JP5729762B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、補助巻線の誘起電圧に基づいて一定の補助電圧を生成する補助電源部を備えたスイッチング電源装置に関する。

世界各国の各種商用交流電圧においても使用できるよう構成したワールドワイドなスイッチング電源装置として、例えば、図２に示すスイッチング電源装置１０が知られている。同図に示すように、このスイッチング電源装置１０は、１００[Ｖ]／２００[Ｖ]系の商用交流電源から供給された商用交流電圧Ｖ_ACIN（８５〜１３２[Ｖ]／１８７〜２６４[Ｖ]）を整流するダイオードブリッジ回路Ｄ₁を備え、このダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力電圧は、アクティブフィルタ２に供給されている。

アクティブフィルタ２は、チョーク等のリアクトルを介してダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力端子間に接続されたスイッチング手段を有し、このスイッチング手段のスイッチング動作は制御部に含まれているアクティブフィルタ制御回路４からの制御信号によって制御される。アクティブフィルタ２によれば、ダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力電圧を整形して正弦波状とすることにより、力率を改善することができる。

アクティブフィルタ２の出力端子間には、平滑用コンデンサＣ₁と、トランスＴの一次巻線Ｔ₁および電力用ＦＥＴＱ₁（スイッチング手段）のドレイン・ソース導電路からなる直列回路とが接続されている。電力用ＦＥＴＱ₁のゲートには制御部に含まれているＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３からの制御信号が入力される。これにより、電力用ＦＥＴＱ₁の導通期間が制御され、一次巻線Ｔ₁にスイッチング電圧が供給される。

トランスＴの二次巻線Ｔ₂の一端にはダイオードＤ₂のアノードが接続されている。また、ダイオードＤ₂のカソードは平滑用コンデンサＣ₂の一端に接続され、平滑用コンデンサＣ₂の他端は二次巻線Ｔ₂の他端に接続されている。平滑用コンデンサＣ₂の両端からは、不図示の負荷に供給するための直流の二次側出力電圧Ｖ_DCOUTが出力される。

トランスＴは、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に補助巻線Ｔ₃を有している。補助巻線Ｔ₃は、トランスＴのコアに一次巻線Ｔ₁と同一の極性で巻回されており、一次巻線Ｔ₁に直列に接続されている。なお、以下の説明では、補助巻線Ｔ₃の２つの端部のうち、一次巻線Ｔ₁と相互に接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（図２において、●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。

補助巻線Ｔ₃の誘起電圧に基づいて制御部の電源電圧となる補助電圧Ｖ₂を生成する補助電源部には、例えば、非特許文献１に記載の定電圧回路６とダイオードＤ₃とが備えられている。ダイオードＤ₃のアノードは補助巻線Ｔ₃の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₃のカソードは定電圧回路６を構成するトランジスタＱ₂のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ₂のベースはツェナーダイオードＺＤのカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤのアノードは補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。トランジスタＱ₂のコレクタとベースとの間には抵抗Ｒ₅が接続され、トランジスタＱ₂のエミッタには平滑用コンデンサＣ₃の一端が接続されている。また、平滑用コンデンサＣ₃の他端は補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。そして、平滑用コンデンサＣ₃の両端からは、制御部の電源電圧となる補助電圧Ｖ₂が出力される。

上記の通り、スイッチング電源装置１０に入力される商用交流電圧Ｖ_ACINは８５〜２６４[Ｖ]の広い範囲で変動するが、このスイッチング電源装置１０によれば、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧がある程度上昇するとツェナーダイオードＺＤが導通状態となり、補助電圧Ｖ₂が制限される。これにより、過電圧が供給されることによるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の破損等が防がれている。

図３は、上記スイッチング電源装置１０を改良・発展させたスイッチング電源装置１１である（例えば、特許文献１参照）。

同図に示すように、このスイッチング電源装置１１において、トランスＴは、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に２つの補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄を有している。補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄は、トランスＴのコアに一次巻線Ｔ₁と同一の極性で巻回されており、直列に接続されている。また、補助巻線Ｔ₃の一端は電力用ＦＥＴＱ₁のソースに接続されている。なお、以下の説明では、補助巻線Ｔ₃の２つの端部のうち、電力用ＦＥＴＱ₁のソースに接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（図３において、●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。同様に、補助巻線Ｔ₄の２つの端部のうち、補助巻線Ｔ₃に接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。

