JP2016536822A - 自動干渉除去を有するウエイクアップ・レシーバ - Google Patents

Abstract

低出力ラジオは、自動干渉除去を備える。ラジオは、一般に、アンテナと、整流器と、比較器と、相関器とから構成される。比較器は、整流器から入力信号を受信し、その入力信号を基準信号と比較し、デジタル信号を出力する。相関器は、次には、比較器からデジタル信号を受信し、ウエイクアップ・コードとデジタル信号を相関させ、デジタル信号がウエイクアップ・コードと大きく相関するときは高い値を有するウエイクアップ信号を出力する。ラジオは、比較器の感度を調整する自動しきい値コントローラをさらに含む。整流器と、比較器と、相関器と、自動しきい値コントローラとは、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する回路によって部分的に構成されることに留意されたい。

Description

（政府の条項）
本発明は、米国国立科学財団によって付与された認可番号第ＣＮＳ１０３５３０３号の下、政府支援を受けて行われた。米国政府は、本発明において一定の権利を有する。

（参照による取り込み）
本出願は、２０１４年９月１９日に出願した米国実用出願第１４／４９０，７８６号の優先権を主張するものであり、また２０１３年９月２０日に出願した米国仮出願第６１／８８０，２０６号の利益を主張するものである。上記出願についての開示全体が参照により本明細書に組み込まれている。

本開示は、低出力ラジオ（low power radio）に関し、より詳細には、自動干渉除去を有するウエイクアップ(wake-up)・レシーバに関する。

ワイヤレス・センサは、エネルギーを節約するために、それらのラジオをオフにした超低電力スリープ状態において大部分の時間を費やす。これは、これらのノードをリモートにウエイクアップさせ、またこれらのノードに対して同期させるための問題を提示している。ウエイクアップ・ラジオ（ＷＲＸ：Wake-up radio）は、実行可能な問題解決手法であるが、それらの有効電力がノードのスリープ電力よりも低い場合だけであり、そうでない場合には、ＷＲＸ電力によってノードの寿命が決まり、決定づけられる。デジタル・スリープ電力がｎＷレンジで報告される場合、これは、ＷＲＸ設計に対する大きい課題を提示する。ＷＲＸの電力を低減させるための簡単な方法は感度を低下させることであり、これは、短距離の通信において、また主要な目標が数年の寿命であるときには許容可能である。例えば、−４０ｄＢｍのレシーバ感度では、４００ＭＨｚにおける６ｍの通信が０ｄＢｍの送信電力だけで可能である。これは、広い範囲の医用アプリケーションと、モノのインターネット（internet of things）のアプリケーションとには適している。

ほとんどの公表されたＷＲＸは、エネルギー検出アーキテクチャを使用して、電力を低く保持するが、しかしながら、適切な周波数を持つ任意の信号は、これらのラジオの誤ったウエイクアップをトリガする可能性があり、また誤ったウエイクアップは、ノードの上でかなりの量のエネルギー浪費をもたらす。これを防止するために、ＷＲＸは、ノードのメイン・プロセッサの使用なしに、ウエイクアップ・イベントを干渉から区別するために十分なローカル処理を行う必要がある。本開示は、選択可能な３１−ビット・コードが、ウエイクアップ信号をトグル（toggle）するために必要とされるように、水晶発振素子基準を完備した１１６ｎＷのウエイクアップ・レシーバと、干渉補償と、すべての必要なベースバンド処理とを提示している。フロント・エンドは、オフチップのバンド選択フィルタと、マッチング回路網とによって同調させられる広い周波数範囲の上で動作し、また４０３ＭＨｚのＭＩＣＳバンドと、９１５ＭＨｚのＩＳＭバンドと、２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドとにおいて実証される。さらに、ベースバンド・プロセッサは、干渉器の存在を検出し、またレシーバの感度を動的に変化させるように、自動しきい値フィードバックを実施し、以前のエネルギー検出ＷＲＸに固有のジャミング(jamming)問題を軽減している。

