子は、
前記絶縁体基板上に第１スロットライン電極に隣接し、かつ前記第１の電極とは反対側に前記第１スロットライン電極に対向して配置された第３スロットライン電極と、
前記絶縁体基板上に第２スロットライン電極に隣接し、かつ前記第２の電極とは反対側に前記第２スロットライン電極に対向して配置された第４スロットライン電極と、
前記絶縁体基板上に対向する前記第１スロットライン電極と前記第３スロットライン電極間に配置された第４導波路と、
前記第４導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第１スロットライン電極と前記第３スロットライン電極間に配置された第４ホーン開口部と、
前記絶縁体基板上に対向する前記第２スロットライン電極と前記第４スロットライン電極間に配置された第５導波路と、
前記第５導波路に隣接して、前記絶縁体基板上に対向する前記第２スロットライン電極と前記第４スロットライン電極間に配置された第５ホーン開口部と
を備えることを特徴とする請求項１１に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The terahertz oscillation element is
A third slot line electrode disposed on the insulator substrate adjacent to the first slot line electrode and opposite the first slot line electrode to face the first slot line electrode;
A fourth slot line electrode disposed adjacent to the second slot line electrode on the insulator substrate and opposite to the second slot line electrode on the opposite side of the second electrode;
A fourth waveguide disposed between the first slot line electrode and the third slot line electrode facing each other on the insulator substrate;
A fourth horn opening disposed between the first slot line electrode and the third slot line electrode facing the insulator substrate adjacent to the fourth waveguide;
A fifth waveguide disposed between the second slot line electrode and the fourth slot line electrode facing each other on the insulator substrate;
The fifth horn opening disposed between the second slot line electrode and the fourth slot line electrode facing the insulator substrate adjacent to the fifth waveguide. Item 12. A terahertz wireless communication system according to Item 11.

前記能動素子は、共鳴トンネルダイオード、タンネットダイオード、インパットダイオード、ＧａＡｓ系電界効果トランジスタ、ＧａＮ系ＦＥＴ、高電子移動度トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラトランジスタのいずれかであることを特徴とする請求項１０または１１に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The active element, a resonant tunneling diode, Tan net diodes, claims, characterized in that IMPATT diode, GaAs-based field effect transistors, GaN-based FET, high electron mobility transistor is either heterojunction bipolar transistor 10 Or the terahertz wireless communication system according to 11 .

前記ホーン開口部は、開口ホーンアンテナを構成することを特徴とする請求項１０に記載のテラヘルツ無線通信方式。 The terahertz wireless communication system according to claim 10 , wherein the horn opening constitutes an opening horn antenna.

前記絶縁体基板は、前記半導体層よりも低誘電率材料の基板からなることを特徴とする請求項１０〜１２のいずれか１項に記載のテラヘルツ無線通信方式。
The terahertz wireless communication system according to any one of claims 10 to 12, wherein the insulator substrate is made of a substrate having a lower dielectric constant than the semiconductor layer.