JP5666699B2 - データを無線受信する省エネルギーの受信機構成 - Google Patents

Description

本発明は、主クレームのプリアンブルにしたがってデータを無線受信する受信機構成に関する。

多くの技術分野において、省エネルギーの受信機が利用されている。例えば、このような受信機は物体の監視に利用され、いわゆる無線ノードまたはセンサノードのシステムの不可欠な部分となり得る。例えば超再生受信機または検出受信機として実現される既知の省エネルギー受信機は、数百マイクロアンペアの電流吸収を有し、その感度は中から低である。このような受信機は、低データレート、例えば１０ｋｂｐｓ未満のデータレートの通信に特に適している。

ＵＳ ２００８／０１０８３１８ Ａ１にあるように、いわゆるウェイクアップ受信機が知られており、サンプリング受信機として設計される。すなわち、制御ユニットによって、一定のサンプリングレートで受信機がスイッチオンおよびスイッチオフされる。サンプリングパルスの間に受信された信号が、データシーケンスを生成するデジタル受信機に転送される。データシーケンスが所定のウェイクアップ信号に一致する場合、メイン受信機がスイッチオンされる。引用例によると、スイッチオン時間は２μｓであり、サンプリング期間は５０μｓ（２０ｋＨｚ）である。恒久的にスイッチオンされた状態の既知の受信機の消費電流は、例えば１０ｍＡであると仮定することができる。これは、商用の受信機回路の普通の消費電流である。平均消費電流は、４００μＡになる。しかしながら、一年にわたるバッテリー動作を可能にするためには、多くのエネルギーを消費しすぎている。リチウムボタン電池ＣＲ２０３２（容量２１０ｍＡｈ）を用いて、最大で２０日間の動作時間を実現することができる。

したがって、本発明の目的は、データ、特に低ビットレート（＜１０ｋｂｐｓ）のデータを無線受信するための、構造が単純なままであり、数年にわたるバッテリー動作が可能であるように供給電流が１０μＡ未満である、省エネルギーの受信機構成を提供することである。

本発明によると、この目的は、プリアンブルの特徴と組み合わされる主クレームの特徴によって達成される。

従属クレーム内に記載された手段を用いて、さらなる有利な発展形態および改良形態が可能になる。

本発明によると、搬送信号上に変調された例えば１０ｋｂｐｓ未満のビットレートのデータを無線受信する受信機の構成が想定される。受信機の構成には、アナログ受信機と、評価デバイスと、制御デバイスとが設けられる。制御デバイスは、サンプリングパルス中に受信機を作動すなわちスイッチオンして伝送信号を受信する準備をし、サンプリングの休止中に受信機を非作動すなわちスイッチオフして伝送信号を受信しないようにして、サンプリングパルスを用いて受信機を起動する。評価デバイスは、サンプリングパルス中に受信機によって供給された受信信号からデータビットシーケンスを生成する。受信機全体を短期間スイッチオンすることでデータビットのサンプリングが直接達成される。この結果、短いサンプリング間隔の間にのみ受信機が実際にオンになる。

受信機構成とともに使用される制御デバイスが、アナログ受信機をサンプリングするように設計されるとともに、少なくとも一つの所定の切替規準（switching-over criterion）に応じて、サンプリング周波数範囲の異なるサンプリングパルスのフェーズ間で受信機を切り替えるすなわち受信機をスイッチオン／オフするように設計されるという事実のために、送信され搬送信号上に変調されるデータのタイプに合わせたサンプリングの順応的な適応を実行することが可能になる。これは、いわゆる「プリフェード・リスニング（prefade-listening）モード」において、低速のサンプリングを実行できることを意味する。すなわち、切替規準として使用可能なデータが予期されることを示唆する信号が供給されるか否かに関して、チャンネルを「聞く（listen）」。

本発明に係る評価デバイスは、サンプルに関して（sample-wise）および非パッケージに関して（non package-wise）評価を実行することができる。すなわち、受信機をスイッチオン／オフすることによってサンプリングパルスを介して生成されるデータビットフロー（後にスイッチオン期間とも呼ばれる）が直接的に「共に読み取られ（co-read）」、サンプルまたはサンプリング値に反応することができる。

