JP5631220B2 - シンボル推定回路及び復調回路 - Google Patents
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Description
この発明は、未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、そのシンボル速度を推定することが可能なシンボル推定回路と、そのシンボル推定回路を実装している復調回路とに関するものである。
近年のＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などのプログラマブルな信号処理デバイスを用いるソフトウエア無線（ＳＤＲ：Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｄｅｆｉｎｅｄ Ｒａｄｉｏ）の急速な発展によって、同一のＨ／Ｗプラットフォーム上で、複数の通信システムに対応することが可能なマルチモード通信機が開発されている。
また、通信環境の変化に応じて最適な通信システムの自動選択や、変調型式を動的に最適化する環境適応通信や、伝送路状況に応じてより高い伝送品質やスループットを実現する適応変復調機などのシステム、あるいは、到来する電波を監視するシステムなどが開発されている。
また、通信環境の変化に応じて最適な通信システムの自動選択や、変調型式を動的に最適化する環境適応通信や、伝送路状況に応じてより高い伝送品質やスループットを実現する適応変復調機などのシステム、あるいは、到来する電波を監視するシステムなどが開発されている。
上記のマルチモード通信機やシステムにおいて、到来波である受信信号の変調型式を推定する変調型式識別回路が着目されている。
ただし、変調型式識別回路が受信信号の変調型式を推定するに際して、受信信号の中心周波数や、シンボル速度などの諸元は事前に知っておく必要があり、中心周波数やシンボル速度などの諸元が分からなければ、受信信号の変調型式を推定することができず、受信信号を復調することができない。
以下の特許文献１，２にも、受信信号の変調型式を推定する技術が開示されているが、中心周波数などの諸元が既知であることを前提するものである。
ただし、変調型式識別回路が受信信号の変調型式を推定するに際して、受信信号の中心周波数や、シンボル速度などの諸元は事前に知っておく必要があり、中心周波数やシンボル速度などの諸元が分からなければ、受信信号の変調型式を推定することができず、受信信号を復調することができない。
以下の特許文献１，２にも、受信信号の変調型式を推定する技術が開示されているが、中心周波数などの諸元が既知であることを前提するものである。
従来の変調型式識別回路は以上のように構成されているので、受信信号の中心周波数や、シンボル速度などの諸元が事前に分からなければ、受信信号の変調型式を推定することができず、受信信号を復調することができないなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、そのシンボル速度を推定することができるシンボル推定回路を得ることを目的とする。
また、この発明は、シンボル推定回路により推定されたシンボル速度を用いて、変調型式が未知の受信信号を復調することができる復調回路を得ることを目的とする。
また、この発明は、シンボル推定回路により推定されたシンボル速度を用いて、変調型式が未知の受信信号を復調することができる復調回路を得ることを目的とする。
この発明に係るシンボル推定回路は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、その周波数値からシンボル速度を粗推定するシンボル粗推定器と、そのＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出して、各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出し、その周波数偏差をシンボル粗推定器により粗推定されたシンボル速度に加算するシンボル精推定器とを設けるようにしたものである。
この発明によれば、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、その周波数値からシンボル速度を粗推定するシンボル粗推定器と、そのＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出して、各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出し、その周波数偏差をシンボル粗推定器により粗推定されたシンボル速度に加算するシンボル精推定器とを設けるように構成したので、未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、そのシンボル速度を推定することができる効果がある。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるシンボル推定回路を実装している復調回路を示す構成図である。
図１において、シンボル推定回路１は未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、そのシンボル速度を推定する装置である。
シンボル粗推定器２は未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を入力し、そのＩＱ信号に重畳されているノイズ（ガウス雑音）を除去する帯域制限フィルタ２ａを実装している。
シンボル粗推定器２は帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、その周波数値からシンボル速度を粗推定する処理を実施する。
図１はこの発明の実施の形態１によるシンボル推定回路を実装している復調回路を示す構成図である。
図１において、シンボル推定回路１は未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、そのシンボル速度を推定する装置である。
シンボル粗推定器２は未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を入力し、そのＩＱ信号に重畳されているノイズ（ガウス雑音）を除去する帯域制限フィルタ２ａを実装している。
シンボル粗推定器２は帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、その周波数値からシンボル速度を粗推定する処理を実施する。
帯域制限フィルタ２ａは例えば９９％法や３ｄＢ法を実施することで占有帯域幅を推定する図示せぬ推定回路等から出力された占有帯域幅推定値Ｆｗ（または、既知の情報として、スペアナ等で測定された占有帯域幅値）を入力し、その占有帯域幅推定値Ｆｗのα倍（例えば、約１．３倍＝１．３×Ｆｗ）のカットオフ周波数でＩＱ信号を通過させるものである。これにより、シンボル帯域の推定に必要なＩＱ信号がフィルタリングで肩落ちしない程度にガウス雑音の除去が行われる。
シンボル精推定器３は帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出して、各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出し、その周波数偏差をシンボル粗推定器２により粗推定されたシンボル速度に加算する処理を実施する。
復調器４はシンボル推定回路１のシンボル精推定器３により周波数偏差が加算されたシンボル速度を用いて、上記受信信号の復調処理を行う。
復調器４はシンボル推定回路１のシンボル精推定器３により周波数偏差が加算されたシンボル速度を用いて、上記受信信号の復調処理を行う。
図２はこの発明の実施の形態１によるシンボル推定回路１のシンボル粗推定器２を示す構成図である。
図２において、シンボル情報検出器１０はＩＱ信号の非線形処理とＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＴ１を特定する処理を実施する。なお、シンボル情報検出器１０は第１のシンボル情報検出器を構成している。