本節は、必ずしも先行技術であるとは限らない本開示に関連した背景情報を提供するものである。

本節は、必ずしも先行技術であるとは限らない本開示に関連した背景情報を提供するものである。

本節は、本開示の一般的な概要を提供するものであり、またその完全な範囲又はその特徴のすべてについての包括的な開示ではない。

低出力ラジオが、開示される。ラジオは、一般に、アンテナと、整流器と、比較器と、相関器とから構成される。整流器は、アンテナを経由して、ＲＦ信号を受信し、整流された入力信号を生成する。比較器は、次には、整流器から入力信号を受信し、入力信号を基準信号と比較し、デジタル信号を出力する。相関器は、デジタル信号を比較器から受信し、ウエイクアップ・コードに対してデジタル信号を相関させ、ウエイクアップ信号を出力し、ウエイクアップ信号は、デジタル信号とウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値を超過するときは高い値を有し、デジタル信号とウエイクアップ・コード間の相関関係が相関しきい値よりも小さいときは低い値を有する。整流器と、比較器と、相関器は各々、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する回路によって部分的に構成される。

一実施例においては、整流器は、さらに、ディクソン乗算回路（Dickson Multiplier circuit）として規定される。

いくつかの実施例においては、相関器は、入力信号のビット・スライスからの異なるシフトされたサンプルを各相関器が受信し、そのシフトされたサンプルをウエイクアップ・コードと比較するように、並列に動作する複数の相関器によってさらに規定される。

低出力ラジオは、比較器からデジタル信号を受信し、またレシーバの感度を変化させるために基準信号を調整するように構成された自動しきい値制御回路を含むことができる。より具体的には、自動しきい値制御回路は、高い値を有するデジタル信号からの連続サンプルの数が第１のしきい値を超過するときは比較器回路の感度を低下させ、低い値を有するデジタル信号からの連続サンプルの数が第２のしきい値を超過するときは比較器回路の感度を高くする。同様に、自動しきい値制御回路は、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有するデジタル回路によって部分的に構成されることが好ましい。

低出力ラジオはまた、クロック信号を生成する発振器を含んでおり、比較器と、相関器と、自動しきい値コントローラとは、発振器によってクロックされる。

いくつかの実施例においては、発振器は、水晶発振素子と、発振器回路とを含み、発振器回路は、水晶発振素子の両端に結合された増幅器を含み、増幅器は、フィードバック回路によってバイアスされて、最小の消費電力で水晶発振素子の発振を維持する。

低出力ラジオは、アンテナと、整流器との間に電気的に結合された低電力増幅器をさらに含むことができる。

いくつかの実施例においては、整流器と、比較器回路と、相関器回路と、自動しきい値制御回路と、発振器回路とは、集積回路として実装される。

適用可能性のさらなる分野は、本明細書において提供される説明から明らかになろう。この概要における説明と、特定の実例とは、例証の目的だけを意図しており、また本開示の範囲を限定することを意図してはいない。

本明細書において説明される図面は、選択された実施例についての例証の目的のためだけであり、すべてが、可能性のある実装形態であるとは限らず、また本開示の範囲を限定することを意図してはいない。

実例のウエイクアップ・ラジオについてのアーキテクチャを示すブロック図である。 ウエイクアップ・ラジオにおいて使用され得る実例の整流器回路の概略図である。 ウエイクアップ・ラジオにおいて使用され得る実例の発振器回路の概略図である。 ５０ｋＨｚ水晶発振素子についての固有の値を示す概略図である。 ウエイクアップ・ラジオにおいて使用され得る実例の比較器と、自動しきい値制御回路との概略図である。 ウエイクアップ・ラジオにおいて使用され得る相関器回路の概略図である。 検出するためにプログラムされないコードを拒絶するラジオの能力を示すグラフである。 通常オペレーション中のウエイクアップ・ラジオの過渡応答を示すグラフである。 干渉器の存在中のウエイクアップ・ラジオの過渡応答を示すグラフである。 信号強度に関連したウエイクアップ・エラー・レートを示すグラフである。 相関器しきい値とに関連したウエイクアップ・エラー・レートを示すグラフである。