本発明に係る受信機構成を用いて、いわゆる「順応的な適応策（adaptive adaptation）」のために、供給電流が１０μＡをはるかに下回る受信機の省電流実装が可能になる。これにより、電力供給源として、太陽電池、熱電発電装置、微小振動トランスデューサ、とりわけ環境発電（energy-havesting）発電機の単純な使用が可能になる。これを用いて、バッテリーなしの動作でさえ可能である。消費電流が非常に小さいおかげで、消費電流が１０ｍＡである最先端の受信機構成の電流源として必要とされるよりも顕著に小さな寸法でこれらの発電機を設計することができる（例えば、１μＡの消費電流に対して１ｃｍ^２の太陽電池面積）。これとは別に、自己放電が非常に小さいボタン電池、例えばリチウムボタン電池が電流源として適している。受信機構成は非常に単純なままであり、複雑な回路や煩雑な変調技術は使用されていない。

受信機構成は、サンプリング方式で作動し間隔的に無線チャンネルを常にサンプリングする無線受信機に基づく。アナログ受信機は、原則として振幅キーイング、例えばオンオフキーイングで動作する。受信信号のサンプリングは、送信ビットまたは受信ビット毎にいくつかのサンプリング値を取るように行われる。これは、高周波数のサンプリングが実行されないことを意味するが、原理的に、変調された搬送信号のエンベロープのサンプリングが実行され、最終的に、復調されたデータビットのデジタルサンプリングに相当する。これは、サンプリング周波数範囲が異なる全てのフェーズに適用される。

好ましくは、アナログ受信機は、迅速に整定される部品、例えばスイッチオンの時点から１００ｎｓ未満の整定時間を有する部品（高速整定部品）を備える。基本的に、「迅速な整定」とは、送信されたデータビットよりも整定時間が少なくとも４桁分速いことを意味する。データは、好ましくは１０ｋｂｐｓ以下のビットレートで送信される。受信機のサンプリング周波数の異なるフェーズに対して、送信されるデータビットレートが異なることも想定される。例えば、一方のフェーズではデータビットレートが１ｋｂｐｓ未満であり、他方のフェーズでは例えば１０ｋｂｐｓ〜１ｋｂｐｓの間である。

有利なことに、切替規準（switch-over criterion）は、少なくとも一つの所定のデータシーケンスである。例えば、一つのシーケンスは「１１１１１１１１」であり、実際の使用可能なデータ伝送の前に配置される。これによって、所定のデータシーケンスを認識する手段を備える評価デバイス内にデータシーケンスが格納される。これらの手段は、受信データビットシーケンスと所定のデータシーケンスとの一致に基づき、サンプリング周波数が異なる一つのフェーズから別のフェーズに変更させる切替信号を制御デバイスに供給する。切替規準のこの一致は、受信機がより少ない数の「１」を検出（例えば８つの「１」のうち７つ）した場合に、認識されたとみなすこともできる。したがって、正確な一致は前提条件ではなく、十分に良好な相関関係に過ぎない。データシーケンスを認識する手段は、比較デバイス（例えば、相関器および／またはデジタルコンパレータを持つシフトレジスタ）として設計されることが好ましい。

有利なことに、複数の所定のデータシーケンスが格納されるので、データシーケンスの助けを借りて３以上のフェーズ間で切り替えを行うことができる。しかしながら、一つのデータシーケンスを切替規準として提供してもよく、これはデータの受信完了後に第１フェーズに戻る切替を開始する。

別の実施形態では、評価デバイスまたは制御デバイスによって設定可能である所定の持続時間も、切替規準として使用することができる。この持続時間は、少なくとも二つのフェーズ間の切替信号を起動する。こうして、サンプリング周波数が異なるいくつかの受信フェーズ間の切替規準として、少なくとも一つの所定のデータシーケンスと同様に所定の持続時間を使用することが想定される。

特に好ましい実施形態では、受信機構成は、第１サンプリング周波数範囲を持つ第１受信フェーズと、第２サンプリング周波数範囲を持つ第２受信フェーズと、第３サンプリング周波数範囲を持つ選択的な第３受信フェーズと、を提供するように構成される。第２サンプリング周波数範囲は、第１サンプリング周波数範囲よりも高いサンプリング周波数を有し、選択的な第３サンプリング周波数範囲は、第２サンプリング周波数範囲と同じかより高いサンプリング周波数を有する。この態様では、例えばプリフェード・リスニング・モードと表すことができる第１受信フェーズにおいて、受信機が非常に小さいサンプリング周波数または受信レートで動作することができる一方、いわゆるデータ受信モードである第２受信フェーズにおいては、無線受信機は、デジタルデータ用の到来する変調搬送信号を受信して使用可能な信号として復号するために、より高いサンプリング周波数でサンプリングされる。選択的に、さらに高い受信レートまたはサンプリング周波数を持つ別の利用可能な信号を受信することができる。