図２において、シンボル情報検出器１０はＩＱ信号の非線形処理とＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＴ１を特定する処理を実施する。なお、シンボル情報検出器１０は第１のシンボル情報検出器を構成している。
シンボル情報検出器２０はＩＱ信号のゼロクロス点の検出処理とＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））が得られる周波数値ωＰＴ２を特定する処理を実施する。なお、シンボル情報検出器２０は第２のシンボル情報検出器を構成している。
シンボル情報検出器３０はＩＱ信号の周波数変動の検出処理、非線形処理及びＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＴ３を特定する処理を実施する。なお、シンボル情報検出器３０は第３のシンボル情報検出器を構成している。
シンボル情報検出器３０はＩＱ信号の周波数変動の検出処理、非線形処理及びＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＴ３を特定する処理を実施する。なお、シンボル情報検出器３０は第３のシンボル情報検出器を構成している。
シンボル情報検出器１０のＬＰＦ部１１は直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対してフィルタリング処理を実施する。このフィルタリング処理は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いるものであり、帯域制限フィルタ２ａのフィルタリング処理に相当する。
非線形部１２はＬＰＦ部１１によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対する非線形処理（２乗処理）を実施し、非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）を出力する。
非線形部１２はＬＰＦ部１１によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対する非線形処理（２乗処理）を実施し、非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）を出力する。
ＦＦＴ部１３は非線形部１２による非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施する。
ＦＦＴ時間領域平均部１４はＦＦＴ部１３による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ１（ω）を算出する。
ＦＦＴ時間領域平均部１４はＦＦＴ部１３による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ１（ω）を算出する。
ピーク電力検出部１５はＦＦＴ時間領域平均部１４により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ１（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を検出して、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ１をシンボル周波数として出力する処理を実施する。
ラグランジェ補間部１６はピーク電力検出部１５から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ１に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
ラグランジェ補間部１６はピーク電力検出部１５から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ１に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
シンボル情報検出器２０の周波数偏差検出部２１は直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）から、例えば逓倍法などを実施することで、ＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の中心周波数Δｆｃの推定を行う。ここでは、周波数偏差検出部２１が中心周波数Δｆｃを推定しているが、既知情報として中心周波数Δｆｃが事前に与えられるようにしてもよい。
周波数回転部２２は周波数偏差検出部２１により推定された中心周波数Δｆｃ分だけ、ＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の周波数を回転させる処理を実施する。
周波数回転部２２は周波数偏差検出部２１により推定された中心周波数Δｆｃ分だけ、ＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の周波数を回転させる処理を実施する。
ＬＰＦ部２３は周波数回転部２２による周波数回転処理後のＩＱ信号ＳＲＯＴ（ｎ）に対してフィルタリング処理を実施する。このフィルタリング処理は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いるものであり、帯域制限フィルタ２ａのフィルタリング処理に相当する。
ゼロクロス検出部２４はＬＰＦ部２３によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）と１シンボル前のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ−１）との間のゼロクロス点の検出処理を実施して、パルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）を生成する。
ゼロクロス検出部２４はＬＰＦ部２３によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）と１シンボル前のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ−１）との間のゼロクロス点の検出処理を実施して、パルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）を生成する。
ＦＦＴ部２５はゼロクロス検出部２４により生成されたパルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施する。
ＦＦＴ時間領域平均部２６はＦＦＴ部２５による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ２（ω）を算出する。
ＦＦＴ時間領域平均部２６はＦＦＴ部２５による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ２（ω）を算出する。
ピーク電力検出部２７はＦＦＴ時間領域平均部２６により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ２（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を検出して、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ２をシンボル周波数として出力する処理を実施する。
ラグランジェ補間部２８はピーク電力検出部２７から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ２に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
ラグランジェ補間部２８はピーク電力検出部２７から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ２に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