補助電源部には、主に定電圧回路６とダイオードＤ₃とが備えられている。ダイオードＤ₃のアノードは補助巻線Ｔ₄の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₃のカソードは定電圧回路６を構成するトランジスタＱ₂のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ₂のベースはツェナーダイオードＺＤのカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤのアノードは補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。トランジスタＱ₂のコレクタとベースとの間には抵抗Ｒ₅が接続され、トランジスタＱ₂のエミッタには順方向に接続されたダイオードＤ₅を介して平滑用コンデンサＣ₃の一端が接続されている。補助巻線Ｔ₃の非相互接続端にも、順方向に接続されたダイオードＤ₄を介して平滑用コンデンサＣ₃の一端が接続されている。また、平滑用コンデンサＣ₃の他端は補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。そして、平滑用コンデンサＣ₃の両端からは、制御部の電源電圧となる補助電圧Ｖ₂が出力される。

このスイッチング電源装置１１では、商用交流電圧Ｖ_ACINの入力が開始されると、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧をダイオードＤ_４で直流化した電圧Ｖ₁と、補助巻線Ｔ₃および補助巻線Ｔ₄の誘起電圧の和電圧をダイオードＤ₃で直流化した電圧Ｖ₃（＝定電圧回路６の入力電圧）の上昇率の違いにより、ダイオードＤ₅が導通状態となり、定電圧回路６の出力電圧Ｖ₄によって平滑用コンデンサＣ₃が充電される。その後、ツェナーダイオードＺＤが導通状態となると、定電圧回路６の出力電圧Ｖ₄はそれ以上上昇することなく一定電圧Ｖ_ZDに維持され、電圧Ｖ₁が電圧Ｖ₄を超えると、ダイオードＤ₄は導通状態となり、平滑用コンデンサＣ₃はダイオードＤ₄を通じて充電されるようになる。このとき、ダイオードＤ₅は非導通状態となり、定電圧回路６の動作は停止する。

つまり、このスイッチング電源装置１１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４は、起動当初は定電圧回路６の出力電圧Ｖ₄により必要な電力が供給されるが、アクティブフィルタ２の出力電圧Ｖ₀が十分上昇した後（定常時）は、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧から生成された電圧Ｖ₁により必要な電力が供給される。したがって、このスイッチング電源装置１１によれば、定電圧回路６における定常時の電力損失を削減にすることができる。

特開２００１−１６８５１号公報

実用電子回路ハンドブック１「トランジスタと組み合わせた定電圧回路」、ＣＱ出版社、１９７２年９月、ｐ．３７５、図４

しかしながら、図３に示す従来のスイッチング電源装置１１では、上昇率の異なる２つの電圧Ｖ₁、Ｖ₃を生成するため、トランスＴに、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に２つの補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄を設ける必要がある。このため、従来のスイッチング電源装置１１では、トランスＴが大型化・複雑化してしまうという問題があった。

一方、図２に示す従来のスイッチング電源装置１０では、必要とされる補助巻線が１つのため、トランスＴの小形化を図ることができる反面、定常時においても定電圧回路６が動作し続けるため、電力損失が大きくなってしまうという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、トランスの大型化・複雑化を招くことなく、定電圧回路における電力損失を低減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、一次側直流電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング手段と、スイッチング電圧が供給される一次巻線と、二次巻線と、一次巻線の電圧上昇に伴って誘起電圧が上昇するように一次巻線と同一極性に巻回された補助巻線とを有するトランスと、二次巻線の誘起電圧を整流および平滑して直流の二次側出力電圧を生成する出力電圧生成手段と、スイッチング手段を制御するスイッチング制御回路を含む制御部と、補助巻線の誘起電圧に基づいて直流の補助電圧を生成し、該補助電圧を電源電圧として制御部に供給する補助電源部とを備えたスイッチング電源装置であって、
補助電源部は、補助巻線の一端に接続され、補助巻線の誘起電圧を直流化して直流化電圧を生成する直流化手段と、直流化手段と制御部との間に設けられ、直流化電圧を定電圧化して補助電圧を生成する定電圧化手段とを有し、
定電圧化手段は、一端が直流化手段の出力端に接続され、定電圧化する前の直流化電圧を降下させる第１電圧降下手段と、制御部と補助巻線の他端との間に設けられ、制御部の消費電流に応じた電圧降下を生じさせることで、第１電圧降下手段の他端の電位を上昇させて、第１電圧降下手段における電圧降下を減少させる第２電圧降下手段と、制御部に並列接続されたシャントレギュレータと、直列接続された第１抵抗および第２抵抗からなり、一端がシャントレギュレータのカソード端子に接続され、かつ他端が補助巻線の他端に接続されるとともに、第１抵抗と第２抵抗との接続点にシャントレギュレータのリファレンス端子が接続された分圧回路とを有し、第１電圧降下手段は、他端が分圧回路の一端に接続され、第２電圧降下手段は、シャントレギュレータのアノード端子と分圧回路の他端との間に設けられていることを特徴とする。