好ましくは、サンプリング周波数は受信フェーズ内で一定である。しかしながら、用途によっては、少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数範囲内で可変であるサンプリング周波数も意味をなすことがある。例えば、受信機をスイッチオンするサンプリングパルスが一定の持続時間を有する一方、サンプリングの休止（sampling pause）が異なる長さであってもよい。すなわち、スイッチオフ持続時間が動作中に一定ではなく、可変的に選択することができる。可変のサンプリングレートが追加部品のために生じてもよいし、または最初から設定されていてもよい。例えば、受信レートに対して非常に小さい消費電流が必要である場合、サンプリングレートの生成のために、より精度の低い時間ベースとしてＲＣ発振器を想定することができる。ＲＣ発振器の振動周波数はとりわけ温度依存である。そのため、公称２５０Ｈｚの動作時に数パーセントの許容誤差が生じる程度まで、サンプリングレートの精度が低くなる。可変サンプリング周波数が故意に意図されている場合、受信レート一定の状態で、干渉信号に対するより低い感度を実現することができる。

既に述べたように、一実施形態では、評価デバイスと制御回路は、第２受信フェーズの後にまたは選択的に第３受信フェーズの後に、別の切替規準に応じて第１フェーズへと切り替えることができるように設計することができる。別の切替規準は、所定のデータシーケンスまたは所定の持続時間である。使用可能なデータの受信が完了した場合、元の「プリフェード・リスニング・モード」に切り替えることができる。所定の持続時間の完了後、または使用可能なデータに続く所定のデータシーケンスの信号によって、これを実現することができる。

受信機のサンプリングに使用される、少なくとも一つの受信フェーズのサンプリング周波数は、搬送信号上に変調されたデータのビットレートに依存して設定される。好ましくは、１０ｋｂｐｓ以下の低速ビットレートのデータを受信するように受信機が設計される。これによって、例えば「プリフェード・リスニング・モード」に関係する第１受信フェーズにおいて、サンプリング周波数を１０〜１０００Ｈｚの間にすることができる。例えば、２５０Ｈｚのサンプリング周波数または受信レートで受信機が作動する。

第２受信フェーズ、例えばデータ受信モードにおいて、サンプリング周波数は、搬送信号上に変調されたデータのビットレートに少なくとも等しく、好ましくはビットレートの倍数であり、好ましくはビットレートの２倍から８倍である。１ｋｂｐｓ〜１０ｋｂｐｓの間のデータレートを用いると、サンプリングレートが２ｋＨｚ〜８０ｋＨｚになる。

サンプリングパルスとサンプリング休止とのサンプリング比率に関して、第１受信フェーズ、例えばプリフェード・リスニング・モード（サンプリング周波数が１０Ｈｚ〜１，０００Ｈｚ）では、１：１，０００，０００〜１：１０，０００の間であり、好ましくは１：４０，０００であり、第２フェーズにおけるサンプリング比率は１：５，０００〜１：１２５の間であり、好ましくは約１：１，２５０である。例えば、少なくとも受信フェーズの一つに対して、走査パルスの持続時間（ＯＮ時間）は５０ｎｓ〜８００ｎｓであり、好ましくは１００ｎｓである。これは、無線受信機が４ｍｓ毎（２５０Ｈｚ）に１００ｎｓの間スイッチオンされることを意味し、常にスイッチオンされた状態の無線受信機の消費電流に対して、２５ｐｐｍの平均消費電流となる。無線受信機が常にスイッチオンの状態で１０ｍＡを消費する場合、平均消費電流は、４ｍｓにわたり平均すると、０．２５μＡになる。環境発電方法を用いて、１μＡ未満の消費電流を容易に生成することができる。