シンボル情報検出器３０のＬＰＦ部３１は直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対してフィルタリング処理を実施する。このフィルタリング処理は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いるものであり、帯域制限フィルタ２ａのフィルタリング処理に相当する。
周波数ディスクリミネータ部３２はＬＰＦ部３１によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の位相情報θ（ｎ）を微分演算することで、ＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の瞬時周波数変動を検出する。
非線形部３３は周波数ディスクリミネータ部３２の検出結果に対する非線形処理（２乗処理）を実施し、非線形処理後の信号ｆ（ｎ）を出力する。
周波数ディスクリミネータ部３２はＬＰＦ部３１によるフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の位相情報θ（ｎ）を微分演算することで、ＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の瞬時周波数変動を検出する。
非線形部３３は周波数ディスクリミネータ部３２の検出結果に対する非線形処理（２乗処理）を実施し、非線形処理後の信号ｆ（ｎ）を出力する。
ＦＦＴ部３４は非線形部３３による非線形処理後の信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施する。
ＦＦＴ時間領域平均部３５はＦＦＴ部３４による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ３（ω）を算出する。
ＦＦＴ時間領域平均部３５はＦＦＴ部３４による複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ３（ω）を算出する。
ピーク電力検出部３６はＦＦＴ時間領域平均部３５により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ３（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を検出して、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ３をシンボル周波数として出力する処理を実施する。
ラグランジェ補間部３７はピーク電力検出部３６から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ３に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
ラグランジェ補間部３７はピーク電力検出部３６から出力されたシンボル周波数ωＰＡＶＥ３に対する補間処理（例えば、ラグランジェ２次補間処理）を実施し、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
周波数値選択部４０はシンボル情報検出器１０，２０，３０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１，ωＰＴ２，ωＰＴ３の中から、最も高いピーク電力が得られるシンボル周波数（周波数値）ωＰＴを選択する処理を実施する。
シンボル速度算出部５０は周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを算出する処理を実施する。
シンボル速度算出部５０は周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを算出する処理を実施する。
図３はこの発明の実施の形態１によるシンボル推定回路１のシンボル精推定器３を示す構成図である。
図３において、非線形処理によるＢＴＲ（Ｂｉｔ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）検出回路６１は周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴが、シンボル情報検出器１０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１又はシンボル情報検出器３０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３である場合、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対して非線形処理を実施することで、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理を実施する。
図３において、非線形処理によるＢＴＲ（Ｂｉｔ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）検出回路６１は周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴが、シンボル情報検出器１０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１又はシンボル情報検出器３０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３である場合、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対して非線形処理を実施することで、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理を実施する。
ゼロクロスによるＢＴＲ検出回路６２は周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴが、シンボル情報検出器２０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２である場合、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）のゼロクロス点の検出処理を実施することで、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理を実施する。
シンボル偏差検出回路６３はＢＴＲ検出回路６１又はＢＴＲ検出回路６２により検出された各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出して、その周波数偏差ΔｆＲをシンボル粗推定器２のシンボル速度算出部５０により算出されたシンボル速度ｆＲに加算し、その加算結果ｆＲ＋ΔｆＲをシンボル速度の精推定結果として復調器４に出力する処理を実施する。
シンボル偏差検出回路６３はＢＴＲ検出回路６１又はＢＴＲ検出回路６２により検出された各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出して、その周波数偏差ΔｆＲをシンボル粗推定器２のシンボル速度算出部５０により算出されたシンボル速度ｆＲに加算し、その加算結果ｆＲ＋ΔｆＲをシンボル速度の精推定結果として復調器４に出力する処理を実施する。
次に動作について説明する。
シンボル粗推定器２は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）を入力すると、帯域制限フィルタ２ａを用いて、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に重畳されているノイズ（ガウス雑音）を除去する。