対応する参照数字は、図面のうちのいくつかの図の全体を通して対応する部分を示すものである。

実例の実施例は、次に、添付図面を参照して、より十分に説明されるであろう。

図１は、実例のウエイクアップ・ラジオ１０についてのアーキテクチャを示すものである。ラジオ１０は、一般に、アンテナ１２と、整流器１４と、比較器１６と、相関器１８とから構成される。ラジオ１０は、バンド選択フィルタ１３と、発振器１１と、自動しきい値制御回路１９とをさらに含むことができる。実例の一実施例においては、発振器１１と、整流器１４と、比較器１６と、自動しきい値制御回路１９とは、集積回路として実装されるのに対して、アンテナ１２と、フィルタ１３と、発振器１１を駆動する水晶発振素子とは、チップ外に位置している。これらの回路は、厚膜酸化膜のＰＭＯＳヘッダを使用して、スリープ電力を改善することに留意されたい。ラジオの関連のあるコンポーネントだけが、図１に関連して考察されるが、コントローラやオーディオ出力など、他のコンポーネントは、動作するデバイスを構築するために必要とされ得ることが、理解される。それらのコンポーネントについての他の構成もまた、本開示により、企図される。

オペレーション中に、アンテナ１２は、ＲＦ信号を受信するように構成されている。ＲＦ信号は、最初に、オンチップに進む前に、信号にフィルタをかけ、また信号をブーストする入力マッチング回路網（すなわち、フィルタ１３）を通過する。実例の実施例においては、２つの要素のオフチップのマッチング回路網が、使用されており、また受動的な５ｄＢの電圧ブーストを提供している。チップの入力インピーダンスが、ネットワーク・アナライザの上で４００ＭＨｚにおいて、２３〜ｊ３５Ωであるように測定され、そのようにして１２ｐＦの直列キャパシタと、１５．７ｎＨのシャント・インダクタとが、使用された。入力インピーダンスのＱファクタは、整流された電圧が、ＦＥＴの破壊電圧を超過しないようにする電圧リミッタに起因して低いものであり、そのようにして、ブロードバンド・マッチング回路網が、実施される可能性がある。バルク音響共振器、フィルム・バルク音響共振器、又は表面音響波フィルタのようなデバイスを使用して、オペレーションの望ましい周波数に同調させることもできる。

感度が、低下させられているので、低雑音増幅器は、必ずしも受信信号を増幅するために必要であるとは限らない。その代わりに、ゼロ電力ＲＦ整流器１４が、図１に示されるように増幅器を置き換え、それによってかなりの電力を節約しており、またナノワット・レンジの通信を可能にしている。他の実施例においては、低雑音増幅器が、フィルタ１３と、整流器１４との間において、チップの上に配置されることもある。

整流器１４は、アンテナからＲＦ信号を受信し、整流された入力信号を生成するように構成されている。図２は、整流器１４についての実例の実施例を示すものである。実例の実施例においては、着信信号は、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ：on-off keying）の形式のものであり、それゆえに整流器１４は、パルス形状を有する信号を出力する。そのように行うために、整流器１４の構造は、整流器を備えるトランジスタのすべてが、サブスレッショルド領域において動作することを除いて、ディクソン乗算回路に類似している。それゆえに、出力電圧の算出は、小さなＲＦ入力に起因して異なっている。実例の実施例においては、３０段を使用して、高速の充電時間を用いて十分なＲＦ利得を達成するが、より多くの段、又はより少ない段も企図される。着信信号は、他の形式（例えば、ＦＳＫ）を取ることもでき、またこのようにしてどのような整流を必要とすることも、或いは異なるタイプの整流を必要とすることもない可能性がある。したがって、整流器１４についての他の回路構成もまた、本開示によって企図される。

発振器１１は、ウエイクアップ・ラジオ１０のための基準クロックを供給する。図３Ａ及び３Ｂを参照すると、発振器１１は、オフチップの水晶発振素子３１（例えば、５０ｋＨｚ）と、サブスレッショルド領域において動作するオンチップ発振器回路とから構成される。実例の実施例においては、発振器のための主要な増幅器３２は、抵抗性フィードバックを有するインバータである。水晶発振素子のためのフィードバック回路は、電流ミラー３３と、水晶発振素子出力からＤＣレベルを引き出し、また電流ミラー３３を同調させるＲＣフィルタ３４とを含んでいる。バッファ対３５を使用して、発振器出力を成形する。

図３Ｂは、５０ｋＨｚ水晶発振素子の固有の値を示すものである。例証の目的のために、継続された発振を達成するために生成される必要がある増幅器の相互コンダクタンスは、これらの固有の値と、以下の式１とを使用して算出される。