上述したように、好適な実施形態では、あるフェーズ（例えばデータ受信モード）におけるサンプリング周波数または受信レートは、ＨＦ変調のデータレートに関連して選択される。すなわち、サンプリング周波数は、変調データレートと少なくとも同じであるかそれより高くなければならない。これによって、変調データレートよりも例えば４倍大きいサンプリング周波数が選択される場合、オーバーサンプリングを実行することができる。１ｋｂｐｓの変調データレートと、４ｋＨｚの平均サンプリング周波数（日中受信フェーズ）を仮定すると、このフェーズにおける平均消費電流は４μＡになる。無線受信機にとって有用である場合、例えば感度が高くなる場合、データ受信モードのフェーズにおけるスイッチオン時間を、プリフェード・リスニング・モードのフェーズにおける時間よりも大きくしてもよい。より長いスイッチオン時間中に、例えばコンパレータの自己校正を実行してもよい。こうして、最先端の無線受信機よりも、消費電流が３桁分小さくなる。無線受信機が無線送信機と同期されていない場合、使用可能データの受信のオーバーサンプリングは有用な方法である。

受信機または評価デバイスは、サンプリングパルスの間に供給された振幅変調受信信号をしきい値と比較してサンプリング値を形成するコンパレータをいずれの場合も備えていることが好ましい。

好適な実施形態によると、その使用可能な特性を本発明に係る省電流概念と組み合わせることができるスーパーへテロダイン受信機として受信機を設計してもよい。こうすると、最先端技術で使用される検出受信機または超再生受信機とは対照的に、受信機の感度が高く、分離精度（separation accuracy）が良好であるとともに、積分能力（integrating ability）が良好になる。

本発明の一実施形態が図面に表されており、以下の説明でより詳細に解説される。

本発明に係る受信機構成の一設計のブロック図である。 本発明に係る受信機構成で使用される、サンプリング周波数の順応的な適応策を用いた受信フェーズの模式的表現である。 二つの受信フェーズ間、および三つの受信フェーズを用いた切替を表す手順グラフである。 プリフェード・リスニングとデータ受信の間での切替（switching-over）についての、一日当たりの起動数に対する電流を表す図である。 ４倍オーバーサンプリングのパルス化動作における、データビットに対する受信機のサンプリング信号またはスイッチオンパルスを表す図である。 スイッチオン期間に依存するデータレートの図である。 受信機の反応時間と消費電流の図である。 反応時間に依存する消費電流の図である。

図１に示す本発明に係る受信機構成は、例えばスーパーヘテロダイン受信機として設計されアンテナ２を有するアナログ受信機１を備える。アンテナ２は、ＨＦ搬送信号と、その中に振幅変調された比較的低速のビットレートを持つデータビットと、からなる高周波信号（ＲＦ信号）を供給する。既知のように、受信機１は、図示しないＲＦ増幅器と、ミキサ（例えば、自由振動する局所発振器（例えば統合ＬＣ発振器）に接続されるギルバートミキサ）と、ＩＦローパスと、ＩＦ増幅器と、振幅変調器と、を備える。

アンテナ２によって既知の方法で供給される高周波信号は、最初にＲＦ増幅器で増幅され、続いて中間周波数にミックスダウンされる。中間周波数信号（ＩＦ信号）がＩＦローパスを通してフィルタリングされ、ＩＦ増幅器によって増幅される。増幅されたＩＦ信号が復調され、復調された信号が受信機の出力に現れる。

さらに、サンプリング信号を生成する制御デバイス３が設けられる。これらのサンプリング信号が受信機１に供給され、ここではいわゆるパワーダウン入力に供給される。こうして、制御デバイス３により制御される受信機１がサンプリング動作に適用される。すなわち、制御デバイス３は、その間に受信機１が起動すなわちスイッチオンされる短いサンプリングパルスのシーケンスを供給する。一方、受信機１は、サンプリングパルス間のサンプリング休止部ではスイッチオフ、すなわち非作動にされる。スイッチオン状態の受信機１は、短い信号詳細または信号パルスを供給する。信号パルスは、コンパレータ９内でしきい値と比較される。この手段により、値「０」または値「１」をとるサンプリング値のシーケンスが形成される。コンパレータは、受信機の一体部分であってもよいし、または後述する評価デバイス４の一体部分であってもよい。

