JP5652593B2

JP5652593B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5652593B2
Application number: JP2010058797A
Authority: JP
Inventors: 小高　章弘; 章弘小高; 貴志飯田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-03-16
Filing date: 2010-03-16
Publication date: 2015-01-14
Anticipated expiration: 2030-03-16
Also published as: JP2011193672A

Description

本発明は、例えば２相電動機を可変速駆動する電力変換装置に関するものである。

図１１は、後述する非特許文献１の記載内容に基づく２相電動機の可変速駆動システムの構成図である。また、図１２は、この可変速駆動システムにおける電力変換装置の電圧指令等の振幅及び位相関係を示すフェーザ図である。
以下、図１１における直流中点Ｎから見た端子Ｍ，Ａ，Ｃの各出力電圧（Ｍ相電圧ｖ_Ｍ，Ａ相電圧ｖ_Ａ，Ｃ相電圧ｖ_Ｃ）を相電圧と呼び、端子間電圧を線間電圧（Ｍ−Ｃ間線間電圧ｖ_ＭＣ，Ａ−Ｃ間線間電圧ｖ_ＡＣ，Ｍ−Ａ間線間電圧ｖ_ＭＡ）と呼ぶことにする。

図１１に示す電力変換装置１００は、ＩＧＢＴと還流ダイオードとを逆並列に接続して半導体スイッチ（以下、必要に応じて半導体スイッチをＩＧＢＴと略称する）Ｔ_ＭＰ，Ｔ_ＭＮ，Ｔ_ＡＰ，Ｔ_ＡＮ，Ｔ_ＣＰ，Ｔ_ＣＮを構成すると共に、第１の半導体スイッチＴ_ＭＰと第２の半導体スイッチＴ_ＭＮとを直列接続してなる第１の半導体スイッチ直列回路と、第３の半導体スイッチＴ_ＡＰと第４の半導体スイッチＴ_ＡＮとを直列接続してなる第２の半導体スイッチ直列回路と、第５の半導体スイッチＴ_ＣＰと第６の半導体スイッチＴ_ＣＮとを直列接続してなる第３の半導体スイッチ直列回路とを並列に接続してインバータ部を構成し、このインバータ部を、直流電源１０３と平滑コンデンサ１０１，１０２の直列回路とに対して並列接続することにより構成されている。ここで、直流電源１０３と平滑コンデンサ１０１，１０２の直列回路とを纏めて直流電圧源というものとする。
なお、電力変換装置１００の負荷は、２つの巻線２０１，２０２を有する２相電動機（誘導電動機）２００であり、その３つの入力端子は、第１の半導体スイッチＴ_ＭＰと第２の半導体スイッチＴ_ＭＮとの直列接続点、第３の半導体スイッチＴ_ＡＰと第４の半導体スイッチＴ_ＡＮとの直列接続点、第５の半導体スイッチＴ_ＣＰと第６の半導体スイッチＴ_ＣＮとの直列接続点にそれぞれ接続されている。

電動機２００の２つの巻線２０１，２０２は、空間的に位置が９０度ずれて配置されている。従って、電力変換装置１００は、図１１におけるＭ−Ｃ間線間電圧ｖ_ＭＣとＡ−Ｃ間線間電圧ｖ_ＡＣの電気的位相角を９０度ずらして電動機２００に印加し、その印加電圧の振幅及び周波数を調整することにより、電動機２００の可変速駆動を行っている。

ここで、上記電力変換装置１００において所望の出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣを得るためには、電力変換装置１００を構成するＩＧＢＴを所定のスイッチングパターンに従ってオンオフする必要がある。そこで、非特許文献１では、３つの相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊とキャリア三角波とを比較して得たゲート信号によって各ＩＧＢＴをスイッチングし、これによって目的とする出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣを得ている。

例えば、所望の出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣの振幅が等しく、電気的位相角が９０度異なる場合は、３つの相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊と出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣの振幅、位相関係は図１２に示すようになり、出力線間電圧の振幅をＶとすると、出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣ（出力線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊についても同様）及び相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊は数式１〜数式５のように表される。

図１３（ａ）は、電力変換装置１００の各相に対する変調信号及びキャリア三角波を示す波形図であり、図１３（ｂ）は、出力電圧（線間電圧及び相電圧）を示す波形図である。
図１３（ａ）のλ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊は、それぞれ、相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊を、直流電圧源の直流電圧検出値Ｅ_ｄｃを用いて振幅補正した相電圧指令（以後、直流電圧検出値Ｅ_ｄｃを用いて振幅補正した電圧指令のことを変調信号ともいう）であるが、その補正方法は本発明の要旨ではないため、ここでは説明を省略する。
振幅補正により得られた変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊を図中のキャリア三角波と比較することにより、電力変換装置１００を構成するＩＧＢＴのゲート信号が生成され、このゲート信号に従ってＩＧＢＴをオンオフすることにより、図１３（ｂ）に示すような出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣを得ることができる。