この構成によれば、スイッチング制御回路を含む制御部に電流が流れると、第２電圧降下手段に電圧降下が生じ、該電圧降下に応じて第１電圧降下手段の他端の電位が上昇する。これにより、第１電圧降下手段における電圧降下が減少するため、第１電圧降下手段の電力損失を低減することができ、結果として、定電圧化手段（定電圧回路）の電力損失を低減することができる。しかも、この構成によれば、上記動作を単一の補助巻線で実現することができるので、トランスの小形化を図ることができる。

なお、上記第１および第２電圧降下手段は、例えば、抵抗である。

また、本発明に係るスイッチング電源装置において、上記一次側直流電圧は、外部から入力された交流電圧が整流された後にアクティブフィルタを介して整形されたものであり、上記制御部は、アクティブフィルタを制御するアクティブフィルタ制御回路を含んでいることを特徴とする。

この構成によれば、制御部にアクティブフィルタ制御回路が含まれた結果、制御部の消費電流が増加するので、第２電圧降下手段に生じる電圧降下が大きくなり、第１電圧降下手段の他端における電位の上昇も大きくなる。これにより、制御部の消費電流の増加に伴う第１電圧降下手段の電力損失の増加を抑制することができる。

本発明によれば、トランスの大型化・複雑化を招くことなく、定電圧回路における電力損失を低減することができるスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。 単一の補助巻線が設けられた従来のスイッチング電源装置の回路図である。 ２つの補助巻線が設けられた従来のスイッチング電源装置の回路図である。

以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。なお、図１に示されている各構成要素のうち、図２と同一の符号を付した構成要素については従来技術で説明したものと同様なので、ここでは説明を一部省略する。

［スイッチング電源装置の構成］
図１に示すように、本発明に係るスイッチング電源装置１において、トランスＴは、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に単一の補助巻線Ｔ₃を有している。補助巻線Ｔ₃は、トランスＴのコアに一次巻線Ｔ₁と同一の極性で巻回されており、一次巻線Ｔ₁に直列に接続されている。なお、以下の説明では、補助巻線Ｔ₃の２つの端部のうち、一次巻線Ｔ₁と相互に接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（図１において、●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。

補助巻線Ｔ₃の誘起電圧に基づいて、本発明の「スイッチング制御回路」に相当するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源電圧となる補助電圧Ｖ₂を生成する補助電源部は、本発明の「直流化手段」に相当するダイオードＤ₃と、本発明の「定電圧化手段」に相当する定電圧回路５と、平滑用コンデンサＣ₃とを有している。

ダイオードＤ₃のアノードは補助巻線Ｔ₃の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₃のカソードは定電圧回路５に接続されている。

定電圧回路５は、本発明の「第１電圧降下手段」に相当する抵抗Ｒ₁と、本発明の「第２電圧降下手段」に相当する抵抗Ｒ₂と、シャントレギュレータＩＣと、直列接続された第１抵抗Ｒ₃および第２抵抗Ｒ₄からなる分圧回路とを有している。

シャントレギュレータＩＣは、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４を含む制御部に並列に接続されている。分圧回路の一端（点ａ；抵抗Ｒ₁と第１抵抗Ｒ₃との接続点）はシャントレギュレータＩＣのカソード端子に接続され、分圧回路の他端（点ｃ；抵抗Ｒ₂と第２抵抗Ｒ₄との接続点）は補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。第１抵抗Ｒ₃と第２抵抗Ｒ₄との接続点（点ｂ）には、シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子が接続されている。

抵抗Ｒ₁は、一端がダイオードＤ₃のカソードに接続され、他端が分圧回路の一端（点ａ）に接続されている。また、抵抗Ｒ₂は、一端が分圧回路の他端（点ｃ）に接続され、他端がシャントレギュレータＩＣのアノード端子（点ｄ）に接続されている。