評価デバイス４は、受信機１によってまたはその中に含まれるコンパレータ９によって供給されたサンプリング値を、データビットのシーケンスに変換する手段５を備える。これによって、データロジック内に構築されるとともに、例えばリセット可能なカウンタおよびデジタルコンパレータを有する統合順序回路としてこの手段を設計することができる。さらに、手段５によって変換されたデータビットのさらなる処理をも提供することができ、これは６で示されている。最後に、コードとして予め定義された少なくとも一つのデータシーケンスを認識する手段７が、予め定められたデータシーケンスを格納するメモリと、手段５によって供給されたデータビットを格納されたデータシーケンスと比較する比較デバイスと、を備える評価デバイス４内に統合される。このような比較に依存する評価デバイス４は、切替信号８を制御デバイス３に供給する。制御デバイス３は、切替信号８に応じて、受信機１のサンプリングのサンプリング周波数を変更する。

制御デバイス３は、サンプリング周波数が異なるフェーズ内で受信機１を起動する。サンプリング周波数が異なる二つのフェーズが図２に示されている。プリフェード・リスニングフェーズとして示される第１フェーズでは、無線受信機１が低速でサンプリングされる。すなわち、制御デバイス３が低サンプリング周波数のサンプリングパルスを供給する。このサンプリングパルスが図２に二番目のスケール上に模式的に示されており、低速サンプリングすなわちプリフェード・リスニングは左側に示されている。ＲＦ信号が最上位のスケールに示されている。信号１０は、切替シーケンスを認識する手段７に格納されたデータシーケンスと比較されるデータシーケンスを表す。このデータシーケンスは、例えば、値「１」のビットが連続するシーケンスとして設計することができる。信号１０が格納されたデータシーケンスとして認識されるまで、すなわち無線受信機１の受信データビットが切替規準を満足するまで、低速サンプリングのプリフェード・リスニングモードが選択され続ける。データシーケンスは、例えば、値「１」である８連続のビットのシーケンスであってもよい。構成を用いて切替信号８が生成される。または、別の例では、８連続ビットのうち少なくとも５つが「１」として受信される場合、切替を開始してもよい。

この場合、制御デバイス３は、高速サンプリングに切り替える。これは、図２の右側に表されている。以降、データ受信の第２フェーズ内で、使用可能な信号１１がより高いサンプリング周波数または受信レートでサンプリングされ受信され、手段５を用いて評価デバイス４内で変換され、場合によっては処理部６によって処理されて、評価デバイスの出力で出力信号として利用可能になる。これによって、処理デバイス６は、例えば１：１から１：８までデジタル信号を無限にステップダウンするダウンサンプラーとなることができる。

サンプリング周波数が異なるフェーズ間の切替のグラフが、図３ａ、３ｂに示されている。図３ａでは、詳細には低速サンプリングのプリフェード・リスニングと、高速サンプリングのデータ受信との二つのフェーズが認識されており、図３ｂには、サンプリングの三つのフェーズが示されている。

条件１２を持つ図３ａは、制御デバイス３による受信機１の低速サンプリングを示す。ここでは、サンプリング周波数は２５０Ｈｚであり、サンプリングパルスの持続時間は１００ｎｓである。すなわち、４ｍｓ毎に無線受信機１が１００ｎｓの間スイッチオンされる。平均消費電流は０．２５μＡである。受信機１は、予想される信号が到着するかに関して、通信チャンネルを聞く。図３ではプリアンブルとして示されている信号１０（図２参照）が受信され、手段７によって８ビットシーケンス「１１１１１１１１」（切替周波数）として認識された場合、制御デバイス３は、サンプリングを別のフェーズ、すなわち、条件１３によって示される高速サンプリングに切り替える。この状態では、本実施例ではサンプリング周波数が４ｋＨｚである。データ受信は、３２ビットのウェイクアップコードであり、８ｋｂｐｓのデータレートである。すなわち、６４ｋＨｚで８倍のオーバーサンプリングが生じる。データ受信の持続時間にわたり平均された６４μＡの平均消費電流が第２フェーズでは得られる。このデータ受信の第２フェーズでは、受信機１内で信号１１が復調され、評価デバイス内で処理され、その結果、この評価デバイスの出力でデータとして利用可能となる。