「A New Modulation Strategy for Unbalanced Two Phase Induction Motor Drives Using a Three-Leg Voltage Source Inverter」，電気学会論文誌Ｄ，vol.125，No.5，p482-491，2005年

図１３（ａ），（ｂ）から分かるように、従来では、キャリア三角波と比較する変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊が正弦波であるため、ＩＧＢＴは常にオンオフを繰り返すことになり、ＩＧＢＴのスイッチングに伴ってスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失はＩＧＢＴの発熱量を増加させる原因となり、結果として、ＩＧＢＴを冷却するための冷却フィン等の大型化を招き、装置全体の小型・軽量化、低コスト化の妨げとなっていた。
そこで、本発明の解決課題は、半導体スイッチにおけるスイッチング損失を低減し、冷却装置の小型化により装置全体の小型・軽量化、低コスト化を可能にした電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、
第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と、
第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチとを直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、
直流電圧源と、をすべて並列接続すると共に、
第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとの直列接続点、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとの直列接続点、第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチとの直列接続点を、それぞれ第１相、第２相、第３相の出力端子として負荷に接続してなる電力変換装置において、
前記直流電圧源の直流電圧を検出する電圧検出手段と、
第１相〜第３相に対する第１〜第３の電圧指令のうち、振幅を同一とし、かつ、電気的位相角を１８０度ずらした２つの電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
第１〜第３の電圧指令の振幅を、前記電圧検出手段による電圧検出値に応じて補正する第１の電圧指令補正手段と、
第１〜第３の半導体スイッチ直列回路のうち、１つの半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチがオンオフを繰り返し、残りの２つの半導体スイッチ直列回路を構成する４つの半導体スイッチのうち少なくとも１つの半導体スイッチがオン状態を保持するように、第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令を補正する第２の電圧指令補正手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
第２の電圧指令補正手段は、第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令のうちオン状態を保持させる半導体スイッチを有する相の電圧指令が、前記１つの半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチのオンオフ信号を生成するためのキャリア三角波の最大値または最小値と等しくなるような補正信号を演算し、この補正信号を、第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令のすべてにそれぞれ加算する手段を有するものである。

本発明によれば、電圧指令に基づいて生成した補正信号を用いて各相の変調信号を補正することにより、電力変換装置を構成する半導体スイッチのスイッチング回数を少なくすることができる。これにより電力変換装置におけるスイッチング損失を低減し、冷却装置の小型化によって装置全体の小型・軽量化、低コスト化を達成することができる。

本発明の第１実施形態における制御ブロック図である。本発明の基本形態における補正信号演算手段の動作を示すフローチャートである。本発明の基本形態における各部の波形例を示す図である。本発明の基本形態における各部の波形例を示す図である。本発明の第１実施形態における補正信号演算手段の動作を示すフローチャートである。本発明の第１実施形態における各部の波形例を示す図である。本発明の参考形態における制御ブロック図である。本発明の参考形態における補正信号演算手段の動作を示すフローチャートである。本発明の参考形態における各部の波形例を示す図である。本発明の参考形態における電圧指令等の振幅及び位相関係を示すフェーザ図である。非特許文献１の記載内容に基づく誘導電動機の可変速駆動システムの構成図である。図１１における電力変換装置の電圧指令等の振幅及び位相関係を示すフェーザ図である。図１１における変調信号、キャリア三角波及び出力電圧を示す波形図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、この実施形態に係る電力変換装置の主回路の構成は図１１に示した電力変換装置１００と同様であり、その負荷も、２つの巻線２０１，２０２を有する２相電動機２００であるものとする。このため、以下の説明は、図１１に示した電力変換装置１００を前提としている。

始めに、図３は本発明の基本形態における各部の波形例を示したものであり、図３（ａ）は、電力変換装置１００の相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊にそれぞれ対応する変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊及びこれらの補正信号λ_０ ^＊を示している。また、図３（ｂ）は、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊に補正信号λ_０ ^＊を加算した変調信号（相電圧指令）λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊を示し、図３（ｃ）は、出力電圧（出力相電圧ｖ_Ｍ，ｖ_Ａ，ｖ_Ｃ及び出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣ）の各波形を示している。
なお、出力電圧波形は、通常、ＩＧＢＴのスイッチングに伴うパルス列波形となるが、ここでは、説明を容易にするためにスイッチング成分を除去した基本波成分のみを示している。