シンボル粗推定器２は、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られるシンボル周波数ωＰＴ（周波数値）を特定するとともに、そのシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを粗推定する。
シンボル粗推定器２では、ＦＦＴポイント精度（例えば、１０２４ポイントのＦＦＴ処理を実施する場合、１０００ｐｐｍ程度の偏差精度）による粗いシンボル精度の推定処理を行う。
以下、シンボル粗推定器２の処理内容を具体的に説明する。
シンボル粗推定器２は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）を入力すると、帯域制限フィルタ２ａを用いて、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に重畳されているノイズ（ガウス雑音）を除去する。
シンボル粗推定器２は、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られるシンボル周波数ωＰＴ（周波数値）を特定するとともに、そのシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを粗推定する。
シンボル粗推定器２では、ＦＦＴポイント精度（例えば、１０２４ポイントのＦＦＴ処理を実施する場合、１０００ｐｐｍ程度の偏差精度）による粗いシンボル精度の推定処理を行う。
以下、シンボル粗推定器２の処理内容を具体的に説明する。
シンボル情報検出器１０は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）を入力すると、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の非線形処理とＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＴ１を特定する。
即ち、シンボル情報検出器１０のＬＰＦ部１１は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いて、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施し、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を非線形部１２に出力する。
Ｓ’Ｒ（ｎ）＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＱ（ｎ） （１）
ただし、ｊは複素数である。
即ち、シンボル情報検出器１０のＬＰＦ部１１は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いて、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施し、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を非線形部１２に出力する。
Ｓ’Ｒ（ｎ）＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＱ（ｎ） （１）
ただし、ｊは複素数である。
非線形部１２は、ＬＰＦ部１１がＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施すると、下記の式（２）に示すように、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対する非線形処理（２乗処理）を実施して、非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）をＦＦＴ部１３に出力する。
ｆ（ｎ）＝Ｓ’Ｒ（ｎ）×Ｓ’Ｒ（ｎ）＊
＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）×Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋Ｓ’ＲＱ（ｎ）×Ｓ’ＲＱ（ｎ）
（２）
ただし、＊は共役を示す記号である。
ｆ（ｎ）＝Ｓ’Ｒ（ｎ）×Ｓ’Ｒ（ｎ）＊
＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）×Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋Ｓ’ＲＱ（ｎ）×Ｓ’ＲＱ（ｎ）
（２）
ただし、＊は共役を示す記号である。
ＦＦＴ部１３は、非線形部１２から非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）を受けると、下記の式（３）に示すように、その非線形処理後のＩＱ信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施することで、複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）をＦＦＴ時間領域平均部１４に出力する。
ＦＦＴ時間領域平均部１４は、ＦＦＴ部１３による複数個（＝ｍ個）のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ１（ω）を算出する。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部１４は、Ｆ（ω）導出時のＩＱ信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（４）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部１４は、Ｆ（ω）導出時のＩＱ信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（４）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
ピーク電力検出部１５は、ＦＦＴ時間領域平均部１４により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ１（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を検出する。
ピーク電力検出部１５は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ１をシンボル周波数としてラグランジェ補間部１６に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ピーク電力検出部１５は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ１をシンボル周波数としてラグランジェ補間部１６に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ラグランジェ補間部１６は、ピーク電力検出部１５からシンボル周波数ωＰＡＶＥ１を受けると、そのシンボル周波数ωＰＡＶＥ１に対する補間処理を実施して、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
例えば、下記の式（５）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
例えば、下記の式（５）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
図４はシンボル情報検出器１０の検出結果である補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１と、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））とを示す説明図である。
図４の例では、ＦＦＴポイント番号が“２５６”の周波数がシンボル周波数ωＰＴ１であり、約−１２ｄＢの電力が得られている。
図４の例では、ＦＦＴポイント番号が“２５６”の周波数がシンボル周波数ωＰＴ１であり、約−１２ｄＢの電力が得られている。