例示として上述したように、受信機構成がウェイクアップ受信機として設計される場合、信号１１は、上述したウェイクアップシーケンス、すなわち、比較のために評価デバイス４内に同様に格納されるウェイクアップコードを表す。一致の場合、例えば一つの無線ノードに共に接続されている他の受信機にウェイクアップ信号を送信することができる。受信機内のウェイクアップコードが、３２データビットの読み取りによって認識された場合、図３ａにしたがって、１５を経由してプリフェード・リスニング・モードに自動的に切り替わる。

一日当たりの起動数、または受信した切替シーケンス（８ビット）の数に応じて、平均消費電流が表される。すなわち、図３ａの図表に従ったプリフェード・リスニング・モードとデータ受信モードの間での切替が図４に示されており、具体的には一日にわたり平均される。理論的に、受信機構成内での切替シーケンスの不断の受信は、消費電流がその最大値に到達するという効果を有する。単一ステージの動作では、すなわち上側の曲線にしたがった一定サンプリングを用いると、最大値は６４μＡである。プリフェード・リスニングとデータ受信の間での恒常的な切替を用いると、図３ａの文脈で説明された数値に対して、一日当たり２４０万回の切替手順に対応する最大値７．３μＡが得られる。本発明に係るこの方法を、一定サンプリングレートの方法を用いる受信機構成の動作と比較すると、節約される電流は最大で２５６倍になる。こうして、実用上は、０．２８μＡの消費電流で、一日当たり最大で１０，０００回（約８秒毎）の切替周波数を実現することができる（図４の１）。０．５５μＡの消費電流では、一日当たり１００，０００回の切替周波数（約０．８秒毎）さえ実現可能である（図４の２）。

サンプリング周波数が異なる三つのフェーズを用いる送信方法が図３ｂに示される。これは、例えば、第１の使用可能データと第２の使用可能データとしてウェイクアップシーケンスを使用することができるウェイクアップ受信機の場合に有効である。使用可能データは、例えば、センサデータまたは識別、リモート制御命令の認証または構成データを含むが、使用可能なデータパッケージの長さについての詳細や、その終点に関する詳細にも関連する。

再び、８回の値「１」のビットを有する切替シーケンス（プリアンブル）を受信することによって、使用可能なデータ（ウェイクアップシーケンス）を受信するための高速サンプリング１３に切り替える。さらなる使用可能なデータが送信されない場合、分岐１５にしたがって、低速サンプリング（プリフェード・リスニング）１２に切り替わる。さらなる可能性は、コードＢの形態のデータシーケンス１６が送信されることであり、これの認識後に、制御デバイス３は、高速サンプリングを用いる第３フェーズ１７に切り替わる。これを用いて、さらなる使用可能なデータを受信することができる。送信の完了後、図３ａにしたがって、タイマ１４またはさらなる切替規準を経由して、低速サンプリング１２に切り替えることができる。

以下では、高速サンプリングを用いるフェーズについて、２、３の実施形態を例示として提供する。

オーバーサンプリングを用いるパルス動作に無線受信機が適用される場合、スイッチオン期間Ｔ、すなわち受信機のスイッチオンおよびスイッチオフは、ビット持続時間Ｔ_ｂ（ここでは１ｍｓ）よりも小さくなる。１２μＡの低消費電流を実現するために、スイッチオン持続時間Ｔ_ＯＮは、２５０ｎｓよりも非常に短く選択されなければならない（図５参照）。例えば、４ｋＨｚのサンプリング周波数を選択できる場合、各受信データビットを４回サンプリングすることができる。非同期の無線受信を用いて、ブラインド方式でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング率が少なくとも４であると仮定する（図５参照）。これを用いて、１ｋｂｐｓのデータを受信するオーバーサンプリングパルス動作に対する以下の条件が定式化される。
Ｔ≦２５０μｓ⇔サンプリングレート≧４ｋＨｚ
および
Ｔ_ＯＮ≦２５０ｎｓ≦Ｄ・Ｔ（Ｄ＜＝０．１％のサンプリング率（デューティサイクル）に対して）

４倍オーバーサンプリングを用いるパルス動作内の個々のデータビットの個々のサンプリング点のゲインが図５に示される。

左側の絵は、個々のデータビットの間のスイッチオンパルスを示す。いくつかのデータビットを非同期受信する多数のスイッチオンパルスまたはサンプリングパルスが右側の絵に示される。