さて、本形態では、図３（ｂ）に示す如く、補正後の変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊が正弦波ではなく、特定の期間にわたり、各変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊が、これらと比較されるキャリア三角波の最大値または最小値と同一の値を保持している点が図１３の従来技術と異なっている。このような変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊を用いることで、図３（ｃ）に示すように相電圧ｖ_Ｍ，ｖ_Ａ，ｖ_Ｃは正弦波でなくなるが、電動機２００の巻線２０１，２０２に印加される線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣは正弦波となる。
この場合、３つの変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊がキャリア三角波の最大値または最小値と同一の値を保持している相のＩＧＢＴはスイッチングを行わないので、電力変換器全体では従来技術に比べてスイッチング回数が減少し、スイッチング損失を低減することができる。

以下、本形態の構成及び作用について、図１〜図３を参照しつつ詳細に説明する。なお、図１は本形態における制御ブロック図、図２は前記補正信号λ_０ ^＊を演算するためのフローチャートである。

この形態において、Ｍ相電圧ｖ_ＭとＡ相電圧ｖ_Ａとは振幅が等しく、各々の位相が反転している（すなわち電気的位相角が１８０度ずれている）と共に、Ｍ相電圧ｖ_Ｍ及びＡ相電圧ｖ_Ａの振幅はＡ−Ｍ間線間電圧ｖ_ＭＡの振幅の１／２となるように制御するものとする。
いま、線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊が与えられると、相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊は、数式６〜数式８によって計算することができる。
これらの演算を、図１における相電圧指令演算手段３００が行う。なお、相電圧指令演算手段３００は、加算器３０１，３０２、ゲイン（０．５）を有する増幅器３０３_Ｍ、ゲイン（−０．５）を有する増幅器３０３_Ａ，３０３_Ｃから構成されている。

上記の演算により、２つの線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊の振幅が異なる場合や、２つの指令の位相差が前述のように９０度でない場合にも、相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊を容易に演算することができる。

相電圧指令演算手段３００によって得られた相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊は、第１の電圧指令補正手段４００に入力される。この電圧指令補正手段４００は、「２」を直流電圧検出値Ｅ_ｄｃにより除算する除算器４０２と、除算器４０２の出力を相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊にそれぞれ乗算する乗算器４０１_Ｍ，４０１_Ａ，４０１_Ｃとから構成されており、これら乗算器４０１_Ｍ，４０１_Ａ，４０１_Ｃの出力が変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊となる。

変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊は、第２の電圧指令補正手段５００に入力される。この電圧指令補正手段５００は、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊から図３(ａ)に示したような補正信号λ_０ ^＊を演算する補正信号演算手段５０１と、上記補正信号λ_０ ^＊を変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊にそれぞれ加算して最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊を得る加算器５０２_Ｍ，５０２_Ａ，５０２_Ｃとから構成されている。
ここで、補正信号演算手段５０１は、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊と補正信号λ_０ ^＊とを加算した結果、図３（ｂ）に示すごとく、特定の期間にわたり、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のうちのいずれか一つがキャリア三角波の最大値または最小値と等しくなるような補正信号λ_０ ^＊を生成する。この補正信号演算手段５０１の詳細については、後述する。

次に、第２の電圧指令補正手段５００から出力された最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊は、比較器６０１_Ｍ，６０１_Ａ，６０１_Ｃにおいてキャリア三角波とそれぞれ比較され、その出力がそのまま、または反転器６０２_Ｍ，６０２_Ａ，６０２_Ｃを介することにより、電力変換装置を構成するＩＧＢＴのゲート信号Ｇ_ＴＭＰ，Ｇ_ＴＭＮ，Ｇ_ＴＡＰ，Ｇ_ＴＡＮ，Ｇ_ＴＣＰ，Ｇ_ＴＣＮとなる。

以上の動作により、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊の波形は図３（ｂ）に示すように正弦波ではなくなり、相電圧ｖ_Ｍ，ｖ_Ａ，ｖ_Ｃの波形も、図３（ｃ）に示すように正弦波ではなくなる。しかし、目的とする線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊から得た変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊に同一の補正信号λ_０ ^＊を加算しているから、電力変換装置１００の出力線間電圧（一方の相電圧と他方の相電圧との差電圧）には、各相電圧に重畳された補正信号λ_０ ^＊成分が相殺されて現れず、指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊どおりの正弦波状の線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣを得ることができる。