式中で、Ｃと、Ｃ_０とは、水晶発振素子の動キャパシタンスと、シャント・キャパシタンスとを表しており、ωは、共振周波数であり、Ｑは、水晶発振素子のファクタであり、またＣ１と、Ｃ２とは、回路の中の負荷キャパシタンスである。主要な増幅器３２が、ｇ_ｍ／ｉ_Ｄ比がおおよそ１０である場合の近接しきい値領域においてバイアスされる場合、このクリティカルｇ_ｍ値に到達する電流消費は、おおよそ２０ｎＡである。最初に、主要な増幅器３２の相互コンダクタンスは、水晶発振素子のクリティカルな相互コンダクタンスｇ_ｍよりもずっと大きく、これは、発振振幅を迅速に増大させるために必要とされる。しかしながら、発振振幅が、増大するときに、発振のＤＣレベルはまた、低下し、またこのコモン・モード信号をフィードバックの中で使用して、主要な増幅器が継続した発振で落ち着くまで、主要な増幅器を欠乏させる。測定された結果は、総消費電力が、１．２Ｖの電源を使用して発振を継続するときに、３０ｎＷであることを示す。発振は、次いで、ラジオについての基準クロックを提供するために、バッファリングされる。特別の参照が、低い消費電力を達成する発振器に対して行われているが、リング発振器、ＬＣ発振器、抵抗性発振器、位相ロック・ループ回路など、他のタイプの発振器が、本開示の範囲内において、企図される。

図４は、自動しきい値制御を有する比較器回路１６の実例の実施例を示すものである。比較器回路１６は、整流器１４から入力信号を受信し、またその入力信号を基準信号（すなわち、オフセット電圧）と比較する。比較器回路１６は、入力信号が、基準信号を超過するときに、高い値を有するデジタル信号を出力し、また入力信号が、基準信号を超過していないときに、低い値を有する信号を出力する。比較器１６は、部分的に、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有するデジタル回路によって構成されることに留意されたい。実例の実施例においては、比較器回路１６は、一般的に、発振器１１によってクロックされる再生式のフィードバックを適用する再生式利得ダイナミック比較器と称される。２つの別個の電流バイアスは、各々、４−ビットのバイナリ重み付け電流デジタル・アナログ変換器によって制御される。比較器しきい値は、４−ビットのバイナリ重み付けされた値へとプログラムされて、ラジオの感度を同調させることができる。比較器回路は、より一般的には、復調器と見なされることもあり、またこのようにして、アナログ・デジタル変換器など、他のタイプの復調回路と置き換えられることもある。

比較器のオフセット電圧は、干渉信号を克服するように自動しきい値コントローラ１９によって制御される。自動しきい値コントローラ１９は、所定の期間（例えば、１つの３１−ビットコード期間）にわたって比較器１６の出力からやって来るサンプルを監視する。高い値（すなわち、１）の数が、プログラマブル値よりも大きい場合、干渉信号は、あらかじめ送信されることが仮定されており、また自動しきい値コントローラ１９は、比較器のしきい値を増大させて、レシーバの感度を干渉信号の感度よりも上に持ってくるであろう。比較器の出力における低い値（すなわち、０）の数が別個のプログラマブル値に到達する場合、干渉信号は、なくなっていることが仮定され、またＡＴＣは、しきい値を低減させて、レシーバの感度を高くする。ヒステリシスが、２つのプログラマブルしきい値の間で追加されて、リミット・サイクルを取り除く。このメカニズムを用いて、比較器は、干渉信号を拒絶することができ、またたとえ干渉信号が、ＢＰＳＫ又はＯＯＫによって変調されるとしても、比較器しきい値は、干渉の最大レベルよりも上に設定され、そのようにして、比較器は、正しい出力を生成するであろう。

図５を参照すると、相関器１８は、着信するＲＦ信号の中に埋め込まれたコードを相関器によって記憶されるウエイクアップ・コードと絶えず比較する。相関器１８は、次には、相関結果が、相関しきい値を超過するときに、高い値を有するウエイクアップ信号を出力し、また相関結果が、相関しきい値を超過していないときに、低い値を有するウエイクアップ信号を出力する。ウエイクアップ信号は、別のラジオコンポーネントのための活性化信号として使用される可能性がある。例えば、ウエイクアップ信号を使用して、コントローラ、別の無線トランシーバ（例えば、ブルートゥース（登録商標）・トランシーバ）、又は低消費電力モード（例えば、スリープ・モード）を動作させる別のラジオコンポーネントを活性化し、或いは電源を投入することができる。ウエイクアップ信号は、ワイヤレス・センサなどラジオの外にも応用できることが、想像される。