表１：オーバーサンプリングを用いるパルス動作のパラメータ

複数回のオーバーサンプリング（ＯＶＳ）が成功するような、Ｔ_ＯＮの許容可能な値の範囲１００ｎｓ〜２５０ｎｓを表１から読み取ることができる。評価が連続的に実行され、ワードの完全な受信後に反応できるので、一つのワードの持続時間を反応時間として示すことができる。一例として、ウェイクアップコードをワードとみなすことができる。すなわち、ウェイクアップ受信を用いて、コードの終了後に評価が直接反応する。

４倍のオーバーサンプリングを用いた場合のスイッチオン期間に応じた許容可能なデータレートが図６に示されている。

オーバーサンプリング受信機について、最大の取り得るデータレートは、スイッチング期間Ｔの減少とともに増加する（図６参照）。データレート１／Ｔ_ｂは、次式により計算される。

スイッチオン期間は、最大で２５０μｓをとることができる。そのため、４倍のオーバーサンプリングを用いた１ｋｂｐｓのデータレートを受信機内で実現できる。これは、２５０ｎｓの最大スイッチオン持続期間Ｔ_ＯＮを必要とする。

１０ｋＨｚのサンプリングレートまたはサンプリング周波数と、１００ｎｓのスイッチオン持続期間とに対して、２．５ｋｂｐｓの達成可能なデータレートが生じる。これによって、３０ビットの無線電報が７．５ｍｓで送信される。２１０ｍＡｈのリチウムボタン電池ＣＲ２０３２を用いて、最大の動作持続時間が２年になる。このように、低反応時間で同時に低消費電流（１２μＡ）が、オーバーサンプリング無線受信機の概念のために示されている。

スイッチオン期間Ｔに依存する反応時間および消費電流が図７に示されている。データレートが変化し、３０ビットの固定電報長に対して受信が設計される場合、パッケージ持続期間は、増加するスイッチ期間Ｔ（図７の左図参照）とともに増加する。電報に対する反応時間は、次式のように４倍オーバーサンプリングを用いて計算される。

２５０μｓのスイッチオン期間に対し、反応時間は３０ｍｓであり、データレートは１ｋｂｐｓである。スイッチオン期間８．３３ｍｓに対して、１秒の反応時間が実現可能である。同時に、平均消費電流は、期間が大きくなるとともに低下する（図７の右図参照）。

１００ｎｓの固定スイッチオン持続期間Ｔ_ＯＮおよび１２ｍＡの受信機消費電流Ｉ_{ＲＸ，ＯＮ}を計算のために仮定した。

消費電流を反応時間に対してプロットした場合、以下の結果が得られる。

図８は、消費電流と反応時間の関係を図式的に示す。反応時間が大きくなると、消費電流を１０μＡ未満に顕著に低下させることが可能になる。スイッチオン期間１００ｎｓを仮定すると、１００ｍｓの反応時間に対して、非常に小さな平均消費電流１．４４μＡを実現することができる。ボタン電池（ＣＲ２０３２、２１０ｍＡｈ）を用いると、理論的に動作持続時間が１６年になる。高速サンプリングに対して上記実施形態を説明したが、より低速のサンプリングに対してもそれに応じて適用される。

例示として上述した実施形態は、高速サンプリングによる異なる影響のパラメータを示す。したがって、所望の結果に応じた態様でマッチングパラメータを選択することができる。

Claims (16)