次いで、補正信号演算手段５０１の動作について説明する。図２は、補正信号演算手段５０１に実装される、補正信号λ_０ ^＊を演算するためのフローチャートである。
（１）まず、Ｍ相及びＣ相の変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ｃ ^＊の絶対値演算を行い、各絶対値λ_Ｍ ^＊ _ＡＢＳ，λ_Ｃ ^＊ _ＡＢＳを得る（ステップＳ１）。前述したように、Ｍ相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊とＡ相電圧指令ｖ_Ａ ^＊とは、振幅が等しく位相が反転するような電圧指令としているため、Ｍ相変調信号の絶対値λ_Ｍ ^＊ _ＡＢＳはＡ相変調信号の絶対値λ_Ａ ^＊ _ＡＢＳと等しくなる。

（２）次に、Ｍ相変調信号の絶対値λ_Ｍ ^＊ _ＡＢＳとＣ相変調信号の絶対値λ_Ｃ ^＊ _ＡＢＳとの大小関係を判断し、どの相の最終的な変調信号をキャリア三角波の最大値または最小値と同一にするかを選択する（ステップＳ２）。具体的には、下記の数式９を満足する場合は、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊またはＡ相変調信号λ_Ａ ^＊＊のいずれか一方がキャリア三角波の最大値と同一値になるようにし、逆に、数式９を満足しない場合は、Ｃ相変調信号λ_Ｃ ^＊＊がキャリア三角波の最大値または最小値と同一値になるようにする。

（３）ステップＳ２において、例えば、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊またはＡ相変調信号λ_Ａ ^＊＊のいずれか一方をキャリア三角波の最大値と同一値にすることが選択されたならば（ステップＳ２ＹＥＳ）、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊またはＡ相変調信号λ_Ａ ^＊＊のどちらをキャリア三角波の最大値と同一値にするかを選択する（ステップＳ３）。
具体的には、下記の数式１０を満足する場合には、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊がキャリア三角波の最大値（ここでは、１）と同一値になるような補正量λ_０ ^＊を、下記の数式１１により演算する（ステップＳ３ＹＥＳ，Ｓ５）。また、数式１０を満足しない場合は、Ａ相変調信号λ_Ａ ^＊＊がキャリア三角波の最大値と同一値になるような補正量λ_０ ^＊を、下記の数式１２により演算する（ステップＳ３ＮＯ，Ｓ６）。

（４）一方、ステップＳ２において、Ｃ相変調信号λ_Ｃ ^＊＊をキャリア三角波の最大値または最小値と同一値にすることが選択されたならば（ステップＳ２ＮＯ）、Ｃ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊をキャリア三角波の最大値と最小値とのどちらと同一値にするのかを選択する（ステップＳ４）。
具体的には、下記の数式１３を満足する場合には、Ｃ相変調信号λ_Ｃ ^＊＊がキャリア三角波の最大値（ここでは、１）と同一値になるような補正信号λ_０ ^＊を、下記の数式１４により演算する（ステップＳ４ＹＥＳ，Ｓ７）。また、数式１３を満足しない場合は、Ｃ相変調信号λ_Ｃ ^＊＊がキャリア三角波の最小値（ここでは、−１）と同一値になるような補正信号λ_０ ^＊を、下記の数式１５により演算する（ステップＳ４ＮＯ，Ｓ８）。

以上説明した例においては、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊またはＡ相変調信号λ_Ａ ^＊＊がキャリア三角波の最大値と同一になるようにしているが、キャリア三角波の最小値と同一となるようにしてもよい。更には、図４（ｂ）（前述した図３は出力１周期分の波形例であるのに対し、図４は出力２周期分の波形例）に示すように、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊、Ａ相変調信号λ_Ａ ^＊＊が、キャリア三角波の最大値、最小値とそれぞれ交互に同一になるようにしてもよい。

次いで、図６は、本発明の第１実施形態における各部の波形例を示したものである。
この第１実施形態も、基本形態と同様に、補正後の変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊が正弦波ではない。また、基本形態では、３つの変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のうちのいずれかが、特定の期間、キャリア三角波の最大値または最小値と同一値を保持するのに対し、本実施形態では、２つの変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のいずれか一方が、特定の期間、キャリア三角波の最大値または最小値と同一値を保持するものであり、変調信号λ_Ａ ^＊＊については、キャリア三角波の最大値または最小値と同一値を保持することはない。