実例の実施例においては、４つの相関器５１のバンクが、オーバーサンプリングされた比較器のビットストリームをプログラマブルなウエイクアップ・コード（例えば、３１−ビットのゴールド・コード）と相互に連続して関連づける。これは、望ましいコードが、受信されるときに、送信されたコードに同期させ、またウエイクアップ出力を発行するだけである。ゴールド・コードは、バイナリ・シーケンスの組であって、その組のうちの相互相関が、３つの値へと結び付けられる。ゴールド・コードは、一般的に、ＣＤＭＡを実施するときに、使用される。実例の実施例においては、ゴールド・コードは、２つの線形フィードバック・シフト・レジスタ５２と、ＸＯＲゲート５３とを用いて実施される。３つの構成ビットを有する３１−ビットのゴールド・コードが、実施される。実例の実施例においては、オーバーサンプリングされた比較器のビットストリームの最後の２ビットが、相関に使用される。すなわち、相関器は、各ビット・スライスの中の最後の２つのサンプルをコードと比較し、またそれゆえに、各３１−ビットは、全体で６２回の比較をもたらす。プログラマブル相関器のしきい値により、ユーザは、有効なウエイクアップ・イベントを示している受信されたコードを宣言するために、超過される必要がある、１と６１との間の値を規定することができるようになる。より低い相関器しきい値は、より少数のビットがコードをマッチさせる必要があることを意味しており、感度を改善するが、より多くの誤ったウエイクアップをもたらす。より高い相関器のしきい値は、誤ったウエイクアップを防止するが、レシーバの感度を低減させることもある。ＣＤＭＡとゴールド・コードとに対して参照が行われるが、ウエイクアップ・ラジオは、他のタイプのコードを使用することもできることが、理解される。

送信されたコードに対してレシーバを同期させるために、４つの相関器５１は、同時に動作し、また各相関器５１は、レシーバがオーバーサンプリング（例えば、４回）されるので、各ビット・スライスのシフトされたサンプルを受信する。各相関器においては、３１−ビットのゴールド・コードのすべての可能なシフトは、着信するビットストリームと同時に相関され、その結果、単一の３１−ビットのシーケンスの後に、レシーバは、ウエイクアップ信号に同期させるように保証される。各々の並列の相関器５１は、レシーバと、トランスミッタとの間のコード・シフトと、位相差とに基づいて、異なる回数の正しい比較を行うであろう。４つの相関器の結果のうちのどれかが、相関器しきい値よりも大きい場合に、ウエイクアップ信号は、アサートされるであろう。

本開示の別の態様においては、上記で説明される相関器回路と、自動しきい値制御回路と、発振器回路とは、組み合わされて、低電力ベースバンド・プロセッサを形成することができる。そのようなベースバンド・プロセッサは、デジタル・ドメインへと変換されており、また相関器回路に対する入力としての役割を果たす復調されたデータを有している任意のタイプのレシーバとインターフェースされる可能性がある。

図６は、検出するようにプログラムされていないコードを拒絶するレシーバの能力を実証するものである。このセットアップにおいては、任意波形生成器（ＡＷＧ：arbitrary waveform generator）と、ベクトル信号生成器（ＶＳＧ：vector signal generator）とは、２つの異なるコードを相次いで送信していた。次いで、信号は、分割され、また異なるコードを受信するとすぐに、ウエイクアップするように、各々、プログラムされた２つの異なるＷＲＸに対して送信された。最上部の図は、送信されたＯＯＫ信号を示しており、またその各ＷＲＸは、それ自体のコードを受信するときに、ウエイクアップ信号をトグルするが、他のコードを受信するときには、トグルしない。

３１−ビットのコードを受信するウエイクアップ・ラジオ１０の詳細な過渡オペレーションが、図７Ａの中に示される。ＷＲＸは、着信するビットストリームに対して自動的に同期させる。最上部の２つのトレースは、ＲＦ信号と、ＲＦ整流器が、信号をベースバンドへと変換することとを示している。３番目のトレースは、発振器によって４×のデータ・レートでクロックされている比較器の出力を示しており、また最後のトレースは、相関器によってトグルされているウエイクアップ信号である。ＷＲＸは、相関器ブロックによって使用される異なるコードを選択することにより、ＣＤＭＡの能力がある。