平滑用コンデンサＣ₃は、一端がシャントレギュレータＩＣのカソード端子に接続され、他端がシャントレギュレータＩＣのアノード端子に接続されている。平滑用コンデンサＣ₃は、補助巻線Ｔ₃からダイオードＤ₃を介して供給される直流化電圧Ｖ₁を定電圧回路５により定電圧化した出力電圧によって充電される。そして、この充電により、平滑用コンデンサＣ₃の両端には、制御部の電源電圧となる補助電圧Ｖ₂が発生する。

［スイッチング電源装置の起動時の動作］
次に、本発明に係るスイッチング電源装置１の起動時の動作について具体的に説明する。なお、以下の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３の消費電流をＩ₁、アクティブフィルタ制御回路４の消費電流をＩ₂、抵抗Ｒ₂に生じる電圧降下をＶ_R2とする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３の起動電圧は、アクティブフィルタ制御回路４の起動電圧よりも低く設定されているものとする。

このスイッチング電源装置１では、商用交流電圧Ｖ_ACINの入力が開始され、本発明の「一次側直流電圧」に相当するアクティブフィルタ２の出力電圧Ｖ₀が上昇すると、それに伴って補助巻線Ｔ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃で直流化した直流化電圧Ｖ₁（＝定電圧回路５の入力電圧）が上昇し、定電圧回路５から制御部に補助電圧Ｖ₂が供給される。

制御部に補助電圧Ｖ₂が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３が起動すると、抵抗Ｒ₂にＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３の消費電流Ｉ₁に応じた電圧降下Ｖ_R2（＝Ｉ₁Ｒ₂、以下「Ｖａ」と称する）が生じ、分圧回路の他端（点ｃ）の電位は、シャントレギュレータＩＣのアノード端子（点ｄ）の電位よりもＶａだけ低下する。このため、シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子（点ｂ）の電位は、シャントレギュレータＩＣのアノード端子（点ｄ）に対して、見かけ上Ｖａだけ低下する。

シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子（点ｂ）の電位がＶａ低下すると、シャントレギュレータＩＣは、シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子（点ｂ）の電位をＶａ上昇させるために、分圧回路の一端（点ａ）の電位を上昇させるよう動作する。より具体的には、シャントレギュレータＩＣは、分圧回路の一端（点ａ）の電位を、分圧回路の第１抵抗Ｒ₃と第２抵抗Ｒ₄の分圧比に応じて（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖａ上昇させるよう動作する。

分圧回路の一端（点ａ）の電位が（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖａ上昇すると、直流化電圧Ｖ₁は一定であるため、抵抗Ｒ₁における電圧降下が（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖａ減少する。これにより、抵抗Ｒ₁の電力損失が（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖａ・Ｉ₁低減される。

さらに補助電圧Ｖ₂が上昇して、アクティブフィルタ制御回路４が起動すると、抵抗Ｒ₂に消費電流Ｉ₁およびアクティブフィルタ制御回路４の消費電流Ｉ₂に応じた電圧降下Ｖ_R2（＝（Ｉ₁＋Ｉ₂）Ｒ₂、以下「Ｖｂ」と称する）が生じ、分圧回路の他端（点ｃ）の電位は、シャントレギュレータＩＣのアノード端子（点ｄ）の電位よりもＶｂだけ低下する。このため、シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子（点ｂ）の電位は、シャントレギュレータＩＣのアノード端子（点ｄ）に対して、見かけ上Ｖｂだけ低下する。

シャントレギュレータＩＣのリファレンス端子（点ｂ）の電位がＶｂ低下すると、シャントレギュレータＩＣは、分圧回路の一端（点ａ）の電位を、分圧回路の第１抵抗Ｒ₃と第２抵抗Ｒ₄の分圧比に応じて（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖｂ上昇させるよう動作する。これにより、抵抗Ｒ₁における電圧降下が（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖｂ減少するので、抵抗Ｒ₁の電力損失が（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖｂ・（Ｉ₁＋Ｉ₂）低減される。

結局、本発明に係るスイッチング電源装置１では、抵抗Ｒ₂を設けたことにより、抵抗Ｒ₁における電圧降下を（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖｂ減少させ、抵抗Ｒ₁の電力損失を（１＋Ｒ₃／Ｒ₄）Ｖｂ・（Ｉ₁＋Ｉ₂）低減させることができる。