以下、この第１実施形態について、基本形態と同一の部分については説明を省略し、異なる部分を中心に説明する。
制御ブロックとしては、基本形態と同様に図１で表すことができ、図１における補正信号演算手段５０１の機能が基本形態と異なっている。
すなわち、補正信号演算手段５０１では、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊と補正信号λ_０ ^＊とを加算した結果、図６（ｂ）に示すごとく、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のうちのいずれか一方がキャリア三角波の最大値または最小値と等しくなるような補正信号λ_０ ^＊を生成する。
このようにした場合にも、基本形態と同様な理由から、所望の出力線間電圧を得ることができる。

次に、本実施形態における補正信号演算手段５０１の動作を説明する。
図５は、補正信号演算手段５０１に実装される、補正信号λ_０ ^＊を演算するためのフローチャートである。ここでは、変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のいずれか一方が特定の期間、キャリア三角波の最大値または最小値と同一の値を保持するような補正信号λ_０ ^＊を演算するための動作となる。

（１）まず、図２におけるステップＳ１と同様に、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊及びＣ相変調信号λ_Ｃ ^＊の絶対値演算を行い、絶対値λ_Ｍ ^＊ _ＡＢＳ，λ_Ｃ ^＊ _ＡＢＳを得る（ステップＳ１１）。
（２）次に、Ｍ相変調信号の絶対値λ_Ｍ ^＊ _ＡＢＳとＣ相変調信号の絶対値λ_Ｃ ^＊ _ＡＢＳとの大小関係を判断し、Ｍ相、Ｃ相のうち、どちらの相の最終的な変調信号をキャリア三角波の最大値または最小値と同一にするかを選択する（ステップＳ１２）。具体的には、下記の数式１６を満足する場合にはＭ相を選択し（ステップＳ１２ＹＥＳ）、満足しない場合にはＣ相を選択する（ステップＳ１２ＮＯ）。

（３）ステップＳ１２において、例えばＭ相が選択された場合には、更にＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊の正負判断を行う（ステップＳ１２ＹＥＳ，Ｓ１３）。
（４）そして、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊が正であれば、最終的なＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊とキャリア三角波の最大値（ここでは、１）とが等しくなるような補正信号λ_０ ^＊を下記の数式１７により演算する（ステップＳ１３ＹＥＳ，Ｓ１５）。

（５）また、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊が負であれば、最終的なＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊とキャリア三角波の最小値（ここでは、−１）とが等しくなるような補正信号λ_０ ^＊を、下記の数式１８により演算する（ステップＳ１３ＮＯ，Ｓ１６）。

なお、ステップＳ１２においてＣ相が選択された場合（ステップＳ１２ＮＯ）の処理は、ステップＳ１４，Ｓ１７，Ｓ１８において、上記（４），（５）におけるλ_Ｍ ^＊，λ_Ｍ ^＊＊をλ_Ｃ ^＊，λ_Ｃ ^＊＊に読み替えた処理と同一になる。

ここで、電力変換装置１００の負荷である２相電動機２００としては、２つの巻線２０１，２０２の機械的構造及び電気的特性が異なる場合が想定される。例えば、Ｍ相の巻線を構成する線材の線径に対し、Ａ相の巻線を構成する線材の線径が細い場合、インピーダンスが２つの相で異なるだけでなく、Ａ相の巻線の線径が細いが故に、Ａ相巻線における異常発熱を防止する目的で、Ａ相電流をＭ相電流に対して低減させる必要性が生じる。
この場合、電力変換装置１００によって出力電圧の大きさを調整することなどにより、Ａ相に流す電流をＭ相に対して意図的に低減することが必要であるが、その場合のＡ相の電流を抑制する手段については種々の方法が考えられ、また、本発明の要旨でもないため、説明を省略する。

なお、２相電動機２００のＣ相には、Ｍ相電流とＡ相電流との合成電流が流れるから、３つの相のうち、最も小さい電流が流れるのはＡ相である。このことは、図１１においてＡ相に接続された上下アームのＩＧＢＴＴ_ＡＰ，Ｔ_ＡＮで発生する損失が小さいことを意味し、換言すると、Ｍ相、Ｃ相に接続された上下アームのＩＧＢＴＴ_ＭＰ，Ｔ_ＭＮ，Ｔ_ＣＰ，Ｔ_ＣＮで発生する損失が大きいことを意味する。
しかるに、本実施形態では、元々、発生損失が小さい相のスイッチング回数は従来と同等とし、発生損失が大きい相のスイッチング回数を低減することにより、効果的に電力変換装置全体で発生する損失を低減することができる。