干渉信号が、比較器しきい値を超過するのに十分に強い（ビット・スライサを飽和させる）場合、ＡＴＣは、それが干渉信号を上回るまで、比較器のしきい値を増大させる。このオペレーションの過渡状態が、図７Ｂの中に示される可能性がある。最上部の信号は、受信されたＲＦ信号であり、このＲＦ信号は、８ｍｓにおいて、２．４ＧＨｚのトーンにより詰まった状態(jammed)にある。現在の干渉器では、比較器は、最初に、１を出力し、その結果、レシーバは、コードを受信することができない。１５ｍｓの後に、ＡＴＣは、比較器のしきい値を干渉器のしきい値の上に引き上げており、またＷＲＸは、同期を取り戻す。

図８Ａは、４０３ＭＨｚバンド、９１５ＭＨｚバンド、及び２．４ＧＨｚバンドについてのチップ・エラー・レート（ＢＥＲ：chip error rate）曲線を示すものである。感度は、４０３ＭＨｚレンジにおいて最高である。図８Ｂは、相関器しきい値が、変化させられるときのＢＥＲを示すものである。それらの測定値は、２．４ＧＨｚバンドにおいて、−４０ｄＢｍの信号を使用して取られた。この図はまた、このしきい値が誤ったウエイクアップに対して有する影響を示すものである。これらの２つのデータセットから、相関器しきい値は、誤ったウエイクアップの可能性を最小にしながら、感度を最大にするように設定される可能性がある。

実例の実施例においては、ウエイクアップ・ラジオ１０は、厚膜酸化膜ヘッダによって提供される、１８ｐＷのスリープ電力を有する１１６ｎＷの有効電力を有している。完全な電力の分析結果が、以下の表１の中に見出される可能性がある。デジタル・ベースバンド処理は、ＷＲＸの中で大部分の電力を消費する。

本開示は、ＣＤＭＡコードを使用して、バンド内干渉器と、バンド外干渉器との両方からの干渉除去を提供する低電力ウエイクアップ・ラジオを導入している。低減された感度の仕様を用いて、ゼロ電力ＲＦエネルギー・ハーベスタの使用は、レシーバのＲＦフロント・エンドとして使用され、またサブスレッショルド設計は、ナノワット電力領域に全体のラジオを保持するように実施された。典型的なセンサ・ノードのスリープ電力よりも少ない電力を用いて、ＷＲＸは、ノードがスリープ状態にあるときに、エネルギー支配的な回路ではなく、また誤ったウエイクアップ除去を提供することができ、それをセンサ・ノードについての非常に適した同期化技法にしている。

上記で説明される実例においては、ウエイクアップ・レシーバは、単一のウエイクアップ・コードを用いてプログラムされる。他の実施例においては、ウエイクアップ受信は、複数のウエイクアップ・コード（例えば、４つのコード）を用いてプログラムされることもある。このようにして、異なるコードを使用して、ラジオをウエイクアップさせることができ、また各々の異なるコードは、異なるタイプの機能にマッピングされる可能性がある。例えば、１つのコードは、コントローラに電源を入れることを示すことができるが、別のコードは、別のタイプのトランシーバに電源を入れることを示すことができる。

実施例についての上記説明は、例証と、説明との目的のために提供されている。本開示を網羅することも、又は本開示を限定することも意図してはいない。特定の実施例についての個別の要素又は特徴は、一般にその特定の実施例だけには限定されないが、適用可能な場合には、たとえ具体的に示されても、又は説明されてもいないとしても、互いに交換可能であり、また選択された実施例において使用される可能性もある。同じものが、多数のやり方で変化させられる可能性もある。そのような変形形態は、本開示から逸脱するものと見なされるべきではなく、またすべてのそのような修正形態は、本開示の範囲内に含まれることを意図している。