1. アナログ受信機（１）と、評価デバイス（４）と、制御デバイス（３）と、を備える、搬送信号上に変調されたデータを無線受信する受信機構成であって、
   前記制御デバイス（３）は、サンプリングパルスを用いて前記受信機を制御し、前記受信機は、サンプリングパルス中にスイッチオンされて伝送信号を受信する準備をし、サンプリングの休止中にスイッチオフされて伝送信号を受信しないようにし、前記評価デバイス（４）は、前記サンプリングパルス中に前記受信機（１）によって供給される受信信号からデータビットシーケンスを生成し、
   前記受信機は、１０ｋｂｐｓ未満のビットレートのデータを受信するように構成され、
   前記制御デバイス（３）は、少なくとも一つの所定の切替規準に応じて、サンプリング周波数範囲が異なるサンプリングパルスのフェーズ間で、前記受信機（１）の起動を切り替えるようにさらに設計され、
   前記切替規準は、前記評価デバイス（４）内に格納された少なくとも一つの所定のデータシーケンスであり、前記評価デバイス（４）は、前記所定のデータシーケンスを認識する手段（７）を備え、受信データビットシーケンスと前記所定のデータシーケンスとが一致するとき、あるサンプリング周波数範囲を持つサンプリングパルスのフェーズから、別のサンプリング周波数範囲を持つサンプリングパルスの別のフェーズに切り替えるための切替信号を、前記制御デバイス（３）に供給し、
   第１フェーズにおける二つのサンプリングパルスとサンプリング休止とのサンプリング比率が１：１，０００，０００〜１：１０，０００の間であり、第２フェーズにおけるサンプリング比率が１：５，０００〜１：１２５の間である
   ことを特徴とする受信機構成。
2. さらに別のサンプリング周波数範囲を持つさらに別のフェーズへの切替規準として、少なくとも一つの別の所定のデータシーケンスが前記評価デバイス内に格納されることを特徴とする請求項１に記載の受信機構成。
3. 前記切替規準は、前記評価デバイス（４）または前記制御デバイス（３）によって設定可能であるとともに、少なくとも二つのフェーズ間の切替信号を起動する所定の持続時間であることを特徴とする請求項１または２に記載の受信機構成。
4. 第１サンプリング周波数範囲を持つ第１フェーズと、第２サンプリング周波数範囲を持つ第２フェーズと、第３サンプリング周波数範囲を持つ選択的な第３フェーズと、が提供され、
   前記第２サンプリング周波数範囲は、前記第１サンプリング周波数範囲よりも高いサンプリング周波数を有し、選択的な第３サンプリング周波数範囲は、前記第２サンプリング周波数範囲と同じかより高いサンプリング周波数を有することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の受信機構成。
5. 前記評価デバイス（４）と前記制御デバイス（３）は、前記第２フェーズの後にまたは選択的に前記第３フェーズの後に、別の切替規準に応じて前記第１フェーズへと切り替わるように設計され、前記別の切替規準が所定のデータシーケンスまたは所定の持続時間であることを特徴とする請求項４に記載の受信機構成。
6. 前記サンプリング周波数がフェーズ内で一定であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の受信機構成。
7. 少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数範囲が可変サンプリング周波数であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の受信機構成。
8. 少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数が、前記搬送信号上に変調されるデータのビットレートに応じて決定されることを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の受信機構成。
9. 第１フェーズのサンプリング周波数が１０〜１０００ｋＨｚの間であり、第２フェーズのサンプリング周波数が２〜８０ｋＨｚの間であることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の受信機構成。
10. 少なくとも第２フェーズにおいて、前記サンプリング周波数は、前記搬送信号上に変調されたデータのビットレートと少なくとも等しく、好ましくはビットレートの倍数であり、特に好ましくはビットレートの２倍から８倍であることを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の受信機構成。
11. 第１フェーズにおける二つのサンプリングパルスとサンプリング休止とのサンプリング比率が１：１，０００，０００〜１：１０，０００の間であり、好ましくは１：４０，０００であり、第２フェーズにおけるサンプリング比率が１：５，０００〜１：１２５の間であり、好ましくは約１：１，２５０であることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の受信機構成。
12. 前記サンプリングパルスの持続時間が５０ｎｓ〜８００ｎｓであり、好ましくは少なくとも第１フェーズについて持続時間が１００ｎｓであることを特徴とする請求項１１に記載の受信機構成。
13. 前記評価デバイスは、前記受信機のスイッチオン期間に検出された各サンプリング値にしたがって評価を実行するように設計されることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の受信機構成。
14. 前記受信機（１）または前記評価デバイス（４）は、前記サンプリングパルスの間に供給された振幅変調受信信号をしきい値と比較してサンプリング値を形成するコンパレータ（９）を備えることを特徴とする請求項１ないし１３のいずれかに記載の受信機構成。
15. 前記受信機の部品の整定時間が１００ｎｓ未満であることを特徴とする請求項１ないし１４のいずれかに記載の受信機構成。
16. 前記受信機（１）がスーパーへテロダイン受信機であることを特徴とする請求項１ないし１５のいずれかに記載の受信機構成。