次に、図９は本発明の参考形態における各部の波形例を示したものである。すなわち、図９（ａ）は、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊及びその補正信号λ_０ ^＊を、図９（ｂ）は、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊に補正信号λ_０ ^＊を加算してなる最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊及びキャリア三角波を、また、図９（ｃ）は、出力電圧（出力相電圧ｖ_Ｍ，ｖ_Ａ，ｖ_Ｃ及び出力線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣ）の波形をそれぞれ示している。ここでも、出力電圧波形についてはスイッチング成分を除去した基本波のみを示している。

この参考形態においても、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊が正弦波ではなく、各変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊がそれぞれ特定の期間、キャリア三角波の最大値または最小値と同一値を保持している。このような変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊を用いることで、図９（ｃ）に示すように、相電圧ｖ_Ｍ，ｖ_Ａ，ｖ_Ｃは正弦波でなくなるが線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣは正弦波となり、最終的な変調信号がキャリア三角波の最大値または最小値と同一値である相のＩＧＢＴはスイッチングを行わないため、スイッチング損失の低減が可能である。

図７は、本形態における制御ブロック図を示している。なお、図７において、図１と同一の構成及び機能を有するものには同一の番号を付してあり、以下では図１と異なる部分を中心として、図９の波形を参照しながら説明する。
本形態では、２相電動機２００を可変速駆動するにあたり、３つの相電圧の位相角を電気的に１２０度ずつずらし、かつ、３つの相電圧のうち、少なくとも１つの相電圧の振幅を他の相電圧の振幅と異ならせることにより、所望の出力線間電圧を得るものである。

例えば、所望の２つの線間電圧（Ｍ−Ｃ間、Ａ−Ｃ間）の振幅指令をそれぞれＶ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊とし、また、Ａ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＡＣ ^＊がＭ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊に対して９０度位相進みである場合には、各相電圧の振幅指令Ｖ_Ｃ ^＊，Ｖ_Ａ ^＊，Ｖ_Ｍ ^＊を、それぞれ数式１９〜数式２１によって計算することができる。

ここで、所望の２つの線間電圧の振幅指令Ｖ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊が等しい場合、つまり数式２２が成り立つ場合には、数式２３〜数式２５を得ることができる。

上述した演算は、図７における相電圧指令演算手段３５０によって実現される。
すなわち、相電圧指令演算手段３５０内の線間電圧振幅指令演算部３５１において演算された所望の線間電圧の振幅指令Ｖ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊は、Ｍ相電圧振幅指令演算部３５２_Ｍ、Ａ相電圧振幅指令演算部３５２_Ａ、Ｃ相電圧振幅指令演算部３５２_Ｃに入力され、これらの演算部３５２_Ｍ，３５２_Ａ，３５２_Ｃにおいて、各相電圧の振幅指令Ｖ_Ｍ ^＊，Ｖ_Ａ ^＊，Ｖ_Ｃ ^＊が、例えば前述の数式１９〜数式２１によって計算される。

一方、周波数指令演算部３５４において周波数指令Ｆ^＊が演算されると、電気角演算部３５５では、周波数指令Ｆ^＊に基づく電気角θが演算される。この電気角θは相電圧基準正弦波信号演算部３５６に入力され、振幅が１で、各々の電気的位相角が１２０度ずつずれた各相電圧指令の基準となる基準正弦波指令ｖ_Ｍ０ ^＊，ｖ_Ａ０ ^＊，ｖ_Ｃ０ ^＊が演算される。
次いで、基準正弦波指令ｖ_Ｍ０ ^＊，ｖ_Ａ０ ^＊，ｖ_Ｃ０ ^＊と、先に演算部３５２_Ｍ，３５２_Ａ，３５２_Ｃにより演算された各相電圧の振幅指令Ｖ_Ｍ ^＊，Ｖ_Ａ ^＊，Ｖ_Ｃ ^＊とを、乗算器３５３_Ｍ，３５３_Ａ，３５３_Ｃにてそれぞれ乗算することで、各相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊が演算される。
以上を整理すると、各相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊は数式２６〜数式２８によって表すことができる。ただし、数式２９〜数式３１を条件とする。