実例の実施例が、提供され、その結果、本開示は、完全になり、また当業者に対して範囲を十分に伝えるであろう。特定のコンポーネント、デバイス、方法の実例など、非常に多数の特定の詳細が、説明されて、本開示の実施例についての完全な理解を提供している。特定の詳細が、使用される必要がないこと、実例の実施例が、多数の異なる形態で実施され得ること、及びいずれもが、本開示の範囲を限定するように解釈されるべきではないことが、当業者には明らかであろう。いくつかの実例の実施例においては、よく知られているプロセスと、よく知られているデバイス構造と、よく知られている技法とは、詳細に説明されてはいない。

本明細書において使用される専門用語は、特定の実例の実施例を説明する目的のためだけであり、また限定することを意図してはいない。本明細書において使用されるように、単数形「１つの（ａ）」、「１つの（ａｎ）」、及び「その（ｔｈｅ）」は、文脈が、明らかにそうでない場合を示していない限り、同様に複数の形態を含むことを意図している可能性がある。用語「含む／備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」と、「含んでいる／備えている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」と、「含んでいる（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」と、「有している（ｈａｖｉｎｇ）」とは、包含的であり、またそれゆえに、述べられている特徴、整数、ステップ、オペレーション、要素、及び／又はコンポーネントの存在を指定しているが、１つ又は複数の他の特徴、整数、ステップ、オペレーション、要素、コンポーネント、及び／又はそのグループの存在若しくは追加を除外するものではない。本明細書において説明される方法ステップ、プロセス、及びオペレーションは、実行の順序として具体的に特定されない限り、考察され、又は例証される特定の順序で、それらの実行を必ずしも必要とするように解釈されるべきであるとは限らない。追加のステップ又は代替的なステップが、実施され得ることもまた、理解するべきである。

Claims (23)