シンボル情報検出器２０は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）を入力すると、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）のゼロクロス点の検出処理とＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））が得られる周波数値ωＰＴ２を特定する。
即ち、シンボル情報検出器２０の周波数偏差検出部２１は、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）から、例えば逓倍法などを実施することで、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の中心周波数Δｆｃの推定を行う。
ここでは、周波数偏差検出部２１が中心周波数Δｆｃを推定しているが、既知情報として中心周波数Δｆｃが事前に与えられるようにしてもよい。
即ち、シンボル情報検出器２０の周波数偏差検出部２１は、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）から、例えば逓倍法などを実施することで、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の中心周波数Δｆｃの推定を行う。
ここでは、周波数偏差検出部２１が中心周波数Δｆｃを推定しているが、既知情報として中心周波数Δｆｃが事前に与えられるようにしてもよい。
周波数回転部２２は、周波数偏差検出部２１が中心周波数Δｆｃを推定すると、下記の式（６）に示すように、その中心周波数Δｆｃ分だけ、ＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の周波数を回転させる。
ＳＲＯＴ（ｎ）＝ＳＲ（ｎ）×exp（−２π（Δｆｃ／Ｆｓ）×ｎ）
（６）
ただし、ＦｓはデジタルＩＱ信号をサンプリングしたＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）サンプリング周波数、ｎは時間サンプル番号（ｎ＝０，・・・，１０２３）である。
ＳＲＯＴ（ｎ）＝ＳＲ（ｎ）×exp（−２π（Δｆｃ／Ｆｓ）×ｎ）
（６）
ただし、ＦｓはデジタルＩＱ信号をサンプリングしたＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）サンプリング周波数、ｎは時間サンプル番号（ｎ＝０，・・・，１０２３）である。
ＬＰＦ部２３は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いて、周波数回転部２２による周波数回転処理後のＩＱ信号ＳＲＯＴ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施し、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）をゼロクロス検出部２４に出力する。
Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）＝Ｓ’ＲＯＴＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＯＴＱ（ｎ） （７）
ただし、ｊは複素数である。
Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）＝Ｓ’ＲＯＴＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＯＴＱ（ｎ） （７）
ただし、ｊは複素数である。
ゼロクロス検出部２４は、ＬＰＦ部２３からフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）を受けると、そのＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ）と１シンボル前のＩＱ信号Ｓ’ＲＯＴ（ｎ−１）との間のゼロクロス点の検出処理を実施して、パルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）を生成する。
ｆ（ｎ）＝ｄｏｕｔＩ（ｎ）＋ｊ×ｄｏｕｔＱ（ｎ） （８）
ただし、ｊは複素数である。
ｆ（ｎ）＝ｄｏｕｔＩ（ｎ）＋ｊ×ｄｏｕｔＱ（ｎ） （８）
ただし、ｊは複素数である。
即ち、ゼロクロス検出部２４は、Ｉｃｈ信号及びＱｃｈ信号について下記の計算を行うことにより、パルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）を生成する。
ただし、下記の計算において、
InZeroDet=1はゼロクロス有、InZeroDet=0はゼロクロス無を示している。
ただし、下記の計算において、
InZeroDet=1はゼロクロス有、InZeroDet=0はゼロクロス無を示している。
ＦＦＴ部２５は、ゼロクロス検出部２４がパルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）を生成すると、下記の式（９）に示すように、そのパルス波のＩＱ信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施することで、複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）をＦＦＴ時間領域平均部２６に出力する。
ＦＦＴ時間領域平均部２６は、ＦＦＴ部２５による複数個（＝ｍ個）のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ２（ω）を算出する。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部２６は、Ｆ（ω）導出時のＩＱ信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（１０）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部２６は、Ｆ（ω）導出時のＩＱ信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（１０）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
ピーク電力検出部２７は、ＦＦＴ時間領域平均部２６により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ２（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を検出する。
ピーク電力検出部２７は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ２をシンボル周波数としてラグランジェ補間部２８に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ピーク電力検出部２７は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ２をシンボル周波数としてラグランジェ補間部２８に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ラグランジェ補間部２８は、ピーク電力検出部２７からシンボル周波数ωＰＡＶＥ２を受けると、そのシンボル周波数ωＰＡＶＥ２に対する補間処理を実施して、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
例えば、下記の式（１１）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
例えば、下記の式（１１）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