ここで、数式１９〜数式２１、及び、数式２６〜数式２８から明らかなように、所望の２つの線間電圧（Ｍ−Ｃ間、Ａ−Ｃ間）の振幅指令Ｖ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊が異なり、かつ、Ａ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＡＣ ^＊がＭ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊に対して９０度位相進みである場合には、３つの相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊の振幅が異なり、電気的位相角は互いに１２０度ずつずれることになる。
一方、数式２３〜数式２５、及び、数式２６〜数式２８から明らかなように、所望の２つの線間電圧（Ｍ−Ｃ間、Ａ−Ｃ間）の振幅指令Ｖ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊が同一であり、かつ、Ａ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＡＣ ^＊がＭ−Ｃ間線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊に対して９０度位相進みである場合には、３つの相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊のうち、１つの相電圧指令の振幅が他の２つの相電圧指令の振幅と異なり、また、各々の相電圧指令の電気的位相角は、互いに１２０度ずつずれることになる。

例として、所望の２つの線間電圧の振幅指令Ｖ_ＭＣ ^＊，Ｖ_ＡＣ ^＊が同一であり、かつ、線間電圧指令ｖ_ＡＣ ^＊が線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊に対して９０度位相進みの場合における、電力変換装置１００の電圧指令値の振幅及び位相関係を表すフェーザ図を、図１０に示す。

上記のように相電圧指令演算手段３５０によって得られた相電圧指令ｖ_Ｍ ^＊，ｖ_Ａ ^＊，ｖ_Ｃ ^＊は、図１と同一構成の第１の電圧指令補正手段４００に入力され、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊が演算される。
次に、第２の電圧指令補正手段５００内の補正信号演算手段５１０では、変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊と補正信号λ_０ ^＊とを加算した結果、図９（ｂ）に示すごとく、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊のうちのいずれか１つがキャリア三角波の最大値または最小値と同一値になるような補正信号λ_０ ^＊を生成する。なお、この補正信号演算手段５１０の詳細な動作については後述する。
補正信号λ_０ ^＊と変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊とをそれぞれ加算する加算器５０２_Ｍ，５０２_Ａ，５０２_Ｃ以降の構成及び動作は、前述した各形態と同一であるため、説明を省略する。

この参考形態においても、最終的な変調信号λ_Ｍ ^＊＊，λ_Ａ ^＊＊，λ_Ｃ ^＊＊は図９（ｂ）に示すように正弦波ではなくなり、相電圧波形も図９（ｃ）に示すように正弦波ではなくなる。しかし、目的とする線間電圧指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊から得た変調信号λ_Ｍ ^＊，λ_Ａ ^＊，λ_Ｃ ^＊に同一の補正信号λ_０ ^＊を加算しているから、電力変換装置１００の出力線間電圧には、各相電圧に重畳された補正信号λ_０ ^＊成分が相殺されて現れず、指令ｖ_ＭＣ ^＊，ｖ_ＡＣ ^＊どおりの正弦波状の線間電圧ｖ_ＭＣ，ｖ_ＡＣを得ることができる。

次いで、補正信号演算手段５１０の動作について説明する。図８は、補正信号演算手段５１０に実装される、補正信号λ_０ ^＊を演算するためのフローチャートである。
（１）まず、３つの出力相電圧の基準正弦波指令ｖ_Ｍ０ ^＊，ｖ_Ａ０ ^＊，ｖ_Ｃ０ ^＊の絶対値演算を行い、絶対値ｖ_Ｍ０ ^＊ _ＡＢＳ，ｖ_Ａ０ ^＊ _ＡＢＳ，ｖ_Ｃ０ ^＊ _ＡＢＳを得る(ステップＳ２１）。
（２）次に、得られた３つの絶対値ｖ_Ｍ０ ^＊ _ＡＢＳ，ｖ_Ａ０ ^＊ _ＡＢＳ，ｖ_Ｃ０ ^＊ _ＡＢＳの中から、最大値ｖ_０ ^＊ _{ＡＢＳＭＡＸ}を得る（ステップＳ２２）。

（３）更に、上記最大値ｖ_０ ^＊ _{ＡＢＳＭＡＸ}がＭ相、Ａ相、Ｃ相のうちのどの相の絶対値であるかを判別し、当該相の最終的な変調信号をキャリア三角波の最大値または最小値と同一値にするべく決定する。具体的には、下記の数式３２を満足する場合はＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊を（ステップＳ２３ＹＥＳ）、下記の数式３３を満足する場合はＡ相変調信号λ_Ａ ^＊＊を（ステップＳ２５ＹＥＳ）、また、数式３２，数式３３のいずれも満足しない場合はＣ相変調信号λ_Ｃ ^＊＊を（ステップＳ２５ＮＯ）、キャリア三角波の最大値または最小値と同一値とするように決定する。