また、上記から分かるように、本発明に係るスイッチング電源装置１では、抵抗Ｒ₁における電圧降下は、制御部の消費電流Ｉ₁、Ｉ₂が増加するほど減少する。すなわち、本発明に係るスイッチング電源装置１では、制御部に含まれるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３やアクティブフィルタ制御回路４等の制御回路の数が増え、制御部全体の消費電流が増えるほど、抵抗Ｒ₁における電圧降下が減少するので、抵抗Ｒ₁における損失低減効果が大きくなり、その結果、定電圧回路５における損失低減効果も大きくなる。

しかも、本発明に係るスイッチング電源装置１では、上記動作を単一の補助巻線Ｔ₃で実現することができるので、トランスＴの小形化を図ることができる。したがって、本発明に係るスイッチング電源装置１によれば、トランスＴの大型化・複雑化を招くことなく、定電圧回路５における電力損失を低減することができる。

以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態の構成に限定されるものではない。

例えば、図１に示すスイッチング電源装置１では、補助電圧Ｖ₂をＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４に供給しているが、これは単なる一例であって、いずれか一方にのみ供給してもよいし、さらに他の制御回路に供給してもよい。

また、上記実施形態では、外部から入力された交流電圧を整流した後にアクティブフィルタを介して整形することにより、一次側直流電圧を一次巻線Ｔ₁に供給しているが、アクティブフィルタ２を介することなく、外部から直接一次側直流電圧を一次巻線Ｔ₁に供給してもよい。

１ スイッチング電源装置
２ アクティブフィルタ
３ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
４ アクティブフィルタ制御回路
５ 定電圧回路（定電圧化手段）
Ｔ トランス
Ｔ₁ 一次巻線
Ｔ₂ 二次巻線
Ｔ₃ 補助巻線
Ｄ₃ ダイオード（直流化手段）
Ｒ₁ 抵抗（第１電圧降下手段）
Ｒ₂ 抵抗（第２電圧降下手段）
Ｒ₃ 第１抵抗
Ｒ₄ 第２抵抗
ＩＣ シャントレギュレータ

Claims (3)

1. 一次側直流電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング手段と、
   前記スイッチング電圧が供給される一次巻線と、二次巻線と、前記一次巻線の電圧上昇に伴って誘起電圧が上昇するように前記一次巻線と同一極性に巻回された補助巻線とを有するトランスと、
   前記二次巻線の誘起電圧を整流および平滑して直流の二次側出力電圧を生成する出力電圧生成手段と、
   前記スイッチング手段を制御するスイッチング制御回路を含む制御部と、
   前記補助巻線の誘起電圧に基づいて直流の補助電圧を生成し、該補助電圧を電源電圧として前記制御部に供給する補助電源部とを備えたスイッチング電源装置であって、
   前記補助電源部は、
   前記補助巻線の一端に接続され、前記補助巻線の誘起電圧を直流化して直流化電圧を生成する直流化手段と、
   前記直流化手段と前記制御部との間に設けられ、前記直流化電圧を定電圧化して前記補助電圧を生成する定電圧化手段とを有し、
   前記定電圧化手段は、
   一端が前記直流化手段の出力端に接続され、定電圧化する前の前記直流化電圧を降下させる第１電圧降下手段と、
   前記制御部と前記補助巻線の他端との間に設けられ、前記制御部の消費電流に応じた電圧降下を生じさせることで、前記第１電圧降下手段の他端の電位を上昇させて、前記第１電圧降下手段における電圧降下を減少させる第２電圧降下手段と、
   前記制御部に並列接続されたシャントレギュレータと、
   直列接続された第１抵抗および第２抵抗からなり、一端が前記シャントレギュレータのカソード端子に接続され、かつ他端が前記補助巻線の他端に接続されるとともに、前記第１抵抗と前記第２抵抗との接続点に前記シャントレギュレータのリファレンス端子が接続された分圧回路とを有し、
   前記第１電圧降下手段は、他端が前記分圧回路の一端に接続されており、
   前記第２電圧降下手段は、前記シャントレギュレータのアノード端子と前記分圧回路の他端との間に設けられている
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記第１および第２電圧降下手段は、抵抗であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記一次側直流電圧は、外部から入力された交流電圧が整流された後にアクティブフィルタを介して整形されたものであり、
   前記制御部は、前記アクティブフィルタを制御するアクティブフィルタ制御回路を含んでいることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。

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