シンボル情報検出器３０は、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）を入力すると、そのＩＱ信号ＳＲ（ｎ）の周波数変動の検出処理、非線形処理及びＦＦＴ処理を実施することで、周波数領域の信号の中でピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＴ３を特定する。
即ち、シンボル情報検出器３０のＬＰＦ部３１は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いて、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施し、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を周波数ディスクリミネータ部３２に出力する。
Ｓ’Ｒ（ｎ）＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＱ（ｎ） （１２）
ただし、ｊは複素数である。
即ち、シンボル情報検出器３０のＬＰＦ部３１は、例えば、ルートナイキストフィルタ（例えば、カットオフ周波数ｆｃ＝３ｄＢ：占有帯域幅推定値Ｆｗ×１．３）を用いて、直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に対するフィルタリング処理を実施し、フィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を周波数ディスクリミネータ部３２に出力する。
Ｓ’Ｒ（ｎ）＝Ｓ’ＲＩ（ｎ）＋ｊＳ’ＲＱ（ｎ） （１２）
ただし、ｊは複素数である。
周波数ディスクリミネータ部３２は、ＬＰＦ部３１からフィルタリング処理後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を受けると、下記の式（１３）に示すように、そのＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の位相情報θ（ｎ）を微分演算することで、ＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）の瞬時周波数変動を検出する。
非線形部３３は、周波数ディスクリミネータ部３２の検出結果ｆ（ｎ）に対する非線形処理（２乗処理）を実施して、非線形処理後の信号ｆ（ｎ）をＦＦＴ部３４に出力する。
ＦＦＴ部３４は、非線形部３３から非線形処理後の信号ｆ（ｎ）を受けると、下記の式（１４）に示すように、その非線形処理後の信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施することで、複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）をＦＦＴ時間領域平均部３５に出力する。
ＦＦＴ部３４は、非線形部３３から非線形処理後の信号ｆ（ｎ）を受けると、下記の式（１４）に示すように、その非線形処理後の信号ｆ（ｎ）に対してハニング窓関数係数Ｗ（ｎ）を乗算したのち、Ｎポイント（例えば、１０２４ポイント）の複素ＦＦＴ処理を実施することで、複数個のＦＦＴ結果Ｆ（ω）をＦＦＴ時間領域平均部３５に出力する。
ＦＦＴ時間領域平均部３５は、ＦＦＴ部３４による複数個（＝ｍ個）のＦＦＴ結果Ｆ（ω）に対して、複数回の時間加算処理を行うことで、０〜１０２３の周波数値ωの範囲で、周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ３（ω）を算出する。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部３５は、Ｆ（ω）導出時の信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（１５）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
即ち、ＦＦＴ時間領域平均部３５は、Ｆ（ω）導出時の信号ｆ（ｎ）のｎ値を、例えば２５６ずつスライドさせながら、下記の式（１５）に示すように、（４ｍ−1）回の加算処理を行う。
ピーク電力検出部３６は、ＦＦＴ時間領域平均部３５により算出された周波数領域信号の電力ＰＡＶＥ３（ω）の中で、最も高いピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を検出する。
ピーク電力検出部３６は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ３をシンボル周波数としてラグランジェ補間部３７に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ピーク電力検出部３６は、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を検出すると、そのピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））が得られる周波数値ωＰＡＶＥ３をシンボル周波数としてラグランジェ補間部３７に出力する。
ただし、ピーク電力を検出する際、周波数値の範囲ωは、実際にピーク電力が検出されることが期待される範囲に限定して探索するようにしてもよい。
ラグランジェ補間部３７は、ピーク電力検出部３６からシンボル周波数ωＰＡＶＥ３を受けると、そのシンボル周波数ωＰＡＶＥ３に対する補間処理を実施して、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３及びピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を周波数値選択部４０に出力する。
例えば、下記の式（１６）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
例えば、下記の式（１６）に示すようなラグランジェ２次補間処理を実施する。
周波数値選択部４０は、シンボル情報検出器１０，２０，３０から補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１，ωＰＴ２，ωＰＴ３と、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω）），ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω）），ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を受けると、ピーク電力ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω）），ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω）），ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））を比較して、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１，ωＰＴ２，ωＰＴ３の中から、最も高いピーク電力が得られるシンボル周波数ωＰＴを選択する。
例えば、ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））であれば、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２を選択し、ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））であれば、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３を選択する。
例えば、ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））であれば、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２を選択し、ＭＡＸ（ＰＡＶＥ３（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ１（ω））＞ＭＡＸ（ＰＡＶＥ２（ω））であれば、補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３を選択する。