（４）ステップＳ２３においてＭ相が選択されたならば（ステップＳ２３ＹＥＳ）、Ｍ相の基準正弦波指令ｖ_Ｍ０ ^＊の極性判別を行い（ステップＳ２４）、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊を、キャリア三角波の最大値（＝１）と同一にするのか、最小値（＝−１）と同一にするのかを判別する。具体的には、下記の数式３４を満足する場合はＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊をキャリア三角波の最大値（＝１）と同一となるようにし（ステップＳ２４ＹＥＳ）、満足しない場合はＭ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊をキャリア三角波の最小値（＝−１）と同一となるようにする（ステップＳ２４ＮＯ）。

（５）ステップＳ２４において、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊をキャリア三角波の最大値（＝１）と同一とすることが選択されたならば、数式３５により補正信号λ_０ ^＊を計算する（ステップＳ２４ＹＥＳ，Ｓ２８）。

（６）ステップＳ２４において、Ｍ相変調信号λ_Ｍ ^＊＊をキャリア三角波の最小値（＝１）と同一とすることが選択されたならば、数式３６により補正信号λ_０ ^＊を計算する（ステップＳ２４ＮＯ，Ｓ２９）。

なお、ステップＳ２５においてＡ相が選択された場合（ステップＳ２５ＹＥＳ）の処理、及び、Ｃ相が選択された場合（ステップＳ２５ＮＯ）の処理は、ステップＳ２６，Ｓ３０，Ｓ３１、または、ステップＳ２７，Ｓ３２，Ｓ３３において、上記（４），（５）におけるλ_Ｍ ^＊，λ_Ｍ ^＊＊を、λ_Ａ ^＊，λ_Ａ ^＊＊またはλ_Ｃ ^＊，λ_Ｃ ^＊＊に読み替えた処理と同一になる。

１００：電力変換装置
１０１，１０２：平滑コンデンサ
１０３：直流電源
２００：電動機（誘導電動機）
２０１，２０２：巻線
３００：相電圧指令演算手段
３０１，３０２：加算器
３５０：相電圧指令演算手段
３５１：線間電圧振幅指令演算部
３５２_Ｍ：Ｍ相電圧振幅指令演算部
３５２_Ａ：Ａ相電圧振幅指令演算部
３５２_Ｃ：Ｃ相電圧振幅指令演算部
３５３_Ｍ，３５３_Ａ，３５３_Ｃ：乗算器
３５４：周波数指令演算部
３５５：電気角演算部
３５６：相電圧基準正弦波信号演算部
４００：第１の電圧指令補正手段
４０１_Ｍ，４０１_Ａ，４０１_Ｃ：乗算器
４０２：除算器
５００：第２の電圧指令補正手段
５０１，５１０：補正信号演算手段
５０２_Ｍ，５０２_Ａ，５０２_Ｃ：加算器
６０１_Ｍ，６０１_Ａ，６０１_Ｃ：比較器
６０２_Ｍ，６０２_Ａ，６０２_Ｃ：反転器
Ｔ_ＭＰ，Ｔ_ＭＮ，Ｔ_ＡＰ，Ｔ_ＡＮ，Ｔ_ＣＰ，Ｔ_ＣＮ：半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）

Claims

第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、
第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と、
第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチとを直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、
直流電圧源と、をすべて並列接続すると共に、
第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとの直列接続点、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとの直列接続点、第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチとの直列接続点を、それぞれ第１相、第２相、第３相の出力端子として負荷に接続してなる電力変換装置において、
前記直流電圧源の直流電圧を検出する電圧検出手段と、
第１相〜第３相に対する第１〜第３の電圧指令のうち、振幅を同一とし、かつ、電気的位相角を１８０度ずらした２つの電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
第１〜第３の電圧指令の振幅を、前記電圧検出手段による電圧検出値に応じて補正する第１の電圧指令補正手段と、
第１〜第３の半導体スイッチ直列回路のうち、１つの半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチがオンオフを繰り返し、残りの２つの半導体スイッチ直列回路を構成する４つの半導体スイッチのうち少なくとも１つの半導体スイッチがオン状態を保持するように、第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令を補正する第２の電圧指令補正手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載した電力変換装置において、
第２の電圧指令補正手段は、
第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令のうちオン状態を保持させる半導体スイッチを有する相の電圧指令が、前記１つの半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチのオンオフ信号を生成するためのキャリア三角波の最大値または最小値と等しくなるような補正信号を演算し、この補正信号を、第１の電圧指令補正手段により振幅補正された第１〜第３の電圧指令のすべてにそれぞれ加算する手段を有することを特徴とする電力変換装置。