1. ＲＦ信号を受信するように構成されたアンテナと、
   前記アンテナから前記ＲＦ信号を受信し、整流された入力信号を生成するように構成された整流器と、
   前記整流器から前記入力信号を受信するように構成され、前記入力信号を基準信号と比較し、デジタル信号を出力する比較器と、
   サブスレッショルド領域において動作するトランジスタを有するデジタル回路によって部分的に構成される相関器であって、前記比較器から前記デジタル信号を受信し、ウエイクアップ・コードと前記デジタル信号を相関させ、ウエイクアップ信号を出力するように構成され、前記ウエイクアップ信号は、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値を超過するときは高い値を有し、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値よりも小さいときは低い値を有する、相関器と
   を備える低出力ラジオ。
2. 前記整流器は、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する回路によって部分的に構成される、請求項１に記載の低出力ラジオ。
3. 前記整流器は、さらに、ディクソン乗算回路として規定される、請求項１に記載の低出力ラジオ。
4. 比較器は、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する回路によって部分的に構成される、請求項１に記載の低出力ラジオ。
5. 前記相関器は、さらに、ビット・スライスからの異なるシフトされたサンプルを各相関器が受信し、前記シフトされたサンプルを前記ウエイクアップ・コードと比較するように、並列に動作する複数の前記相関器として規定される、請求項１に記載の低出力ラジオ。
6. 基準クロック信号を生成する発振器をさらに備え、前記比較器と前記相関器とは、前記発振器からの前記基準クロック信号を使用する、請求項１に記載の低出力ラジオ。
7. 前記発振器は、水晶発振素子と発振器回路とを含み、前記発振器回路は、前記水晶発振素子の両端に結合された増幅器を含み、前記増幅器は、フィードバック回路によってバイアスされて、最小の消費電力で前記水晶発振素子の発振を継続する、請求項６に記載の低出力ラジオ。
8. 前記整流器と、前記比較器と、前記相関器と、前記発振器回路とは、集積回路として実装される、請求項７に記載の低出力ラジオ。
9. 前記比較器から前記デジタル信号を受信し、前記基準信号を調整して、前記レシーバの感度を変化させるように構成された自動しきい値制御回路をさらに備える、請求項１に記載の低出力ラジオ。
10. 前記自動しきい値制御回路は、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有するデジタル回路によって部分的に構成される、請求項９に記載の低出力ラジオ。
11. 前記アンテナと前記整流器との間に電気的に結合された低電力増幅器をさらに備える、請求項１に記載の低出力ラジオ。
12. 低消費電力モードで動作する間、前記相関器から前記ウエイクアップ信号を受信するように構成されたラジオコンポーネントをさらに備え、前記ラジオコンポーネントは、高い値を有する前記ウエイクアップ信号を受信することに応じて、低消費電力モードから高消費電力モードへと遷移する、請求項１に記載の低出力ラジオ。
13. ＲＦ信号を受信し、整流された入力信号を生成するように構成された整流器と、
    サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する比較器の回路であって、前記整流器から前記入力信号を受信し、前記入力信号を基準信号と比較し、デジタル信号を出力するように構成された比較器の回路と、
    サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する相関器の回路であって、前記比較器回路から前記デジタル信号を受信し、ウエイクアップ・コードと前記デジタル信号を相関させ、ウエイクアップ信号を出力するように構成され、前記ウエイクアップ・コードは、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値を超過するときは高い値を有し、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値よりも小さいときは低い値を有する、相関器の回路と、
    サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを有する自動しきい値制御回路であって、前記比較器回路から前記デジタル信号を受信し、前記デジタル信号の値に従って前記基準信号を調整するように構成された自動しきい値制御回路と
    を備える低出力ラジオ。
14. 前記整流器は、さらに、ディクソン乗算回路として規定される、請求項１３に記載の低出力ラジオ。
15. 前記相関器回路は、さらに、ビット・スライスからの異なるシフトされたサンプルを各相関器が受信し、前記シフトされたサンプルを前記ウエイクアップ・コードと比較するように、並列に動作する複数の前記相関器として規定される、請求項１３に記載の低出力ラジオ。
16. 前記整流器と、前記比較器回路と、前記相関器回路と、前記自動しきい値制御回路とは、集積回路として実装される、請求項１３に記載の低出力ラジオ。
17. 基準クロック信号を生成する発振器をさらに備え、前記比較器回路と前記相関器回路とは、前記発振器からの前記基準クロック信号を使用する、請求項１３に記載の低出力ラジオ。
18. 前記発振器は、水晶発振素子と発振器回路とを含み、前記発振器回路は、前記水晶発振素子の両端に結合された増幅器を含み、前記増幅器は、フィードバック回路によってバイアスされて、最小の消費電力で前記水晶発振素子の発振を継続する、請求項１７に記載の低出力ラジオ。
19. 復調器からデジタル信号を受信し、ウエイクアップ・コードと前記デジタル信号を相関させ、ウエイクアップ信号を出力するように構成された相関器回路であって、前記ウエイクアップ信号は、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値を超過するときは高い値を有し、前記デジタル信号と前記ウエイクアップ・コードとの間の相関関係が相関しきい値よりも小さいときは低い値を有する、相関器回路と、
    前記復調器から前記デジタル信号を受信し、前記デジタル信号の値に従って前記復調器の感度を調整するように構成された自動しきい値制御回路と、
    クロック信号を生成する発振器回路と備え、前記相関器回路と前記自動しきい値制御回路とは、前記発振器回路と前記相関器回路とからの前記クロック信号によってクロックされ、前記自動しきい値制御回路と前記発振器回路とは、サブスレッショルド領域においてだけ動作するトランジスタを含む、低電力ベースバンド・プロセッサ。
20. 前記相関器回路は、さらに、前記デジタル信号のビット・スライスからの異なるシフトされたサンプルを各相関器が受信し、前記シフトされたサンプルを前記ウエイクアップ・コードと比較するように、並列に動作する複数の前記相関器として規定される、請求項１９に記載の低電力ベースバンド・プロセッサ。
21. 前記自動しきい値制御回路は、高い値を有する前記デジタル信号からの連続したサンプルの数が第１のしきい値を超過するときは前記復調器の感度を低下させ、低い値を有する前記デジタル信号からの連続したサンプルの数が第２のしきい値を超過するときは前記復調器の感度を向上させる、請求項１９に記載の低電力ベースバンド・プロセッサ。
22. 前記復調器と、前記相関器回路と、前記自動しきい値制御回路とは、集積回路として実装される、請求項１９に記載の低電力ベースバンド・プロセッサ。
23. 前記発振器回路を駆動する水晶発振素子をさらに備え、前記発振器回路は、前記水晶発振素子の両端に結合された増幅器を含み、前記増幅器は、フィードバック回路によってバイアスされて、最小消費電力で前記水晶発振素子の発振を継続する、請求項１９に記載の低電力ベースバンド・プロセッサ。