シンボル速度算出部５０は、周波数値選択部４０がシンボル周波数ωＰＴを選択すると、下記の式（１７）に示すように、そのシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを算出し、そのシンボル速度ｆＲを粗推定結果としてシンボル精推定器３に出力する。また、周波数値選択部４０により選択されたシンボル周波数ωＰＴをシンボル精推定器３に出力する。
fR ＝ωPT／Ｎ×Fs （１７）
ただし、ＮはＦＦＴのポイント数、ＦｓはＡ／Ｄのサンプリング周波数である。
fR ＝ωPT／Ｎ×Fs （１７）
ただし、ＮはＦＦＴのポイント数、ＦｓはＡ／Ｄのサンプリング周波数である。
シンボル精推定器３は、シンボル粗推定器２からシンボル速度ｆＲ及びシンボル周波数ωＰＴを受けると、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）から各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出して、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出し、その周波数偏差ΔｆＲをシンボル粗推定器２により粗推定されたシンボル速度ｆＲに加算する。
即ち、シンボル精推定器３の非線形処理によるＢＴＲ検出回路６１は、シンボル粗推定器２から出力されたシンボル周波数ωＰＴが、シンボル情報検出器１０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ１である場合、あるいは、シンボル情報検出器３０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ３である場合、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）に対して非線形処理を実施することで、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する。
非線形処理によるＢＴＲ検出回路６１がナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
非線形処理によるＢＴＲ検出回路６１がナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
ゼロクロスによるＢＴＲ検出回路６２は、シンボル粗推定器２から出力されたシンボル周波数ωＰＴが、シンボル情報検出器２０から出力された補間処理後のシンボル周波数ωＰＴ２である場合、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）のゼロクロス点の検出処理を実施することで、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する。
ゼロクロスによるＢＴＲ検出回路６２がナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
ここで、図５はＢＴＲ検出回路６１，６２により検出される各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）及び周波数偏差ΔｆＲであるシンボル速度偏差の一例を示す説明図である。
ゼロクロスによるＢＴＲ検出回路６２がナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出する処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
ここで、図５はＢＴＲ検出回路６１，６２により検出される各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）及び周波数偏差ΔｆＲであるシンボル速度偏差の一例を示す説明図である。
シンボル偏差検出回路６３は、ＢＴＲ検出回路６１又はＢＴＲ検出回路６２が各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出すると、下記の式（１８）に示すように、そのナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出する。
ΔｆＲ＝（（θＮ（ｎＢ）−θＮ（ｎＡ））／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））
（１８）
図５の例では、ｎＡシンボル目のナイキスト位相θＮ（ｎＡ）が１４０、ｎＢシンボル目のナイキスト位相θＮ（ｎＢ）が２３０であるため、周波数偏差ΔｆＲは、下記のようになる。
ΔｆＲ＝（（θＮ（ｎＢ）−θＮ（ｎＡ））／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））
＝（（230−140）／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））（Ｈｚ）
ΔｆＲ＝（（θＮ（ｎＢ）−θＮ（ｎＡ））／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））
（１８）
図５の例では、ｎＡシンボル目のナイキスト位相θＮ（ｎＡ）が１４０、ｎＢシンボル目のナイキスト位相θＮ（ｎＢ）が２３０であるため、周波数偏差ΔｆＲは、下記のようになる。
ΔｆＲ＝（（θＮ（ｎＢ）−θＮ（ｎＡ））／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））
＝（（230−140）／360）×（ｆ Ｒ ／（ｎ Ｂ −ｎ Ａ ））（Ｈｚ）
シンボル偏差検出回路６３は、ナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出すると、その周波数偏差ΔｆＲをシンボル粗推定器２のシンボル速度算出部５０により算出されたシンボル速度ｆＲに加算し、その加算結果ｆＲ＋ΔｆＲをシンボル速度の精推定結果として復調器４に出力する。
これにより、シンボル粗推定器２の粗推定結果では、ＦＦＴ１０２４ｐｔの精度（約１０００ｐｐｍ）であるが、シンボル精推定器３の精推定結果では、約５０ｐｐｍ以下の偏差に改善される。
これにより、シンボル粗推定器２の粗推定結果では、ＦＦＴ１０２４ｐｔの精度（約１０００ｐｐｍ）であるが、シンボル精推定器３の精推定結果では、約５０ｐｐｍ以下の偏差に改善される。
復調器４は、シンボル推定回路１のシンボル精推定器３の精推定結果であるシンボル速度ｆＲ＋ΔｆＲを用いて、上記受信信号の復調処理を行う。
復調器４の復調処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
復調器４の復調処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号ＳＲ（ｎ）に重畳されているノイズを除去する帯域制限フィルタ２ａを実装し、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られるシンボル周波数ωＰＴを特定するとともに、そのシンボル周波数ωＰＴからシンボル速度ｆＲを粗推定するシンボル粗推定器２と、帯域制限フィルタ２ａによるノイズ除去後のＩＱ信号Ｓ’Ｒ（ｎ）から各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）を検出して、各シンボル内のナイキスト位相θＮ（ｎ）から周波数偏差ΔｆＲを算出し、その周波数偏差ΔｆＲをシンボル粗推定器２により粗推定されたシンボル速度ｆＲに加算するシンボル精推定器３とを設けるように構成したので、未知のシンボル速度で変調された受信信号を復調するに際して、高精度にシンボル速度を推定することができる効果を奏する。
なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
１ シンボル推定回路、２ シンボル粗推定器、２ａ 帯域制限フィルタ、３ シンボル精推定器、４ 復調器、１０ シンボル情報検出器（第１のシンボル情報検出器）、１１ ＬＰＦ部、１２ 非線形部、１３ ＦＦＴ部、１４ ＦＦＴ時間領域平均部、１５ ピーク電力検出部、１６ ラグランジェ補間部、２０ シンボル情報検出器（第２のシンボル情報検出器）、２１ 周波数偏差検出部、２２ 周波数回転部、２３ ＬＰＦ部、２４ ゼロクロス検出部、２５ ＦＦＴ部、２６ ＦＦＴ時間領域平均部、２７ ピーク電力検出部、２８ ラグランジェ補間部、３０ シンボル情報検出器（第３のシンボル情報検出器）、３１ ＬＰＦ部、３２ 周波数ディスクリミネータ部、３３ 非線形部、３４ ＦＦＴ部、３５ ＦＦＴ時間領域平均部、３６ ピーク電力検出部、３７ ラグランジェ補間部、４０ 周波数値選択部、５０ シンボル速度算出部、６１ 非線形処理によるＢＴＲ検出回路、６２ ゼロクロスによるＢＴＲ検出回路、６３ シンボル偏差検出回路。
Claims (5)
- 未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、上記周波数値からシンボル速度を粗推定するシンボル粗推定器と、上記ＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出して、各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出し、上記周波数偏差を上記シンボル粗推定器により粗推定されたシンボル速度に加算するシンボル精推定器とを備えたシンボル推定回路。
- 上記シンボル粗推定器は、ＩＱ信号に重畳されているノイズを除去する帯域制限フィルタを有し、上記帯域制限フィルタによるノイズ除去後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１記載のシンボル推定回路。
- 上記シンボル粗推定器は、上記帯域制限フィルタによるノイズ除去後のＩＱ信号に対する非線形処理を実施して、非線形処理後のＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定する第１のシンボル情報検出器と、上記帯域制限フィルタによるノイズ除去後のＩＱ信号のゼロクロス点の検出処理を実施し、その検出結果を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定する第２のシンボル情報検出器と、上記帯域制限フィルタによるノイズ除去後のＩＱ信号の周波数変動の検出処理を実施し、その検出結果に対する非線形処理を実施して周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定する第３のシンボル情報検出器と、上記第１、第２及び第３のシンボル情報検出器により特定された周波数値の中から、最も高いピーク電力が得られる周波数値を選択する周波数値選択部と、上記周波数値選択部により選択された周波数値からシンボル速度を算出するシンボル速度算出部とから構成されていることを特徴とする請求項２記載のシンボル推定回路。
- 上記シンボル精推定器は、上記帯域制限フィルタによるノイズ除去後のＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出するＢＴＲ（Ｂｉｔ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）検出回路と、上記ＢＴＲ（Ｂｉｔ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）検出回路により検出された各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出して、上記周波数偏差をシンボル速度算出部により算出されたシンボル速度に加算し、その加算結果をシンボル速度の精推定結果として出力するシンボル偏差検出回路とから構成されていることを特徴とする請求項３記載のシンボル推定回路。
- 未知のシンボル速度で変調された受信信号から直交検波されたＩＱ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号の中でピーク電力が得られる周波数値を特定するとともに、上記周波数値からシンボル速度を粗推定するシンボル粗推定器と、上記ＩＱ信号から各シンボル内のナイキスト位相を検出して、各シンボル内のナイキスト位相から周波数偏差を算出し、上記周波数偏差を上記シンボル粗推定器により粗推定されたシンボル速度に加算するシンボル精推定器と、上記シンボル精推定器により周波数偏差が加算されたシンボル速度を用いて、上記受信信号の復調処理を行う復調器とを備えた復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011002021A JP5631220B2 (ja) | 2011-01-07 | 2011-01-07 | シンボル推定回路及び復調回路 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2011002021A JP5631220B2 (ja) | 2011-01-07 | 2011-01-07 | シンボル推定回路及び復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2012147094A JP2012147094A (ja) | 2012-08-02 |
| JP5631220B2 true JP5631220B2 (ja) | 2014-11-26 |
Family
ID=46790254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011002021A Expired - Fee Related JP5631220B2 (ja) | 2011-01-07 | 2011-01-07 | シンボル推定回路及び復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5631220B2 (ja) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3890867B2 (ja) * | 1999-09-17 | 2007-03-07 | 松下電器産業株式会社 | 受信機および送受信機 |
| JP4486239B2 (ja) * | 2000-09-18 | 2010-06-23 | パナソニック株式会社 | 受信装置及びタイミング推定方法 |
| JP4360972B2 (ja) * | 2004-04-28 | 2009-11-11 | 三菱電機株式会社 | 通信装置 |
| JP4453457B2 (ja) * | 2004-06-18 | 2010-04-21 | 日本電気株式会社 | 電波監視装置及び復号方式選択方法 |
| JP2008211760A (ja) * | 2007-02-01 | 2008-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 変調方式推定装置 |
| JP2011035557A (ja) * | 2009-07-30 | 2011-02-17 | Panasonic Corp | シンボルレート検出器及び受信装置 |
-
2011
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2012147094A (ja) | 2012-08-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20131114 |
|
| A977 | Report on retrieval |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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